JPS58172985A - 直流モ−タのスイツチングガバナ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は直流モータのスイッチングガバナ装置に関する
ものであり、その目的とするところは従来周知のブリッ
ジ検出型の電子ガバナ回路を基本として、きわめて効率
が良好な装置を実現することにある。

特別な速度発電機を必要とせずに、きわめて簡単な構成
で直流モータの回転速度を定速制御する装置として、従
来、第１図に示すようなブリッジ検出型の電子ガバナ装
置が良く知られている。

第１図において、被制御直流モータ１と抵抗２の直列回
路によってブリッジ回路の低抵抗辺が構成され、抵抗３
と抵抗４の直列回路によってブリッジ回路の高抵抗辺が
構成されている。

前記ブリッジ回路の平衡条件が成立しているときには検
出端子ａ、ｂ間には前記直流モータ１の回転速度に依存
した検出電圧がゆわれる。

この検出電圧は比較器５によって基準電圧源６の電圧と
比較され、前記検出電圧が基準電圧より小さければ給電
制御トランジスタ７のベース電流が増加して前記直流モ
ーターへの給電電流を増加せしめ、反対に前記検出電圧
が前記基準電圧よりも大きければ前記給電制御トランジ
スタ７のベース電流が減少して前記直流モーターへの給
電電流を減少せしめる。

その結果、前記直流モーターは負荷の変動などに対して
もその回転速度を一定に保つことができる。

ところで、第１図の従来の電子ガバナ装置では、通常状
態において給電制御トランジスタ７が能動状態にあり、
そのエミッタ・コレクタ間には、電池８の出力電圧から
ブリッジ回路の給電端子Ｃ９ｄ間の電圧を差し引いた分
の電圧が常に印加されているため、きわめて効率が悪い
という問題がある。

本発明は上記のようなブリッジ検出型の電子ガ″′：冒 バナ装置の効率の改善を目的とするものであり、その特
徴とするところは、給電制御トランジスタとブリッジ回
路の一方の給電端子の間にインダクタンス素子を挿入し
、また、前記ブリッジ回路の給電端子間および同高抵抗
辺側の検出端子にそれぞれ交流インピーダンスを低減せ
しめる平滑手段を接続し、さらに給電制御トランジスタ
のコレクタと前記ブリッジ回路の他方の結電端子の間に
ダイオードを接続することにより、前記給電制御トラン
ジスタをスイッチング動作させたことにある。

第２図は本発明の一実施例にかかるスイッチングガバナ
装置の回路結線図を示したもので、第１図に示した素子
と同様なものは同図番を付して表わしである。

第２図について説明すると、ブリッジ回路は被制御直流
モータ１と抵抗２の直列回路によって低抵抗辺側か構成
され、抵抗３と抵抗４の直列回路によって高抵抗辺側か
構成されている。基準電圧は定電圧回路９の出力電圧を
抵抗１ｏと抵抗１１からなる分圧回路にて分圧し、その
抵抗１１の両端の電圧Ｅｒとして与えられる。ところで
、定電流回路１２は定電流Ｉ　を前記定電圧回路９に供
給している。そして、前記ブリッジ回路の検出端子ａ、
ｂ間の検出電圧は前記基準電圧Ｅ１と比較器５によって
比較され、前記比較器５の出力（ｆ点）はスイッチング
トランジスタ７ａの前段トランジスタ１３のベースに印
加される。前記トランジスタ１３のエミッタは抵抗１４
を介して電池８のマイナス側端子（Ｇ点）に接続され、
また同コレクタは前記スイッチングトランジスタ７ａの
ペースに接続されている。

１だ、前記ブリッジ回路の給電端子間と、同高抵抗辺側
の一辺を構成する抵抗４の両端にはスイッチングリップ
ルを平滑するだめのコンデンサ１５゜１６が接続され、
前記スイッチングトランジスタ７ａ（７）コレクタと前
記ブリッジ回路の一方の給電端子Ｃの間にはインダクタ
ンス素子１７、そして前記スイッチングトランジスタ７
ａのコレクタと前記ブリッジ回路の他方の給電端子ｄの
間にはダイオード１８が接続されている。

さて、上記のような構成からなる本発明の一実施例にか
かる直流モータのスイッチングガバナ装置の回路各部の
信号波形を第３図に示しであるが、その信号波形に基づ
き回路動作を説明する。

比較器５の一方の入力端子ｅのリップル■とすると、そ
の波形の概略図は第３図イに示すような波形となる。ブ
リッジ回路の給電端子Ｃ。

ｄ間に接続されたコンデンサー６によりスイッチングリ
ップルが平滑され、さらに直流モーターと抵抗２の直列
回路によって分圧され、ａ点のリップル波形が決まる。

一般に前記直流モーターの電機子巻線が有するインダク
タンスは大きい（たとえは、マイクロカセットテープレ
コーダのキャプスタンを駆動するための小型直流モータ
においては数百μＨから数十ｍＨ程度）ので、ａ点のリ
ップル分は小さい。

