JPH0632600B2 - 発電機の電圧調整回路 - Google Patents
発電機の電圧調整回路Info
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- Power Engineering (AREA)
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Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 本発明は発電機の出力電圧を調整する方法及びそのため
の電圧調整回路に関し、特に、蓄電池を充電することを
含めて自動車の電気的負荷に給電するために使用される
ダイオード整流式交流発電機の電圧調整回路に関する。
の電圧調整回路に関し、特に、蓄電池を充電することを
含めて自動車の電気的負荷に給電するために使用される
ダイオード整流式交流発電機の電圧調整回路に関する。
自動車の電気的負荷に給電するダイオード整流式交流発
電機の界磁電流を制御する電圧調整回路は当業者には良
く知られている。公知の種類の電圧調整回路の1つは蓄
電池に印加される電圧を検出し、この電圧が所望の調整
電圧より高い場合、界磁電流を制御するトランジスタは
オフされる。この電圧が所望の調整電圧より低いとき
は、界磁電流制御トランジスタはオンされる。トランジ
スタは検出電圧の変化に応答して繰返しオン、オフされ
ることにより、発電機の出力電圧を所定の所望の調整電
圧に維持する。
電機の界磁電流を制御する電圧調整回路は当業者には良
く知られている。公知の種類の電圧調整回路の1つは蓄
電池に印加される電圧を検出し、この電圧が所望の調整
電圧より高い場合、界磁電流を制御するトランジスタは
オフされる。この電圧が所望の調整電圧より低いとき
は、界磁電流制御トランジスタはオンされる。トランジ
スタは検出電圧の変化に応答して繰返しオン、オフされ
ることにより、発電機の出力電圧を所定の所望の調整電
圧に維持する。
別の種類の公知の電圧調整回路においては、発電機の出
力電圧を所望の調整電圧に維持するために界磁電流は一
定の周波数でパルス幅変調される。この種の回路では、
パルス幅は実際の出力電圧と所望の電圧との差の関数で
ある。この種の電圧調整回路の例は米国特許第2,976,47
3号及び第4,275,344号に記載されている。英国特許第1,
392,096号にも界磁電流のパルス幅制御方法が記載され
ているが、この特許においては、電圧基準は周期的段階
波形の形態をとる。
力電圧を所望の調整電圧に維持するために界磁電流は一
定の周波数でパルス幅変調される。この種の回路では、
パルス幅は実際の出力電圧と所望の電圧との差の関数で
ある。この種の電圧調整回路の例は米国特許第2,976,47
3号及び第4,275,344号に記載されている。英国特許第1,
392,096号にも界磁電流のパルス幅制御方法が記載され
ているが、この特許においては、電圧基準は周期的段階
波形の形態をとる。
本発明によれば、発電機の電圧調整回路は特許請求の範
囲第1項の特徴項に記載される特徴を有する。
囲第1項の特徴項に記載される特徴を有する。
本発明の電圧調整回路は発電機の界磁電流のパルス幅変
調を採用しているが、その方法は前述の特徴とは異な
る。すなわち、本発明の電圧調整回路は、発電機の実際
の出力電圧と、発電機の所望の調整電圧との相対的な大
きさに応答するアップ/ダウンカウンタを含むデジタル
装置を利用する。発電機の実際の出力電圧が所望の調整
電圧より低いとき、アップ/ダウンカウンタは増分、す
なわちカウントアップされ、実際の出力電圧が所望の調
整電圧より高いときにはアップ/ダウンカウンタは減
分、すなわちカウントダウンされる。アップ/ダウンカ
ウンタの瞬間的カウントは、発電機の界磁巻線と直列に
接続される半導体スイッチ(MOSFETなど)のオン
時間を決定するために、従って界磁巻線に印加される電
圧のパルス幅を決定するために使用される。実際の出力
電圧が所望の調整電圧を越えるたびに、界磁巻線制御半
導体スイッチはオフ状態にバイアスされる。すなわち、
実際の出力電圧が所望の調整電圧を上回っている期間中
は磁界は励磁されず、アップ/ダウンカウンタは減分さ
れる。実際の出力電圧が所望の調整電圧より低く降下す
ると、界磁巻線はアップ/ダウンカウンタのカウントの
大きさにより表わされるパルス幅で励磁され、アップ/
ダウンカウンタは増分される。
調を採用しているが、その方法は前述の特徴とは異な
る。すなわち、本発明の電圧調整回路は、発電機の実際
の出力電圧と、発電機の所望の調整電圧との相対的な大
きさに応答するアップ/ダウンカウンタを含むデジタル
