JPS6264299A - 発電機の電圧調整回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 本発明は発電機の出力電圧を調整する方法及びそのため
の電圧調整回路に関し、特に、蓄電池を充電することを
含めて自動車の電気的負荷に給電するために使用される
ダイオード整流式交流発電機の電圧調整回路に関する。

〔従来技術〕

自動車の電気的負荷に給電するダイオード整流式交流発
電機の界磁電流を制御する電圧調整回路は当業者には良
く知られている。公知の種類の電圧調整回路の１つは蓄
電池に印加される電圧を検出し、この電圧が所望の調整
電圧より高い場合、界磁電流を制御するトランジスタは
オフされる。

この電圧が所望の調整電圧より低いときは、界磁電流制
御トランジスタはオンされる。トランジスタは検出電圧
の変化に応答して繰返しオン、オフされることにより、
発電機の出力電圧を所定の所望の調整電圧に維持する。

別の種類の公知の電圧調整回路においては、発電機の出
力電圧を所望の調整電圧に維持するために界磁電流は一
定の周波数でパルス幅変調される。

この種の回路では、パルス幅は実際の出力電圧と所望の
電圧との差の関数である。この種の電圧調整回路の例は
米国特許第２，９７６．４７３号及び第４．２７５，３
４４号に記載されている。英国特許第１．３９２，０９
６号にも界磁電流のパルス幅制御方法が記載されている
が、この特許においては、電圧基皐は周期的階段波形の
形態をとる。

〔発明の概要〕

本発明によれば、発電機の出力電圧を調整する方法及び
発電機の電圧調整回路は特許請求の範囲第１項及び第６
項の特徴項にそれぞれ記載される特徴ををする。

本発明の電圧調整回路は発電機の界磁電流のパルス幅変
調を採用しているが、その方法は前述の特許とは異なる
。すなわち、本発明の電圧調整回路は、発電機の実際の
出力電圧と、発電機の所望の調整電圧との相対的な大き
さに応答するアップ／ダウンカウンタを含むデジタル装
置を利用する。

発電機の実際の出力電圧が所望の調整電圧より低いとき
、アップ／ダウンカウンタは増分、すなわちカウントア
ツプされ、実際の出力電圧が所望の調整電圧より高いと
きにはアップ／ダウンカウンタは減分、すなわちカウン
トダウンされる。アップ／ダウンカウンタの瞬間的カウ
ントは、発電機の界磁巻線と直列に接続される半導体ス
イッチ（ＭＯＳＦＥＴなど）のオン時間を決定するため
に、従って界磁巻線に印加される電圧のパルス幅を決定
するために使用される。実際の出力電圧が所望の調整電
圧を越えるたびに、界磁巻線制御半導体スイッチはオフ
状態にバイアスされる。すなわち、実際の出力電圧が所
望の調整電圧を上回っている期間中は磁界は励磁されず
、アップ／ダウンカウンタは減分される。実際の出力電
圧が所望の調整電圧より低く降下すると、界磁巻線はア
ップ／ダウンカウンタのカウントの大きさにより表わさ
れるパルス幅で励磁され、アップ／ダウンカウンタは増
分される。

従って、本発明の目的は、出力電圧が所望の調整電圧よ
り低いときはアップ／ダウンカウンタは増分され、出力
電圧が所望の調整電圧より高いときにはアップ／ダウン
カウンタは減分され、界磁巻線は、出力電圧が所望の調
整電圧を越えている間は消磁され、さらに、出力電圧が
所望の調整電圧より低い期間中は界磁巻線はアップ／ダ
ウンカウンタのカウントの大きさの関数であるパルス幅
でパルス幅変調されるような改良された発電機の電圧調
整回路及び発電機の出力電圧を調整する方法を提供する
ことである。

本発明の別の目的は、自動車の電気的負荷に給電し、自
動車の機関により駆動される発電機が前述の電圧調整回
路より界磁電流を制御することによって電圧調整され、
さらに、電圧調整回路は、機関及び発電機が機関アイド
ル速度のような低速で動作している時点で、大きな電気
的負荷が発電機に加えられたときに発電機により機関に
加えられるトルク負荷の増加をできる限り少なくするよ
うに制御される自動車用電気回路を提供することである
。この目的は、機関アイドル動作中はカウントアツプ速
度が低下されるように電圧調整回路のアップ／ダウンカ
ウンタのカウント速度を変化させることにより達成され
るのが好ましい。これは、発電機の出力電圧が所望の調
整電圧より低いときに界ｆｅＬ電圧のパルス幅の経時変
化速度を低下させる効果を有する。従って、機関アイド
ル動作中、界磁電流は大きな電気的負荷が発電機に加え
られたときに機関に急激なトルク負荷を与えることのな
いように徐々に増加される。機関回転速度がアイドル速
度を上回っている間、カウント速度は所定値まで上昇さ
れる。

本発明のさパうに別の目的は、蓄電池電圧又は発電機の
ブリッジ整流器の出力電圧を表わす検出電圧を電圧調整
回路に供給することができる改良された電圧検出セレク
タ構成を有する蓄電池を含む自動車の電気的負荷に給電
するダイオード整流式交流発電機の界磁電流を制御する
電圧調整回路を提供することである。この目的は、一方
が蓄電池電圧を検出し、他方は発電機のブリッジ整流器
電圧を検出する２つの分圧器を設けることにより達成さ
れるのが好ましい。それぞれの分圧器は複数個の抵抗器
と、感温サーミスタとから構成される。

蓄電池電圧を検出する信号線が所定値より低い電圧を有
するとき、センスセレクタはブリッジ整流器に接続され
る分圧器からの電圧を電圧調整回路に印加する。蓄電池
電圧が所定値より高いときは、センスセレクタは蓄電池
に接続される分圧器からの電圧を電圧調整回路に印加す
る。

本発明の別の目的は、アップ／ダウンカウンタを含み、
自動車の電気的負荷に給電するダイオード整流式交流発
電機の電圧調整回路であって、自動車の機関が発電機を
駆動していないとき、アップ／ダウンカウンタのカウン
トアップしているときにアップ／ダウンカウンタにより
達成できるカウントの値が所定値にクランプされるよう
な電圧調整回路を提供することである。アップ／ダウン
カウンタのクランプされたカウント値はこの動作条件の
下での界磁電圧のパルス幅を決定するために使用され、
パルス幅は界磁電流を所定値に制限するような値である
。

本発明の別の目的は、活動故障検出装置を使用する自動
車用電気回路の改良された故障検出回路を提供すること
である。

〔実施例〕

以下、添付の図面を参照して本発明の詳細な説明する。

第１図には、本発明に従って構成される電圧調整回路を
利用する自動車用電気回路が示されている。第１図の自
動車用電気回路は交流発電機１０を有し、発電機は三相
デルタ接続形の固定子巻線１２と、回転自在の界磁巻線
１４とを有する。第１図の発電［１０は、米国特許第３
，５３８，３６２号に示されるようなＹ接続固定子巻線
ではなくデルタ接続固定子巻線を有する点を除いて、米
国特許第３．５３８．３６２号に記載される種類のもの
であれば良い。本発明の電圧調整回路はデルタ接続固定
子巻線又はＹ接続固定子巻線のいずれかを有する発電＠
１０と共に使用することができる。界磁巻線１４は、自
動車の機関１６により回転駆動される回転子アセンブリ
の一部である。図示されるように、機関１６はそのアイ
ドル速度を制御するアイドル速度制御装置１８に接続さ
れる。発電機１０は、周知のように、機関１６の回転速
度より高速でベルト及びプーリにより駆動される。

固定子巻線１２の出力端子は三相全波形のブリッジ整流
器２０の交流入力端子にそれぞれ接続される。ブリッジ
整流器２０は３個の正半導体ダイオード２２から構成さ
れ、それらのダイオードの陰極は直流電圧出力端子２４
に接続される。ブリッジ整流器２０は３個の負半導体ダ
イオード２６をさらに有し、それらのダイオードの陽極
は接地直流電流出力端子３０に接続される。一対の正半
導体ダイオード２２と負半導体ダイオード２６の間に接
続される接続点３２は抵抗器３３及び導線３５を介して
導線３４に接続される。接続点３２に現われる電圧は脈
動電圧であり、この接続点に現われる電圧パルスの周波
数は発電機及び機関の回転速度の関数である。発電機１
０は回転し７ていないときは出力電圧を発生せず、接続
点３２における電圧はゼロである。従って、導線３４の
信号は発電機及び機関の回転速度を表わすと共に、発電
機１０が回転しているか否かを指示する。この信号は本
発明の電圧調整回路を以下にさら゛に詳細に説明する方
式で制御するために利用される。

自動車用電気回路は蓄電池３６を含み、この蓄電池の負
側は接地され、正側は接続点３８に接続される。蓄電池
３６は本発明の説明の中では１２ボルトの蓄電池である
と仮定する。蓄電池３６は、ブリッジ整流器２０の直流
電圧出力端子２４を接続点３８に接続する導線４０を含
む回路により充電される。蓄電池３６と発電機１０は、
図示されてはいないが、接続点３８と接地点との間に接
続される自動車の様々な電気的負荷に給電する。

本発明の電圧調整回路は接続点３日と接地点との間の現
われる電圧を所望の調整電圧に調整するために界磁巻線
１４を流れる電流を制御する。本発明の説明の中では、
電圧調整回路は１２ボルト回路であり、接続点３８と接
地点との間で維持すべき所望の調整電圧は１４ボルトで
あると仮定する。この所望の調整電圧は温度に応じて変
動する。

界磁巻線１４を流れる電流は、金属酸化物半導体電界効
果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）４２の形態をとる半導
体スイッチにより制御される。このＭＯＳＦＥＴ４２は
Ｎチャンネルエンハンスメントモード形のトランジスタ
である。ＭＯＳＦＥＴ４２のゲートＧは導線４４に接続
され、ドレインＤは接続点４６に接続され、ソースＳは
界磁巻線１４の一方の側に接続される。界も〃巻線１４
の反対側は接地される。接続点４６は導線４８を介して
ブリッジ整流器２０の直流電圧出力端子２４に接続され
る。界磁放電ダイオ−°ド４９は界磁巻線１４に接続さ
れる。

Ｍ　ＯＳ　Ｆ　Ｅ　Ｔ　４２がドレインとソースとの間
で導通状態にバイアスされると、界磁巻線１４は、直流
電圧出力端子２４から導線４８を介して接続点４６に至
り、ＭＯＳＦＥＴ４．２のドレイン電極及びソース電極
を介し、次に界磁巻線１４を介して接地点に達する回路
を介して励磁される。ＭＯＳＦＥＴ４２は接続点３８の
電圧を１４ボルトであると想定した所望の調整電圧に維
持するために後述する方法でオン／オフされる。蓄電池
３６から導線４０及び４８と、ＭＯＳＦＥＴ４２とを介
して界磁巻線１４を励磁することもできる。

電圧調整回路は蓄電池電圧検出回路５０を有し、この検
出回路は接続点３８と接地点との間に接続される。蓄電
池電圧検出回路５０は抵抗器５０Ａ、５０Ｂ、５０Ｃ１
５０Ｄから成る第１の分圧器と、負の抵抗温度係数を有
する温度応答サーミスタ５０Ｅと、コンデンサ５０Ｆと
から構成される。

この蓄電池電圧検出回路５０は導線５２を介して接続点
３８に接続され、それにより蓄電池３６の両端電圧を検
出する。接続点５４の電圧は蓄電池３６の電圧を表わす
分割電圧であり、導線５８によりリニア４？！精回路５
６に印加される。従って、導線５８の電圧は蓄電池電圧
の関数であり、この電圧は温度補償調整電圧を供給する
ために温度応答サーミスタ５０Ｅの温度変化に応答して
変化する。このように、電圧調整回路は接続点３８の電
圧を１４ボルトに維持するが、低温状態ではこの電圧は
高くなり、高温状態においてこの電圧は低下するものと
仮定した。

電圧調整回路は、接続点４Ｇと接地点との間に接続され
る別の電圧検出回路６０を有する。この電圧検出回路６
０は抵抗器６０Ａ、６０Ｂ、６０Ｃ１６０Ｄから成る第
２の分圧器と、負の抵抗温度係数を有する温度感知サー
ミスタ６０Ｅと、コンデンサ６０Ｆとから構成される。

この電圧検出回路６０は導線６２により接続点４６に接
続される。接続点６４は接続点４６と接地点との間に現
われる電圧を表わす分割電圧を発生し、従って、ブリッ
ジ整流器２０の直流電圧出力端子２４と接地点との間に
現われる電圧を分割したものを表わす。接続点６４の電
圧は導線６６を介してリニア集積回路５６に印加される
。

