JPS58201285A - 誘導加熱用インバ−タ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は誘導加熱用インバータ装置の回生動作の安定動
作に関わり、その目的とするところはインバータ回路の
スイッチング素子の回生時間に相当する信号を簡素な構
成で確実に検出し、この出力信号が所定時間以下になる
とインバータ回路の発振周波数を連続的に制御し負荷材
質及び電源電圧等の変動に対して安定なインバータ装置
を提供するにある。

一般にインバータ装置においてスイッチング素子のター
ンオフのため電流回生を行う場合は、スイッチング素子
に逆並列にダイオードを接続する。

そして、このダイオードの導通期間中にスイッチング素
子は確実にターンオフさせる必要がある。

ここで、万一このダイオードの導通時間が負荷変動等で
短くなった場合、スイッチング素子にサイリスタを用い
たものでは転流失敗、トランジスタを用いたものでは転
流失敗、トランジスタを用いたものではトランジスタの
蓄積時間により短絡電流が流れスイッチング素子は破壊
される。

このため、従来このダイオードの電流期間を変流器等で
検知して所定値より逸脱するとインバータ装置の発振を
制御するものは良く知られている。

しかし、変流器による検出手段は変流器個有の特性とし
て検知電流の正負の値が同一でないと検知出力の基準零
点が変動し検知精度が悪くなるという欠点を有しており
、又、ダイオードに直列に微小抵抗を挿入してその電圧
出力で検知する手段も考えられるが、大電力を吸うイン
バータ装置においてはこの抵抗器の損失が非常に大きく
なり好ましくない。

本発明は上記の点にかんがみ、なされたものでインバー
タ装置のスイッチング素子のターンオンもしくはターン
オフ時から、共振コンデンサ電圧の微分信号の電流零黒
布がダイオード電流通電期間にほぼ等しくなる点に着目
し、この期間を検知し、この期間が所定の時間以下にな
ろうとするとインバータ装置の発振周波数を連続的に可
変し、前述のダイオード電流通電時間を所定値近傍で一
定に制御する装置を提供するものである。

以下本発明を一実施例の電気線図及び波形図を用いて説
明する。第１図は本発明の一実施例を示すブロック線図
、第２図は本発明第１図の具体構成を示す電気結線図、
第３図は本発明第１図、第２図の動作を説明するための
波形図である。

第１図において、１は商用電源、２は商用電源を入力と
する全波整流器、３は全波整流器２の出力に接続された
平滑コンデンサ、４，５は平滑コンデンサ３に並列関係
に接続される直列接続された共振コンデンサ、６，７は
平滑コンデンサ３に並列関係に接続される直列接続され
たトランジスタ、８，９はトランジスタ６及び７にそれ
ぞれ逆並列接続されたダイオード、１ｏは共振コンデン
サ４，５及び、トランジスタ６．７の夫々の直列接続点
間に接続された加熱コイノペ１１は加熱コイル１０の負
荷である鍋である。１２はトランジスタ７のコレクタ端
子及び、コンデンサ３の高電位側端子を入力端子に接続
した電圧検知回路、１３は共振コンデンサ４，６の直列
接続点を入力端子に接続した微分回路、１４は電圧検知
回路１２及び微分回路１３の出力を入力端子に接続した
論理回路、１５は論理回路１４の出力を入力端子に接続
したタイマ回路、１６はタイマ回路１６の出力を入力端
子に接続した平滑・比較増幅回路、１了は平滑・比較増
幅回路の出力を入力端子に接続した可変周波数駆動回路
である。

