JP2007174745A - ブラシレスモータのセンサレス制御方法及びブラシレスモータのセンサレス制御装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】通電パターンを切換えた後の、ゼロクロス点の検出を禁止する時間を簡単に設定することができるブラシレスモータのセンサレス制御装置の提供。
【解決手段】負荷検出手段17を備え、複数相のステータ巻線(図示せず)の各端子電圧Vu,Vv,Vwと所定電圧E/2との大小関係の取るべき規則的な変化を記憶してあり、各端子電圧Vu,Vv,Vwと所定電圧E/2との大小関係を時系列的にサンプリングし、その大小関係が変化した時点の間隔を検出し、その時点から、検出した間隔に基づく遅延時間後に、前記規則的な変化に基づき、ステータ巻線を通電制御し、通電制御の開始時点から所定時間、サンプリングを禁止するブラシレスモータのセンサレス制御装置。負荷検出手段17が検出した負荷に基づきn(nは自然数)を定める手段3と、遅延時間/nの商を演算する手段3とを備え、演算した商を前記所定時間とする構成である。
【選択図】図1
【解決手段】負荷検出手段17を備え、複数相のステータ巻線(図示せず)の各端子電圧Vu,Vv,Vwと所定電圧E/2との大小関係の取るべき規則的な変化を記憶してあり、各端子電圧Vu,Vv,Vwと所定電圧E/2との大小関係を時系列的にサンプリングし、その大小関係が変化した時点の間隔を検出し、その時点から、検出した間隔に基づく遅延時間後に、前記規則的な変化に基づき、ステータ巻線を通電制御し、通電制御の開始時点から所定時間、サンプリングを禁止するブラシレスモータのセンサレス制御装置。負荷検出手段17が検出した負荷に基づきn(nは自然数)を定める手段3と、遅延時間/nの商を演算する手段3とを備え、演算した商を前記所定時間とする構成である。
【選択図】図1
Description
本発明は、複数相のステータ巻線の各端子電圧と所定電圧との大小関係を時系列的にサンプリングし、その大小関係が変化したゼロクロス点の間隔を検出し、ゼロクロス点から、検出した間隔に基づく遅延時間後に、所定のパターンに基づき、ステータ巻線を通電制御するブラシレスモータのセンサレス制御方法及びブラシレスモータのセンサレス制御装置に関するものである。
近時、車両に搭載されてトランスミッション及び舵取装置の電動ポンプ等を駆動する電動モータとして、ブラシレスモータが使用されるようになって来ている。ブラシレスモータは、DCモータからブラシ及び整流子を取除き、電子整流回路を取付けたモータである。電子整流回路は、例えば3個のホール素子等の磁気センサを用いてマグネットロータがどの位置にあるのかを検出し、これらの検出信号に基づいてPWM制御等により、例えばU相、V相、W相の3相への通電を制御して回転磁界を発生させ、マグネットロータを回転駆動する。
ブラシレスモータを駆動するには、上述したようにロータの回転位置センサが必要であるが、モータを高温のエンジンルーム内に搭載する場合には、磁気センサの耐熱性が問題となり、回転位置センサを用いずにモータを駆動する所謂センサレス駆動が望ましい。センサレス駆動では、ロータの回転位置を推定して、回転位置センサからの回転位置信号に相当する回転位置推定信号を作成する必要があり、通常、回転位置推定信号の作成には、3相の誘起電圧が利用される。
ブラシレスモータのセンサレス駆動では、各相のステータ巻線への通電は、通常、図3(a)〜(c)のタイミングチャートに示すように、正負電圧区間の電気角180度の内120度の区間のみ通電する所謂120度通電が行なわれており、通電しない残りの60度の区間には、各相のステータ巻線の端子に各相の誘起電圧が露出する。
従って、この60度の区間の各相のステータ巻線の端子電圧と基準電圧(REF電圧)とを比較して、何れかの相でそれらがクロスする時点、即ち、ゼロクロス点をロータの回転位置に関連する時点とすることが出来る。基準電圧には、通電の為の電源電圧の1/2の電圧を使用する。
