JP3681484B2 - トルクの低下を補償するための電子コミュテータ直流モータ用モータ制御器 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、トルクの低下を防ぐために、付加的な電流をコミュテート時点から能動なモータ巻線に供給するための補償回路を有する、電子コミュテータ直流モータ用モータ制御器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
米国特許第４５１１８２７号明細書からトルクの変動を抑圧するように電子コミュテータモータを駆動する制御器が公知である。この場合、この装置は、回転子位置、言い換えれば整流（コミュテート）時点を検出するためのセンサ及びこの信号を処理する制御器を有している。この結果、整流（コミュテート）時点から対応する巻線に付加的な電流がトルクの低下を妨ぐために供給される。
【０００３】
確かに、この公知の解決法において、所定の電流をただモータ電流の特定の範囲内でのみ巻線に供給すればトルクの低下が補償されることが示された。しかし、例えばビデオレコーダでは、動作モード（例えば再生又は長時間の再生）において電流が、例えば異なる温度やカセットの場合のような異なる機械的負荷のために非常に異なることがありうるので、この公知の方法では満足しうる結果を得られない。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
したがって本発明の課題は、トルクの低下を異なるモータ負荷においても回避するモータ制御器を提供することである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記課題は、補償回路は、
デューティー比を表しかつモータ負荷に依存するモータ制御を示すデジタルモータ制御信号を受信する入力側を有し、
デジタルモータ制御信号及び付加電流を供給するための付加信号を含むモータ制御信号を出力するための出力側を有し、
モータ負荷をデジタルモータ制御信号のデューティー比から導出するための積分器を有し、この積分器の出力信号は付加電流の値を決定する制御信号を表しかつデジタルモータ制御信号のデューティー比に依存してモータ制御信号のデューティー比を増大させるために使用されることによって解決される。
【０００６】
【発明の実施の形態】
本発明によれば、トルクの低下を防ぐためにコミュテート時点からモータの能動巻線に付加的な電流が接続供給される電子コミュテータ直流モータ用のモータ制御器において、付加的な電流パルスの持続時間及び/又は振幅はモータ負荷の関数として求められる。言い換えれば、付加的な電流パルスの持続時間及び/又は振幅は可変的であり、モータの負荷から導出され、具体的にはモータ負荷が大きくなればなるほど付加的な電流パルスは長く（大きく）なる。
【０００７】
このことによって、有利には、モータの製品のばらつき、温度領域ならびに経年変化に依存せずに自動的に最適にトルクの低下を補償することが実現される。
【０００８】
通常は本発明のモータ制御器はモータを制御パルスのいわゆるパルス幅変調（ＣＰＷＭないしＰＷＭ ）を介して制御する。付加的な電流の持続時間の間、モータ制御器のパルス幅変調信号は「１」に保持される。コミュテート時点（このコミュテート時点から付加的な電流が接続供給される）は、センサによって決定することができる。
【０００９】
モータ負荷は測定されたモータ電流から求められる。このモータ電流は、例えばモータ電流回路に接続されている測定抵抗によって、又はＰＷＭ信号のパルス休止期間とパルス持続時間との比から求めることができる。
【００１０】
更に、本発明の制御器は積分器を有している。この積分器は制御パルス幅変調信号（ＣＰＷＭ）のパルス/休止期間の比から制御信号（Ｓ）を形成する。制御パルス幅変調信号（ＣＰＷＭ）の積分は同様に整流信号の発生によって開始される。
【００１１】