次に第２図において、電圧検知回路１２はトランジスタ
７のコレクタ電圧ＶＱ−ｒ及び平滑コンデンサ３の電圧
ｖｃ３の電圧信号を抵抗１８〜２１０分割回路を介して
入力に接続された電圧比較器２２で構成されており、平
滑コンデンサ３の電圧が高リップルになった場合におい
ても確実に検知できるようになっている。微分回路１３
は共振コンデンサ５の両端に接続されたコンデンサ２４
とトランジスタ２６のベース曇エミッタの直列回路で構
成され、トランジスタ２６のコレクタより出力を取出し
ている。論理回路１４は電圧検知回路１２の出力Ｂと、
微分回路１３の出力Ｂを入力に接続したＡＮＤ回路で構
成されている。この論理回路１４は特にＡＮＤ回路の必
要性はなく、排他的論理和回路、ワイアードＡＮＤ等で
も構成できる０タイマ一回路１６は論理回路１４の出力
Ｃに接続された抵抗２９、コンデンサ３ｏの第１の積分
回路と、この積分回路に接続されたツェナダイオード３
１とトランジスタ３３のベースエミッタ回路及びコレク
タ端子に接続された抵抗３４、コンデンサ３Ｆ５による
第２の積分回路で構成されている０平滑・比較増巾回路
１６は抵抗３９．４０による分圧回路を一方の入力端子
に、タイマー回路１５の出力りをダイオード３６を介し
て接続されたコンデンサ３７、抵抗３８による平滑回路
を他方の入力端子に接続した演算増巾器より＾成されて
いる。可変周波数駆動回路１７は具体構成は図示してい
ないが、平滑・比較増巾回路１６の出力Ｅの電圧が予じ
め定められた値より高くなれば発振周波数が連続的に上
昇し、逆に下れば内部の駆動発振器の周波数で定まる周
波数で駆動されるよう構成されていＯ 以上の構成において動作を説明する。第３図に動作波形
図を示す。第３図の各々の波形は第１図、第２図に示す
同一記号の箇所の電圧及び電流鼓形である。第１図のイ
ンバータ装置は既に良く知られているブリッジインバー
タ回路であり、スイッチング素子にトランジスタを用い
ており、共振コンデンサ４，５及び加熱コイル１０で定
まる共振周波数ｆ０より高い周波数で駆動され、前述の
共振周波数ｆ。から定められた周波数の上昇範囲におい
ては、ダイオード８又は９の電流回生時間は長くなるこ
とが知られている。第１図において商用電源１を投入す
ると平滑コンデンサ３には全波整流器２を通じ直流電圧
が発生する。このとき可変周波数駆動回路１７はトラン
ジスタ６．７を交互に駆動する。駆動するタイミングは
一方のトランジスタをオフし、他方トランジスタの逆並
列ダイオードに電流の流れている期間にこの他方のトラ
ンジスタをターンオンさせるようベース信号を与えられ
ている。このインバータ回路の各部の波形は第３図にト
ランジスタ６及びダイオード８の電流ｉｃ１、トランジ
スタ７及びダイオ−ド９の電流ｉｃ２、共振コンデンサ
５の電圧波形ＶＣ５、トランジスタ７のコレクタ電圧■
　の分圧波形ＶＱ７／７ 及び、平滑コンデンサ３の電圧ＶＣ３の分圧波形ＶＣ３
／で示されている。第３図においてｆｄは可変周波数駆
動回路１７の駆動周波数、ｆｏはインバータの加熱コイ
ル１０及び共振コンデンサ４及び６で定まる共振周波数
であり、駆動周波数ｆｄが共振周波数ｆ０より高い場合
と、共振周波数ｆ０に近づいた場合を図示している。

先ずインバータの回生電流期間の十分得られているｆｄ
＞ｆｏの場合について説明する。第２図において電圧検
知回路１２の電圧比較器２２にはトランジスタ７のコレ
クタ電圧ＶＱ−ｒの分圧電圧Ｖ、７゜と平滑コンデンサ
３の分圧電圧Ｖｃ３１　　が与えられ、その分圧比はＶ
Ｃ３／がＶＱ７／のビーク値の約捧になる様に設定され
ている（第３図ＶＱ７／　、ＶＣ３／　）。そしてこの
電圧比較器２２の出力Ｂには第３図に示す波形が発生す
る。一方、共振コンデンサ６の電圧ＶＣｓはＩＣ１及び
ＩＣ２の電流の零点で電圧がピーク点に達する波形が発
生しており、微分回路１３のコンデンサ２４には第３図
の１Ｃ２４で示される電流が流れ位相が９ｏ０進み、ｌ
ｃｌ及びＩＣ２の零点が、１ｃ２４の零点と同一時点に
なる。そして、トランジスタ２６のコレクタ２６のコレ
クタ端子には第３図Ａで示す波形が発生する。このＡ波
形及びＢ波形は論理回路１４のＡＮＤ回路２８に入力さ
れ第３図に示すＣ波形が出力される。このＣ波形の時間
幅ｔ、はＩＣ１のダイオード８０通電時間に相当するも
のである。そして、Ｃ波形はタイマー回路１５の抵抗２
９とコンデンサ３ｏで構成された第１の積分回路で積分
され、Ｃ波形の発生からコンデンサ３０の電圧は上昇し
、ツェナーダイオード３１の閾値を越えトランジスタ３
３は導通する。トランジスタ３３が導通すると第２の積
分回路のコンデンサ３６を急速に放電する（第３図ｔ１
時点り波形）。そして、Ｃ波形の電圧が下がると（第３
図ｔ２時点）コンデンサ３６は抵抗３４を通じ充電がツ
ェナダイオード３１の閾値に達する迄の時間ｔ０〜ｔ１
間がインバータの回生ダイオードの電流通電時間の検知
レベルの設定値となる。そして、コンデンサ３５の充電
電圧が抵抗３４で定まる時間で上昇開始している途中で
次のＣ信号が発生し、再びコンデンサ３６は放電される
。このコンデンサ３５の電圧は平滑・比較増ｌ〕回路１
６０基準電圧Ｖｒｅｆに達しないため、演算増巾器４１
の出力Ｅは低レベルであり可変周波数駆動回路１７は影
響されず内部発振器の周波数でインバータを駆動する。

