JPS6111075B2

JPS6111075B2 -

Info

Publication number: JPS6111075B2
Application number: JP51151118A
Authority: JP
Inventors: Hiroshi Mizuguchi
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1976-12-15
Filing date: 1976-12-15
Publication date: 1986-04-01
Also published as: JPS5374223A; US4177412A

Description

【発明の詳細な説明】本発明の電動機のスイツチング制御に係り、特
に新規なスイツチング制御方式を提供するもので
ある。

本発明の第１の目的は、回転速度検出回路から
得られる電動機の回転速度に依存した直流電圧を
PNM（パルス・ナンバー・モジユレーシヨン）
信号発生回路に印加して、前記PNM信号発生回
路の出力信号によつて前記電動機をスイツチング
制御することにある。

本発明の第２の目的はPNM信号を利用するこ
とによつてきわめて効率の良い時間分割制御方式
を実現することにある。

さて、電動機の速度制御方式としての時分割制
御方式（Time Sharing Servo）、すなわち、電
動機をスイツチング制御し、前記電動機に給電さ
れていない間に前記電動機の逆起電力を検出し
て、この検出信号を回転速度信号として利用する
方法は、米国特許第2905876号、米国特許第
3436635号、米国特許第3624474号などに見い出す
ことができ、最も一般的な実施例としては、米国
特許第3624474号があげられる。

これは一定の繰り返し周波数とデユーテイサイ
クルを有する矩形波信号をアステーーブルマルチ
バイブレータなどによつて作り出し、前記矩形波
信号のＨ区間（高電位区間）あるいはＬ区間（低
電位区間）の一方を電動機への給電区間とし、他
方を前記電動機への非給電区間とし、前記非給電
区間に前記電動機の逆起電力を検出してその大き
さによつて前記給電区間中の通電率を制御するも
のである。

すなわち、前記電動機の回転速度が設定値より
も遅いときには前記給電区間中の全域にわたつて
前記電動機に給電し、逆に前記電動機の回転速度
が設定値よりも速くなつたときには前記給電区間
中に前記電動機に給電する時間を制限するように
動作する。

この制御方法は給電区間と非給電区間の比率は
ほぼ一定であり、電動機の負荷の大小に応じて、
前記給電区間中に前記電動機に給電される時間、
つまり、パルス幅が変化するから、パルス幅変調
信号（PWM信号）による時分割制御方式と呼ば
れている。

ところで、このPWM信号による時分割制御方
式には次のような問題点がある。

すなわち、給電区間と非給電区間の比率はアス
テーブルマルチバイブレータなどによつて発生さ
れる矩形波信号のデユーテイサイクルに依存する
ため、ほぼ一定値をとり、例えば前記矩形波信号
のＨ区間を給電区間とし、Ｌ区間を非給電区間と
してその比率を３対１とすると、電動機の回転速
度が遅くなつて前記給電区間全域にわたつて前記
電動機に給電したとしても、給電、非給電の比率
は３対１で、全体の４分の１は前記電動機に全く
給電されない区間として残り、結局、電源から供
給される電力の４分の３しか利用できないことに
なる。

一方、非給電区間は逆起電力の検出区間となる
訳で、電動機への給電が遮断された直後のスパイ
クパルスの影響を避けるために前記検出区間をあ
まり短かくできないと云う問題がある。

前記スパイクパルスの波高値は電機子インダク
タンスと電機子電流の時間微分に依存し、前記ス
パイクパルスの持続時間も同じように依存するか
ら、前記スパイクパルスが接続している間は電動
機の逆起電力が検出できないことになる。

一例として、カセツトテープレコーダなどに多
用される小型直流電動機では電機子インダクタン
スが10〜20ｍＨ程度で定格負荷時のスパイクパル
スの持続時間は0.5〜1.0ｍsecにおよぶ。

スパイクパルスの持続時間が１ｍsecもある場
合、検出時間を１ｍsec以下にしても逆起電力は
全く検出できないから制御精度を良くするために
は少なくとも検出時間を10ｍsec前後にする必要
がある。

さて、元に戻つて給電区間と非給電区間の比率
を３対１とし、検出区間である非給電区間の幅を
10ｍsecとすると、１サイクルの時間は40ｍsecと
なり、電動機25HzのPWM信号でスイツチング制
御されることになる。

また、電源から供給される電力の利用効率を高
めるために給電区間と非給電区間の比率を９対１
にしたとすると、電源からの電力の90パーセント
を利用することができる反面、電動機へのスイツ
チング給電周波数は10Hzに低下してしまい例え
ば、前記電動機を1800rpmで回転させた場合に
は、前記電動機の３回転に１度しか給電されない
ことになり、振動の増大、制御精度の悪化などの
問題があつた。