装置を利用する。発電機の実際の出力電圧が所望の調整
電圧より低いとき、アップ/ダウンカウンタは増分、す
なわちカウントアップされ、実際の出力電圧が所望の調
整電圧より高いときにはアップ/ダウンカウンタは減
分、すなわちカウントダウンされる。アップ/ダウンカ
ウンタの瞬間的カウントは、発電機の界磁巻線と直列に
接続される半導体スイッチ(MOSFETなど)のオン
時間を決定するために、従って界磁巻線に印加される電
圧のパルス幅を決定するために使用される。実際の出力
電圧が所望の調整電圧を越えるたびに、界磁巻線制御半
導体スイッチはオフ状態にバイアスされる。すなわち、
実際の出力電圧が所望の調整電圧を上回っている期間中
は磁界は励磁されず、アップ/ダウンカウンタは減分さ
れる。実際の出力電圧が所望の調整電圧より低く降下す
ると、界磁巻線はアップ/ダウンカウンタのカウントの
大きさにより表わされるパルス幅で励磁され、アップ/
ダウンカウンタは増分される。
従って、本発明の目的は、出力電圧が所望の調整電圧よ
り低いときはアップ/ダウンカウンタは増分され、出力
電圧が所望の調整電圧より高いときにはアップ/ダウン
カウンタは減分され、界磁巻線は、出力電圧が所望の調
整電圧を越えている間は消磁され、さらに、出力電圧が
所望の調整電圧より低い期間中は界磁巻線はアップ/ダ
ウンカウンタのカウントの大きさの関数であるパルス幅
でパルス幅変調されるような改良された発電機の電圧調
整回路及び発電機の出力電圧を調整する方法を提供する
ことである。
り低いときはアップ/ダウンカウンタは増分され、出力
電圧が所望の調整電圧より高いときにはアップ/ダウン
カウンタは減分され、界磁巻線は、出力電圧が所望の調
整電圧を越えている間は消磁され、さらに、出力電圧が
所望の調整電圧より低い期間中は界磁巻線はアップ/ダ
ウンカウンタのカウントの大きさの関数であるパルス幅
でパルス幅変調されるような改良された発電機の電圧調
整回路及び発電機の出力電圧を調整する方法を提供する
ことである。
本発明の別の目的は、自動車の電気的負荷に給電し、自
動車の機関により駆動される発電機が前述の電圧調整回
路より界磁電流を制御することによって電圧調整され、
さらに、電圧調整回路は、機関及び発電機が機関アイド
ル速度のような低速で動作している時点で、大きな電気
的負荷が発電機に加えられたときに発電機により機関に
加えられるトルク負荷の増加をできる限り少なくするよ
うに制御される自動車用電気回路を提供することであ
る。この目的は、機関アイドル動作中はカウントアップ
速度が低下されるように電圧調整回路のアップ/ダウン
カウンタのカウント速度を変化させることにより達成さ
れるのが好ましい。これは、発電機の出力電圧が所望の
調整電圧より低いときに界磁電圧のパルス幅の経時変化
速度を低下させる効果を有する。従って、機関アイドル
動作中、界磁電流は大きな電気的負荷が発電機に加えら
れたときに機関に急激なトルク負荷を与えることのない
ように徐々に増加される。機関回転速度がアイドル速度
を上回っている間、カウント速度は所定値まで上昇され
る。
動車の機関により駆動される発電機が前述の電圧調整回
路より界磁電流を制御することによって電圧調整され、
さらに、電圧調整回路は、機関及び発電機が機関アイド
ル速度のような低速で動作している時点で、大きな電気
的負荷が発電機に加えられたときに発電機により機関に
加えられるトルク負荷の増加をできる限り少なくするよ
うに制御される自動車用電気回路を提供することであ
る。この目的は、機関アイドル動作中はカウントアップ
速度が低下されるように電圧調整回路のアップ/ダウン
カウンタのカウント速度を変化させることにより達成さ
れるのが好ましい。これは、発電機の出力電圧が所望の
調整電圧より低いときに界磁電圧のパルス幅の経時変化
速度を低下させる効果を有する。従って、機関アイドル
動作中、界磁電流は大きな電気的負荷が発電機に加えら
れたときに機関に急激なトルク負荷を与えることのない
ように徐々に増加される。機関回転速度がアイドル速度
を上回っている間、カウント速度は所定値まで上昇され
る。
本発明のさらに別の目的は、蓄電池電圧又は発電機のブ
リッジ整流器の出力電圧を表わす検出電圧を電圧調整回
路に供給することができる改良された電圧検出セレクタ
構成を有する蓄電池を含む自動車の電気的負荷に給電す
るダイオード整流式交流発電機の界磁電流を制御する電
圧整流回路を提供することである。この目的は、一方が
蓄電池電圧を検出し、他方は発電機のブリッジ整流器電
圧を検出する2つの分圧器を設けることにより達成され
るのが好ましい。それぞれの分圧器は複数個の抵抗器
と、感温サーミスタとから構成される。蓄電池電圧を検