従って、この60度の区間の各相のステータ巻線の端子電圧と基準電圧(REF電圧)とを比較して、何れかの相でそれらがクロスする時点、即ち、ゼロクロス点をロータの回転位置に関連する時点とすることが出来る。基準電圧には、通電の為の電源電圧の1/2の電圧を使用する。
このセンサレス駆動では、図3(d)のタイミングチャートに示すような、検出したゼロクロス点の間隔を60度に相当する期間として、その1/2の30度に相当する期間を遅延時間Td(図3(e))とし、ゼロクロス点から遅延時間Td遅延した時点で、各相のステータ巻線への通電を切換えている。
ゼロクロス点をサンプリングにより検出する場合、基準電圧との比較結果をサンプリングし、ステータ巻線の端子電圧の方が大である場合を「1」、小である場合を「0」として、U相、V相、W相の各比較結果を「101」「110」の様にパターン化する。
ゼロクロス点をサンプリングにより検出する場合、基準電圧との比較結果をサンプリングし、ステータ巻線の端子電圧の方が大である場合を「1」、小である場合を「0」として、U相、V相、W相の各比較結果を「101」「110」の様にパターン化する。
このパターンは、3相の場合は6種類有り、6種類のパターンが連続しながら順次切換わって行き、パターンが切換わった時点を、ゼロクロス点として検出している。
特開平6−70586号公報
特開平9−266690号公報
特開2002−300792号公報
特開2002−325484号公報
特開2003−111483号公報
特開2002−27776号公報
長竹和夫「モータ実用ポケットブック 家電用モータ・インバータ技術」日刊工業新聞社 2000年4月28日初版1刷発行
上述したように、ブラシレスモータのセンサレス駆動では、各相のステータ巻線の端子電圧と基準電圧とを比較して、通電パターン切換えタイミングであるゼロクロス点を検出しており、基準電圧には、通電の為の電源電圧の1/2の電圧を使用している。
ゼロクロス点を検出した後、遅延時間Td遅延した時点で、各相のステータ巻線への通電パターンを切換えているが、このとき、図4に示すように、転流過渡応答により発生するリンギングをゼロクロス点として誤検出することがあり、同期ずれ及び脱調等を引起してモータ駆動を不安定にしていた。
ゼロクロス点を検出した後、遅延時間Td遅延した時点で、各相のステータ巻線への通電パターンを切換えているが、このとき、図4に示すように、転流過渡応答により発生するリンギングをゼロクロス点として誤検出することがあり、同期ずれ及び脱調等を引起してモータ駆動を不安定にしていた。
そこで、従来は、通電パターンを切換えた後、適当な時間、サンプリング信号をマスクして、ゼロクロス点の検出を禁止していたが、リンギングが発生している時間は、モータの回転数により変化し、また、同じ回転数であっても、負荷の大きさによっても変化するので、その禁止時間の設定が難しいという問題がある。
本発明は、上述したような事情に鑑みてなされたものであり、第1発明では、通電パターンを切換えた後の、ゼロクロス点の検出を禁止する時間を簡単に設定することができるブラシレスモータのセンサレス制御方法を提供することを目的とする。
第2発明では、通電パターンを切換えた後の、ゼロクロス点の検出を禁止する時間を簡単に設定することができるブラシレスモータのセンサレス制御装置を提供することを目的とする。
第2発明では、通電パターンを切換えた後の、ゼロクロス点の検出を禁止する時間を簡単に設定することができるブラシレスモータのセンサレス制御装置を提供することを目的とする。
第1発明に係るブラシレスモータのセンサレス制御方法は、負荷を検出し、複数相のステータ巻線の各端子電圧と所定電圧との大小関係の取るべき規則的な変化を記憶しておき、前記各端子電圧と所定電圧との大小関係を時系列的にサンプリングし、サンプリングした大小関係が変化した時点の間隔を検出し、該時点から、検出した間隔に基づく遅延時間後に、前記規則的な変化に基づき、前記ステータ巻線を通電制御すると共に、該通電制御の開始時点から所定時間、前記サンプリングを禁止するブラシレスモータのセンサレス制御方法において、検出した前記負荷に基づきn(nは自然数)を定め、前記遅延時間/nの商を前記所定時間として定めることを特徴とする。