このように、従来のPWM信号による時分割制
御方式は、電源の利用効率を高めた場合には非給
電区間に対して給電区間を長くする必要がある
が、その反面、電動機によつて検出時間の最低限
度が決まつてしまうため、非給電区間に対して給
電区間を長くするとスイツチング給電周波数の低
下を招き、問題点が多かつた。

本発明の電動機の速度制御装置は以上のような
問題を解決すべく、PNM信号を利用したスイツ
チング制御方式に提供するものである。

本発明の一実施例における直流電動機の速度制
御装置の回路結線図を第１図に示す。

第１図は時分割制御方式による速度制御装置の
一例を示したもので、直流電動機１の回転速度に
応じて変化する直流電圧を得る回転速度検出回路
２と、前記回転速度検出回路２の出力直流電圧か
ら前記直流電動機１の回転速度に応じてパルス数
の変化するPNM信号を得るPNM信号発生回路３
と前記PNM信号発生回路３の出力信号によつて
前記直流電動機１に印加される電力をスイツチン
グ制御する電力スイツチング回路４によつて装置
が構成されている。

さらに詳しく述べると、プラス側給電線路５と
マイナス側給電線路６の間には抵抗７と抵抗８に
よる分圧回路が接続され、その中点にはトランジ
スタ９のベースが接続され、同コレクタはマイナ
ス側結電線路６に接続され、同エミツタはトラン
ジスタ１０のエミツタとともに抵抗１１を介して
プラス側給電線路５に接続され、前記トランジス
タ１０のコレクタは抵抗１２を介してマイナス側
給電線路６に接続されるとともにトランジスタ１
３のベースに接続され、同エミツタはマイナス側
給電線路６に接続され、同コレクタは抵抗１４お
よび抵抗１５とダイオード１６の直列回路を介し
てプラス側給電線路に接続されている。

また、前記抵抗１５とダイオード１６の接続点
にはダイオード１７を介してトランジスタ１８の
ベースが接続され、同エミツタはマイナス側給電
線路６に接続され、同コレクタは抵抗１９を介し
て前記トランジスタ１０のベースに接続され、前
記トランジスタ１０のベースとプラス側給電線路
５の間にはコンデンサ２０が接続されている。

さらに、前記トランジスタ１３のコレクタには
抵抗２１を介してトランジスタ２２のベースが接
続され、同エミツタはプラス側給電線路５に接続
され、同コレクタはトランジスタ２３のエミツタ
に接続され、前記トランジスタ２３のコレクタは
抵抗２４を介して前記トランジスタ１３のベース
に接続され、同ベースは抵抗２５を介して前記ト
ランジスタ１０のベースに接続されるとともに前
記トランジスタ２３のベースとプラス側給電線路
５の間にはダイオード２６、ダイオード２７が直
列に接続されている。

一方、前記トランジスタ１０のベースとプラス
側給電線路５の間には抵抗２８と抵抗２９による
分圧回路が接続され、その中点にはトランジスタ
３０のベースが接続され、同コレクタはプラス側
給電線路５に接続され、同エミツタはトランジス
タ３１のベースに接続され、前記トランジスタ３
１のコレクタは抵抗３２を介してプラス側給電線
路５に接続されるとともにトランジスタ３３のベ
ースに接続され、前記トランジスタ３３のエミツ
タはプラス側給電線路５に接続され、同コレクタ
は前記トランジスタ１０のベースに接続されてい
る。

また、回転速度検出回路２の出力端子であるａ
点には抵抗３４を介してトランジスタ３５のベー
スが接続され、同コレクタはプラス側給電線路５
に接続され、同エミツタはトランジスタ３６のベ
ースに接続され、前記トランジスタ３６のコレク
タもプラス側給電線路５に接続され、同エミツタ
は前記トランジスタ３１のエミツタとともに抵抗
３７を介してトランジスタ３８のコレクタに接続
され、前記トランジスタ３８のエミツタはマイナ
ス側給電線路６に接続され、同ベースは抵抗３９
を介してトランジスタ４０のコレクタに接続さ
れ、前記トランジスタ４０のエミツタはプラス側
給電線路５に接続され、同コレクタは抵抗４１を
介してマイナス側給電線路６を接続され、同ベー
スは抵抗４２を介して前記トランジスタ１３のコ
レクタに接続されている。

以上の部品ならびに回路接続によつてPNM信
号発生回路３が構成されている訳であるが、第１
図の実施例では前記PNM信号発生回路３をさら
に２つの部分に分けることができる。

すなわち、抵抗７からダイオード２７までの部
品によつて構成され、コンデンサ２０の充放電に
よつてパルス信号を発生するパルス発生回路と、
抵抗２８から抵抗４２までの部品によつて構成さ
れ、前記コンデンサ２０の充電電圧と回転速度検
出回路２の出力直流電圧を比較してその差が設定
値になつたとき前記パルス発生回路の出力状態を
反転させる比較反転回路によつてPNM信号発生
回路３が構成されている。