リニア集積回路５６は後述するセンスセレクタ１７２を
含む。このセンスセレクタ１７２は電圧調整回路を導線
５８の蓄電池電圧を表わす電圧又は導線６６のブリッジ
整流器電圧を表わす電圧のいずれか一方に応答させる。

通常の条件の下では、電圧調整回路は導線５８の蓄電池
電圧に応答するが、導線５２が接続点３８から遮断され
るなどの誤動作の場合には、電圧調整回路は導線６６の
ブリッジ整流器電圧に応答することにより動作し続ける
。いずれの場合にも、蓄電池電圧検出回路５０と検出回
路６０は共に温度応答サーミスタ５０Ｅ及び６０Ｈの形
の感温回路素子を有するので、温度補償調整電圧が発生
される。

電圧調整回路は、導線７０と自動車のイグニションスイ
ッチであっても良い手動操作自在のスイッチ７２との間
に接続される信号ランプ６８を含む。手動操作自在のス
イッチ７２は導線７４により接続点３８に接続される。

後述するように、信号ランプ６８はいくつかの誤動作状
態において自動車の運転者に誤動作の発生を指示するた
めに動作される。

リニア集積回路５６は、機関及び発電機の回転速度の関
数であるパルス周波数をリニア集積回路５６に供給する
導線３４に接続される。リニア集積回路５６は、前述の
ようにＭ　ＯＳ　Ｆ　Ｅ　Ｔ　４２のゲートに接続され
る導線４４に接続される。

リニア集積回路５６は電力接地導線７８を有する。電力
接地導線７８は抵抗器８０を介して自動車の接地点に接
続される。リニア集積回路５６はリニア集積回路５６の
信号接地接続部を形成する信号接地導線８２をさらに有
する。信号接地導線８２は導線８６を介して自動車の接
地点に接続されると共に、導線９２を介してデジタル集
積回路９０に接続される。

リニア集積回路５６は、第１図及び第２図には接地され
るように示されているいわゆる遠隔検出導線９３を有す
る。電圧調整回路が製造されるとき、遠隔検出導線９３
は図示されるように信号接地点、すなわち自動車の接地
点に接続されるか、あるいは遠隔検出導線９３を浮動さ
せる、すなわち接地点に接続しないでおくことも可能で
ある。

電圧調整回路の製造中に遠隔検出導線９３が接続される
方法、すなわち接地されか否かは、導線５２が偶発的に
接続点３８から遮断された場合に電圧調整回路が信号ラ
ンプ６８を動作させることができるか否かを決定する。

蓄電池３６が自動車のトランクのような離れた場所に配
置される場合は、導線５２が接続点３８から遮断された
ことを信号ランプ６８を動作させることにより自動車の
運転者に指示するのが望ましい。そのような指示が望ま
れるときには、遠隔検出導線９３は接地点に接続されな
い。指示を与えることが望まれないならば、遠隔検出導
線９３は接地される。望まれる機能を提供するだめの構
成を実現する方法については後に詳細に説明する。

導線４８及び直流電圧出力端子２４に接続される接続点
４６は導線９４に接続される。導線９４の電圧は直流電
圧出力端子２４の所望の調整電圧とほぼ等しい。リニア
集積回路５６は抵抗器９６及び導線９８を介して導線９
４に接続される。以下にさらに詳細に説明するように、
導線９８は、電圧調整回路において利用される倍電圧器
２００の形態の電圧増倍回路に電圧を供給する。リニア
集積回路５６は抵抗器１００及び導線１０２を介して導
線９４にさらに接続される。コンデンサ１０４は導線１
０２と接地点との間に接続される。

導線１０２の電圧は電圧ＶＬＩＮとして示されている。

リニア集積回路５６とデジタル集積回路６０とは導線１
０８．１１０．１１２．１１４．１１６及び１１８によ
り互いに接続される。後述するように、導線１０８はほ
ぼ一定の電圧ＶＤＩＧをデジタル集積回路９０に印加す
る。導線１１０は設定点信号をデジタル集積回路９０に
印加する。導線１１２は発電機１０が回転しているか否
かを示すデジタル集積回路９０からの信号をリニア集積
回路５６に印加する。導線１１４は機関１６及び発電機
１０の高速状態を示すデジタル集積回路９０からの信号
をリニア集積回路５６に印加する。

導線１１６はパルス幅、すなわちＭＯＳ　Ｆ　ＥＴ４２
のオン時間を制御するデジタル集積回路９０からの信号
をリニア集積回路９０に供給する。導線１１８は方形波
信号をデジタル集積回路９０に供給し、この信号の周波
数は機関及び発電機の回転速度の関数である。

前述のように、本発明の電圧調整回路は倍電圧器２００
を利用する。この倍電圧器２００のためのコンデンサ１
２０は第１図に示されている。このコンデンサ１２０は
以下にさらに詳細に説明するように導線１２１及び１２
２によりリニア集積回路５６に接続される。

リニア集積回路５６は第２図に示され、第２図にブロッ
クとして示されるセンスセレクタ１７２及び倍電圧器２
００の特定の回路は第３図及び第４図に詳細に示されて
いる。

次に、第２図に示されるリニア集積回路５６に関して説
明する。第２図において、回路内の様々な点は通常の接
地記号により示されている。それらの記号は回路内の特
定の接地点が信号接地点と自動車の接地点の双方に接続
されることを示すが、先に指摘したように、リニア集積
回路５６の信号接地点は１ｖＡｓ２により自動車の接地
点に接続される。リニア集積回路５６は第１図及び第２
図において同じ図中符号により示される環線により第１
図の自動車用電気回路に接続される。導線１０２の電圧
Ｖ　Ｌ　Ｉ　Ｎは温度安定電源、すなわち内部電圧調整
器１２４の入力端子に印加される。内部電圧調整回路１
２４の目的は、導線１０８の約８ボルトのほぼ一定の電
圧ＶＤＩＧを維持することである。内部電圧調整器１２
４は、この種の調整器は当業者には良く知られているた
め、幾分概略的に図示されている。従って、内部電圧調
整器１２４は導線１０２及び１０８の間に直列に接続さ
れるＮＰＮ　）ランジスタ１２６から構成される。ＮＰ
Ｎｌ−ランジスタ１２６のベースは、Ｎ　Ｐ　Ｎ　トラ
ンジスタ１２６の導通を制御するための制御素子１２８
に接続される。制御素子１２８は導線１３０を介して導
線１０８の電圧に応答し、導線１０８の定電圧ＶＤＩＣ
を維持するためにｉ’Ｊ　Ｐ　Ｎ　トランジスタ１２６
の導通を制御する。制御素子１２８は信号線１３４を介
して低電圧比較器１３２の出力にさらに応答する。低電
圧比較器１３２は導線７０の電圧を基準電圧Ｖａと比較
する。導線７０は信号ランプ６８の一方の側に接続され
ると共に、導線１３６により低電圧比較器１３２に接続
される。導線１３６の電圧が所定のある最小値を越えな
い場合、低電圧比較器１３２の出力は制御素子１２８に
ＮＰＮトランジスタ１２６を非導通状態にバイアスさせ
ることにより、導線１０２及び１０８を互いに遮断する
。導線１３６の電圧が所定の最小値を越えると、Ｎ　Ｐ
　Ｎ　）ランジスタ１２６は導通するように制御され、
それにより、定電圧ＶＤＩＧが導線１０８に現われる。

リニア集積回路５６は、導線１０８と接地点との間に直
列に接続される抵抗器１３８．１４０．１４２．１４４
及び１４６から構成される分圧器を有する。この分圧器
１３８〜１４６は接続点１４８．１５０．１５２及び１
５４にこの順序で徐々に低くなる分割電圧を供給する。

これら全ての接続点１４８〜１５４における電圧は、分
圧器１３８〜１４６が導線１０８の定電圧ＶＤＴＧに接
続されているために、安定した電圧である。分圧器１３
８〜１４６と内部電圧調整器１２４は基準電圧手段を規
定する。リニア集積回路５６は、接続点１６０と接地点
との間に接続される抵抗器１５６及び１５８と、抵抗器
１６１及び１６３から成る付加的分圧器を有する。接続
点１６２及び１６５の電圧は、それぞれ、電圧ＶＬＪＮ
の分割電圧である。

第２図のリニア集積回路５６はフェイルセーフ比較器１
６４と、過電圧比較器１６６と、設定点比較器１６８と
、不足電圧比較器１７０とを有する。

前述のように、本発明の電圧調整回路は導線５８の蓄電
池電圧を表わす分割電圧又は導線６６のブリッジ整流器
電圧を表わす分割電圧のいずれか一方に応答することが
できる。これはセンスセレクタ１７２により行なわれる
。第３図に詳細に示されるセンスセレクタ１７２に関し
て説明する。

第２図及び第３図かられかるように、センスセレクタ１
７２は導線５８及び６６と接続され、導線１７４により
設定点比較器１６８に接続される。

センスセレクタ１７２の詳細な回路は第３図に示されて
おり、定電圧ＶＤＩＣが印加される導線１８０及び１８
２を含む。第３図の回路はＮＰＮトランジスタＱ１１、
Ｑ１２、Ｑ１５、Ｑ１６及びＱ１７を利用する。導線５
８　（蓄電池電圧）は抵抗器１８４を介してＮ　Ｐ　Ｎ
　）ランジスタＱ１５及びＱ１２のベースに接続される
。導線６６（ブリッジ整流器電圧）は抵抗器１８６を介
してＮＰＮトランジスタＱｌｌのベースに接続される。

ＮＰＮ　）ランジスタＱ１６及びＱ１７のベースは接続
点１８８に接続され、この接続点１８８は抵抗器を介し
て接地される。ＮＰＮ　）ランジスクＱ１１及びＱ１２
のエミッタは導線１７４に接続されると共に、抵抗器１
９０を介して接地される。

ＮＰＮ　）ランジスタＱ１６のコレクタはＮ　Ｐ　Ｎ　
）ランジスタＱｌｌのベースに接続され、ＮＰＮ　ｌ−
ランジスタＱ１６及びＱ１７のエミッタは接地される。

ＮＰＮ）ランジスタＱ１７のコレクタは導線１９１に接
続される。導線１９１には定電圧ＶＤＩＧ（導線１０８
）からの電圧が図示されない回路により供給される。

ＮＰＮトランジスタＱ１５は導線５８と接地点との間に
現われる電圧（蓄電池電圧）を検出し、この電圧が所定
のレヘルより高いとき、ｐＪ　Ｐ　Ｎ　）ランジスタＱ
１５は導通状態にバイアスされる。

ＮＰＮ　）ランジスタＱ１５を導通させるために必要な
電圧レベルは約４から６ボルトであれば良い。

蓄電池電圧（１２ボルト）が導線５８に印加されたもの
とすると、Ｎ　Ｐ　Ｎ　トランジスタＱ１５は導通状態
にバイアスされる。ＮＰＮ　ｌ−ランジスタＱ１５の導
通により、ＮＰＮ　Ｉ−ランジスタＱ１６及びＱ１７は
導通状態にバイアスされる。ＮＰＮトランジスタＱ１６
が導通するようにバイアスされると、ＮＰＮ　）ランジ
スタＱｌｌのベース電圧はそれが非導通状態にバイアス
される点まで低下する。Ｎ　Ｐ　Ｎ　トランジスタＱ１
７の導通により導線１９１の電圧は接地電位に向かって
低下する。

上述のような動作条件の下で、ＮＰＮトランジスタＱ１
２は電圧フォロアとして動作することにより、導線５８
の電圧を表わす検出電圧を導線１７４に印加する。すな
わち、この時点で導線１７４は蓄電池電圧を検出してし
・ることになる。

導線５８の電圧はＮ　Ｐ　Ｎ　トランジスタＱ１５がそ
れ以上の導通状態にバイアスされない値（４から６ボル
ト以下）まで降下すると、回路は導線６６の発電機電圧
、すなわちブリッジ整流器電圧を表わす検出電圧を導線
１７４に発生させる。導線５８の電圧は、たとえば、導
線５２が接続点３８から遮断されるなどの理由により低
下することがあり、その場合、導線５８の電圧はゼロに
なると考えられる。導線５８の電圧がＮＰＮ　）−ラン
ジスタＱ１５を非導通状態にバイアスする値まで降下す
ると、ＮＰＮ　トランジスタＱ１６及びＱ１７は非導通
状態にバイアスされる。ＮＰＮＩ−ランジスタＱｌｌは
ここで導通状態にバイアスされ、電圧フォロアとして動
作して、導線６６の電圧とほぼ等しい検出電圧を導線１
７４に供給する。さらに、ＮＰＮ）ランジスクＱ１７が
非導通状態にバイアスされると、導線１９１の電圧は高
くなる。