第2発明に係るブラシレスモータのセンサレス制御装置は、負荷を検出する負荷検出手段を備え、複数相のステータ巻線の各端子電圧と所定電圧との大小関係の取るべき規則的な変化を記憶してあり、前記各端子電圧と所定電圧との大小関係を時系列的にサンプリングし、サンプリングした大小関係が変化した時点の間隔を検出し、該時点から、検出した間隔に基づく遅延時間後に、前記規則的な変化に基づき、前記ステータ巻線を通電制御すると共に、該通電制御の開始時点から所定時間、前記サンプリングを禁止するように構成してあるブラシレスモータのセンサレス制御装置において、前記負荷検出手段が検出した負荷に基づきn(nは自然数)を定める手段と、前記遅延時間/nの商を演算する手段とを備え、該手段が演算した商を前記所定時間とするように構成してあることを特徴とする。
第1発明に係るブラシレスモータのセンサレス制御方法によれば、検出した前記負荷に基づきn(nは自然数)を定め、遅延時間/nの商を、通電制御の開始時点からサンプリングを禁止する所定時間として定めるので、通電パターンを切換えた後の、ゼロクロス点の検出を禁止する時間を簡単に設定することができるブラシレスモータのセンサレス制御方法を実現することができる。
第2発明に係るブラシレスモータのセンサレス制御装置によれば、負荷検出手段が検出した負荷に基づきn(nは自然数)を定め、演算する手段が遅延時間/nの商を演算し、その演算した商を、通電制御の開始時点からサンプリングを禁止する所定時間とするので、通電パターンを切換えた後の、ゼロクロス点の検出を禁止する時間を簡単に設定することができるブラシレスモータのセンサレス制御装置を実現することができる。
以下に、本発明を、その実施の形態を示す図面を参照しながら説明する。
図1は、本発明に係るブラシレスモータのセンサレス制御方法及びブラシレスモータのセンサレス制御装置の実施の形態の要部構成を示すブロック図である。このブラシレスモータのセンサレス制御装置は、車両に搭載されて油圧ポンプ等を駆動するブラシレスモータ(以下、モータと記載)のセンサレス制御装置であり、車載バッテリ2からの直流電源により片側PWM方式で3相交流電圧を生成させ、モータ1を駆動制御する。
図1は、本発明に係るブラシレスモータのセンサレス制御方法及びブラシレスモータのセンサレス制御装置の実施の形態の要部構成を示すブロック図である。このブラシレスモータのセンサレス制御装置は、車両に搭載されて油圧ポンプ等を駆動するブラシレスモータ(以下、モータと記載)のセンサレス制御装置であり、車載バッテリ2からの直流電源により片側PWM方式で3相交流電圧を生成させ、モータ1を駆動制御する。
モータ1のU相、V相、W相のステータ巻線(図示せず)の各端子電圧Vu,Vv,Vwが回転位置推定信号生成部3に与えられ、回転位置推定信号生成部3は、与えられた各端子電圧に基づき、サンプリング(ディジタル方式)により各相の回転位置推定信号Hu,Hv,Hwを作成する。
回転位置推定信号Hu,Hv,Hwは、通電制御装置4に与えられ、通電制御装置4は、与えられた回転位置推定信号Hu,Hv,Hwに基づき、片側PWM方式で車載バッテリ2の直流電圧Eから3相交流電圧を生成させ、モータ1を駆動制御する。
また、モータ1のU相、V相、W相のステータ巻線に流れる合計電流値が、電流検出器(負荷検出手段)17により検出され、後述する電流制御部16′に与えられる。
回転位置推定信号Hu,Hv,Hwは、通電制御装置4に与えられ、通電制御装置4は、与えられた回転位置推定信号Hu,Hv,Hwに基づき、片側PWM方式で車載バッテリ2の直流電圧Eから3相交流電圧を生成させ、モータ1を駆動制御する。