出する信号線が所定値より低い電圧を有するとき、セン
スセレクタはブリッジ整流器に接続される分圧器からの
電圧を電圧調整回路に印加する。蓄電池電圧が所定値よ
り高いときは、センスセレクタは蓄電池に接続される分
圧器からの電圧を電圧調整回路に印加する。
リッジ整流器の出力電圧を表わす検出電圧を電圧調整回
路に供給することができる改良された電圧検出セレクタ
構成を有する蓄電池を含む自動車の電気的負荷に給電す
るダイオード整流式交流発電機の界磁電流を制御する電
圧整流回路を提供することである。この目的は、一方が
蓄電池電圧を検出し、他方は発電機のブリッジ整流器電
圧を検出する2つの分圧器を設けることにより達成され
るのが好ましい。それぞれの分圧器は複数個の抵抗器
と、感温サーミスタとから構成される。蓄電池電圧を検
出する信号線が所定値より低い電圧を有するとき、セン
スセレクタはブリッジ整流器に接続される分圧器からの
電圧を電圧調整回路に印加する。蓄電池電圧が所定値よ
り高いときは、センスセレクタは蓄電池に接続される分
圧器からの電圧を電圧調整回路に印加する。
本発明の別の目的は、アップ/ダウンカウンタを含み、
自動車の電気的負荷に給電するダイオード整流式交流発
電機の電圧調整回路であって、自動車の機関が発電機を
駆動していないとき、アップ/ダウンカウンタのカウン
トアップしているときにアップ/ダウンカウンタにより
達成できるカウントの値が所定値にクランプされるよう
な電圧調整回路を提供することである。アップ/ダウン
カウンタのクランプされたカウント値はこの動作条件の
下での界磁電圧のパルス幅を決定するために使用され、
パルス幅は界磁電流を所定値に制限するような値であ
る。
自動車の電気的負荷に給電するダイオード整流式交流発
電機の電圧調整回路であって、自動車の機関が発電機を
駆動していないとき、アップ/ダウンカウンタのカウン
トアップしているときにアップ/ダウンカウンタにより
達成できるカウントの値が所定値にクランプされるよう
な電圧調整回路を提供することである。アップ/ダウン
カウンタのクランプされたカウント値はこの動作条件の
下での界磁電圧のパルス幅を決定するために使用され、
パルス幅は界磁電流を所定値に制限するような値であ
る。
本発明の別の目的は、活動故障検出装置を使用する自動
車用電気回路の改良された故障検出回路を提供すること
である。
車用電気回路の改良された故障検出回路を提供すること
である。
以下、添付の図面を参照して本発明を詳細に説明する。
第1図には、本発明に従って構成される電圧調整回路を
利用する自動車用電気回路が示されている。第1図の自
動車用電気回路は交流発電機10を有し、発電機は三相
デルタ接続形の固定子巻線12と、回転自在の界磁巻線
14とを有する。第1図の発電機10は、米国特許第3,
538,362号に示されるようなY接続固定子巻線ではなく
デルタ接続固定子巻線を有する点を除いて、米国特許第
3,538,362号に記載される種類のものであれば良い。本
発明の電圧調整回路はデルタ接続固定子巻線又はY接続
固定子巻線のいずれかを有する発電機10と共に使用す
ることができる。界磁巻線14は、自動車の機関16に
より回転駆動される回転子アセンブリの一部である。図
示されるように、機関16はそのアイドル速度を制御す
るアイドル速度制御装置18に接続される。発電機10
は、周知のように、機関16の回転速度より高速でベル
ト及びプーリにより駆動される。
利用する自動車用電気回路が示されている。第1図の自
動車用電気回路は交流発電機10を有し、発電機は三相
デルタ接続形の固定子巻線12と、回転自在の界磁巻線
14とを有する。第1図の発電機10は、米国特許第3,
538,362号に示されるようなY接続固定子巻線ではなく
デルタ接続固定子巻線を有する点を除いて、米国特許第
3,538,362号に記載される種類のものであれば良い。本
発明の電圧調整回路はデルタ接続固定子巻線又はY接続
固定子巻線のいずれかを有する発電機10と共に使用す
ることができる。界磁巻線14は、自動車の機関16に
より回転駆動される回転子アセンブリの一部である。図
示されるように、機関16はそのアイドル速度を制御す
るアイドル速度制御装置18に接続される。発電機10
は、周知のように、機関16の回転速度より高速でベル
ト及びプーリにより駆動される。
固定子巻線12の出力端子は三相全波形のブリッジ整流
器20の交流入力端子にそれぞれ接続される。ブリッジ
整流器20は3個の正半導体ダイオード22から構成さ
れ、それらのダイオードの陰極は直流電圧出力端子24
に接続される。ブリッジ整流器20は3個の負半導体ダ
イオード26をさらに有し、それらのダイオードの陽極