この時点で設定点比較器１６８にはブリッジ整流器電圧
が印加され、従って、電圧調整回路はブリッジ整流器電
圧に応答して出力電圧を調整する。

倍電圧器２００は第２図にはブロックの形で示され、第
４図に詳細に示されている。倍電圧器２００の目的は、
ＭＯ３ＦＥＴ４２のゲートに印加され、このトランジス
タを導通状態にバイアスするほど十分に窩い電圧を発生
することである。

従って、ＭＯ３ＦＥＴ４２を完全に導通状態にバイアス
するためには、自動車用電気回路で利用できる１２ポル
トを１２ボルトより高い値に増加させなければならない
。その理由は、界磁巻線１４がＭＯ３ＦＥＴ４２のソー
スと接地点との間に接続されていること及びＭＯ３ＦＥ
Ｔ４２がＮチャンネルエンハンスメント形であることで
ある。言いかえれば、界磁巻ｂ％１４は高電位側駆動構
成でＭＯ３ＦＥＴ４２により励磁されるということにな
る。倍電圧器２００は導線９８に接続され、従って、直
流電圧出力端子２４の電圧が倍電圧器２００に印加され
る。倍電圧器２００は、ＭＯ３ＦＥＴ４２を導通状態又
は非導通状態にバイアスさせる信号が発生される導線２
０２にさらに接続される。

倍電圧器２００の詳細な回路は第４図に詳細に示されて
おり、１対のＮＰＮ）ランジスタＱ７０及びＱ７２を含
む。ＮＰＮ　ｌ−ランジスクＱ７０のコレクタは導線９
８に接続されると共に、抵抗器２０６を介して接続点２
０４に接続される。接続点２０４は抵抗器を介してＮＰ
Ｎ　Ｉ−ランジスタＱ７２のベースに接続され、抵抗器
を介してＮＰＮトランジスタＱ６９のベースに接続され
ると共に、ＮＰＮトランジスタＱ６８のコレクタにも接
続される。ＮＰＮ　ｌ−ランジスタＱ６８のエミッタは
接地され、このＮＰＮトランジスタのベースは導ｖＡ２
０２に接続される。第４図の回路はＮＰＮトランジスタ
Ｑ７０のエミッタに接続されるエミッタと、導線１２１
に接続されるベースとを有するＰＮＰ　トランジスタＱ
７１をさらに含む。ＰＮＰトランジスタＱ７１のベース
とコレクタは導線２０７により接続され、抵抗器２０８
はＰＮＰ　ｌ−ランジスタＱ７１及びＮＰＮ）ランジス
タＱ７２のコレクタを互いに接続する。ＰＮＰトランジ
スタＱ７１のエミッターベース回路はダイオードを形成
し、このダイオードの陽極は接続点２１０に接続され、
陰極は導線１２１に接続される。導線２１１と、ツェナ
ーダイオード２１２と、順方向バイアスダイオード２１
４とを含む回路はＮＰＮトランジスタＱ７０のベースと
接地点との間に接続される。この回路は導線２１１と接
地点との間の電圧を約１８ボルトに制限する。ＮＰＮ　
）ランジスタＱ７０は絶えず導通状態にバイアスされて
おり、本質的には利得付ダイオードとして動作する。導
線１２６は図示されない回路を介して電圧ＶＬＩＮに接
続される。

次に、倍電圧器２００の動作を説明する。導線２０２の
電圧はＭＯ３ＦＥＴ４２を導通状態及び非導通状態にバ
イアスさせるためにハイレベルとローレベルとの間で切
替わる。導ｙＡ２０２のｔＪｆがローレベル状態にある
と仮定すると、Ｎ　Ｐ　Ｎ　ｌ−ランジスタＱ６８は非
導通状態にバイアスされる。

ＮＰＮ）ランジスタＱ６８が非導通状態にあるとき、Ｎ
ＰＮ　ｌ−ランジスタＱ７２及びＱ６９は導通状態にバ
イアスされる。そこで、コンデンサ１２０は、導線９８
からＮＰＮ　）ランジスタＱ７０の導通するコレクター
エミッタ回路を介し、ＰＮＰ　Ｉ−ランジスタＱ７１の
エミッターベース間ダイオードを介し、コンデンサ１２
０を介し、導通ずるＮＰＮトランジスタＱ６９を介して
接地点に至る回路を経て充電される。ＮＰＮ　ｌ−ラン
ジスタＱ７２の導通により導線４４の電圧は接地電位に
近づき、導線４４はＭＯ３ＦＥＴ４２のゲートに接続さ
れているので、ＭＯ３ＦＥＴ４２のゲートは接地電圧に
近づき、従って、Ｍ　ＯＳ　Ｆ　Ｅ　Ｔ　４２は非導通
状態にバイアスされる。以上説明した回路の状態は、電
圧調整回路がＭ　ＯＳ　Ｆ　Ｅ　Ｔ　４２を非導通状態
にすべきであごとを決定した状態に相当する。

電圧調整回路がＭＯ３ＦＥＴ４２を導通状態にバイアス
することを要求すると、導線２０２の電圧はＮ　Ｐ　Ｎ
　トランジスタＱ６８を導通状態にバイアスするために
上昇される、すなわち高レベルになる。ＮＰＮ　）ラン
ジスタＱ６８が導通状態にあるとき、ＮＰＮトランジス
タＱ６９及びＱ７２は非導通状態にバイアスされる。そ
こで、コンデンサ１２０に蓄積された電圧と、導線９４
のブリッジ整流器２０の出力電圧とほぼ等しい導線９８
の電圧との和にほぼ等しい電圧が導線４４及びＭＯ３Ｆ
ＥＴ４２のゲートに印加される。従って、Ｎ　Ｐ　Ｎ　
トランジスタＱ７２が非導通状態にバイアスされると、
コンデンサ１２０の正側は導線２０７及び抵抗器２０８
を介して導線４４に接続される。

コンデンサ１２０の負側は導線１２２と、導線２１８と
、抵抗器２２０と、導線２２２と、ＮＰＮトランジスタ
Ｑ７０のコレクターエミッタ間経路とを介して導線９８
の正電圧に接続される。その結果、コンデンサ１２０に
蓄積された電圧は４線９８と接地点との間の電圧に加え
られるので、ＭＯ３ＦＥＴ４２のゲート電極にはこれを
導通状態にバイアスするのに十分な電圧が印加される。

導線９４のブリッジ整流器２０の出力電圧が約１４ボル
トであるとき、ＭＯ３ＦＥＴ４２のゲートに印加される
電圧は２倍の約２８ボルトとなる。

蓄電池電圧（１２ボルト）のみが導線９４に印加される
場合には、ＭＯ３ＦＥＴ４２のゲートに印加される電圧
は２倍の約２４ボルトである。抵抗器９６はコンデンサ
１２０への充電電流を制限する。

第２図のリニア集積回路５６は、図示されるように接続
されるＮＰＮ　ｌ−ランジスタ２２８及び２３０から構
成されるランプ駆動回路２２６を有する。これら２つの
ＮＰＮ　）ランジスタ２２８．２３０のコレクタは２１
′４ｉＡ７０に接続され、この導線は信号ランプ６８の
一方の側に接続される。

ＮＰＮ　）ランジスタ２２８のエミッタは電力接地導線
７８に接続され、この導線は第１図に示されるように抵
抗器８０を介して自動車の接地点又は電源接地点に接続
される。Ｎ　Ｐ　Ｎ　トランジスタ２３０のベースは、
ＯＲゲート２３４の出力端子に接続される導線２３２に
接続される。ＯＲゲート２３４の出力がハイ状態になる
と、ＮＰＮ　）ランジスタ２３０及び２２８は導通状態
にバイアスされ、それにより抵抗器８０を介して信号ラ
ンプ６８を動作させる。

リニア集積回路５６は比較器２３６を有する。

この比較器２３６の出力端子は導線１１８に接続され、
その入力端子は導線３４に接続される。比較器２３６は
、ブリッジ整流器２０の接続点３２における電圧遷移と
同じ周波数を有する方形波パルスを導線１１８に供給す
るためにスクエアラとして動作する。

リニア集積回路５６は第２図に示されるように接続され
るＮＯＲゲート２５０と、インバータ２５２と、ＡＮＤ
ゲート２５４とを有する。

次に、第２図に示されるリニア集積回路５６の機能を説
明する。自動車の運転者が手動操作自在のスイッチ７２
を閉成すると、低電圧比較器１３２は導線７０の電圧を
検出し、この電圧が正常であれば、内部電圧調整器１２
４がオンされるので、低電圧ＶＤＩＣは導線１０２から
導線１０８に印加される。

設定点比較器１６８は接続点１５２の電圧（基準電圧）
を導線１７４の検出電圧と比較する。導線１７４の検出
電圧は、センスセレクタ１７２の選択に従って、蓄電池
電圧を表わす電圧か又はブリッジ整流器電圧を表わす電
圧のいずれか一方である。導線１７４の検出電圧が接続
点１５２の基準電圧より大きいとき、導線１１０の出力
はローレベル、すなわち０　（第２の大きさ）である。

導線１７４の検出電圧が接続点１５２の基準電圧より低
げれば、設定点比較器１６８はハイ出力、すなわち１出
力（第１の大きさ）を発生する。従って、導線１１０の
電圧は、検出されている検出電圧が基準電圧より高いか
又は低いかに応じてハイ又はローになる。この設定点比
較器１６８は電圧調整回路の一次制御装置であり、以下
にさらに詳細に説明するように、導線１１０の設定点信
号はパルス幅、すなわちＭＯ３ＦＥＴ４２のオン時間を
決定するためにデジタル集積回路９０に印加される。

フェイルセーフ比較器１６４は接続点１６２及び１４８
の電圧を互いに比較する。接続点１６２の電圧は電圧Ｖ
Ｌ　ＩＮを表わす分割電圧であり、接続点１４８の電圧
は定電圧ＶＤＩＣの分割電圧である。接続点１４８の電
圧は接続点１５２の（設定点）基準電圧より高い、すな
わちそれよりスケールアップされている。接続点１６２
の電圧が接続点１４８の電圧より高い場合、フェイルセ
ーフ比較器１６４は、ＯＲゲート２３４への１つの入力
線であると共にＮＯＲゲート２５０の１つの入力線とし
ても接続される導線２５８に印加される出力を発生する
。この動作条件の下で、導線２５８への信号の発生によ
って、ＮＯＲゲート２３４を介して、ランプ駆動回路２
２６は導通状態とされ、信号ランプ６８を動作させる。

さらに、この動作条件の下で、導線２０２に印加される
ＮＯＲゲート２５０の出力はロー状態になるので、Ｎ　
Ｐ　Ｎ　）ランジスタＱ６８　（第４図）は非導通状態
にバイアスされ、それにより、ＮＰＮ　）ランジスタＱ
Ｑ７２及びＱ６９は導通状態にバイアスされる。その結
果、倍電圧器２００はオフされるので、Ｍ　ＯＳ　Ｆ　
Ｅ　Ｔ　４２は非導通状態にバイアスされる。

フェイルセーフ比較器１６４及び関連回路の目的は、導
線４０が接続点３８から遮断された場合又は直流電圧出
力端子２４から遮断された場合に電圧調整回路に１４ボ
ルトの所望の調整電圧より高い電圧で調整させることで
ある。そのような遮断が起こると、ブリッジ整流器２０
は蓄電池３６に接続されなくなり、従って、蓄電池に電
圧を印加していない。このとき、電圧調整回路は所望の
調整電圧より低い蓄電池電圧のみを検出するので、設定
点比較器１６８は、連続する界磁電流を印加するために
ＭＯ３ＦＥＴ４２を絶えず導通状態にバイアスしようと
する信号を導線１１０に発生する。この状態が持続して
良いならば、発電機１０の出力電圧は自動車用電気回路
の構成要素を破壊するようなレベルまで上昇してしまう
と考えられる。前述のように、界磁巻線１４が励磁され
ると、発電機１０の出力電圧は上昇するが、導線１０２
の電圧ＶＬ　ＩＮが約２０から２５ボルトに達すると、
フェイルセーフ比較器１６４は導線２５８に信号を発生
し、この信号はＮＯＲゲート２５０及び倍電圧器２００
を介してＭＯ３ＦＥＴ４２を非導通状態にバイアスさせ
る。界磁電流が遮断されると、発電機１０の出力電圧は
低下し、これが２０から２５ボルトの範囲より降下した
とき、フェイルセーフ比較器１６４の出力はＭ　ＯＳ　
Ｆ　Ｅ　Ｔ４２を導通状態にバイアスさせるようなもの
となる。このように、発電機１０の出力電圧は２０から
２５ボルトの範囲に調整される。