さて、前記トランジスタ４０のコレクタには抵
抗４３を介してトランジスタ４４のベースが接続
され、前記トランジスタ４４のエミツタはマイナ
ス側給電線路６に接続され、同コレクタは抵抗４
５を介してプラス側給電線路５に接続されるとと
もにトランジスタ４６のベースに接続され、前記
トランジスタ４６のエミツタはマイナス側給電線
路６に接続され、同コレクタは抵抗４７を介して
トランジスタ４８のベースに接続されるとともに
抵抗４９を介してトランジスタ５０のベースに接
続され、前記トランジスタ４８のエミツタはプラ
ス側給電線路５に接続され、同コレクタは抵抗５
１を介して前記トランジスタ５０のエミツタに接
続され、前記トランジスタ５０のエミツタとプラ
ス側給電線路５の間にはコンドンサ５２が接続さ
れている。

また、一方の給電端子がプラス側給電線５に接
続された直線電動機１の給電端子間には可変抵抗
器５３と抵抗５４の直例回路が接続され、前記可
変抵抗器５３の中点には前記トランジスタ５０の
コレクタが接続されている。

抵抗４３から抵抗５３までの部品によつて構成
された回転速度検出回路２は、さらに３つの部分
に分けることができる。

すなわち、コンデンサ５２によつて構成された
平滑回路と、前記直流電動機１の逆起電力検出端
子である可変抵抗器５３の中点と前記コンデンサ
５２との間に挿入された第１のスイツチングトラ
ンジスタ５０と前記コンデンサ５２に対して抵抗
５１を介して並列に接続された第２のスイツチン
グトランジスタ４８によつて構成されたサンプリ
ング回路と、中点に前記サンプリング回路の入力
端子を構成するトランジスタ５０のコレクタが接
続された可変抵抗器５３と抵抗５４によつて構成
された回転速度調整用分圧回路の相互接続によつ
て前記回転速度検出回路２が構成されている。

尚、前記回転速度検出回路２に含まれるスイツ
チングトランジスタ４４および４６も前記サンプ
リング回路を構成する要素である。

さて、前記トランジスタ１３のコレクタには抵
抗５５を介してトランジスタ５６のベースが接続
され、前記トランジスタ５６のベースとプラス側
給電線路５の間には抵抗５７が接続され、同エミ
ツタはプラス側給電線路５に接続され、同コレク
タは抵抗５８を介してトランジスタ５９のベース
に接続され、前記トランジスタ５９のコレクタは
抵抗６０を介してプラス側給電線路５に接続さ
れ、同エミツタはトランジスタ６１のベースに接
続され、前記トランジスタ６１のエミツタはマイ
ナス側給電線路６に接続され、同コレクタは逆方
向のダイオード６２を介してプラス側給電線路５
に接続されるとともに直流電動機１の給電端子に
接続されている。

尚、抵抗５５からダイオード６２までの部品な
らびに回路接続によつて電力スイツチング回路４
が構成されている。

装置全体の動作を各ブロツク毎の動作の概要を
ふまえて説明すると、プラスおよびマイナス側給
電端子間に直流電圧が印加されたとき、パルス発
生回路を構成するトランジスタのうち、トランジ
スタ９とトランジスタ１８が導通し、トランジス
タ１０、トランジスタ１３、トランジスタ２２、
トランジスタ２３は遮断状態となつている。

前記トランジスタ１８は導通しているからコン
デンサ２０には抵抗１９を通して徐々に充電が行
なわれ、前記トランジスタ１０のベース電位は
徐々に下降していく。

前記トランジスタ１０のベース電位が前記トラ
ンジスタ９のベース電位とほぼ同等になつたとき
前記トランジスタ１０は導通し、前記トランジス
タ１０のコレクタ電流の一部は前記トランジスタ
１３のベースに流れ込むからトランジスタ１３も
導通して飽和状態となる。

この瞬間にダイオード１６も導通してそのアノ
ード側の電位が下降するから前記トランジスタ１
８にはベース電流が供給されなくなり、同トラン
ジスタ１８は遮断状態に移行し、前記コンデンサ
２０への充電は停止して、抵抗２５、抵抗２８を
通しての放電が開始される。

さて、前記トランジスタ１３が飽和状態になる
とそのコレクタ電流の一部は前記トランジスタ２
２のベースを流れるから前記トランジスタ２２も
また飽和状態に移行し、そのコレクタ電流の一部
は前記トランジスタ２３のベースに流れ込み、前
記抵抗２５を通つて前記コンデンサ２０の放電電
流となり、前記トランジスタ２２のコレクタ電流
の大部分は前記トランジスタ２３のコレクタを通
りさらに抵抗２４を通つて抵抗１２および前記ト
ランジスタ１３のベースに流れ込む。