は接地直流電流出力端子30に接続される。一対の正半
導体ダイオード22と負半導体ダイオード26の間に接
続される接続点32は抵抗器33及び導線35を介して
導線34に接続される。接続点32に現われる電圧は脈
動電圧であり、この接続点に現われる電圧パルスの周波
数は発電機及び機関の回転速度の関数である。発電機1
0は回転していないときは出力電圧を発生せず、接続点
32における電圧はゼロである。従って、導線34の信
号は発電機及び機関の回転速度を表わすと共に、発電機
10が回転しているか否かを指示する。この信号は本発
明の電圧調整回路を以下にさらに詳細に説明する方式で
制御するために利用される。
器20の交流入力端子にそれぞれ接続される。ブリッジ
整流器20は3個の正半導体ダイオード22から構成さ
れ、それらのダイオードの陰極は直流電圧出力端子24
に接続される。ブリッジ整流器20は3個の負半導体ダ
イオード26をさらに有し、それらのダイオードの陽極
は接地直流電流出力端子30に接続される。一対の正半
導体ダイオード22と負半導体ダイオード26の間に接
続される接続点32は抵抗器33及び導線35を介して
導線34に接続される。接続点32に現われる電圧は脈
動電圧であり、この接続点に現われる電圧パルスの周波
数は発電機及び機関の回転速度の関数である。発電機1
0は回転していないときは出力電圧を発生せず、接続点
32における電圧はゼロである。従って、導線34の信
号は発電機及び機関の回転速度を表わすと共に、発電機
10が回転しているか否かを指示する。この信号は本発
明の電圧調整回路を以下にさらに詳細に説明する方式で
制御するために利用される。
自動車用電気回路は蓄電池36を含み、この蓄電池の負
側は接地され、正側は接続点38に接続される。蓄電池
36は本発明の説明の中では12ボルトの蓄電池である
と仮定する。蓄電池36は、ブリッジ整流器20の直流
電圧出力端子24を接続点38に接続する導線40を含
む回路により充電される。蓄電池36と発電機10は、
図示されてはいないが、接続点38と接地点との間に接
続される自動車の様々な電気的負荷に給電する。
側は接地され、正側は接続点38に接続される。蓄電池
36は本発明の説明の中では12ボルトの蓄電池である
と仮定する。蓄電池36は、ブリッジ整流器20の直流
電圧出力端子24を接続点38に接続する導線40を含
む回路により充電される。蓄電池36と発電機10は、
図示されてはいないが、接続点38と接地点との間に接
続される自動車の様々な電気的負荷に給電する。
本発明の電圧調整回路は接続点38と接地点との間に現
われる電圧を所望の調整電圧に調整するために界磁巻線
14を流れる電流を制御する。本発明の説明の中では、
電圧調整回路は12ボルト回路であり、接続点38と接
地点との間で維持すべき所望の調整電圧は14ボルトで
あると仮定する。この所望の調整電圧は温度に応じて変
動する。
われる電圧を所望の調整電圧に調整するために界磁巻線
14を流れる電流を制御する。本発明の説明の中では、
電圧調整回路は12ボルト回路であり、接続点38と接
地点との間で維持すべき所望の調整電圧は14ボルトで
あると仮定する。この所望の調整電圧は温度に応じて変
動する。
界磁巻線14を流れる電流は、金属酸化物半導体電界効
果トランジスタ(MOSFET)42の形態をとる半導
体スイッチにより制御される。このMOSFET42は
Nチャンネルエンハンスメントモード形のトランジスタ
である。MOSFET42のゲートGは導線44に接続
され、ドレインDは接続点46に接続され、ソースSは
界磁巻線14の一方の側に接続される。界磁巻線14の
反対側は接地される。接続点46は導線48を介してブ
リッジ整流器20の直流電圧出力端子24に接続され
る。界磁放電ダイオード49は界磁巻線14に接続され
る。
果トランジスタ(MOSFET)42の形態をとる半導
体スイッチにより制御される。このMOSFET42は
Nチャンネルエンハンスメントモード形のトランジスタ
である。MOSFET42のゲートGは導線44に接続
され、ドレインDは接続点46に接続され、ソースSは
界磁巻線14の一方の側に接続される。界磁巻線14の
反対側は接地される。接続点46は導線48を介してブ
リッジ整流器20の直流電圧出力端子24に接続され
る。界磁放電ダイオード49は界磁巻線14に接続され
る。
MOSFET42がドレインとソースとの間で導通状態
にバイアスされると、界磁巻線14は、直流電圧出力端
子24から導線48を介して接続点46に至り、MOS
FET42のドレイン電極及びソース電極を介し、次に
界磁巻線14を介して接地点に達する回路を介して励磁