過電圧比較器１６６は接続点１５０の基準電圧を導線５
８の蓄電池電圧又は導線６６のブリッジ整流器電圧のい
ずれか一方である導線１７４の検出電圧と比較する。接
続点１５０の（過電圧）基準電圧は接続点１５２の（設
定点）基準電圧より高い、すなわちそれよりスケールア
ップされている。

導線１７４の検出電圧が接続点１５０の基準電圧を越え
ると、過電圧比較器１６６はＮＯＲゲート２５０及びＯ
Ｒゲート２３４に入力として印加される出力を信号線２
６０に発生する。そこで、ＯＲゲート２３４の出力は信
号ランプ６８をランプ駆動回路２２６を介して動作させ
、ＮＯＲゲート２５０の出力はＭＯ３ＦＥＴ４２を非導
通状態にバイアスするために倍電圧器２００を動作させ
る。ＭＯ３ＦＥＴ４２が非導通状態であるとき、発電機
１０の出力電圧は導線１７４の検出電圧と同様に低下す
る。導線１７４の検出電圧が接続点１５０の（過電圧）
基準電圧より低くなると、過電圧比較器１６６の出力は
状態を変え、それによりＭＯ３ＦＥＴ４２を導通状態に
バイアスさせる。

そこで、電圧調整回路は出力電圧を所望の調整電圧より
高い値に調整する。限定的な意味をもたない一例を挙げ
ると、維持すべき発電［１０の所望の出力電圧がある特
定の温度で１４ボルトであるとした場合、出力電圧が約
１６ボルトに達したときに信号線２６０に過電圧信号を
発生するために過電圧比較器１６６を動作させることが
できる。

換言すれば、発電機１０の出力電圧が所望の調整電圧よ
り約２ボルト高いときに過電圧比較器　。

１６６をトリガすることができる。過電圧比較器１６６
は、過剰な界磁電流を発生させる障害が電圧調整回路に
起こっており且つ導線４０及び５２が適正に接続されて
いる場合に動作するものである。その−例はＭＯ３ＦＥ
Ｔ４２の短絡であろう。

不足電圧比較器１７０は接続点１５４の基準電圧を接続
点１６５の電圧と比較する。発電機ＩＯの出力電圧が異
常なほど低（ないとき、接続点１５４０基準電圧は接続
点１６５の電圧より低い。

接続点１６５の電圧が接続点１５４の基準電圧より低く
なると、不足電圧比較器１７０の出力端子はＡＮＤゲー
ト２５４に一方の入力として印加される信号を信号線２
６２に発生する。ＡＮＤゲート２５４の他方の入力は導
線１１４の高速信号であり、この信号は、発電機の回転
速度がたとえば３０００ｒｐｍの所定速度より高いとき
にハイレベル、すなわちルベルになる。不足電圧状態で
、発電機回転速度が所定速度を上回っているとき、ＯＲ
ゲート２３４に１つの入力として印加されるＡＮＤゲー
ト２５４の出力はランプ駆動回路２２Ｅｙを導通状態に
駆動させ、それにより信号ランプ６８を動作させる。発
電機回転速度が所定速度（３０００ｒｐｍ）に達しなけ
れば、導線１１４の信号はローになり、このときに不足
電圧状態になっていれば信号ランプ６８は動作されない
。不足電圧状態は、直流電圧出力端子２４の電圧が約１
１ボルトより低く降下する状態と考えることができる。

前述のように、遠隔検出導線９３（第１図及び第２図）
は接地点に接続されても、接続されなくてもいずれでも
良い。遠隔検出導線９３が接地点に接続されない場合、
信号ランプ６８は、導線５２が接続点３８から遮断され
たときに動作される。遠隔検出導線９３が接地点に接続
される場合には、第１図及び第２図に示したように、信
号ランプ６８は導線５２が接続点３８から遮断されても
動作されない。これはく遠隔検出指示器）ＮＰＮトラン
ジスタ２６３を含む回路（第２図に示す）により実現さ
れる。このＮＰＮ　）ランジスタ２６３のエミッタは接
地され、ベースは遠隔検出導線９３に接続される。ＮＰ
Ｎ　）ランジスタ２６３のベースは導線１９１に接続さ
れ、この導線１９１はセンスセレクタ１７２のＮＰＮ　
Ｉ−ランジスタＱ１７　（第３図）のコレクタに接続さ
れる。

遠隔検出導線９３が接地されないように電圧調整回路が
製造されており、導線５２が接続点３８がら遮断された
とすると、センスセレクタ１７２は、ＮＰＮ）ランジス
タＱ１７及び導線１９１のコレクタ電位をハイ状態にす
るためにＮＰＮ　）ランジスタＱ１７が非導通状態にバ
イアスされるような状態に切替わる。導線１９１の電圧
はＮＰＮトランジスタ２６３を導通状態にバイアスする
ので、信号線２６４の電圧レベルはローになる。信号線
２６４が多重コレクタ、Ｎ　Ｐ　Ｎ　トランジスタ（図
示せず）の１つのコレクタを介して電圧ＶＬＩＮに接続
される。信号線２６４の電圧はＯＲゲート２３４に対す
る１つの入力であり、この電圧がローになると、ＯＲゲ
ート２３４の出力は信号ランプ６８を動作させる。

遠隔検出導線９３が接地されているとき、ＮＰＮトラン
ジスタ２６３のベースは常にローレベルにあるので、Ｎ
ＰＮトランジスタ２６３は常に非導通状態にバイアスさ
れ、信号線２６４の電圧はハイ状態であるため、信号ラ
ンプ６８は動作されない。この動作状態は導線５２が接
続点３日から遮断されても変化しない。

第２図において、導線１１２の回転信号はインバータ２
５２を介してＯＲゲート２３４に１つの入力として印加
される。発電機１０が回転していないとき、回転信号は
ＯＲゲート２３４がランプ駆動回路２２Ｇに信号ランプ
６８を動作させる出力を発生するような論理レベルを有
する。これは、自動車の運転者が最初に手動操作自在の
スイッチ７２を閉成したときの信号ランプ６８のパルプ
連続性ヰ★査として利用される。発電機１ｏが回転して
いるきと、導線１１２の信号は状態を変え、信号ランプ
６８を非作動状態にするようなレベルとなる。

デジタル集積回路９０は第５図にプロ、り線図の形で示
されると共に、第６図に詳細に示される。

デジタル集積回路９０の説明に進む前に、デジタル集積
回路９０の動作のいくつかを概して説明しておくと本発
明を理解する上で有用であろう。デジタル集積回路９０
に対する入力の１つは、導線１１０によりデジタル集積
回路９０に印加される設定点比較器１６８の出力でる。

導！１１０の設定点信号のレベル（ハイ又はロー）は発
電機１０の実際の出力電圧が所望の調整電圧より高いか
又は低いかによって決まる。導線１１０の設定点信号ハ
ＭＯＳ　Ｆ　ＥＴ　４２の連続するオン／オフ状態を制
御することにより界磁電圧のパレス幅を制御する。ＭＯ
３ＦＥＴ４２のスイッチングを制御する出力信号はデジ
タル集積回路９０の導線１１６において発生される。

導線１１８はデジタル集積回路９０に、機関及び発電機
の回転速度と関連する周波数を有する方形波パルスを印
加する。導線１１８の信号の電圧は、発電機１０が回転
していないときは、連続して一方の状態にどどまる。デ
ジタル集積回路９゜は導線１１８の信号を利用して、発
電機１０の回転子アセンブリが回転しているか否か、す
なわち機関１６が発電機１０を駆動しているか否かを指
示する信号（ハイ又はロー）を導線１１２に発生する。

導線１１８の信号は、さらに、機関及び発電機の回転速
度が所定の速度を上回っているか否かを指示する高速信
号を導線１１４に発生するためにデジタル集積回路９０
により利用される。

以上のことを考慮に入れて、第５図のデジタル集積回路
９０をさらに詳細に説明する。デジタル集積回路９０は
、サンプルアンドホールド回路２７２に接続されるアッ
プ／ダウンカウンタ２７０を有する。サンプルアンドホ
ールド回路２７２は導線１１０に接続され、従って、設
定点比較Ｒ１６８の出力に応答する。サンプルアンドホ
ールド回路２７２の出力端子はアップ／ダウンカウンタ
２７０に結合されると共に、信号線２７６により出力ラ
ッチ２７４に結合される。導線１１６に発生される出力
ラッチ２７４の出力はＭＯ５ＦＥＴ４２のスイッチング
状態（オン又はオフ）を決定する。アップ／ダウンカウ
ンタ２７０は７本の信号線２８０によりダウンカウンタ
２７８に接続される。ダウンカウンタ２７８の出力端子
は信号線２８２によりサンプルアンドホールド回路２７
２に結合されると共に、信号線２８４により出力ラッチ
２７４に結合される。同期パルス発生器２８６は信号線
２８８によりダウンカウンタ２７８に結合されると共に
、信号線２９０により出力ラッチ２７４に結合される。

第５図のデジタル集積回路９０は、導線１１２及び導線
１１４に信号を供給するデジタル回転速度計２９２を有
する。デジタル回転速度計２９２の別の出力端子はいわ
ゆる機関失速信号線２９４によりアップ／ダウンカウン
タ２７０に接続される。

デジタル回転速度計２９２は、信号線２９８によりデジ
タル回転速度計２９２に結合されるデジタルフィルタ２
９６から機関回転速度パルス情報を受取る。

第５図のデジタル集積回路９０はクロック方形波発振器
３００を有し、この発振器の出力端子は主分周器３０２
に接続される。この主分周器３０２は第６図にＭＣＩか
らＭＣＩ３として示されている１３個の出力端子を有す
るが、そのうちいくつかは利用されない。クロック方形
波発振器３００の出力周波数はΦｍとして示され、この
信号はパルス端が１０マイクロ秒ごとに発生されるよう
な周波数を有していても良い。主分周器３０２の出力端
子に発生されるパルスはΦｍパルスの発生より所定の時
間周期だけ遅延する。この遅延時間の量は出力端子ＭＱ
ＩからＭＣＩ３に向かって徐々に増し、第６図に示され
る出力端子ＭＱＩ、ＭＱ４、ＭＱ？、ＭＱ８、ＭＱ９、
ＭＱ１１及びＭＱ１３においてそれぞれ２０マイクロ秒
、１６０マイクロ秒、１．２８ミリ秒、２．５６ミリ秒
、５．１２ミリ秒、２０．４８ミリ秒及び８１．９２ミ
リ秒となっていても良い。主分周器３０２は、連続する
出力端子ＭＱＩ〜ＭＱ１３がすぐ前の出力端子の周波数
の二分の−の周波数を存するように構成される。従って
、出力端子ＭＱ２における周波数は出力端子ＭＱＩの周
波数の二分の−であり、これ以降も同様である。

第５図に示されるように、１つの出力端子ＭＱ１１は信
号線３０４によりアップ／ダウンカウンタ２７０に接続
される。第６図には、出力端子ＭＱ１３が信号線４４０
によりフリップフロップ４３６に接続されるように示さ
れている。第５図の信号線３０４と第６図の信号！４４
０は主分周器３０２の１つの出力端子と、デジタル集積
回路の１つの素子との１本の接誂線を表わす。図面を簡
潔にするため、主分周器３０２の出力端子ＭＱ１〜ＭＱ
１３と他の回路素子とのその他の接続線は線により示さ
れていない。第５図及び第６図のデジタル集積回路９０
においてＭＱを付した短い線は主分周器３０２の同じＭ
Ｑ出力端子に接続され、Φｍと指定される信号線はΦｍ
であるクロック方形波発振器３００の出力端子に接続さ
れるものとする。

第６図の詳細な説明に進む前に、電圧調整回路の動作を
全般的に説明する。サイクルの中のある特定の時点で、
ダウンカウンタ２７８にそのときアップ／ダウンカウン
タ２７０に存在するデータ（２進数）がロードされる。