この結果、前記コンデンサ２０の放電開始によ
り前記トランジスタ１０のベース電位が上昇し、
同トランジスタが導通状態に移行した直後に再び
遮断状態に移行しても、前記コンデンサ２０に前
記トランジスタ２３へベース電流を供給するだけ
の残留電荷が存在している間は、前記トランジス
タ１３、トランジスタ２２、トランジスタ２３は
飽和状態を維持する。

さて、時間の経過とともに前記コンデンサ２０
の残留電荷は徐々に減少し、遂には前記トランジ
スタ２３のベース電流を供給しきれなくなる。

この時点で前記トランジスタ２３は遮断状態に
移行し、前記トランジスタ１３も前記トランジス
タ２３によるベース電流の経路が断たれるから、
同様に遮断状態に移行する。

前記トランジスタ１３が遮断状態に移行すると
ほぼ同時に前記トランジスタ２２も遮断状態に移
行し、反対に前記トランジスタ１８は導通状態に
移行して１サイクルの動作が終了する。

前記トランジスタ１８が導通状態に移行すると
再び前記抵抗１９を通して前記コンデンサ２０の
充電が開放され、以後同じ動作を繰り返す。

結局、前記トランジスタ１０のベース電位は第
２図ａの如く変化し、これに伴なつて前記トラン
ジスタ１３のコレクタ電位は第２図ｂの如く変化
する。

尚、第２図ｂの出力信号波形のＨ区間（高電位
区間）の幅Ｔ_HならびにＬ区間（低電位区間）の
幅Ｔ_Lは次のようにして求めることができる。

すなわち、給電電圧をVcc、第２図ａに示す鋸
歯状波の谷点電位Vv、抵抗７，８，１９の抵抗
値をそれぞれR₇，R₈，R₁₉、コンデンサ２０のキ
ヤパシタンスをC₂₀、さらに、抵抗２８，２９の
抵抗値をR₂₈，R₂₉、トランジスタ１３ならびにト
ランジスタ２２の導通時におけるコレクタ、エミ
ツタ間電圧降下分を零とし、トランジスタ３０の
ベースに流れる電流は抵抗２８を流れる電流に比
べて無視できる位小さいものとし、トランジスタ
９，１０，２３のベース、エミツタ間順方向電圧
をすべてＶ_BEとして、前記コンデンサ２０の充電
電流をｉ_cとしたとき、Ｋ・R₁₉i_c＋１／Ｃ_２０∫ｉ_cdt＝Ｋ Vcc (1) ただし、Ｋ＝Ｒ_２８＋Ｒ_２９／Ｒ_１９＋Ｒ_２８＋Ｒ_２９ (2) (1)式をラプラス変換すると、Ｋ・R₁₉I_C（Ｓ）＋１／Ｃ_２０〔Ｉ_Ｃ（Ｓ）／Ｓ＋ｑ（
Ｏ＋）／Ｓ〕＝Ｋ・Ｖ_ｃｃ／Ｓ (3) 繰り返し動作が行なわれたときのコンデンサ２
０の残留電圧の先の動作説明からもわかるよう
に、トランジスタ２３にベース電流が供給できな
くなる電圧、すなわちＶ_BEであるから、初期条件
としてｑ（Ｏ＋）／Ｃ_２０Ｖ_BE (4) とすると、ｉ_c＝〓^-1I_C（Ｓ）＝（Ｖ_ｃｃ／Ｒ_１９ −Ｖ_ＢＥ／Ｋ・Ｒ_１９）ε−ｔ／Ｋ・Ｒ_１９Ｃ_２０(6
) (6)式から、ｔ＝Ｔ_Hにおけるコンデンサ２０の
谷点電位Ｖ_vは次のようになる。

Ｖ_v＝R₁₉・〔ｉ_c〕ｔ＝Ｔ_H＝R₁₉（Ｖ_ｃｃ／Ｒ_１９−Ｖ_ＢＥ／Ｋ・Ｒ_１９）ε−Ｔ_Ｈ／Ｋ・Ｒ_１９Ｃ_２０＝（Ｖ_cc−Ｖ_ＢＥ／Ｋ）ε⁻Ｔ_Ｈ／Ｋ・Ｒ_１９Ｃ_２０(7) 一方、コンデンサ２０の谷点電位Ｖ_vはトラン
ジスタ９のベース側電位によつて規制されるからＶ_v＝Ｒ_８／Ｒ_７＋Ｒ_８Ｖ_cc (8) (7)、(8)式より、ここで、Ｖ_BE≪Ｖ_cc、R₁₉≪（R₂₈＋R₂₉）となる
ように各定数を設定したとすると、Ｔ_H−R₁₉・C₂₀I_o（Ｒ_８／Ｒ_７＋Ｒ_８） (10) また、抵抗２５の抵抗値を抵抗２８，２９の抵
抗値に比べて充分大きいものとすると、コンデン
サ２０に充電された電荷は主として前記抵抗２８
および抵抗２９を通して放電されるから、Ｔ_L＝−（R₂₈ ＋R₂₉）C₂₀I_o｛（Ｒ_７＋Ｒ_８）Ｖ_ＢＥ／Ｒ_７Ｖ_ｃｃ｝
(11) 第１図において、トランジスタ３５のベース、
コレクタ間に印加される電圧の零の場合には(9)式
ならびに(11)式で与えられるＴ_HならびにＴ_Lを有す
る第２図ｂに示すようなパルス信号が持続的にト
ランジスタ１３のコレクタに現われる。