される。MOSFET42は接続点38の電圧を14ボ
ルトであると想定した所望の調整電圧に維持するために
後述する方法でオン/オフされる。蓄電池36から導線
40及び48と、MOSFET42とを介して界磁巻線
14を励磁することもできる。
にバイアスされると、界磁巻線14は、直流電圧出力端
子24から導線48を介して接続点46に至り、MOS
FET42のドレイン電極及びソース電極を介し、次に
界磁巻線14を介して接地点に達する回路を介して励磁
される。MOSFET42は接続点38の電圧を14ボ
ルトであると想定した所望の調整電圧に維持するために
後述する方法でオン/オフされる。蓄電池36から導線
40及び48と、MOSFET42とを介して界磁巻線
14を励磁することもできる。
電圧調整回路は蓄電池電圧検出回路50を有し、この検
出回路は接続点38と接地点との間に接続される。蓄電
池電圧検出回路50は抵抗器50A、50B、50C、
50Dから成る第1の分圧器と、負の抵抗温度係数を有
する温度応答サーミスタ50Eと、コンデンサ50Fと
から構成される。この蓄電池電圧検出回路50は導線5
2を介して接続点38に接続され、それにより蓄電池3
6の両端電圧を検出する。接続点54の電圧は蓄電池3
6の電圧を表わす分割電圧であり、導線58によりリニ
ア集積回路56に印加される。従って、導線58の電圧
は蓄電池電圧の関数であり、この電圧は温度補償調整電
圧を供給するために温度応答サーミスタ50Eの温度変
化に応答して変化する。このように、電圧調整回路は接
続点38の電圧を14ボルトに維持するが、低温状態で
はこの電圧は高くなり、高温状態においてこの電圧が低
下するものと仮定した。
出回路は接続点38と接地点との間に接続される。蓄電
池電圧検出回路50は抵抗器50A、50B、50C、
50Dから成る第1の分圧器と、負の抵抗温度係数を有
する温度応答サーミスタ50Eと、コンデンサ50Fと
から構成される。この蓄電池電圧検出回路50は導線5
2を介して接続点38に接続され、それにより蓄電池3
6の両端電圧を検出する。接続点54の電圧は蓄電池3
6の電圧を表わす分割電圧であり、導線58によりリニ
ア集積回路56に印加される。従って、導線58の電圧
は蓄電池電圧の関数であり、この電圧は温度補償調整電
圧を供給するために温度応答サーミスタ50Eの温度変
化に応答して変化する。このように、電圧調整回路は接
続点38の電圧を14ボルトに維持するが、低温状態で
はこの電圧は高くなり、高温状態においてこの電圧が低
下するものと仮定した。
電圧調整回路は、接続点46と接地点との間に接続され
る別の電圧検出回路60を有する。この電圧検出回路6
0は抵抗器60A、60B、60C、60Dから成る第
2の分圧器と、負の抵抗温度係数を有する温度感知サー
ミスタ60Eと、コンデンサ60Fとから構成される。
この電圧検出回路60は導線62により接続点46に接
続される。接続点64は接続点46と接地点との間に現
われる電圧を表わす分割電圧を発生し、従って、ブリッ
ジ整流器20の直流電圧出力端子24と接地点との間に
現われる電圧を分割したものを表わす。接続点64の電
圧は導線66を介してリニア集積回路56に印加され
る。
る別の電圧検出回路60を有する。この電圧検出回路6
0は抵抗器60A、60B、60C、60Dから成る第
2の分圧器と、負の抵抗温度係数を有する温度感知サー
ミスタ60Eと、コンデンサ60Fとから構成される。
この電圧検出回路60は導線62により接続点46に接
続される。接続点64は接続点46と接地点との間に現
われる電圧を表わす分割電圧を発生し、従って、ブリッ
ジ整流器20の直流電圧出力端子24と接地点との間に
現われる電圧を分割したものを表わす。接続点64の電
圧は導線66を介してリニア集積回路56に印加され
る。
リニア集積回路56は後述するセンスセレクタ72を含
む。このセンスセレクタ172は電圧調整回路を導線5
8の蓄電池電圧を表わす電圧又は導線66のブリッジ整
流器電圧を表わす電圧のいずれか一方に応答させる。通
常の条件の下では、電圧調整回路は導線58の蓄電池電
圧に応答するが、導線52が接続点38から遮断される
などの誤動作の場合には、電圧調整回路は導線66のブ
リッジ整流器電圧に応答することにより動作し続ける。
いずれの場合にも、蓄電池電圧検出回路50と検出回路
60は共に温度応答サーミスタ50E及び60Eの形の
感温回路素子を有するので、温度補償調整電圧が発生さ
れる。
む。このセンスセレクタ172は電圧調整回路を導線5
8の蓄電池電圧を表わす電圧又は導線66のブリッジ整
流器電圧を表わす電圧のいずれか一方に応答させる。通
常の条件の下では、電圧調整回路は導線58の蓄電池電