次に、ダウンカウンタ２７８はクリア状態になるまで減
分、すなわちカウントダウンされる。ダウンカウンタ２
７８のカウントダウンが開始されてからダウンカウンタ
２７８が空になるまでの経過時間は、ＭＯ３ＦＥＴ４２
が界磁巻線１４を励磁するために導通状態にバイアスさ
れている時間の長さと等しい。言いかえれば、ダウンカ
ウンタ２７８が空状態になるまでカウントダウンしてい
る間にＭＯ３ＦＥＴ４２は電圧調整回路により導通状態
にバイアスされる。ダウンカウンタ２７８が空状態に達
すると、ＭＯ３ＦＥＴ４２は非導通状態にバイアスされ
、サイクル中の後続する時点でダウンカウンタ２７８に
アップ／ダウンカウンタ２７０のデータが再びロードさ
れるまで、非導通状態のままである。このように、電圧
調整回路は界磁電流を一定の周波数でパルス幅変調する
。すなわち、パルス幅、従ってＭＯ３ＦＥＴ４２のオン
時間は変化され、ＭＯ３ＦＥＴ４２のオン時間は一定の
周波数で連続して起こる。ダウンカウンタ２７８がアッ
プ／ダウンカウンタ２７０にあるカウントを、アップ／
ダウンカウンタ２７０のカウントがダウンカウンタ２７
８にロードされる時点のアップ／ダウンカウンタ２７０
のカウントの大きさの関数である界磁電圧のパルス幅に
繰返し変換することは以上の説明から明らかであろう。

言いかえれば、アップ／ダウンカウンタ２７０のカウン
トは繰返しサンプリングされ、アップ／ダウンカウンタ
２７０がサンプリングされるたびに、界磁電圧のパルス
幅はサンプリングされたときのアップ／ダウンカウンタ
２７０のカウントの関数となるように制御される。

アップ／ダウンカウンタ２７０にあるカウント（２進数
）の大きさは蓄電池３６の電圧の高さに従って変化され
る。蓄電池３Ｇに印加される電圧が所望の調整電圧より
高いとき、アップ／ダウンカウンタ２７０は減分、すな
わちカウントダウンされ、蓄電池３６に印加される電圧
が所望の調整電圧より低いときにはアップ／ダウンカウ
ンタ２７０は増分、すなわちカウントアップされる。

蓄電池３６に印加される電圧が所望の調整電圧より低い
と仮定すると、アップ／ダウンカウンタ２７０はほぼ連
続的にカウントアツプし、アップ／ダウンカウンタ２７
０のカウントの大きさは周期的にダウンカウンタ２７８
に・ロードされる。その結果、発生される界磁電圧のパ
ルスのパルス幅はアップ／ダウンカウンタ２７０がカウ
ントアツプして続けるにつれて徐々に大きくなる。界磁
電圧のパルス幅が徐々に大きくなると発電機１０の出力
電圧は上昇し、最終的には蓄電池３６に印加される電圧
が所望の調整電圧を越える。このとき、アップ／ダウン
カウンタ２７０は減分、すなわちカウントダウンされ、
同時にＭＯ３ＦＥＴ４２は界磁電流を遮断するために非
導通状態にバイアスされる。蓄電池電圧が所望の調整電
圧を越えると、ＭＯ３ＦＥＴ４２は非導通状態に維持さ
れ、アップ／ダウンカウンタ２７０は減分し続ける。界
磁電流が遮断されると、発電機１０の出力電圧は低下し
、最終的には蓄電池に印加される電圧が所望の調整電圧
より低く降下する。このとき、界磁巻線１４はその時点
でアップ／ダウンカウンタ２７０にある減分カウントに
対応するパルス幅で励磁され、アップ／ダウンカウンタ
２７０は今度は増分、すなわちカウントアップされる。

発生される電圧が高すぎるときにＭＯ５ＦＥＴ４２を非
導通状態にバイアスされたままに維持するのは、自動車
の負荷が発電機１０から急に除去又は遮断されたときに
過電圧の発生を阻止するためである。

アップ／ダウンカウンタ２７０が満杯であるとき、記憶
されている２進数は界磁電圧の最大パルス幅に対応する
アップ／ダウンカウンタ２７０がクリア状態である、す
なわち実質的にカウントを有していないとき、ＭＯ３Ｆ
ＥＴ４２はゼロパルス幅を発生するために非導通状態に
バイアスされる。

アップ／ダウンカウンタ２７０に記憶される満杯状態と
クリア状態との間の全ての値においては、界磁電圧のパ
ルス幅はアップ／ダウンカウンタ２７０の２進数に従っ
て直線的に変化する。

本発明の電圧調整回路は以下に説明する４つの異なるモ
ードで動作することができる。発電機１０を駆動する機
関１６の回転速度が機関１６のアイドル速度より速いあ
る所定の速度を越えたとき、本発明の電圧調整回路は第
１の動作モードと呼ばれるモードで動作する。この第１
の動作モードにおいては、アップ／ダウンカウンタ２７
０は界磁電圧のパルス幅を制御することにより所望の調
整出力電圧を維持するように上述の方法で増分、減分さ
れる。この第１の動作モードでは、アップ／ダウンカウ
ンタ２７０が増分される周波数は減分されるときの周波
数と等しい。機関回転速度と関連するこの第１の動作モ
ードにおける動作に関して、本発明の電圧調整回路は、
当然のことながら機関回転速度と関連する発電機回転速
度を検出する。たとえば、以下の本発明の説明において
、この第１の動作モードの動作は発電機回転速度が３０
００ｒｐｍを越えたときに起こると仮定する。

機関１６と発電機１０を連結するベルトとプーリの速度
比が約３．５：１であると仮定すれば、これは約８５０
ｒｐｍの機関回転速度に対応する。従って、これらの速
度を想定したとき、導線１１４の高速信号は発電機回転
速度が３０００ｒｐｍを上回ったときに１つの値を有し
、発電機回転速度が３０００ｒｐｍより低下したときに
は別の値を有する。所定の回転速度（３０００ｒｐｍ）
は機関回転速度（８５０ｒｐｍ）がアイドル速度より高
い速度でる。速度値は例として挙げたもので、特定の機
関１６のアイドル速度範囲及び特定の自動車の機関１６
と発電機１０の速度比に適合するように変えることもで
きる。いずれにせよ、ここでいう「所定の高速」は特定
の機関について機関アイドル速度より速い発電機及び機
の回転速度を指す。

機関回転速度が８５Ｏｒｐｍの所定速度より低いとき、
言いかえれば、機関回転速度がアイドル範囲にあるとき
、電圧調整回路は負荷応答モードとも呼ばれる第２のモ
ードで動作される。第２の動作モードにおいては、アッ
プ／ダウンカウンタ２７０が増分及び減分される速度は
第１の動作モードで起こる増分及び減分の速度と比べて
低下される。この第２の動作モードの間に増分及び減分
の速度を低下するのは、発電機１０に大きな電気的負荷
が急に加えられたときの機関１６の振動又は失速を阻止
するためである。従って、大きな電気的負荷が加えられ
ると、発電機１０の出力電圧は所望の調整電圧より低く
降下し、それによりアップ／ダウンカウンタ２７０は増
分されるので、界磁電圧のパルス幅は徐々に大きくなる
。この第２の動作モードにおける増分速度は機関１６が
アイドル速度範囲の上で動作しているときの増分速度よ
り低いので、界磁電流はゆっくりと増加され、そのため
、機関１６にもゆっくりと電気的負荷が加えられること
になる。、本質的には、ここで行なわれるのはスルーレ
ートの低下である。すなわち、界磁電圧デユーティサイ
クルの変化の時間速度は第１の動作モードと比べそ低下
され机この負荷応答特性は、機関１６がアイドル速度範
囲を上回る速度で動作しているときは、機関１６及び発
電機１０の機械的慣性が大きな電気的負荷の印加を介し
て機関１６を支持するので要求されない。

この第２の負荷応答動作モードの間のアップ／ダウンカ
ウンタ２７０の増分速度は減分速度より低い。

機関１６が発電機１０を駆動していない状態に相当する
第３の動作モードにおいては、発電機１０が機関１６に
より駆動されたならば発電機１０の出力電圧を発生させ
るのに十分な一定のデユーティサイクルの電流が界磁巻
！１４に供給される。この動作モードは発電機１０を駆
動する機関１６の初期始動中に、すなわち、自動車の運
転者が機関１６を始動するためにイグニションスイッチ
を最初に閉成したときに起こる。本発明の電圧調整回路
は、発電機１０が回転されていないことを検出し、アッ
プ／ダウンカウンタ２７０のカウントを、たとえば２０
％であっても良い一定の界磁電圧デユーティサイクルに
対応する一定の値にクランプさせる。このデユーティサ
イクルはストローブデユーティ係数と呼ばれる。

第４の動作モードにおいては、本発明の電圧調整回路は
、発電機１０を駆動する機関１６が始動した後で失速し
たときに電圧調整回路が全界磁状態になるのを阻止する
ことができる。機関１６が発電機１０を回転させるため
にまず始動され、続いて機関１６が失速した場合、電圧
調整回路はアップ／ダウンカウンタ２７０をパルスによ
りリセットするように動作させる。その後、アップ／ダ
ウンカウンタ２７０は第３の動作モードに関連して先に
説明したストローブデユーティ係数に戻るまで増分する
。

以上の説明を考慮に入れて、次に第６図に示されるデジ
タル集積回路を説明する。第６図において、いくつかの
フリップフロップ、たとえばフリップフロップ３８０の
Ｄ端子に隣接して付されている符号１は、フリップフロ
ップのその特定の端子がルベルにあること、すなわち正
電圧に接続されることを示す。

設定点比較器１６８の出力は負端トリガＤ形のフリップ
フロップ３１０のＤ端子に印加される。

このフリップフロップ３１０は第５図に示されるサンプ
ルアンドホールド回路２７２に対応する。

フリップフロップ３１０は信号線又は導＆’１３１２に
接続され、フリップフロップ３１０のＱ端子は導′ｆＩ
Ａ３１４によりアップ／ダウンカウンタ２７０に接続さ
れる。導線３１４の論理レベル（ハイ又はロー）は、発
電機１０の出力電圧が所望の調整電圧より低いときはア
ップ／ダウンカウンタ２７０をカウントアツプモードに
セットし、発電機１０の出力電圧が所望の調整電圧より
高いときにはカウントダウンモードにセントするような
ものである。導線３１４は導線３１６及び３１８に接続
される。

導線３１６はＤ形のフリップフロップ３２０に接続され
る。このフリップフロップ３２０のＤ出力端子は導線１
１６に接続され、Ｒ端子は信号線３２２に接続される。

導線３１４及び３１６の論理レベルと、フリップフロッ
プ３２０のＱ出力端子の論理レベルは、蓄電池３６に印
加される電圧が所望の調整電圧より高いときにＭＯＳ　
Ｆ　ＥＴ４２を非導通状態にバイアスさせる可変制御信
号が導線１１６に発生されるようなものである。蓄電池
３６の電圧が所望の調整電圧より高い間はＭＯ３ＦＥＴ
４２は非導通状態に維持され、この時点でアップ／ダウ
ンカウンタ２７０は減分される。

導＊３１８はＡＮＤゲート３２４の１つの入力端子に接
続されると共に、インバータ３２８を介してＡＮＤゲー
ト３２６の１つの入力端子に接続される。ＡＮＤゲート
３２４及び３２６の出力端子はＯＲゲート３３０の入力
端子に接続され、ＯＲゲート３３０の出力端子はＤ形の
フリップフロップ３３２のＤ端子に接続される。フリッ
プフロップ３３２のＱ出力端子はアップ／ダウンカウン
タ２７０に接続され、アフプ／ダウンカウンタ２７０を
フリップフロップ３３２から印加されるパルスの周波数
でカウントアツプ又はカウントダウンさせるためにアッ
プ／ダウンカウンタにパルスを印加する。

ＡＮＤゲート３２４の１つの入力端子はＯＲゲート３３
４の出力端子に接続され、ＯＲゲート３３４の入力端子
はＡＮＤゲート３３６及び３３８にそれぞれ接続される
。ＡＮＤゲート３３６の一方の入力端子は主分周器３０
２のＭＱ１１出力端子に接続され、ＡＮＤゲート３３６
の他方の入力端子はインバータを介して信号線３４０に
接続される。信号線３４０は導線１１４に接続される。

導線１１４の、従って信号線３４０の高速信号の論理レ
ベルは発電機回転速度、従って機関回転速度が所定速度
より高いか又は低いかによって決まる。ＡＮＤゲート３
３８の入力端子の一方は信号線３４０に接続され、他方
の入力端子は主分周器３０２のＭＱ７出力端子に接続さ
れる。

ＡＮＤゲート３２６の１つの入力端子はＯＲゲート３４
４の出力端子に接続され、ＯＲゲート３４４の入力端子
はＡＮＤゲート３４６及び３４８にそれぞれ接続される
。ＡＮＤゲート３４６の一方の入力端子は主分周器３０
２の出力端子ＭＱ９に接続され、他方の入力端子はイン
バータにより信号線３４０に接続される。ＡＮＤゲ−）
３４８の一方の入力端子は出力端子ＭＱ７に接続され、
他方の入力端子は信号′！ＦｆＡ３４０に接続される。

