JP3807507B2 - センサレス同期モータの駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、脱調検出手段を備えたセンサレス３相交流同期モータの駆動装置に関する。

従来、センサレス同期モータにおける脱調検出方法としては、駆動装置を矩形波駆動方式とし、無通電相の巻線端子に表れる同期モータの誘起電圧と同期モータの中性点電圧との比較から生成される通電切替信号の発生時間間隔において、前もって設定している時間間隔と実測した時間間隔とを比較し、実測した時間間隔が短い場合に脱調を検出する、図８に示すような方法（特開平３−２０７２９０号公報）や直流電圧回路とスイッチング回路との間に流れる電流が通常と逆方向に流れた場合に脱調を検出する図１０に示すような方法（特開平７−８７７８２号公報）が提案されている。

図８において、４１はインバータを構成するスイッチング素子群、４２はブラシレスモータ、４３は位置検出回路制御装置、４４は通電切替信号発生時間検出器、４５はマイクロコンピュータである。通電切替信号発生時間検出器４４は、位置検出回路制御装置４３からのスイッチング素子群４１の回転信号の一部を入力とし、ある回転信号の出力時からその次の回転信号の出力までの時間を計測してマイクロコンピュータ４５にそのデータを送る。マイクロコンピュータ４５は通電切替信号発生時間検出器４４よりある回転信号の出力時からその次の回転信号の出力までの時間を受け取り、内部に記憶している時間設定データと比較して検出時間が短いと、脱調と判断する。その後、脱調の再起動の制御をする。

図１０において、５１は直流ブラシレスモータ、５２はインバータ回路、５３は整流回路、５４は平滑コンデンサ、５５はシャント抵抗である。５６はモータ５１のロータの位置を検出するための位置検出回路であり、３相の比較器を有している。比較器の出力が制御部５７に出力され、制御部５７はモータ５１の相巻線にそれぞれ誘起する電圧をロータ位置検出部の比較器を通して監視し、その誘起電圧の変化を基にロータの位置を検出しながらインバータ回路５２の各トランジスタに対する駆動信号を作成する。インバータ回路５２におけるシャント抵抗５５の両端に、順方向電流検知回路５９及び逆方向電流検知回路６０からなる電流検知回路５８が接続される。順方向電流検知回路５９及び逆方向電流検知回路６０は、それぞれ、シャント抵抗５５に流れる順方向及び逆方向の電流を検知し、それぞれ、設定値を超えているか否かを判定する。

特開平３−２０７２９０号公報（第１図） 特開平７−８７７８２号公報（第１図）

図８に示す従来の方法においては、無通電用の端子に表れる誘起電圧から通電切替信号を得ているが、この誘起電圧はインバータ回路部５２の上アーム、下アーム両トランジスタＯＦＦ後、転流ダイオードを流れる転流電流が存在する間は検出できず、この転流電流が消滅して初めて検出可能となる。この動作を図９に示す説明図により説明すると、例えばｗ相を流れる通常電流は、図９（ａ）に示すように上アームのトランジスタＰ_ｗと下アームのトランジスタＮ_vがオンのときに流れ、図９（ｂ）に示すように、ｗ相の上下両トランジスタオフ後、ｗ相の転流ダイオードを流れるｗ相の転流電流が消滅すると、ｗ相端子に誘起電圧が表れる。

ところが、同期モータが高速で回転する場合や、固定子巻線に流れる電流が大きい場合には、上アーム、下アーム両トランジスタＯＦＦの全期間中、転流電流が存在し、従って誘起電圧を検出できず通電切替信号も得られず脱調も検出できないという問題があった。
また、後者の方法においては、図１０に示す電流の流れる方向の変化から脱調の検出を行うため、同期モータの回転方向と逆方向のトルクを発生する回生モードとなる運転状態がある時、この場合も電流の流れる方向が通常と逆になるので脱調検出との区別ができず、また脱調停止状態では検出できないという問題があった。

そこで本発明が解決すべき課題は、高速・大電流・回生モード・停止状態のいずれの状態においても脱調を検出できる装置を提供することにある。

前記課題を解決するため、３相交流電圧を固定子側巻線に印加し固定子巻線を流れる電流と回転子側の永久磁石による磁界との相互作用によりトルクを発生し回転するセンサレス同期モータの駆動装置において、前記固定子巻線の電流実効値について判別レベルを設定し、前記固定子巻線の電流実効値が前記判別レベルを越え、かつ前記固定子巻線に印加されている電圧と固定子巻線電流との間の力率角が９０°に近い値となった場合に脱調検出をする手段を備えたものである。