次にインバータの回生電流期間の短いｆｄ＃　ｆ。

の場合について説明する。電圧検知回路１２の出力Ｂと
、微分回路１３の出力Ａ及び、論理回路１４の出力Ｃが
発生する動作は前述と同一であり省略する。ここで、イ
ンバータの回生ダイオードの電流通電時間が短くなると
Ｃ波形の時間幅ｔ、も短くなる。そして、このＣ波形の
出力時間が短くなるとタイマ回路１５のコンデンサ３ｏ
の充電電圧はツェナダイオード３１の閾値に達しないた
めトランジスタ３３は不導通であり、そのコレクタに接
続されたコンデンサ３６は抵抗３４により充電された捷
まになる。そして、このコンデンサ３５の充電電圧は平
滑・比較増幅回路１６０基準電圧Ｖｒｅｆを越え演算増
幅器４１の出力Ｅは高レベルになるため、可変周波数駆
動回路１７の発振周波数は上昇する。そして、インバー
タの発振周波数が上昇すると、出力Ｃ波形の時間幅ｔ、
が長くなり、トランジスタ３３は再び導通開始しタイマ
回路１６のコンデンサ３５は放電されるようになり第３
図ｆｄ＞ｆｏの波形図に近ずく。なお第３図のｆｄ嬌、
ｆｏの場合のＣ，Ｄ波形はこのフィードバック制御が行
なわれるとＣ波形の時間幅ｔｄは前述のｔ。−ｔ１時間
、すなわち、抵抗２９、コンデンサ３０、ツェナダイオ
ード３１で定まるタイマ時間と同一時間で一定に制御さ
れるものである。以上が本発明の動作である。

なお本発明では回生ダイオード導通期間の一方しか検知
していないが、論理回路１４に排他的論理和回路を用い
れば両方の回生ダイオード導通時間が検知できるもので
ある。加えて本発明の電圧検出回路は直流電源電圧とイ
ンノ；−夕のスイッチング素子電圧を比較しているため
平滑コンデンサの小さい高リップル直流電源に於いても
検知可能である。

以上述べたように本発明のインノく一夕装置によればス
イッチング素子の端子電圧と、共振コンデンサ電圧の微
分信号を比較する簡素な構成で、変流器のように零点が
変動しないだめ安価で高精度の回生時間検知が可能であ
り、非常に安定なインバータ装置が得られる。又、微小
抵抗による検知のような電力損失も発生せずその効果は
大である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す誘導加熱用インバータ
装置の電気回路図、第２図は第１図の具体的な電気回路
図、第３図は第１図、第２図の動作を説明するための波
形図である。 １２・・・・・・電圧検知回路、１３・・・・・・微分
回路、１４・・・・・・論理回路、１６・・−・・・タ
イマ回路。 代理人の氏名　弁理士　中　尾　敏　男　ほか１名第１
図

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）直流電源に直列に接続された複数個のスイッチン
   グ素子と、前記スイッチング素子の直列接続点と前記直
   流電源端子間に接続された加熱コイルと共振コンデンサ
   の直列回路よりなるインバータ回路と、前記スイッチン
   グ素子の直列接続点に接続された電圧検知回路と、前記
   共振コンデンサに接続された微分回路、及び前記電圧検
   知回路、微分回路の夫々の出力に接続された論理回路と
   、この出力に接続されたタイマ回路とよりなり、前記ス
   イッチング素子のスイッチング時点から、前記共振コン
   デンサの微分出方の零交差点布の出方時間が所定値以下
   になったとき、前記インバータ回路の発振周波数を連続
   的に可変させた誘導加熱用インバータ装置
2. （２）スイッチング素子の電圧検知回路は前記直流電源
   及び前記スイッチング素子のそれぞれの電圧を分圧した
   信号を比較する電圧比較器で構成された特許請求の範囲
   第１項記載の誘導加熱用インバータ装置。
3. （３）微分回路はコンデンサとトランジスタのベース・
   エミッタの直列回路で構成された特許請求の範囲第１項
   記載の誘導加熱用インバータ装置。