アップ／ダウンカウンタ２７０の出力端子ＱＯ〜Ｑ６は
７つの入力としてＮＡＮＤゲート３５０に接続される。

アップ／ダウンカウンタ２７０とＮＡＮＤゲート３５０
を接続する信号線の１つはインバータ３５２を含む。Ｎ
ＡＮＤゲート３５０の出力端子はＡＮＤゲート３５４の
一方の入力端子に接続され、ＡＮＤゲート３５４の出力
端子はＯＲゲート３５６の入力端子の一方に接続される
。

ＡＮＤゲート３５４の他方の入力端子は信号線３５８に
接続され、この信号線３５８は導線１１２に接続される
。導！ｉ１！１１２の、従って信号線３５８の回転信号
の論理レベルは、発電機１０が回転しているか否か、す
なわち機関１６が発電機１０を回転しているか否かによ
って決まる。ＯＲゲート３５６の他方の入力端子はＡＮ
Ｄゲート３６０の出力端子に接続され、ＯＲゲート３５
６の出力端子はＡＮＤゲート３２４の入力端子の１つに
接続される。ＡＮＤゲート３６０の入力端子の一方はイ
ンバータを介して信号線３５８に接続され、他方の入力
端子は信号線３６２に接続される。この信号線３６２は
ＮＡＮＤゲート３６４の出力端子に接続される。ＮＡＮ
Ｄゲート３６４の入力端子の一方はアップ／ダウンカウ
ンタ２７０のＱ４出力端子に接続され、他方の入力端子
はアップ／ダウンカウンタ２７０のＱ３出力端子に接続
される。

ＡＮＤゲート３２６の入力端子の１つは信号線３６８に
よりＮＯＲゲート３６６の出力端子に接続される。ＮＯ
Ｒゲート３６６のアップ／ダウンカウンタ２７０の出力
端子ＱＯ−Ｑ６にそれぞれ接続される７つの大男端子を
有する。出力端子ＱＯとＮＯＲゲート３６６の入力端子
の１つとの接続線はインバータ３６７を含む。

アップ／ダウンカウンタ２７０の出力端子ＱＯ〜Ｑ６は
ダウンカウンタ２７８のそれぞれ対応する入力端子ＰＯ
〜Ｐ６に接続される。ダウンカウンタ２７８の出力端子
ＤＱＯ−ＤＱ６は７つの入力としてＮＯＲゲート３７０
に接続される。

ＮＯＲゲート３７０の出力端子は信号線３３２に接続さ
れ、インバータ３７４を介して信号線３７２に接続され
ると共に、インバータ３７４及び導線３１２を介してフ
リップフロップ３１０に接続される。信号線３７２はＡ
ＮＤゲート３７６の一方の入力端子に接続され、ＡＮＤ
ゲート３７６の出力端子はダウンカウンタ２７８に接続
される。ＡＮＤゲート３７６の他方の入力端子は主分周
器３０２の出力端子ＭＱＩに接続される。

フリップフロップ３８０，３８２及び３８４は第６図に
示されるように接続される。フリップフロップ３８０は
出力端子ＭＱ８に接続され、フリップフロップ３８２及
び３８４は出力端子φｍに接続される。フリップフロッ
プ３８２及び３８４はＡＮＤゲート３８６の入力端子に
接続される。

ＡＮＤゲート３８６の出力端子は信号線３８８に接続さ
れ、この信号ｖＡ３８８はフリップフロップ３３２に接
続される。フリップフロップ３８４のＱ！ｌ端子はダウ
ンカウンタ２７８のＬＯＡＤ端子に接続されると共に、
信号線３９０によりフリップフロップ３２０に接続され
る。以上挙げた素子は第５図に示される同期パルス発生
器２８６に対応する。これらの素子はデジタル集積回路
９０を同期動作させ、界磁電圧変調の基本周期を決定す
る。

第６図ブロックとして示されているデジタルフィルタ２
９６の入力端子は導線１１８に接続される。デジタルフ
ィルタ２９６の出力端子は導線４０４に接続され、この
導線４０４はフリップフロップ４０６に接続される。フ
リップフロップ４０６．４０８，４１０，４１２及び４
１４は、第５図にはブロック線図の型で示され且つ図中
符号２９２により示されているデジタル回転速度計の一
部を形成する。これらのフリップフロップ４０６〜４１
４は全てＤ形フリップフロップであり、同じものである
。図示の便宜上、フリップフロップ４０８〜４１４には
符号が記入されていないが、それらもフリップフロップ
４０６と全く同じである。導線１１８からデジタルフィ
ルタ２９６に印加される方形波入力は平滑な連続関数で
はなく、雑音を含む、この雑音を含む信号はデジタルフ
ィルタ２９６において調整され、グリッチが発生しても
、それが最小持続時間より短ければ無視される。この最
小持続時間より長いグリッチはデジタル回転速度計２９
２に供給される。

フリップフロップ４０８，４１０，４１２及び４１４は
ＮＡＮＤゲート４１６の入力端子にそれぞれ接続される
。ＮＡＮＤゲート４１６の出力端子はフリップフロップ
４１８に接続される。フリップフロップ４１８及び４２
０は導線１１４に印加される論理レベル（ハイ又はロー
）を決定するので、いわゆる高速フリップフロップであ
る。このように、フリップフロップ４２０のＱ端子は導
線１１４に接続される。フリップフロップ４１８のＲ端
子は信号線４２２に、従ってフリップフロップ４０６〜
４１４のＲ端子に接続される。

フリップフロップ４２４及び４２６は導線１１２に印加
される論理レベル（ハイ又はロー）を決定するので、い
わゆる回転信号発生フリップフロップである。導線１１
２の回転信号は発電機１０が回転しているか否かによっ
て決まる。導線１１２はフリップフロップ４２６のＱ端
子と、導線又は信号線４２８とに接続される。

導線４２８はフリップフロップ４３０に接続される。フ
リップフロップ４３０はフリップフロップ４３２と共に
ある動作条件の下で失速信号を信号線４３４に供給する
。信号線４３４はアップ／ダウンカウンタ２７０のＲＥ
ＳＥＴ端子に接続される。フリップフロップ４３２は第
６図に示されるようにφｍ出力信号を受信する。

フリップフロップ４３６及び４３８は、デジタル回転速
度計２９２が導線４０４の電圧パルスの入力端をカウン
トするように時間ウィンドーを発生する。フリップフロ
ップ４３８にはφｍ出力信号が印加される。フリップフ
ロップ４３６は信号線４４０により主分周器３０２の出
力端子ＭＱ１３に接続される。信号線４４２はフリップ
フロップ４３６をフリップフロップ４２６及び４２０に
接続する。

次に、第６図に示されるデジタル集積回路の、電圧調整
回路の様々な動作モードにおける動作を説明する。機関
１６は３０００ｒｐｍの所定速度を上回る速度で発電機
１０を駆動しており、さらに、（ダイオード整流交流）
発電機１０のブリッジ整流器２０により蓄電池３６に印
加される電圧は所望の調整電圧より低いものと仮定する
と、導線３１４の論理レベルはアップ／ダウンカウンタ
２７０をカウントアツプモードにセットするようなレベ
ルとなる。この動作モードの間、導線１１４の高速信号
は信号線３４０を介してＡＮＤゲート３４８及び３３８
に印加される。発電機回転速度は所定速度を上回ってい
るので、信号線３４０の論理レベルはＡＮＤゲート３３
８及び３４８に出力端子ＭＱ７がらＡＮＤゲート３２４
及び３２６に信号を供給させるようなレベルとなる。こ
の時点で、導線３１４の論理レベルはＡＮＤゲート３４
８を導通状態にバイアスさせるようなレベルとなるので
、出力端子ＭＱ７がらの信号の周波数を有するパルスは
アップ／ダウンカウンタ２７０によりカウントアップさ
れる。アップ／ダウンカウンタ２７０がカウントアップ
するに従って、そのカウントは信号線３９０に発生され
る周期的ロード信号によってダウンカウンタ２７８に周
期的にロードされる。そこで、ダウンカウンタ２７８は
出力端子ＭＱＩの信号によりカウントダウンされ、前述
のように、ダウンカウンタ２７８がカウントダウンして
いる時間周期だけ界磁電圧が印加される。ダウンカウン
タ２７８のカウントダウン動作が終了すると、ＮＯＲゲ
ート３７０により信号が発生され、この信号は導線３１
２を介してフリップフロップ３１０に印加される。これ
により　（サンプルアンドホールド）フリップフロップ
３１０はトリガされる。このような動作が行なわれるの
は、発電機１０の出力かりプルのためにきわめて高い雑
音を含み、界磁電流のスイッチング、従って蓄電池３６
に印加される電圧の瞬間的スナップショットを得ること
が困難であるためである。界磁電圧が印加されるとき、
それはリンギング現象を示すので、（サンプルアンドホ
ールド）フリップフロップ３１０がトリガされる時点に
よって、情報の良否が決定されると考えられる。最大の
安定性が見られる“時点は、リンギングは減衰されたが
界磁電圧はまだ印加されているときである。これは、ダ
ウンカウンタ２７８がクリア状態まで減分したとき、従
って、（サンプルアンドホールド）フリップフロップ３
１０がトリガされるときに起こる。

電圧調整回路がいわゆる第１の動作モード（機関回転速
度は所定速度より高い）で動作していると仮定すると、
蓄電池３６に印加される電圧が所望の調整電圧より低い
間はアップ／ダウンカウンタ２７０はカウントアツプし
続け、ダウンカウンタ２７８はロードされ、界磁電圧の
パルス幅を決定するためにカウントダウンされ続ける。

アップ７′ダウンカウンタ２７０がカウントアツプして
いる間は、連続する界磁電圧パルスのパルス幅は徐々に
大きくなる。ダウンカウンタ２７８がゼロまでカウント
ダウンするたびに、（サンプルアンドホールド）フリッ
プフロップ３１０はその時点で導線１１０に存在する電
圧（ハイ又はロー）をサンプリングし、アップ／ダウン
カウンタ２７０がカウントアツプすべきか又はカウント
ダウンすべきかを決定する。繰返しにはなるが、要する
に、第６図に示される導線１１６に対する出力を決定す
る素子は第５図にブロック２７４として示される出力ラ
ッチを形成する。この出力う・ノチ２７４はダウンカウ
ンタ２７８からの時間情報と、（サンプルアンドホール
ド）フリップフロップ３１０からの出力とを受取り、オ
ン時間、すなわちＭＯ８ＦＥＴ４２のパルス幅を制御す
るパルスを出力する。出カラフチ２７４は周期的な間隔
をおいてセットされ、ダウンカウンタ２７８がゼロまで
減分したときにリセットされる。出力ラッチ２７４がセ
ットされると、ダウンカウンタ２７８はアップ／ダウン
カウンタ２７０からロードされる。ダウンカウンタ２７
８は空状態まで減分されるとパルスを発生する。このパ
ルスは、ある遅延時間をおいて、ＭＯ３ＦＥＴ４２を非
導通状態にバイアスし且つ（サンプルアンドホールド）
フリップフロップ３１０をトリガする。トリガされた（
サンプルアンドホールド）フリップフロップ３１０はＭ
Ｏ３ＦＥＴ４２が非導通状態になる前に導線１１０の設
定点信号の電圧レベルをサンプリングするので、導線１
１０の電圧は界磁電圧がまだ印加されているときにサン
プリングされることになる。前述のように、この種の動
作は、界磁電圧のリンギングは減衰されたが界磁電圧は
まだ印加されているときに蓄電池電圧がサンプリングさ
れるという点で最大の安定性を提供するものである。ダ
ウンカウンタ２７８がゼロカウントに達する時点からＭ
Ｏ３ＦＥＴ４２の遮断までの時間周期は数マイクロ秒で
あれば良いが、以下にこの遅延を得る方法を説明する。