圧に応答するが、導線52が接続点38から遮断される
などの誤動作の場合には、電圧調整回路は導線66のブ
リッジ整流器電圧に応答することにより動作し続ける。
いずれの場合にも、蓄電池電圧検出回路50と検出回路
60は共に温度応答サーミスタ50E及び60Eの形の
感温回路素子を有するので、温度補償調整電圧が発生さ
れる。
電圧調整回路は、導線70と自動車のイグニションスイ
ッチであっても良い手動操作自在のスイッチ72との間
に接続される信号ランプ68を含む。手動操作自在のス
イッチ72は導線74により接続点38に接続される。
後述するように、信号ランプ68はいくつかの誤動作状
態において自動車の運転者に誤動作の発生を指示するた
めに動作される。
ッチであっても良い手動操作自在のスイッチ72との間
に接続される信号ランプ68を含む。手動操作自在のス
イッチ72は導線74により接続点38に接続される。
後述するように、信号ランプ68はいくつかの誤動作状
態において自動車の運転者に誤動作の発生を指示するた
めに動作される。
リニア集積回路56は、機関及び発電機の回転速度の関
数であるパルス周波数をリニア集積回路56に供給する
導線34に接続される。リニア集積回路56は、後述の
ようにMOSFET42のゲートに接続される導線44
に接続される。
数であるパルス周波数をリニア集積回路56に供給する
導線34に接続される。リニア集積回路56は、後述の
ようにMOSFET42のゲートに接続される導線44
に接続される。
リニア集積回路56は電力接地導線78を有する。電力
接地導線78は抵抗器80を介して自動車の接地点に接
続される。リニア集積回路56はリニア集積回路56の
信号接地接続部を形成する信号接地導線82をさらに有
する。信号接地導線82は導線86を介して自動車の接
地点に接続されると共に、導線92を介してデジタル集
積回路90に接続される。
接地導線78は抵抗器80を介して自動車の接地点に接
続される。リニア集積回路56はリニア集積回路56の
信号接地接続部を形成する信号接地導線82をさらに有
する。信号接地導線82は導線86を介して自動車の接
地点に接続されると共に、導線92を介してデジタル集
積回路90に接続される。
リニア集積回路56は、第1図及び第2図には接地され
るように示されているいわゆる遠隔検出導線93を有す
る。電圧調整回路が製造されるとき、遠隔検出導線93
は図示されるように信号接地点、すなわち自動車の接地
点に接続されるか、あるいは遠隔検出導線93を浮動さ
せる。すなわち接地点に接続しないでおくことも可能で
ある。電圧調整回路の製造中に遠隔検出導線93が接続
される方法、すなわち接地されか否かは、導線52が偶
発的に接続点38から遮断された場合に電圧調整回路が
信号ランプ68を動作させることができるか否かを決定
する。蓄電池36が自動車のトランクのような離れた場
所に配置される場合は、導線52が接続点38から遮断
されたことを信号ランプ68を動作させることにより自
動車の運転者に指示するのが望ましい。そのような指示
が望まれるときには、遠隔検出導線93は接地点に接続
されない。指示を与えることが望まれないならば、遠隔
検出導線93は接地される。望まれる機能を提供するた
めの構成を実現する方法については後に詳細に説明す
る。
るように示されているいわゆる遠隔検出導線93を有す
る。電圧調整回路が製造されるとき、遠隔検出導線93
は図示されるように信号接地点、すなわち自動車の接地
点に接続されるか、あるいは遠隔検出導線93を浮動さ
せる。すなわち接地点に接続しないでおくことも可能で
ある。電圧調整回路の製造中に遠隔検出導線93が接続
される方法、すなわち接地されか否かは、導線52が偶
発的に接続点38から遮断された場合に電圧調整回路が
信号ランプ68を動作させることができるか否かを決定
する。蓄電池36が自動車のトランクのような離れた場
所に配置される場合は、導線52が接続点38から遮断
されたことを信号ランプ68を動作させることにより自
動車の運転者に指示するのが望ましい。そのような指示
が望まれるときには、遠隔検出導線93は接地点に接続
されない。指示を与えることが望まれないならば、遠隔
検出導線93は接地される。望まれる機能を提供するた
めの構成を実現する方法については後に詳細に説明す
る。
導線48及び直流電圧出力端子24に接続される接続点
46は導線94に接続される。導線94の電圧は直流電
圧出力端子24の所望の調整電圧とほぼ等しい。リニア
集積回路56は抵抗器96及び導線98を介して導線9
4に接続される。以下にさらに詳細に説明するように、
導線98は、電圧調整回路において利用される倍電圧器