つぎに、前記トランジスタ３５のベース・コレ
クタ間に一定の直流電圧Ｖ_Cが印加された場合を
考えると、コンデンサ２０の放電が行なわれてい
る間、すなわち、第２図ｂの信号波形のＬ区間の
間はトランジスタ４０ならびにトランジスタ３８
が導通する。

いま、トランジスタ３０のベース・コレクタ間
に印加されている電圧をＶ_dとすると、Ｖ_d＞Ｖ_c
の範囲では前記トランジスタ３５およびトランジ
スタ３６が導通しているが、コンデンサ２０の残
留電荷が徐々に減少してＶ_d＜Ｖ_cになると、トラ
ンジスタ３０およびトランジスタ３１が導通し、
これによつてトランジスタ３３も導通するので、
前記コンデンサ２０の電荷は前記トランジスタ３
３によつて急激に放電され、トランジスタ２３，
１３，２２が遮断状態に移行して、前記トランジ
スタ１３のコレクタ側出力状態はＬからＨに反転
する。

放電時における前記コンデンサ２０の両端の電
圧をＶ_e、放電開始から、前記トランジスタ１３
の出力が反転するまでの時間をＴ_Cとすると、Ｖ_d＝Ｒ_２９／Ｒ_２８＋Ｒ_２９Ｖ_e (12) Ｖ_e＝Ｒ_７／Ｒ_７＋Ｒ_８Ｖ_cc・ε−ｔ／（Ｒ_２８＋Ｒ_２
９）・Ｃ_２０（13）Ｖ_d＝Ｖ_cになつた瞬間に出力が反転するから、Ｔ_C＝−（R₂₈＋R₂₉）C₂₀I_o｛（Ｒ_７＋Ｒ_８）（Ｒ_２８＋Ｒ_２９）／Ｒ_７・Ｒ_２９・Ｖ_ｃｃＶ_c｝（14）ただしＶ_c＜Ｒ_２９Ｖ_ＢＥ／Ｒ_２８＋Ｒ_２９（15）の範囲では、Ｔ_C＝Ｔ_Lとなる。

（14）式より、トランジスタ３５のベース・コ
レクタ間に印加する電圧Ｖ_cを変化させることに
よつて、トランジスタ１３のコレクタ側出力信号
のＬ区間を任意に変えられることがわかる。

尚、コンデンサ２０の充電区間、すなわち前記
トランジスタ１３のコレクタ側出力信号のＨ区間
はトランジスタ３０，３１，３３，３５，３６，
３８，４０がすべて遮断状態となつているため、
前記印加電圧Ｖ_cの値に関係なく、前記Ｈ区間の
時間幅Ｔ_Hは一定となる。

結局、PNM信号発生回路３の入力端子を構成
するトランジスタ３５のベース・コレクタ間に印
加される電圧Ｖ_Cによつてパルス数変調された出
力信号が前記トランジスタ１３のコレクタに現わ
れる。

第３図はこの様子を示した信号波形で、第３図
ａの入力電圧Ｖ_cが徐々に大きくなるにしたが
つ、第３図ｂのPNM出力信号のＬ区間の時間幅
が徐々に短かくなり、パルス数が増加する。

さて、前記トランジスタ１３のコレクタ側出力
信号、すなわち前記PNM信号発生回路３の出力
信号は抵抗５５を通してトランジスタ５６のベー
スに印加されているから、前記出力信号のＬ区間
の間は、直流電動機１にはトランジスタ６１を通
して電流が供給される。

前記出力信号がＨ区間に移行すると、前記トラ
ンジスタ５６ならびにトランジスタ５９，６１は
遮断状態に移行し、また、トランジスタ４０およ
びトランジスタ４４も遮断状態に移行するから、
トランジスタ４６およびトランジスタ４８，５０
が導通状態に移行する。

前記トランジスタ６１が遮断状態に移行しても
前記直流電動機１はその回転子の慣性によつてし
ばらくの間は回転を続けるから、前記直流電動機
１の両端には回転速度に比例した逆起電力が現わ
れる。

したがつて、前記出力信号のＨ区間の間に、前
記直流電動機１の逆起電力を可変抵抗器５３およ
び抵抗５４によつて分圧した電圧コンデンサ５２
に蓄えられる。

前記出力信号がＬ区間に移行すると、前記コン
デンサ５２に蓄えられた電圧はトランジスタ３０
のベース・コレクタ間電圧Ｖ_dと比較され、前記
出力信号のＬ区間の幅Ｔ_Cが決定される。