そして、前記比較器６の一方の入力端子ｅのリップル波
形は、前記ａ点のリップル波形に基準電圧Ｅである直流
電圧分を重畳したものになる。

■ また、前記比較器５の他方の入力端子すのリンプル波形
をｖｂとすると、その波形の概略図は第３図口に示すよ
うな波形となる。ブリッジ回路の給電端子ｃ，ｄ間に接
続されたコンデンサー５によりスイッチングリップルが
平滑され、さらにフ゛リッジ回路の高抵抗辺側を構成す
る抵抗３と抵抗４の直列回路および前記抵抗４に並列に
接続されたコンデンサ１６によって分圧され、前記す点
のリップル波形が決まる。

ところで、前記比較器５の２つ入力端子にはそれぞれリ
ップル波形Ｖ。およびｖｂの信号が入力され、同出力端
子ｆ点には第３図ハに示すようなリップルを有した出力
波形■、が現われる。

前記比較器６の出方波形Ｖｔはトランジスタ１３のベー
スに印加される。したがって、前記出力波形Ｖｉすなわ
ち前記トランジスタ１３のベース電圧力、トランジスタ
１３がＯＮ状態となるためのベース・エミッタ間の閾値
電圧■ＢＥＯＮ１３以上の期間においては前記トランジ
スタ１３はスイッチングトランジスタ７ａのベース電流
を引き込み、前記スイッチングトランジスタ７、ａをＯ
Ｎ状態とし、前記閾値電圧ｖＢＥＯＮ１３以下の期間に
おいては前記トランジスタ１３はスイッチングトランジ
スタ７ａのベース電流を引き込まないので、前記スイッ
チングトランジスタ？ａＱＯＦＦ状態とする。

前記スイッチングトランジスタ７ａのコレクタとインダ
クタンス素子１７の接続点をｑ点とし、前記スイッチン
グトランジスタ７ａがＯＮ状態のときのエミッタ・コレ
クタ間飽和電圧をＶｃＥｓ、ダイオード１８の順方向電
圧をＶＤとすると、前記ｑ点の波形■９は第３図二に示
すような矩形波状のスイッチング波形となる。なお、波
形４２口と二に位相差があるのはスイッチングトランジ
スタ７ａの動作に遅れ時間があるためである。第２図の
回路において、負荷や電池８の電圧■　の変動などＣ により、直流モータ１の回転速度が下降したとすると、
前記直流モータ１の逆起電力Ｅの減少に伴ない、ｂ点か
ら見た８点の電位は上昇し、したがって比較器５の非反
転入力端子である０点の電位も上昇する。

これを第３図に対応させると、前記０点のリップル波形
■８はイからイ′（上昇したことになる。したがって、
前記比較器５の出力波形■ｆはハかし・′に上昇し、ト
ランジスタ１３の閾値電圧■ＢＥｏＮ１３より高い期間
が増大し、スイッチングトランジスタ７ａのベース電流
を引き込む期間も長くなる。

それにより、前記スイッチングトランジスタ７ａのＯＮ
期間が長くなり、ＯＦＦ期間が短かくなる。

すなわち、ｑ点のスイッチング波形■９は第３図二′の
ようになる。

その結果、前記スイッチングトランジスタ７ｄのコレク
タから出力される電流パルスの平均電流、すなわち、前
記直流モータ１に供給される平均電流が増大し、前記直
流モータ１の回転速度を上昇せしめる。

前記直流モータ１の回転速度が設定値より上昇したとき
にはまったく逆の過程を経て前記直流モータ１に供給さ
れる平均電流は減少し、前記直流モータ１の回転速度を
下降せしめる。

こうして、負荷や電池８の電圧Ｖ　が変動したＣ としても、前記直流モータ１は定速制御されることとな
る。

ここで、ブリッジ回路の高抵抗辺側の検出端子の交流イ
ンピーダンスを低減せしめるためのコンデンサ１６の機
能についてもう少し説明を加える。

このコンデンサ１６の容量値を選択することによって、
ブリッジ回路の高抵抗辺側におけるスイッチングリップ
ルの平滑量を変え、比較器５の反転入力端子のリップル
波形ｖｂを変えて、スイッチング周波数を最も効率のよ
い周波数に設定することができる。第２図の本発明の一
実施例においては、コンデンサ１６をす、ｄ間に接続し
たが、場合によってはｃ、ｂ間に接続することにより、
スイッチング周波数を大きくするようなスピードアップ
コンデンサの役目をさせることも可能である。