また、モータ1のU相、V相、W相のステータ巻線に流れる合計電流値が、電流検出器(負荷検出手段)17により検出され、後述する電流制御部16′に与えられる。
回転位置推定信号生成部3は、図2のブロック図に示すように、電圧比較部12及び極性決定部14を備えており、電圧比較部12は、各端子電圧Vu,Vv,Vwと車載バッテリ2の直流電圧Eの1/2の電圧Vaとをそれぞれ比較するコンパレータ15u,15v,15wを備えている。コンパレータ15u,15v,15wの比較結果は、各端子電圧Vu,Vv,Vwの方が大である場合は「1」、小である場合は「0」であるディジタル信号Bu,Bv,Bwとして、極性決定部14に例えば19.23kHzの周波数でサンプリングされる。
極性決定部14は、メモリ14a及びタイマ14bを有するMPUにより構成され、メモリ14aには、ディジタル信号Bu,Bv,Bwのパターンの取るべき規則的な変化等を記憶している。また、サンプリングしたディジタル信号Bu,Bv,Bwのパターンとメモリ14aが記憶している規則的な変化に基づき、各相の回転位置推定信号Hu,Hv,Hwを作成して、通電制御装置4に与える。
極性決定部(nを定める手段、商を演算する手段)14は、各相の回転位置推定信号Hu,Hv,Hwを作成する際は、サンプリングしたディジタル信号Bu,Bv,Bwに基づき、後述する遅延時間Tdを検出(算出)する。また、検出した遅延時間Tdに基づき、ディジタル信号Bu,Bv,Bwのサンプリングを禁止する時間Td/nを算出する。ここで、nは、与えられた合計電流値に基づき定められる自然数(例えば2〜9)であり、合計電流値が大きい程、小さい値に定められる。nと合計電流値との対応関係は、実験により定められたものであり、メモリ14aに参照テーブルとして記憶してある。
通電制御装置4は、通電信号生成部5、PWM制御部7、ゲートドライブ回路8、スイッチング回路9、速度制御部16及び電流(トルク)制御部16′から構成されている。尚、速度制御部16又は電流制御部16′の何れか一方のみを用いても良い。
スイッチング回路9は、U相、V相、W相毎に、車載バッテリ2の陽極側に接続される半導体スイッチング素子6u+,6v+,6w+と、車載バッテリ2の陰極側に接続される半導体スイッチング素子6u−,6v−,6w−とが直列接続されている。それぞれの接続点は、モータ1のステータ巻線の端子に各相毎に接続されている。半導体スイッチング素子6u+,6u−,6v+,6v−,6w+,6w−には、それぞれフリーホイールダイオード(フライバックダイオード)が逆並列に接続されている。
スイッチング回路9は、U相、V相、W相毎に、車載バッテリ2の陽極側に接続される半導体スイッチング素子6u+,6v+,6w+と、車載バッテリ2の陰極側に接続される半導体スイッチング素子6u−,6v−,6w−とが直列接続されている。それぞれの接続点は、モータ1のステータ巻線の端子に各相毎に接続されている。半導体スイッチング素子6u+,6u−,6v+,6v−,6w+,6w−には、それぞれフリーホイールダイオード(フライバックダイオード)が逆並列に接続されている。
速度制御部16は、モータ1のロータの回転速度検出値S及び回転速度設定値Saとを比較し、両者の大小関係に基づき、モータ1をPWM駆動する為の速度制御信号Spwmを作成し、PWM制御部7へ与える。
電流制御部16′は、モータ1の電流検出値A及び電流設定値Aaを比較し、両者の大小関係に基づき、モータ1をPWM駆動する為の電流制御信号Apwmを作成し、PWM制御部7へ送る。
通電信号生成部5は、与えられた各相の回転位置推定信号Hu,Hv,Hwに基づいて、スイッチング回路9の半導体スイッチング素子6u+,6u−,6v+,6v−,6w+,6w−をそれぞれ通電制御する為の通電信号Cu+,Cu−,Cv+,Cv−,Cw+,Cw−を作成し、PWM制御部7へ与える。通電信号生成部5は、MPU又は論理素子により構成される。