200の形態の電圧増倍回路に電圧を供給する。リニア
集積回路56は抵抗器100及び導線102を介して導
電94にさらに接続される。コンデンサ104は導電1
02と接地点との間に接続される。導電102の電圧は
電圧VLINとして示されている。
46は導線94に接続される。導線94の電圧は直流電
圧出力端子24の所望の調整電圧とほぼ等しい。リニア
集積回路56は抵抗器96及び導線98を介して導線9
4に接続される。以下にさらに詳細に説明するように、
導線98は、電圧調整回路において利用される倍電圧器
200の形態の電圧増倍回路に電圧を供給する。リニア
集積回路56は抵抗器100及び導線102を介して導
電94にさらに接続される。コンデンサ104は導電1
02と接地点との間に接続される。導電102の電圧は
電圧VLINとして示されている。
リニア集積回路56とデジタル集積回路90とは導線1
08、110、112、114、116及び118によ
り互いに接続される。後述するように、導線108はほ
ぼ一定の電圧VDIGをデジタル集積回路90に印加す
る。導線110は設定点信号をデジタル集積回路90に
印加する。導線112は発電機10が回転しているか否
かを示すデジタル集積回路90からの信号をリニア集積
回路56に印加する。導線114は機関16及び発電機
10の高速状態を示すデジタル集積回路90からの信号
をリニア集積回路56に印加する。導電116はパルス
幅、すなわちMOSFET42のオン時間を制御するデ
ジタル集積回路90からの信号をリニア集積回路90に
供給する。導線118は方形波信号をデジタル集積回路
90に供給し、この信号の周波数は機関及び発電機の回
転速度の関数である。
08、110、112、114、116及び118によ
り互いに接続される。後述するように、導線108はほ
ぼ一定の電圧VDIGをデジタル集積回路90に印加す
る。導線110は設定点信号をデジタル集積回路90に
印加する。導線112は発電機10が回転しているか否
かを示すデジタル集積回路90からの信号をリニア集積
回路56に印加する。導線114は機関16及び発電機
10の高速状態を示すデジタル集積回路90からの信号
をリニア集積回路56に印加する。導電116はパルス
幅、すなわちMOSFET42のオン時間を制御するデ
ジタル集積回路90からの信号をリニア集積回路90に
供給する。導線118は方形波信号をデジタル集積回路
90に供給し、この信号の周波数は機関及び発電機の回
転速度の関数である。
前述のように、本発明の電圧調整回路は倍電圧器200
を利用する。この倍電圧器200のためのコンデンサ1
20は第1図に示されている。このコンデンサ120は
以下にさらに詳細に説明するように導線121及び12
2によりリニア集積回路56に接続される。
を利用する。この倍電圧器200のためのコンデンサ1
20は第1図に示されている。このコンデンサ120は
以下にさらに詳細に説明するように導線121及び12
2によりリニア集積回路56に接続される。
リニア集積回路56は第2図に示され、第2図にブロッ
クとして示されるセンスセレクタ172及び倍電圧器2
00の特定の回路は第3図及び第4図に詳細に示されて
いる。
クとして示されるセンスセレクタ172及び倍電圧器2
00の特定の回路は第3図及び第4図に詳細に示されて
いる。
次に、第2図に示されるリニア集積回路56に関して説
明する。第2図において、回路内の様々な点は通常の接
地記号により示されている。それらの記号は回路内の特
定の接地点が信号接地点と自動車の接地点の双方に接続
されることを示すが、先に指摘したように、リニア集積
回路56の信号接地点は導線82により自動車の接地点
に接続される。リニア集積回路56は第1図及び第2図
において同じ図中符号により示される導線により第1図
の自動車用電気回路に接続される。導線102の電圧V
LINは温度安定電源、すなわち内部電圧調整器124
の入力端子に印加される。内部電圧調整回路124の目
的は、導線108の約8ボルトのほぼ一定の電圧VDI
Gを維持することである。内部電圧調整器124は、こ
の種の調整器は当業者には良く知られているため、幾分
概略的に図示されている。従って、内部電圧調整器124
は導線102及び108の間に直列に接続されるNPN
トランジスタ126から構成される。NPNトランジス
タ126のベースは、NPNトランジスタ126の導通
を制御するための制御素子128に接続される。制御素
子128は導線130を介して導線108の電圧に応答
し、導線108の定電圧VDIGを維持するためにNP
Nトランジスタ126の導通を制御する。制御素子12
8は信号線134を介して低電圧比較器132の出力に