以上の動作をまとめると次のようになる。

プラス側給電線路５とプラス側給電線路６の間
に電源電圧が印加された直後、トランジスタ１３
のコレクタ電位はＴ_Hの時間だけ上昇し、トラン
ジスタ６１は遮断状態のままで、回転速度検出回
路２によつて直流電動機１の逆起電力の検出が行
なわれるが、前記直流電動機１は回転していない
ため、コンデンサ５２の両端の電圧は零となる。

このため、トランジスタ３３は最初のＬ区間内
では導通せず、Ｌ区間はＴ_L時間だけ続き、前記
トランジスタ６１は最初のＬ区間でＴ_L時間導通
して前記直流電動機１に電流を供給する。

Ｔ_L時間経過後、前記トランジスタ６１は再び
遮断状態に移行し、前記直流電動機１の逆起電力
の検出が行なわれるが、前記直流電動機１の回転
速度が設定値にほど遠い場合には再びＬ区間がＴ
_L時間続く。

このように、前記直流電動機１の回転速度が設
定値に近づくまではPNM信号発生回路３の出力
信号のＬ区間の時間幅はＴ_Lに等しいか、もしく
はＴ_Lに近い値となる。

したがつて、前記出力信号のＬ区間の最大時間
幅Ｔ_Lを、前記出力信号のＨ区間の時間幅Ｔ_Hに比
べて充分長くしておけば、前記直流電動機１の回
転速度が設定値に近づくまでは、トランジスタ６
１が遮断状断にある期間よりも、導通状態にある
期間の方がはるかに長くなり、前記直流電動機１
に直接電源電圧を印加したのと殆んど同じ位に前
記直流電動機１の回転子の回転速度は加速され
る。

前記直流電動機１の回転速度が徐々に上昇し、
設定値に等しくなると、そのときの前記直流電動
機１の負荷の大きさとつりあいのとれた、前記出
力信号のＬ区間の時間幅Ｔ_Cでもつて一定速度が
保たれる。

すなわち、負荷が大きくなつて前記直流電動機
１の回転速度が下降しようとすると、第２図から
もわかるように前記PNM信号発生回路３の出力
信号のＬ区間の時間幅Ｔ_Cが長くなり、トランジ
スタ６１を含む電力スイツチング回路４によつて
前記直流電動機１に供給される電力が増大して、
前記直流電動機１の回転速度の下降を防止する。

反応に、負荷が小さくなつて前記直流電動機１
の回転速度が上昇しようとすると、前記PNM信
号発生回路３の出力信号のＬ区間の時間幅Ｔ_Cが
短くなり、前記電力スイツチング回路４によつて
前記直流電動機１に供給される電力が減少して、
前記直流電動機１の回転速度の上昇を防止する。

さて、第１図の装置において(10)式ならびに(11)式
の右辺の定数を適当に選定して、PNM信号のＨ
区間の時間幅Ｔ_Hを10ｍsec、Ｌ区間の最大時間幅
Ｔ_Lを990ｍsecに設定したとすると、直流電動機
１の起動時にはトランジスタ６１の導通時間対遮
断時間、すなわち前記直流電動機１への結電時間
対非給電時間の割合は99対１となり、電源から供
給され得る電力の99％までを利用することができ
る。

また、前記直流電動機１が設定回転速度に達す
ると、給電区間対非給電区間の割合は、負荷の大
小によつて多少異なるが、一般には１対３から１
対１位であるから１サイクルの時間は長くとも20
ｍsecとなり、このときの前記直流電動機１への
スイツチング給電周波数は50Hzになる。

このように、本発明の電動機の速度制御装置で
は従来のPWM信号を利用した電動機の速度制御
装置に比べて、電動機の起動時には電源から供給
し得る電力を高い効率で利用することができ、電
動機が設定回転速度に達してからは、より高いス
イツチング周波数で前記電動機に給電することが
出来、前記電動機の振動が減少し、制御精度も良
くなるなどの効果がある。

つぎに、第４図は本発明の電動機の速度制御装
置の他の実施例を示したもので、第１図と同一部
分については同一図番で表わされている。

第４図においてプラス側給電線路５には基準電
圧用ダイオード６３のアノードが接続され、前記
ダイオード６３のカソードは抵抗６４を介してマ
イナス側給電線路６に接続されるとともに、トラ
ンジスタ６５のベースに接続され、前記トランジ
スタ６５のコレクタはプラス側給電線路５に接続
され、同エミツタはトランジスタ６６のベースに
接続され、前記トランジスタ６６のコレクタは抵
抗６７を介してプラス側給電線路５に接続される
とともにトランジスタ６８のベースに接続され、
前記トランジスタ６８のエミツタはプラス側給電
線路５に接続され、同コレクタは抵抗６９を介し
てマイナス側給電線路６に接続されるとともに抵
抗７０を介してトランジスタ７１のベースに接続
され、前記トランジスタ７１のエミツタはマイナ
ス側給電線路６に接続され、同コレクタは抵抗７
２を介してプラス側給電線路５に接続されてい
る。