力率角の検出においては、各固定子巻線への印加電圧瞬時値として各端子部から端子電圧検出器により直接検出した値を使用することができる。力率角φを
φ＝ｃｏｓ^-1｛ｖ_PN・ｉ_dc／（３・Ｅ・ｉ）｝
ここでｖ_PN：直流電圧検出値、ｉ_dc：直流分、Ｅ：固定子巻線に印加している電圧の実効値、ｉ：固定子巻線の電流実効値から検出することができる。電流実効値を検出する手段は、センサレス同期モータを駆動するインバータを構成する上下段のトランジスタのうち一方の段のトランジスタがオンしている瞬間に、そのオンしている相の固定子巻線を流れる瞬時電流値を検出することができる。

以上述べたように、本発明によれば、固定子巻線電流実効値、及びこれと固定子巻線への印加電圧との力率角とから脱調検出を行うため、センサレス同期モータが高速、大電流、回生モード、停止状態のいずれの状態で脱調しても脱調検出できる。

以下、本発明の各実施形態について図を用いて説明する。

以下、本発明の第１実施例を図１に基づいて説明する。図１において、１は演算装置、２はセンサレス同期モータ、３、４、５は第１の検出手段である電流検出器、６はインバータ部、７はコンバータ部、８は直流電源の平滑コンデンサ、９は第２の検出手段である直流電源電圧検出器、１０はインバータ部６における６個のパワートランジスタそれぞれへのオン／オフ用ドライブ信号である。

次に動作について説明する。まず電流検出器３、４よりｖ相とｗ相の固定子巻線を流れる瞬時電流値ｉ_v，ｉ_wを検出する。なお、説明のためｖ相とｗ相としたが、いずれの２相の組合せでも、あるいはまた３相全てを使用した場合でも同様である。ここで固定子巻線電流実効値ｉは例えばｉ＝｛（ｉ_w）²／２＋（ｉ_w＋２・ｉ_v）²／６｝^1/2から検出できる。また直流電源電圧検出器より検出した検出値に基づき、演算装置１が６個のパワートランジスタへのオン／オフ時間を制御することで、演算装置１は、固定子巻線に印加している電圧の実効値Ｅを制御・検出でき、さらに瞬時値ｉ_v，ｉ_wを検出した瞬間の各固定子巻線への印加電圧Ｅ_u，Ｅ_v，Ｅ_wをも制御・検出できる。このＥ_u，Ｅ_v，Ｅ_w，ｉ_v，ｉ_wから、固定子巻線に印加している電圧と固定子巻線電流との間の力率角φは例えば
cosφ＝｛E_v・i_v＋E_w・i_w＋E_u・(−i_v−i_w)｝／(３・E・i)
φ＝cos^-1［｛E_v・i_v＋E_w・i_w＋E_u・(−i_v−i_w)｝／(３・E・i)］
から検出できる。

センサレス同期モータが図２（ａ）に示すようにピークをトルクポイントを越えて脱調状態へと移行する際、図２（ａ）に示すように、必ず同期モータの出力トルクがゼロとなるポイントを通過する。この出力トルクがゼロとなるポイント付近では、図２（ｃ）に示すように力率角は９０°に近い値となり、かつ固定子巻線電流の実効値ｉは大きな値となる。一方、同期状態で出力トルクがゼロに近い場合、図２（ｂ）に示すように固定子巻線電流実効値ｉは通常小さな値となるが、図２（ｃ）に示すように力率角は９０°に近い値となるので、力率角だけでは脱調検出の判別ができない。そこで固定子巻線の電流実効値ｉについて判別レベルを設定し、固定子巻線の電流実効値ｉがこの判別レベルを越えかつ力率角φが９０°に近い値となった場合に脱調検出をする。停止状態でも同様に検出できる。

次に本発明の第２の実施例を図３に基づいて説明する。図３において１〜１０の各部は図１と同様であり、１１は第２の検出手段である各固定子巻線への印加電圧を直接検出する電圧検出器である。

次に第２の実施例の動作について説明する。固定子巻線電流の実効値ｉの検出は第１の実施例と同様であるが、力率角φの検出において、各固定子巻線への印加電圧瞬時値が各端子部から端子電圧検出器１１により直接検出した値を使用するところが第１の実施例と異なる。前記力率角φの検出手段を除くその他の内容は全て第１の実施例と同様となる。

次に本発明の第３の実施例を図４に基づいて説明する。図４において、２１は第１の検出手段である電流検出器、２２はローパスフィルタ部、２３はピークホールド部である。その他の構成は第１の実施例と同様である。

次に第３の実施例の動作について説明する。まず電流検出器２１より図５（ａ），（ｂ）に示すような検出電流波形が得られる。この波形からローパスフィルタ部２２により直流分ｉ_dcを抽出し、一方ピークホールド２３からはピーク電流値ｉ_pを抽出する。ここでｉ_pについて、インバータ部６のＰＷＭ出力の１キャリア周期後とのｉ_pをつなぎ合わせると図６に示すような電流波形が得られる。この図６の電流波形のピーク値を抽出する場合には抽出したピーク電流値ｉ_p(peak)について固定子巻線電流実効値ｉとｉ_p(peak)＝√２・ｉ よってｉ＝ｉ_p(peak)／√２の関係にある。