電流制御部16′は、モータ1の電流検出値A及び電流設定値Aaを比較し、両者の大小関係に基づき、モータ1をPWM駆動する為の電流制御信号Apwmを作成し、PWM制御部7へ送る。
通電信号生成部5は、与えられた各相の回転位置推定信号Hu,Hv,Hwに基づいて、スイッチング回路9の半導体スイッチング素子6u+,6u−,6v+,6v−,6w+,6w−をそれぞれ通電制御する為の通電信号Cu+,Cu−,Cv+,Cv−,Cw+,Cw−を作成し、PWM制御部7へ与える。通電信号生成部5は、MPU又は論理素子により構成される。
PWM制御部7は、与えられた通電信号Cu+〜Cw−並びに速度制御信号Spwm及び/又は電流制御信号Apwmに基づき、半導体スイッチング素子6u+〜6w−をそれぞれPWM制御する為のPWM制御信号Du+,Du−,Dv+,Dv−,Dw+,Dw−を作成し、ゲートドライブ回路8へ与える。
ゲートドライブ回路8は、与えられたPWM制御信号Du+〜Dw−に基づき、半導体スイッチング素子6u+〜6w−をそれぞれオン/オフ駆動し、モータ1のステータ巻線に回転磁界を発生させる。
ゲートドライブ回路8は、与えられたPWM制御信号Du+〜Dw−に基づき、半導体スイッチング素子6u+〜6w−をそれぞれオン/オフ駆動し、モータ1のステータ巻線に回転磁界を発生させる。
以下に、このような構成のブラシレスモータのセンサレス制御装置の動作を、それを示す図3のタイミングチャートを参照しながら説明する。
モータ1のU相、V相、W相のステータ巻線の各端子電圧Vu,Vv,Vwは、図3(a)(b)(c)のタイミングチャートに示すように、位相がそれぞれ120度異なっており、それぞれの正負電圧区間である180度の電気角の内、中央部の120度の区間が矩形波通電され、それぞれの通電区間の始端部及び終端部にはリンギングが生じている。中央部の120度以外の区間は、ステータ巻線に生じた誘起電圧が露出している。
モータ1のU相、V相、W相のステータ巻線の各端子電圧Vu,Vv,Vwは、図3(a)(b)(c)のタイミングチャートに示すように、位相がそれぞれ120度異なっており、それぞれの正負電圧区間である180度の電気角の内、中央部の120度の区間が矩形波通電され、それぞれの通電区間の始端部及び終端部にはリンギングが生じている。中央部の120度以外の区間は、ステータ巻線に生じた誘起電圧が露出している。
回転位置推定信号生成部3のコンパレータ15u,15v,15wは、モータ1の各相のステータ巻線の各端子電圧Vu,Vv,Vwと車載バッテリ2の直流電圧Eの1/2の電圧Vaとをそれぞれ比較する。これらの比較結果は、端子電圧Vu,Vv,Vwの方が大である場合は「1」、小である場合は「0」であるディジタル信号Bu,Bv,Bwとして、極性決定部14にサンプリングされる。
ディジタル信号Bu,Bv,Bwは、例えば、(101)→(001)→(011)→(010)→(110)→(100)→(101)の順序で規則的に変化する。ディジタル信号Bu,Bv,Bwのこの6種類のパターンが規則的に変化する周期的時間は、サンプリング周期より充分大きい。
極性決定部14のメモリ14aは、上述したディジタル信号Bw,Bv,Buのパターンが規則的に変化する順序を記憶している。
極性決定部14のメモリ14aは、上述したディジタル信号Bw,Bv,Buのパターンが規則的に変化する順序を記憶している。
極性決定部14は、他からの割込を禁止した後、ディジタル信号Bu,Bv,Bwをサンプリングし、サンプリングしたディジタル信号Bu,Bv,Bwのパターンに基づき、ゼロクロス点を検出する。ゼロクロス点を検出する際、例えば、ディジタル信号Bu,Bv,Bwのパターンが変化した後、その変化した後のパターンが複数回のサンプリングで連続した場合に、ゼロクロス点を検出したことにする。