有利には、制御器はフリップフロップを有し、このフリップフロップのＱ出力は制御パルス幅変調信号（ＣＰＷＭ）とともにＯＲゲートを介して接続される。従って、整流信号の発生によってＱ出力は論理「１」に切り替えられる。フリップフロップのこのＱ出力側は、制御信号が基準電圧と一致した場合に再びリセットされる。基準電圧と制御信号の比較は有利には差動増幅器によって行われる。このことによってＣＰＷＭ信号の積分も終了される。
【００１２】
本発明の有利な実施形態は従属請求項に記載されている。
【００１３】
【実施例】
本発明の有利な実施例を次に図面に基づいて説明する。
【００１４】
図１はデジタル制御される電子コミュテータモータにおけるトルクの低下を補償するための論理回路である。デジタルモータ制御信号ＣＰＷＭは補償回路の入力側に供給される。このデジタルモータ制御信号ＣＰＷＭのオン・オフ比からモータ負荷を導出することができる。この信号ＣＰＷＭから、積分器２によって制御信号Ｓが導出される。この積分器２は有利には３つの直列抵抗Ｒ_１、Ｒ_２及びＲ_３ならびに２つのコンデンサＣ_１及びＣ_２から成り立っている。Ｃ_１は、アース（基準電位）と、Ｒ_１とＲ_２との接続点との間に接続され、Ｃ_２は、アースと、との間に接続されている。そして制御信号Ｓは、Ｃ_２とＲ_２、Ｒ_３との接続点で形成される。更に、制御信号ＣＰＷＭは、ここには図示されていないモータを制御するためにＯＲゲート３の入力側に供給される。その結果、ＯＲゲート３の出力側にＰＷＭ制御信号が現れる。このＰＷＭ制御信号は、個々のモータ巻線にモータ電流を供給するために、同様に図示されていないＰＷＭ出力段に供給される。
【００１５】
積分器２によって形成された制御信号Ｓは、コンパレータ４として構成された差動増幅器の反転入力側に供給される。この差動増幅器の非反転入力側には基準電圧Ｕ_REFが印加されている。この基準電圧Ｕ_REFは抵抗Ｒ_４、Ｒ_５から成る分圧器を介して設定される。コンパレータ４の出力はフリップフロップ５のリセット入力側に供給される。このフリップフロップ５はＤフリップフロップとして構成されている。このフリップフロップ５のＤ入力側は正電位に接続されており、この正電位は例えば作動電圧Ｕ_bから導出されたものでもよい。モータ駆動のための整流（コミュテート）信号Ｉが発生することによってフリップフロップ５は、クロック入力側を介して作動される。この結果、Ｑ出力側に論理「１」が現れる。フリップフロップ５のＱ出力がＯＲゲート３のもう一つの出力側に供給される。従って、このＯＲ回路を用いてＱ出力とＣＰＷＭ信号とをＯＲ結合することによって、出力段のためのＰＷＭ信号は論理「１」ないし「ハイ」レベルに保持される。この結果、モータの巻線に付加的な電流が供給される。フリップフロップ５のＱ出力側は、コンパレータ４の出力に論理「１」が現れるまでは論理「１」のままである。そして、フリップフロップ５のリセット入力側Ｒを介してこのフリップフロップ５はリセットされ、この結果Ｑ出力側は論理「０」になる。すなわち「ロウ」レベルに保持される。コンパレータ４の反転入力側（制御信号Ｓ）とフリップフロップ５のＱ出力側との間にはｎｐｎトランジスタＴが接続されている。このｎｐｎトランジスタＴのベースが抵抗Ｒ_６を介してＱ出力側に接続されている。作動電圧Ｕ_bの正電位をもつトランジスタＴのエミッタは抵抗Ｒ_７を介してベースに接続されており、他方でトランジスタＴのコレクタはコンパレータ４の反転入力側に接続されている。フリップフロップ５のＱ出力側が論理「１」に切り換えられることによってトランジスタＴはスイッチオフされるが、フリップフロップ５のＱ出力側が論理「０」になるとトランジスタＴはスイッチオンつまり導通制御される。
【００１６】
トランジスタＴは、従って、電子スイッチの機能を有する。この電子スイッチによって、フリップフロップ５のＱ出力側の論理信号状態に依存して、制御信号Ｓを形成するコンデンサＣ_２を作動電圧Ｕ_bの正電位にまで充電することができる。あるいは、Ｑ出力側が論理「０」ないしは「ロウ」レベルに切り換えられている時に、抵抗Ｒ_１を介して絶えず供給されるＣＰＷＭ信号を絶えず積分することによりコンデンサＣ_１に生じる電位になるまでコンデンサＣ_２を放電することができる。この場合コンデンサＣ_２の放電時定数は実質的に抵抗Ｒ_３及びＲ_２から成る並列回路によって決定される。このＲ_２は放電のためにコンデンサＣ_１と直列回路を形成している。コンデンサＣ_２の充電時定数はトランジスタＴの導通制御されるエミッタ・コレクタ間抵抗によって決定される。