また例えば図６の電流波形の平均値を抽出する場合には、抽出した電流値ｉ_p(AVG)についてｉ_p(AVG)＝｛(３√２)／π｝・ｉ よってｉ＝｛π／(３√２)｝・ｉ_p(AVG)の関係にある。従って上記のいずれでｉ_pを抽出しても固定子巻線電流実効値ｉを検出できる。また直流電源電圧検出器９より検出した直流電圧検出値ｖ_PNと、電流検出器２１からローパスフィルタ部２２より抽出した直流分ｉ_dcと、固定子巻線電流実効値ｉと、固定子巻線への印加電圧実効値Ｅおよび力率角φについて
ｖ_PN・ｉ_dc＝３・Ｅ・ｉ・ｃｏｓφ
の関係がある。ここで固定子巻線への印加電圧実効値Ｅは演算装置１が直流電源電圧検出器９の検出値によりインバータ部６へのオン／オフドライブ信号１０を直接制御することで制御できる。従って、演算装置１は、Ｅの値を検出できる。従って力率角φは
ｃｏｓφ＝｛ｖ_PN・ｉ_dc／（３・Ｅ・ｉ）｝
よってφ＝ｃｏｓ^-1｛ｖ_PN・ｉ_dc／（３・Ｅ・ｉ）｝から検出できる。
以上検出した固定子巻線電流実効値ｉと力率角φから脱調検出を行う手段は第１の実施例と同様である。また電流検出器２１の位置については、例えば図４において直流電源の平滑コンデンサ８の正側（図４のＰ点）とインバータ部６との間に挿入しても同様の効果がある。

次に本発明の第４の実施例を図７に基づいて説明する。図７において、１〜１０の各部は図１と同様であり３１は電流検出器３２、３３、３４からの検出値のサンプル・ホールド部である。次に第４の実施例の動作について説明する。電流検出器３２、３３、３４の出力はインバータ部６の下段のトランジスタがオンしている間のみ検出器３２、３３、３４に電流が流れるため、検出可能である。従って下段のトランジスタが２つオンしている瞬間、例えばｖ相とｗ相がオンしているとして、ｖ相とｗ相の固定子巻線を流れる瞬時電流値ｉ_v，ｉ_wを検出する。この検出値に基づいて、固定子巻線電流実効値ｉ及び力率角φの検出、さらに脱調検出手段については第１の実施例の場合と同様になる。また第３の実施例で固定子巻線への印加電圧検出手段のみ第２の実施例と同様にした装置、第４の実施例で固定子巻線への印加電圧検出手段のみ第２の実施例と同様にした装置も考えられる。

本発明は、センサレス同期モータの脱調検出装置を備えたセンサレス同期モータの駆動装置に関するものである。
本発明は、高速、大電流、回生モード、停止状態おいて脱調検出を要する用途に適用可能である。

本発明の実施例のセンサレス同期モータ駆動装置のブロック図である。 センサレス同期モータの出力トルク、固定子巻線電流実効値、力率角の関係図である。 本発明の第２実施例のセンサレス同期モータ駆動装置のブロック図である。 本発明の第３実施例のセンサレス同期モータ駆動装置のブロック図である。 同実施例における電流検出器の検出波形図である。 同実施例における電流検出器の検出波形からピークホールド部により抽出できる電圧波形図である。 本発明の第４の実施例のセンサレス同期モータ駆動装置のブロック図である。 従来のセンサレスブラシレスモータの脱調検出機能付き駆動装置のブロック図である。 上下両トランジスタのオン／オフ後の転流ダイオードを流れる電流の説明図である。 従来のセンサレス同期モータの脱調検出機能付駆動装置のブロック図である。

符号の説明

１ 演算装置
２ センサレス同期モータ
・ ４、５ 電流検出器
６ インバータ部
７ コンバータ部
８ 直流電源の平滑コンデンサ
９ 直流電源電圧検出器
１０ オン／オフ用ドライブ信号
１１ 端子電圧検出器
２１ 電流検出器
２２ ローパスフィルタ部
２３ ピークホールド部
３１ サンプルホールド部
３２、３３、３４ 電流検出器

Claims (3)

1. センサレス同期モータの駆動装置において、前記モータへの出力電圧および出力電流との力率角が９０度に近い状態にある際の前記モータへの出力電流の大きさが所定値を越えた場合に前記モータの脱調を検出する脱調検出手段を備えたことを特徴とするセンサレス同期モータの駆動装置。
2. センサレス同期モータの駆動装置において、前記モータへの出力電圧および出力電流との力率角が９０度近い値となり、かつ、前記モータへの出力電流の大きさが所定値を越えた場合に前記モータの脱調を検出する脱調検出手段を備えたことを特徴とするセンサレス同期モータの駆動装置。
3. 前記脱調検出手段は、前記モータへの出力電圧を検出電圧または制御電圧としたことを特徴とする請求項１または請求項２記載のセンサレス同期モータの駆動装置。

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