極性決定部14は、ゼロクロス点を検出したときは、前回のゼロクロス点検出からの、タイマ14bが計時した時間であるゼロクロス点間隔Tz(図3(d))をメモリ14aに記憶更新して、Td=Tz/2により遅延時間Tdを算出する。また、そのときの与えられた合計電流値に対応する自然数nを、メモリ14a内の参照テーブルを参照することにより定め、ディジタル信号Bu,Bv,Bwのサンプリングを禁止する時間Td/nを算出する。
極性決定部14は、メモリ14aが記憶しているパターンの規則的な変化に基づき、コンパレータ15u,15v,15wの出力信号(サンプリングした信号)から、算出した遅延時間Td分(30°)遅延させた各相の回転位置推定信号Hu,Hv,Hwを作成して、通電制御装置4に与える。回転位置推定信号Hu,Hv,Hwには、通電を切換える時点(最新のゼロクロス点の遅延時間Td後(図3(d)(e)))と、メモリ14aが記憶しているパターンの規則的な変化に基づく、各相の正負の通電/非通電情報が含まれている。
極性決定部14は、また、通電を切換える時点から時間Td/n分(マスク期間(図3(f)))、ディジタル信号Bu,Bv,Bwのサンプリングを禁止する。
極性決定部14は、また、通電を切換える時点から時間Td/n分(マスク期間(図3(f)))、ディジタル信号Bu,Bv,Bwのサンプリングを禁止する。
遅延時間Tdは、モータ1の回転数によって変化する値であり、パターン切換えから次のゼロクロス点検出迄の時間を超えることはない。従って、その1/nでディジタル信号Bu,Bv,Bwのサンプリング信号をマスクして、ゼロクロス点の検出を禁止すれば良い。転流過渡応答により発生するリンギング期間は、負荷電流(モータ電流)が大きくなれば長くなる傾向があるので、負荷電流に応じて、ゼロクロス点検出の禁止時間を変化させれば良い。
通電制御装置4の通電信号生成部5は、回転位置推定信号Hu,Hv,Hwに基づく半導体スイッチング素子6u+〜6w−の6種類の制御パターンを記憶しており、与えられた回転位置推定信号Hu,Hv,Hwとこの制御パターンとにより通電信号Cu+〜Cw−を作成する。作成した通電信号Cu+〜Cw−はPWM制御部7へ与える。
PWM制御部7は、与えられた通電信号Cu+〜Cw−及び速度制御信号Spwmに基づき、片側PWM方式で半導体スイッチング素子6u+〜6w−をそれぞれPWM制御する為のPWM制御信号Du+〜Dw−を作成し、ゲートドライブ回路8へ与える。
PWM制御部7は、与えられた通電信号Cu+〜Cw−及び速度制御信号Spwmに基づき、片側PWM方式で半導体スイッチング素子6u+〜6w−をそれぞれPWM制御する為のPWM制御信号Du+〜Dw−を作成し、ゲートドライブ回路8へ与える。
ゲートドライブ回路8は、与えられたPWM制御信号Du+〜Dw−に基づき、片側PWM方式で各相の半導体スイッチング素子6u+〜6w−をそれぞれオン/オフ制御する駆動信号を出力して、モータ1のステータ巻線に回転磁界を発生させ、マグネットロータを回転駆動する。
尚、上述した実施の形態では、片側PWM方式でモータ1を駆動制御しているが、本発明に係るブラシレスモータのセンサレス制御方法及びセンサレス制御装置は、両側PWM方式及びPWM方式によらない方式にも適用することは可能である。
尚、上述した実施の形態では、片側PWM方式でモータ1を駆動制御しているが、本発明に係るブラシレスモータのセンサレス制御方法及びセンサレス制御装置は、両側PWM方式及びPWM方式によらない方式にも適用することは可能である。
1 (ブラシレス)モータ
2 バッテリ
3 回転位置推定信号生成部
4 通電制御装置
5 通電信号生成部
6u+,6u−,6v+,6v−,6w+,6w− 半導体スイッチング素子
7 PWM制御部
8 ゲートドライブ回路
9 スイッチング回路
14 極性決定部(nを定める手段、商を演算する手段)
14a メモリ
14b タイマ
15u,15v,15w コンパレータ
16 速度制御部
17 電流検出器(負荷検出手段)
2 バッテリ
3 回転位置推定信号生成部
4 通電制御装置
5 通電信号生成部
6u+,6u−,6v+,6v−,6w+,6w− 半導体スイッチング素子