第４図は第２図に示した本発明の一実施例にかかるスイ
ッチングガバナ装置において、スイッチングトランジス
タ７ａをスイッチング駆動した場合Ａと、第２図のｆ、
ｄ間に１μＦ程度のコンデンサを付加してスイッチング
を停止し前記トランジスタ７ａを連続駆動にした場合Ｂ
との電池８がら供給される電流Ｉ。Ｃの平均電流の実測
値の比較図である。

実測時の第２図における具体的回路定数を示すと、Ｒａ
＝５Ｑ、Ｒ１＝０，５Ω、Ｒ２＝１０にΩ、Ｒ３＝１に
Ω。

インダクタンス素子１了のインダクタンスＬ−１００μ
Ｈ，コンデンサー５の容量Ｃ１＝１５μＦνコンデンサ
１６の容量Ｃ２−１２ｏＯｐＦである。電池８の電圧ｖ
ｃｏ−３ｖ、定格回転速度Ｎ＝２２００ｒｐｍ、負荷ト
ルクＴＭ＝１．了ｑｃｍの場合、スイッチング駆動時に
はスイッチング周波数が約７０　ＫＨｚとなり、電池８
から供給される電流ｌｃｃの平均値は５６ｍＡ。

一方、連続駆動時のＩ。０は８０ｍＡとなり、スイッチ
ング駆動時には連続駆動時に比べて３０％の電流節減が
可能であることが確認された。

以上の説明から明らかなように、本発明の直流モータの
スイッチングガバナ装置では、直流モータと第１の抵抗
素子の直列回路が低抵抗辺側を構成、第２の抵抗素子と
第３の抵抗素子の直列回路が高抵抗辺側を構成するブリ
ッジ回路と、前記ブリッジ回路の検出端子間の電圧と基
準電圧とを比”１１ 較する比較手段と、前記′ブリッジ回路の給電端子間の
交流インピーダンスを低減せしめる第１の平滑手段と、
前記ブリッジ回路の高抵抗辺側の検出端子の交流インピ
ーダンスを低減せしめる第２の平滑手段と、前記比較手
段の出力が印加されるスイッチングトランジスタと、前
記スイッチングトランジスタのコレクタと前記ブリッジ
回路の一方の給電端子の間に挿入されたインダクタンス
素子と、前記スイッチングトランジスタのコレクタと前
記ブリッジ回路の他方の給電端子の間に接続されたダイ
オードを備えており、簡単な回路構成で、きわめて効率
が良いガバナ装置が実現でき、従来に比べ電池の寿命を
大幅に長くすることが可能となるなど犬なる効果を上げ
ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の直流モータのブリッジ検出型のガバナ装
置の回路結線図、第２図は本発明の一実施例にかかる直
流モータのスイッチングガバナ装置の回路結線図、第３
図は第２図に示したスイッチングガバナ装置の回路各部
の信号波形図、第４図は第２図に示し“た本発明の一実
施例にかかるスイッチングガバナ装置において、スイッ
チングトランジスタをスイッチング駆動した場合と、前
記第一２図のｆ、ｄ間に１μＦ程度のコンデンサを付加
してスイッチングを停止し前記トランジスタを連続駆動
にした場合との電池から供給される電流Ｉｃｃの平均電
流の実測値の比較図である。 １・・・・・・被制御直流モータ、２・・・・・・第１
の抵抗素子、３・−・・・・第２の抵抗素子、４・・・
・・・第３の抵抗素子、５・・・・・・比較器（比較手
段）、７ａ−・・・・・スイッチングトランジスタ、８
−・・・・電池、１５・・・・・・コンデンサ（第１の
平滑手段）、１６−・・・・・コンデンサ（第２の平滑
手段）、１７・・・・・・インダクタンス素子、１８・
・・・・−ダイオード。 代理人の氏名　弁理士　中　尾　敏　男　ほか１名第　
１　図 第　３１図 第４図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 被制御直流モータと第１の抵抗素子の直列回路で低抵抗
   辺側を構成し、第２の抵抗素子と第３の抵抗素子の直列
   回路で高抵抗辺側を構成するブリッジ回路と、前記ブリ
   ッジ回路の検出端子間の電圧と基準電圧とを比較する比
   較手段と、前記ブリッジ回路の給電端子間の交流インピ
   ーダンスを低減せしめる第１の平滑手段と、前記ブリッ
   ジ回路の高抵抗辺側の検出端子の交流インピーダンスを
   低減せしめる第２の平滑手段と、前記比較手段の出力が
   印加されるスイッチングトランジスタと、前記スイッチ
   ングトランジスタのコレクタと前記ブリッジ回路の一方
   の、ｌ亀端子の間に挿入されたインダクタンス素子と、
   前記スイッチングトランジスタのコ、レクタと前記ブリ
   ッジ回路の他方の給電端子の間に接続されたダイオード
   を備えた直流モータのスイッチングガバナ装置。