蓄電池電圧が所望の調整電圧より低い間は界磁電圧のパ
ルス幅は徐々に大きくなるので、発電機１０の出力電圧
は上昇する。蓄電池３６に印加される電圧が所望の調整
電圧を越える点まで上昇すると、導線１１０の設定点信
号は状態、すなわち論理レベルを変え、フリップフロッ
プ３１０を介してアップ／ダウンカウンタ２７０をカウ
ントダウンモードにセントする。そこで、導線３１４の
信号はＭＯ３ＦＥＴ４２を非導通状態にバイアスさせる
と共に、２３線３１８に印加されるので、ＡＮＤゲート
３２４はＡＮＤゲート３３８からの出力端子ＭＱ７の出
力信号を阻止し、ＡＮＤゲート３２６はＡＮＤゲート３
４８からの出力端子ＭＱ７の出力信号を通過させる。従
って、アップ／ダウンカウンタ２７０は先にカウントア
ツプしたときと同じ周波数、すなわち出力端子ＭＱ７か
らの信号の周波数でカウントダウンされる。ダウンカウ
ンタ２７８はカウントダウンされている間も周期的にロ
ードされ、カウントダウンするが、フリップフロップ３
２０をＭＯ５ＦＥＴ４２が非導通状態に維持されるよう
な状態に維持するために導体３１４の信号が導線３１６
を介してフリップフロップ３２０のＤ入力端子に印加さ
れるので、ダウンカウンタ２７８はフリップフロップ３
２０に影響を及ぼさない。アップ／ダウンカウンタ２７
０はカウントダウンし続け、最終的には蓄電池３６に印
加される電圧は所望の調整電圧より低（なるまで低下し
、そこで、界磁電圧のパルス幅はその時点でアップ／ダ
ウンカウンタ２７０にある減分されたカウント値により
決定される。次にアップ／ダウンカウンタ２７０は増分
され、連続する界磁電圧パルスのパルス幅は連続して増
加する。

先に概要を説明したいわゆる第２の動作モードは、機関
回転速度が所定値（たとえば８５０ｒｐｍ）を下回り、
通常、機関１６のアイドル速度範囲に゛なければならな
い動作モードである。前述のように、この動作モードを
負荷応答モードということもできる。この動作モードに
おいては、アップ／ダウンカウンタ２７０のカウントア
ップとカウントダウンの速度が第１の動作モードの間に
使用されるカウント速度（出力端子ＭＱ７からの信号）
と比べ低下される。機関回転速度が所定値より降下する
と、導線１１４の高速信号はその状態、すなわちレベル
を変える。この高速信号は信号線３４０に印加され、Ａ
ＮＤゲート３３６に出力端子ＭＱＩＩからの信号を通過
させると共に、ＡＮＤゲート３４６に出力端子ＭＱ９か
らの信号を通過させる。従って、アップ／ダウンカウン
タ２７０は出力端子ＭＱＩＩからの信号の周波数でカウ
ントアツプされ、出力端子ＭＱ９からの信号の周波数で
カウントダウンされる。これらの周波数は共に出力端子
ＭＱ７からの信号の周波数より低く、出力端子ＭＱＩＩ
からの信号の周波数は出力端子ＭＱ９からの信号の周波
数より低い。従って、アップ／ダウンカウンタ２７０は
この第２の動作モードにおいては負荷応答制御を実行す
るために第１の動作モードと比べて遅い速度でカウント
アツプ、カウントダウンされる。さらに、この第２の動
作モードでは、アップ／ダウンカウンタ２７０はカウン
トダウンされるとき（出力端子ＭＱ９からの信号）より
遅い速度でカウントアツプされる（出力端子ＭＱＩＩか
らの信号）。

いわゆる第３の動作モードは、発電機１０が回転してい
ない、すなわち機関１６により駆動されていない動作モ
ードである。発電機１０が回転されていない動作状態の
１つは、自動車の運転者が最初にイグニションスイッチ
を閉成し、機関１６を回転させるためにスタータを動作
させた状況である。この動作モードにおいては、界磁電
圧のパルス幅は一定の最小パルス幅、すなわち、たとえ
ば２０％デユーティサイクルであっても良い一定の最小
デユーティサイクルに維持される。この最小デユーティ
サイクルはストローブデユーティ係数と呼ばれており、
発電機１０が回転していないときにアップ／ダウンカウ
ンタ２７０にクランプを加えることにより実現される。

すなわち、導線１１２は信号′ｓ３５　Ｂに接続され、
信号線３５８はＡＮＤゲート３５４の一方の入力端子に
接続されると共に、インバータを介してＡＮＤゲート３
６０の一方の入力端子に接続される。アップ／ダウンカ
ウンタ２７０は出力端子ＭＱＩＩからの信号によりカウ
ントアツプされるが、アップ／ダウンカウンタ２７０が
所定のカウントに達すると、ＮＡＮＤゲート３６４の出
力は、ＡＮＤゲート３２４にアップ／ダウンカウンタ２
７０の出力端子ＭＱＩＩからの信号のパルスによるそれ
以上のカウントアツプ動作を阻止させるためにＡＮＤゲ
ート３６０にＡＮＤゲート３２４に対して信号を印加さ
せるようなレベルとなる。従って、アップ／ダウンカウ
ンタ２７０は所定のカウントアップ状態でクランプされ
、次に、この固定カウントは界磁電圧の一定パルス幅（
２０％デユーティサイクル）をセットするために使用さ
れる。そこで、ダウンカウンタ２７８はアップ／ダウン
カウンタ２７０にある一定の最小デユーティサイクルカ
ウントをロードされ、界磁巻線１４に一定の最小デユー
ティサイクル界磁電圧パルスを供給するためにカウント
ダウンされる。このように、連続して発生するパルス幅
電圧パルスはこの第３の動作モードの間に界磁巻ｖＡ１
４に印加される。

機関１６が発電機１０を駆動し始めると、導線１１２の
論理レベルは状態を変え、電圧調整回路を第２の動作モ
ードで、すなわち負荷応答モードで動作させる。機関１
６が所定の高速、すなわちアイドル速度範囲を上回る速
度まで加速されると、導ｖＡｌ１４の論理レベルは状態
を変え、電圧調整回路を第１のモードで動作させる。

第４の動作モードは失速制御モードということができる
。機関１６が発電機１０を駆動し始めると、導線１１２
に発生される回転信号はアップ／ダウンカウンタ２７０
にパルスを印加させる。このパルスの周波数は機関回転
速度が所定の高速を上回っているか又は下回っているか
によって決まる。機関１６が失速すべきであれば、発電
機１０は駆動されなくなり、導線１１２の回転信号は状
態を変える。蓄電池３６の電圧は蓄電池電圧のみになる
ので、検出電圧は所望の調整電圧より低く、従って、こ
の状態が持続していて良いならば、ＭＯ３ＦＥＴ４２は
導通状態にバイアスされたままになると考えられる。こ
れを阻止するために、電圧調整回路の論理は、回転が検
出された（導線１１２の回転信号）後に回転がない（機
関失速）ことを支持するために導線１１２の信号が状態
を変えた場合、アップ／ダウンカウンタ２７０はアップ
／ダウンカウンタ２７０のＲＥＳＥＴ端子に接続される
信号線４３４に発生されるパルスによりリセットされる
ように構成される。そこで、アップ／ダウンカウンタ２
７０はストローブデユーティ係数（２０％）まで増分し
て戻るので、磁界は上述の第３の動作モードと同じよう
に最小デユーティサイクルで励磁される。

界磁電圧のパルス幅変調に関して、基本タイミング周期
は、ローディングパルスが発生するたびにＭＯ３ＦＥＴ
４２が導通状態にバイアスされることから、連続するロ
ーディングパルスの間の時間周期である。ＭＯ３ＦＥＴ
４２が導通状態にバイアスされるローディングパルスの
間のこの時間周期（ダウンカウンタ、２７８のカウント
ダウン時間）のパーセンテージはパーセントデユーティ
サイクルに相当する。信号！３９０のロードパルスは連
続するローディングパルスの間の等しい時間周期によっ
て一定の周波数で発生する。

アップ／ダウンカウンタ２７０はインバータ３５０及び
それと関連する論理素子により形成される上方クランプ
と、インバータ３６７及びそれと関連する論理素子によ
り形成される下方クランプとを有する。これらのクラン
プはカウンタのロールオーバーを阻止し、ゼロ±１のカ
ウント（・・弓１１及び・・・００１）のカウンタ値で
カウンタクロック信号をロックアウトする。従って、ア
ップ／ダウンカウンタ２７０は満杯状態までカウントア
ツプしてはならず、上方クランプにより許容される大き
さまでカウントアツプしたときは、その大きさは界磁電
圧のデユーティサイクルが１２７／１２８Ｘ１００パー
セント、すなわち約９９％であるようなものである。デ
ユーティサイクルが９９％のとき、ＭＯ３ＦＥＴ４２の
オフ時間は１％であるので、基本時間周期（信号線３９
０のロードパルスの間の時間）の１％についてＭＯ３Ｆ
ＥＴ４２は非導通状態にバイアスされる。ＭＯ３ＦＥＴ
４２が非導通状態にバイアスされると、コンデンサ１２
０は第４図に示される倍電圧器２００により充電される
。１％のオフ時間はコンデンサ１２０を完全に充電する
のに十分である。従って、アップ／ダウンカウンタ２７
０の上方クランプは、電圧調整回路が９９％の最大デユ
ーティサイクルで動作しているときにコンデンサ１２０
を充電するのに十分な時間が与え′られるように保証す
る。

下方クランプにより提供される最小デユーティサイクル
は約１／１２８Ｘ１００パーセント、すなわち約０．７
パーセントとすることができる。前述のように、導線１
１０の設定点信号の電圧レベル（ハイ又はロー）をサン
プリングするために（サンプルアンドホールド）フリッ
プフロップ３１０がトリガされる時間と、ＭＯ３ＦＥＴ
４２が非導通状態にバイアスされる時間との間には、界
磁電圧がまだ印加されている間に導線１１０の電圧がサ
ンプリングされるように数マイクロ秒の遅延時間がある
。ＭＯ５ＦＥＴ４２を非導通状態にバイアスするときの
この遅延時間はフリップフロップの遅延と、ＭＯＳＦＥ
Ｔ’４２のゲートキャパシタンスとにより発生される。

フェイルセーフ比較器１６４（第２図）が電圧調整回路
を制御しているとき、直流電圧出力端子２４は蓄電池３
６から遮断され且つ導線５２は電圧調整回路に適正に接
続されているため、導線５２により検出される電圧レベ
ルは１２ボルトの蓄電池電圧のみである。これは１４ボ
ルトの所望の調整電圧より低いので、導線１１０の設定
点信号は低蓄電池電圧状態を継続して支持する。その結
果、アップ／ダウンカウンタ２７０は連続的にカウント
アツプするようにセットされ、最終的には最大クランプ
値までカウントアツプする。これにより、電圧調整回路
は、アップ／ダウンカウンタ２７０のカウントに関する
限り、９９％の最大界磁電圧デユーティサイクルで動作
しようとするが、接続点１６２の検出出力電圧が接続点
１４８の基準電圧を越えるたびに、フェイルセーフ比較
器１６４の出力はＭＯ５ＦＥＴ４２を非導通状態にバイ
アスさせる。従って、アップ／ダウンカウンタ２７０の
カウントにより要求された９９％の界磁電圧デユーティ
サイクルはＭＯ３ＦＥＴ４２のｆＵ−Ａ的スイッチング
によりさらに短いパルス幅、すなわちさらに短いデユー
ティサイクルに分断される。

本発明の詳細な説明において、アップ／ダウンカウンタ
２７０のカウントはダウンカウンタ２７８に周期的にロ
ードされ、次にカウントダウンされることを指摘した。

このローディングが起こるとき、アップ／ダウンカウン
タ２７０にあるカウントはダウンカウンタ２７８の口Ｌ
ディングによって変化せず、アップ／ダウンカウンタ２
７０は場合に応じてカウントアツプ又はカウントダウン
し続ける。言いかえれば、ダウンカウンタ２７８の周期
的ローディングはアップ／ダウン２７０のカウントの大
きさに影響を及ぼさない。

ストローブデユーティサイクル（２０％デユーティサイ
クル）の目的は、前述の第３及び第４の動作モードの間
にＭＯ３ＦＥＴ４２が処理しなければならない電流を制
限することである。

不足電圧比較器１７０に関して、接続点１６０からその
負端子に印加される電圧はほぼ平坦に温度補償されてい
る、すなわち温度の変化に伴なってほとんど変化しない
電圧である。