7 PWM制御部
8 ゲートドライブ回路
9 スイッチング回路
14 極性決定部(nを定める手段、商を演算する手段)
14a メモリ
14b タイマ
15u,15v,15w コンパレータ
16 速度制御部
17 電流検出器(負荷検出手段)
Claims (2)
- 負荷を検出し、複数相のステータ巻線の各端子電圧と所定電圧との大小関係の取るべき規則的な変化を記憶しておき、前記各端子電圧と所定電圧との大小関係を時系列的にサンプリングし、サンプリングした大小関係が変化した時点の間隔を検出し、該時点から、検出した間隔に基づく遅延時間後に、前記規則的な変化に基づき、前記ステータ巻線を通電制御すると共に、該通電制御の開始時点から所定時間、前記サンプリングを禁止するブラシレスモータのセンサレス制御方法において、
検出した前記負荷に基づきn(nは自然数)を定め、前記遅延時間/nの商を前記所定時間として定めることを特徴とするブラシレスモータのセンサレス制御方法。 - 負荷を検出する負荷検出手段を備え、複数相のステータ巻線の各端子電圧と所定電圧との大小関係の取るべき規則的な変化を記憶してあり、前記各端子電圧と所定電圧との大小関係を時系列的にサンプリングし、サンプリングした大小関係が変化した時点の間隔を検出し、該時点から、検出した間隔に基づく遅延時間後に、前記規則的な変化に基づき、前記ステータ巻線を通電制御すると共に、該通電制御の開始時点から所定時間、前記サンプリングを禁止するように構成してあるブラシレスモータのセンサレス制御装置において、
前記負荷検出手段が検出した負荷に基づきn(nは自然数)を定める手段と、前記遅延時間/nの商を演算する手段とを備え、該手段が演算した商を前記所定時間とするように構成してあることを特徴とするブラシレスモータのセンサレス制御装置。
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JP2005365471A Pending JP2007174745A (ja) | 2005-12-19 | 2005-12-19 | ブラシレスモータのセンサレス制御方法及びブラシレスモータのセンサレス制御装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
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JP (1) | JP2007174745A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2009100567A (ja) * | 2007-10-17 | 2009-05-07 | Hoshizaki Electric Co Ltd | インバータの制御方法および制御回路 |
US9866156B2 (en) | 2013-12-10 | 2018-01-09 | Denso Corporation | Motor control device and motor control method |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH11299283A (ja) * | 1998-02-16 | 1999-10-29 | Rohm Co Ltd | センサレスモ―タドライバ |
-
2005
- 2005-12-19 JP JP2005365471A patent/JP2007174745A/ja active Pending
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH11299283A (ja) * | 1998-02-16 | 1999-10-29 | Rohm Co Ltd | センサレスモ―タドライバ |
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