【００１７】
図２のａ及びｂは、異なる制御信号の時間的経過を示している。図２のａはモータ負荷が小さい場合であり、図２のｂはモータ負荷が大きい場合である。図２のａの上方のクロックパルス波形はモータ制御信号ＣＰＷＭを示しており、デューティ比は比較的小さい。整流（コミュテート）信号Ｉが発生することによってフリップフロップ５のＱ出力側が「ハイ」レベルに切り換えられ、この結果、トランジスタＴはスイッチオフされ、制御信号Ｓの形成が開始される。すなわち、制御信号Ｓに相応するコンデンサＣ_２の電圧は、フリップフロップ５がＲ入力側を介してリセットされるまで低下してゆく。従って、ＯＲゲート３の出力側にＰＷＭとして示す波形が生じる。すなわち、電流制御信号Ｓの持続期間中はＯＲゲート３の出力は論理「１」である。これは、この場合には基準電位を基準にすると正の電位であることを意味する。一方、論理「０」は例えば基準電位である。
【００１８】
図２のｂは、図２のａと同様の状況を示す。しかし、モータ制御信号ＣＰＷＭのデューティ比はより大きい。このモータ制御信号ＣＰＷＭのより大きいデューティ比のために、コンデンサＣ_１は、図２のａの状況よりもより大きい電圧に充電される。この結果、コンデンサＣ_２の放電はよりゆっくりと行われ、よって電流制御信号Ｓの波形は時間的により長くなる。従って、ＯＲゲート３の出力側では、このＯＲゲート３の出力が論理「１」のままである持続時間がはるかに長くなる。
【００１９】
図３のａは、トルクの低下の本発明による補償がなされていないモータの巻線のうちの１つの巻線の電流波形を示す。上の部分にはコミュテート時点が図示されている。下の部分には時間の関数として電流波形が示されている。明瞭に見て取れるのは、電流波形において、すなわちモータのトルクの経過においても、コミュテート時点に低下が生じている点である。
【００２０】
これとは反対に図３のｂはトルクの低下を回避するために電流及び/又は電圧を投入接続して補償する、モータの巻線のうちの１つの巻線の電流波形を示す。コミュテート時点において、電流波形、すなわちモータのトルクの経過はほぼ一定である。
【図面の簡単な説明】
【図１】モータ制御器の本発明の補償部の回路図である。
【図２】制御に必要な入力及び出力信号のクロックパルスを示す線図である。
【図３】補償がなわれていない電子コミュテータモータの電流波形及び補償を有する電子コミュテータモータの電流波形の線図である。
【符号の説明】
１ 補償回路
２ 積分器
３ ＯＲゲート
４ コンパレータ
５ フリップフロップ

Claims (1)

1. トルクの低下を防ぐために、付加的な電流をコミュテート時点から能動なモータ巻線に供給するための補償回路（１）を有する、電子コミュテータ直流モータ用モータ制御器において、
   前記補償回路（１）は、
   デューティー比を表しかつモータ負荷に依存するモータ制御を示すデジタルモータ制御信号（ＣＰＷＭ）を受信する入力側を有し、
   前記デジタルモータ制御信号（ＣＰＷＭ）及び付加電流を供給するための付加信号を含むモータ制御信号（ＰＷＭ）を出力するための出力側を有し、
   モータ負荷を前記デジタルモータ制御信号（ＣＰＷＭ）のデューティー比から導出するための積分器（２）を有し、該積分器（２）の出力信号（Ｓ）は前記付加電流の値を決定する制御信号を表しかつ前記デジタルモータ制御信号（ＣＰＷＭ）のデューティー比に依存して前記モータ制御信号（ＰＷＭ）のデューティー比を増大させるために使用されることを特徴とするモータ制御器。

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