従って、本発明は先行技術と比べて、界磁電流をより精
密にパルス幅制御することが可能なデジタル（アップ／
ダウン）カウンタを使用するという利点を有し、電圧調
整回路がブリッジ整流器からのりプル電圧により受ける
影響は少ない。デジタル制御方法の利用により、本発明
は、界磁電流がゆっくりと増加し、それによって急激な
電気的負荷の印加を阻止する負荷応答制御を実施するこ
とができる。さらに、本発明は４つの異なるモードにお
ける動作が可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明に従って構成された自動車用電気回路
の電圧調整回路の概略的な回路図、第２図は、第１図に
示される電圧調整回路の一部を形成するリニア集積回路
チップの概略的な回路図、 第３図は、第２図にブロック線図の形で示されるセンス
セレクタの概略的な回路図、 第４図は、第２図にブロック線図の形で示される倍電圧
器の概略的な回路図、 第５図は、第１図に示されるデジタル集積回路の動作を
示すブロック線図、及び 第６図は、第１図及び第５図に示されるデジタル集積回
路のさらに詳細なブロック線図である。 １０・・・発電機、１２・・・固定子巻線、１４・・・
界磁巻線、１６・・・機関、２０・・・ブリッジ整流器
、２４・・・直流電圧出力端子、３０・・・接地直流電
圧出力端子。 ３６・・・蓄電池、４２・・・ＭＯＳＦＥＴ、５０・・
・蓄電池電圧検出回路、６０・・・電圧検出回路、５０
Ｅ。 ６０Ｅ・・・温度応答サーミスタ、５６・・・リニア集
積回路、９０・・・デジタル集積回路、１２ｏ・・・コ
ンデンサ、１２４・・・内部電圧調整器、１３８〜１４
６・・・抵抗器、１６４・・・フェイルセーフ比較器。 １６６・・・過電圧比較器、１６８・・・設定点比較器
。 １７０・・・不足電圧比較器、１７２・・・センスセレ
クタ、２００・・・倍電圧器、２７ｏ・・・アップ／ダ
ウンカウンタ、２７２・・・サンプルアンドホールド回
路。 ２７４・・・出力ラッチ、２７８・・・ダウンカウンタ
。 ２８６・・・同期パルス発生器、２９２・・・デジタル
回転速度計、３０２・・・主分周器、３５２・・・イン
バータ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １　固定子巻線（１２）の出力電圧の大きさを検出する
   過程と、検出された出力電圧を所望の基準電圧と比較す
   る過程とから成る、界磁巻線（１４）及び固定子巻線（
   １２）を有する発電機（１０）の出力電圧を調整する方
   法において、検出された出力電圧が所望の基準電圧より
   低いときはアップ／ダウンカウンタ（２７０）を増分し
   、検出された出力電圧が所望の基準電圧より高いときに
   はアップ／ダウンカウンタを減分する過程と、アップ／
   ダウンカウンタのカウントの大きさを所定の周波数で繰
   返しサンプリングする過程と、検出された出力電圧が所
   定の基準電圧より低い期間中、アップ／ダウンカウンタ
   がサンプリングされるたびに、アップ／ダウンカウンタ
   がサンプリングされた時点のアップ／ダウンカウンタの
   カウントの大きさの関数であるパルス幅を有する電圧パ
   ルスによって界磁巻線を励磁する過程と、検出された出
   力電圧が所望の基準電圧より高いときは界磁巻線を非作
   動状態に維持すると同時にアップ／ダウンカウンタを減
   分する過程とを含むことを特徴とする方法。 ２　特許請求の範囲第１項記載の方法において、検出さ
   れた出力電圧が所望の基準電圧より低いときは第１の大
   きさを有し、検出された出力電圧が所望の基準電圧より
   高いときには第２の異なる大きさを有する設定点信号を
   発生する過程と、設定点信号を周期的にサンプリングし
   、サンプリングされた設定点信号の値をホールドする過
   程と、サンプリングされ且つホールドされた設定点信号
   が第１の大きさを有するときはアップ／ダウンカウンタ
   （２７０）を増分し、サンプリングされ且つホールドさ
   れた設定点信号が第２の大きさを有するときにはアップ
   ／ダウンカウンタを減分する過程とを含むことを特徴と
   する方法。 ３　特許請求の範囲第３項記載の方法において、界磁巻
   線（１４）を周期的に励磁する過程と、界磁巻線が励磁
   される時点で設定点信号がサンプリングされるように設
   定点信号のサンプリングを制御する過程とを含むことを
   特徴とする方法。 ４　特許請求の範囲第１項から第３項のいずれか１項に
   記載の方法において、 発電機回転速度が所定速度を下回るとき、アップ／ダウ
   ンカウンタ（２７０）の増分及び減分の速度を発電機回
   転速度が所定速度を上回るときより低下させる過程を含
   むことを特徴とする方法。 ５　特許請求の範囲第１項から第４項のいずれか１項に
   記載の方法において、 アップ／ダウンカウンタ（２７０）の増分中に、発電機
   に（１０）が回転されていないときは、アップ／ダウン
   カウンタにより達成できるアップカウントを所定の値に
   制限し、以って、発電機（１０）が回転されていないと
   きに界磁巻線（１４）が励磁されるようにする過程を含
   むことを特徴とする方法。 ６　固定子巻線（１２）に接続され、固定子巻線の出力
   電圧の大きさの関数である検出電圧を発生する電圧検出
   回路（５０、６０、１７２）と；固定子巻線に接続され
   、設定点基準電圧を発生する基準電圧手段（１２４、１
   ３８〜１４６）とを具備する、固定子巻線（１２）及び
   界磁巻線（１４）を有する発電機（１０）の電圧調整回
   路において、 アップ／ダウンカウンタ（２７０）と；検出電圧及び設
   定点基準電圧に応答し、検出電圧が設定点基準電圧より
   低いときはアップ／ダウンカウンタを増分し、検出電圧
   が設定点基準電圧より高いときにはアップ／ダウンカウ
   ンタを減分する設定点比較器（１６４）と；固定子巻線
   に接続された磁界励磁回路であって、界磁巻線と直列に
   接続される半導体スイッチ（４２）を含むものと；アッ
   プ／ダウンカウンタのカウントの大きさを所定の周波数
   で繰返しサンプリングするダウンカウンタ（２７８）と
   ；検出電圧が設定点基準電圧より高いときは半導体スイ
   ッチを非導通状態にバイアスし、検出電圧が設定点基準
   電圧より低い期間中、アップ／ダウンカウンタがサンプ
   リングされるたびに、アップ／ダウンカウンタがサンプ
   リングされた時点のアップ／ダウンカウンタのカウント
   の大きさの関数である時間周期だけ半導体スイッチを導
   通状態にバイアスする出力ラッチ（２７４）とを具備す
   ることを特徴する回路。 ７　特許請求の範囲第６項記載の電圧調整回路において
   、 設定点比較器（１６４）は、検出電圧が設定点基準電圧
   より低いときは第１の大きさの設定点信号を発生し、検
   出電圧が設定点基準電圧より高いときには第２の異なる
   大きさの設定点信号を発生することを特徴とし；設定点
   信号を周期的にサンプリングし、設定点信号が第１の大
   きさを有するときはアップ／ダウンカウンタ（２７０）
   が増分され且つ設定点信号が第２の大きさを有するとき
   にはアップ／ダウンカウンタが減分されるようにアップ
   ／ダウンカウンタに接続されるサンプルアンドホールド
   回路 （２７２）を具備し、ダウンカウンタ（２７８）は、半
   導体スイッチ（４２）が導通している時点で、半導体ス
   イッチ（４２）が非導通状態に駆動される時点の直前に
   、サンプルアンドホールド回路に設定点信号をサンプリ
   ングさせ、それにより、サンプルアンドホールド回路は
   界磁巻線（１４）が励磁されている時点で設定点信号を
   サンプリングすることを、特徴とする回路。 ８　特許請求の範囲第７項記載の電圧調整回路において
   、 ダウンカウンタ（２７８）に結合され、アップ／ダウン
   カウンタ（２７０）のカウントの大きさをダウンカウン
   タに周期的に転送させ且つダウンカウンタを所定の状態
   までカウントダウンさせる同期パルス発生器（２８６）
   を具備し、同期パルス発生器により発生されるタイミン
   グパルスは一定の周波数であり、パルス間に一定の所定
   の大きさの時間周期を規定し；構成は、タイミングパル
   スが発生したときに半導体スイッチ（４２）を導通状態
   にバイアスし、ダウンカウンタが所定の状態にカウント
   ダウンするまで導通状態に維持し、半導体スイッチを導
   通状態に維持する時間周期はカウントがダウンカウンタ
   に転送されたときのアップ／ダウンカウンタのカウント
   の関数であり且つ同期パルス発生器により発生されるタ
   イミングパルスの間の時間周期のあるパーセンテージで
   あり、さらに、ダウンカウンタが所定の状態までカウン
   トダウンしたときにサンプルアンドホールド回路に設定
   点信号をサンプリングするような構成であることを特徴
   とする回路。 ７　特許請求の範囲第８項記載の電圧調整回路において
   、 出力ラッチ（２７４）は設定点信号が第２の大きさを有
   するときに半導体スイッチ（４２）を非導通状態にバイ
   アスし、構成は、設定点信号が第１の大きさを有すると
   き、半導体スイッチはタイミングパルスが発生した時点
   で導通状態にバイアスされるようなものであることを特
   徴とする回路。 １０　特許請求の範囲第６項から第９項のいずれか１項
   に記載の電圧調整回路において、 発電機回転速度に応答し、発電機回転速度が所定値を上
   回るとき、アップ／ダウンカウンタ（２７０）が増分さ
   れる速度を発電機回転速度が所定値を下回るときより高
   くするデジタル回転速度計（２９２）を具備することを
   特徴とする回路。 １１　特許請求の範囲第１０項記載の電圧調整回路にお
   いて、 デジタル回転速度計（２９２）は、発電機 （１０）が回転していないとき、アップ／ダウンカウン
   タ（２７０）を所定の大きさの限界カウントまで増分す
   るように動作し、それにより、界磁巻線（１４）はアッ
   プ／ダウンカウンタの一定の大きさの限界カウントに対
   応する一定のデューティサイクルで励磁されることを特
   徴する回路。 １２　特許請求の範囲第１１項記載の電圧調整回路にお
   いて、 デジタル回転速度計（２９２）は、発電機 （１０）が初期回転に続いて失速する動作状態に応答し
   て、アップ／ダウンカウンタ（２７０）を限界カウント
   まで動作させることを特徴する回路。 １３　特許請求の範囲第６項から第１２項のいずれか１
   項に記載の電圧調整回路において、 固定子巻線（１２）に接続され、一方が接地される正及
   び負の直流電圧出力端子（２４、３０）を有するブリッ
   ジ整流器（２０）であって、磁界励磁回路は直流電圧出
   力端子の間に接続され、半導体スイッチはソースと、ド
   レインと、ゲートとを有する電界効果トランジスタ（４
   ２）から構成され、界磁巻線（１４）は電界効果トラン
   ジスタのソースとブリッジ整流器の接地された直流電圧
   出力端子との間に接続されるものと；ブリッジ整流器の
   直流電圧出力端子及び電界効果トランジスタのゲートに
   接続され、ドレインに印加される電圧より高いゲート駆
   動電圧をゲートに時折印加し、それにより電界効果トラ
   ンジスタをそのドレインとソースとの間で導通状態にバ
   イアスする電圧増倍回路（２００）であって、電圧増倍
   回路は、電界効果トランジスタが非導通状態にバイアス
   されたときにブリッジ整流器から充電されるように接続
   され且つ電界効果トランジスタが導通状態にバイアスさ
   れるべきときはゲート駆動電圧を供給するためにブリッ
   ジ整流器の電圧に追加するように接続されるコンデンサ
   （１２０）を含み、出力ラッチ（２７４）は、電界効果
   トランジスタのゲート電圧を電界効果トランジスタが導
   通状態又は非導通状態のいずれかにバイアスされるよう
   に変化させる作用をする可変制御信号を電圧増倍回路に
   印加するもので；アップ／ダウンカウンタ（２７０）が
   達成できるカウントを、電界効果トランジスタが非導通
   状態にバイアスされる時間周期をコンデンサを完全に充
   電するのに十分なほど長くする大きさに制限するインバ
   ータ（３５２）とを具備することを特徴とする回路 １４、特許請求の範囲第１３項記載の電圧調整回路にお
   いて、 ブリッジ整流器（２０）の直流電圧出力端子（２４、３
   ０）に接続される蓄電池（３６）を具備し、電圧検出回
   路は、蓄電池に接続される第１の感温回路素子（５０Ｅ
   ）を有する第１の分圧器（５０）と、ブリッジ整流器の
   直流電圧出力端子に接続される第２の感温回路素子 （６０Ｅ）を有する第２の分圧器（６０）と、第１の分
   圧器に印加される電圧の大きさが所定値より大きいとき
   は第１の分圧器の接続点 （５４）を設定点比較器（１６８）に接続し、第１の分
   圧器に印加される電圧が所定値より小さいときには第２
   の分圧器の接続点（６４）を設定点比較器に接続するセ
   ンスセレクタ（１７２）とを含み、それにより、設定点
   比較器に印加される検出電圧は第１の分圧器により発生
   される電圧又は第２の分圧器により発生される電圧のい
   ずれかとなることを特徴とする回路。