また、前記トランジスタ７１のコレクタとプラ
ス側給電線路５の間にはコンデンサ５２が接続さ
れている。

一方、直流電動機１の給電端子間には可変抵抗
器５３と抵抗５４の直列回路が接続され、前記可
変抵抗器５３の中点にはトランジスタ７３のベー
スが接続され、前記トランジスタ７３のコレクタ
はプラス側給電線路５に接続され、同エミツタは
トランジスタ７４のベースに接続され、前記トラ
ンジスタ７４のコレクタはプラス側給電線路５に
接続され、同エミツタは前記トランジスタ６６と
ともに抵抗７５を介してトランジスタ４６のコレ
クタに接続されている。

さらに、前記トランジスタ４６のエミツタはマ
イナス側給電線路６に接続され、同ベースはトラ
ンジスタ４４のコレクタに接続され、前記トラン
ジスタ４４のコレクタは抵抗４５を介してプラス
側給電線路５に接続され、同エミツタはマイナス
側給電線路６に接続され、同ベースは抵抗４３を
介してトランジスタ４０のコレクタに接続されて
いる。

以上の部品によつて、回転速度検出回路７６が
構成されている。

第４図の装置ではトランジスタ６５，３３なら
びにトランジスタ７３，７４によつて比較回路が
構成されており、前記比較回路の一方の比較端子
を構成する前記トランジスタ６５のベース・コレ
クタ間にはダイオード６３によつて得られる基準
電圧が印加され、他方の比較端子である前記トラ
ンジスタ７３のベースは前記比較回路の入力端子
を構成している。

また、トランジスタ４４ならびにトランジスタ
４６によつてスイツチング回路が構成され、前記
スイツチング回路は前記比較回路と直例に、プラ
スおよびマイナス側給電線路間に接続されてい
る。

さらに、前記比較回路と前記スイツチング回路
ならびにトランジスタ６８、トランジスタ７１に
よつてサンプリング回路が構成されている。

動作の概要を説明するとPNM信号発生回路３
の出力信号のＬ区間が直流電動機１への給電区間
となり、Ｈ区間が前記直流電動機１への非給電区
間、すなわち検出回路となるが、前記検出区間に
おいて前記直流電動機１の逆起電力を可変抵抗器
５３および抵抗５４によつて分圧された電圧が、
ダイオード６３によつて得られる基準電圧と比較
され、その比較出力電圧によつてコンデンサ５２
が充電される。

すなわち、前記直流電動機１の回転速度が負荷
の減少などにより上昇したりすると、前記検出区
間においてトランジスタ６８，７１が導通し、前
記コンデンサ５２を充電する。

前記コンデンサ５２の両端の電圧が高くなる
と、第３図からもわかるように、PNM信号発生
回路３のＬ区間、すなわち給電区間が短かくな
り、前記直流電動機１に供給される電力が減少す
るから前記直流電動機１の回転速度は下降する。

また、反対に前記直流電動機１の回転速度が負
荷の増大などにより下降した場合には以上と逆の
過程を経て、前記直流電動機１の回転速度を上昇
せしめるよう装置が動作する。

第１図と第４図の装置ではサンプリング回路の
構成が異なつているが、基本的な動作は同じであ
る。

尚、第４図の装置では前記サンプリング回路に
よつて基準電圧と前記直流電動機１の逆起電力を
比較し、その比較出力をサンプリング出力として
いるため、第１図の装置に比べると、比較回路が
さらに余分に追加されたことになり、非常に高い
制御ゲインが得られる反面、制御対象によつては
制御ゲインが高すぎてハンテイングなどを生じる
場合がある。

さて、本発明の電動機の速度制御装置は、一端
が一方の給電線路５に接続された直流電動機１
と、前記直流電動機の他端と他方の給電線路６の
間に接続された第１のスイツチング手段（実施例
ではトランジスタ６１）と、前記直流電動機と並
列に接続され、回転速度の調整のための可変抵抗
器５３を含む抵抗分圧回路と、前記第１のスイツ
チング手段がオフ状態になつている期間に前記抵
抗分圧回路の出力電圧に依存した電圧を、一端が
前記一方の給電線路に接続された第１のコンデン
サ５２に伝達するサンプリング回路と、一端が前
記一方の給電線路に接続された第２のコンデンサ
２０と、前記第２のコンデンサに充電を行なう第
２のスイツチング手段（実施例ではトランジスタ
１８）と、前記第２のコンデンサの充電電圧と基
準電圧（実施例では抵抗７と抵抗８によつて与え
られている。）を比較し、その出力によつて前記
第１および第２のスイツチング手段のオン・オフ
をコントロールする第１の比較回路（トランジス
タ９，１０，１３、抵抗１１，１２，１４によつ
て構成されている。）と、前記第２のコンデンサ
の放電を行なう第３のスイツチング手段（実施例
ではトランジスタ３３）と、前記第１のコンデン
サの充電電圧と前記第２のコンデンサの充電電圧
を比較し、その出力によつて前記第３のスイツチ
ング手段のオン・オフをコントロールする第２の
比較回路（実施例ではトランジスタ３０，３１，
３５，３６，３８抵抗３７によつて構成されてい
る。）を備えたことを特徴とするものである。

すなわち、本発明の主旨は回転速度に応じて変
化する直流信号からPNM信号を得て前記PNM信
号によつて電動機をスイツチング制御するもので
あるから、従来のようにスイツチング制御を行な
うだけの目的でパルス発生回路が設けられている
のではなく、PNM信号発生回路が制御ループ内
に入つており、前記PNM信号発生回路の動作状
態も速度フイードバツク信号によつて制御される
ので非常に安定な動作を期待することができる。

さらに、電動機の負荷の大小によつてスイツチ
ング周波数が変化するため、重負荷のときは速応
性よりも効率が重視されることから低いスイツチ
ング周波数で前記電動機を制御し、軽負荷のとき
は効率よりも速応性が重視されることから高いス
イツチング周波数で前記電動機を制御することが
できる。

また、第１図および第４図の実施例では、速度
検出回路の入力側を可変抵抗器により分圧し、前
記可変抵抗器でもつて電動機の回転速度設定手段
としているため、前記可変抵抗器を広範囲に変え
たとしても、常にトランジスタ５０のコレクタと
プラス側給電線路５の間の電圧、あるいはトラン
ジスタ７３のベース・コレクタ間の電圧が一定に
なるように制御されるから、回転速度検出回路以
降のトランジスタのバイアス条件は変化せず、そ
の結果、制御特性を変化させることなく広範囲に
わたつて電動機の回転速度を変化させることがで
きる。

以上に示したように、本発明の電動機の速度制
御装置では回転速度に応じて変化する直流信号か
らPNM信号を得て、前記PNM信号によつて電動
機をスイツチング制御するものであるから、高い
効率で前記電動機をスイツチング制御することが
できるだけでなく、負荷が減少するにつれてスイ
ツチング周波数が高くなるので、従来の装置に比
べてより高い周波数でスイツチング制御を行なう
ことができるなど、きわめて大なる効果を奏す
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す電動機の速度
制御装置の回路結線図、第２図ａ，ｂは第１図の
構成要素であるパルス発生回路の動作を説明する
ための信号波形図、第３図ａ，ｂは第１図の構成
要素であるPNM信号発生回路の動作を説明する
ための信号波形図、第４図は本発明の他の実施例
を示す電動機の速度制御装置の回路結線図であ
る。１……直流電動機、２，７６……回転速度検出
回路、３……PNM信号発生回路、４……電力ス
イツチング回路、７〜２７……パルス発生回路を
構成、２０……コンデンサ、２８〜４２……比較
反転回路を構成、４４，４６，４８，５０，５
３，５４……サンプリング回路を構成、４８……
第２のスイツチングトランジスタ、５０……第１
のスイツチングトランジスタ、５２……コンデン
サ（平滑回路）、５３……可変抵抗器、４４，４
６，６５，６６，６８，７１，７３，７４……サ
ンプリング回路を構成、４４，４６……スイツチ
ング回路、６５，６６，７３，７４……比較回
路。

Claims

【特許請求の範囲】

１一端が一方の給電線路に接続された直流電動
機と、前記直流電動機の他端と他方の給電線路の
間に接続された第１のスイツチング手段と、前記
直流電動機と並列に接続され、回転速度の調整の
ための可変抵抗器を含む抵抗分圧回路と、前記第
１のスイツチング手段がオフ状態になつている期
間に前記抵抗分圧回路の出力電圧に依存した電圧
を、一端が前記一方の給電線路に接続された第１
のコンデンサに伝達するサンプリング回路と、一
端が前記一方の給電線路に接続された第２のコン
デンサと、前記第２のコンデンサに充電を行なう
第２のスイツチング手段と、前記第２のコンデン
サの充電電圧と基準電圧を比較し、その出力によ
つて前記第１および第２のスイツチング手段のオ
ン・オフをコントロールする第１の比較回路と、
前記第２のコンデンサの放電を行なう第３のスイ
ツチング手段と、前記第１のコンデンサの充電電
圧と前記第２のコンデンサの充電電圧を比較し、
その出力によつて前記第３のスイツチング手段の
オン・オフをコントロールする第２の比較回路を
具備てなる電動機の速度制御装置。