さらに応答する。低電圧比較器132は導線70の電圧
を基準電圧Vaと比較する。導線70は信号ランプ68
の一方の側に接続されると共に、導線136により低電
圧比較器132に接続される。導線136の電圧が所定
のある最小値を越えない場合、低電圧比較器132の出
力は制御素子128にNPNトランジスタ126を非導
通状態にバイアスさせることにより、導線102及び1
08を互いに遮断する。導線136の電圧が所定の最小
値を越えると、NPNトランジスタ126は導通するよう
に制御され、それにより、定電圧VDIGが導線108
に現われる。
明する。第2図において、回路内の様々な点は通常の接
地記号により示されている。それらの記号は回路内の特
定の接地点が信号接地点と自動車の接地点の双方に接続
されることを示すが、先に指摘したように、リニア集積
回路56の信号接地点は導線82により自動車の接地点
に接続される。リニア集積回路56は第1図及び第2図
において同じ図中符号により示される導線により第1図
の自動車用電気回路に接続される。導線102の電圧V
LINは温度安定電源、すなわち内部電圧調整器124
の入力端子に印加される。内部電圧調整回路124の目
的は、導線108の約8ボルトのほぼ一定の電圧VDI
Gを維持することである。内部電圧調整器124は、こ
の種の調整器は当業者には良く知られているため、幾分
概略的に図示されている。従って、内部電圧調整器124
は導線102及び108の間に直列に接続されるNPN
トランジスタ126から構成される。NPNトランジス
タ126のベースは、NPNトランジスタ126の導通
を制御するための制御素子128に接続される。制御素
子128は導線130を介して導線108の電圧に応答
し、導線108の定電圧VDIGを維持するためにNP
Nトランジスタ126の導通を制御する。制御素子12
8は信号線134を介して低電圧比較器132の出力に
さらに応答する。低電圧比較器132は導線70の電圧
を基準電圧Vaと比較する。導線70は信号ランプ68
の一方の側に接続されると共に、導線136により低電
圧比較器132に接続される。導線136の電圧が所定
のある最小値を越えない場合、低電圧比較器132の出
力は制御素子128にNPNトランジスタ126を非導
通状態にバイアスさせることにより、導線102及び1
08を互いに遮断する。導線136の電圧が所定の最小
値を越えると、NPNトランジスタ126は導通するよう
に制御され、それにより、定電圧VDIGが導線108
に現われる。
リニア集積回路56は、導線108と接地点との間に直
列に接続され抵抗器138、140、142、144及
び146から構成される分圧器を有する。この分圧器1
38〜146は接続点148、150、152及び15
4にこの順で徐々に低くなる分割電圧を供給する。これ
ら全ての接続点148〜154における電圧は、分圧器
138〜146が導線108の定電圧VDIGに接続さ
れているので、安定した電圧である。分圧器138〜1
46と内部電圧調整器124は基準電圧手段を規定す
る。リニア集積回路56は、接続点160と接地点との
間に接続される抵抗器156及び158と、抵抗器16
1及び163から成る付加的分圧器を有する。接続点1
62及び165の電圧は、それぞれ、電圧VLINの分
割電圧である。
列に接続され抵抗器138、140、142、144及
び146から構成される分圧器を有する。この分圧器1
38〜146は接続点148、150、152及び15
4にこの順で徐々に低くなる分割電圧を供給する。これ
ら全ての接続点148〜154における電圧は、分圧器
138〜146が導線108の定電圧VDIGに接続さ
れているので、安定した電圧である。分圧器138〜1
46と内部電圧調整器124は基準電圧手段を規定す
る。リニア集積回路56は、接続点160と接地点との
間に接続される抵抗器156及び158と、抵抗器16
1及び163から成る付加的分圧器を有する。接続点1
62及び165の電圧は、それぞれ、電圧VLINの分
割電圧である。
第2図のリニア集積回路56はフェイルセーフ比較器1
64と、過電圧比較器166と、設定点比較器168
と、不足電圧比較器170とを有する。
64と、過電圧比較器166と、設定点比較器168
と、不足電圧比較器170とを有する。
前述のように、本発明の電圧調整回路は導線58の蓄電
池電圧を表わす分割電圧又は導線66のブリッジ整流器
電圧を表わす分割電圧のいずれか一方に応答することが
できる。これはセンスセレクタ172により行なわれ
る。第3図に詳細に示されるセンスセレクタ172に関
して説明する。第2図及び第3図からわかるように、セ
ンスセレクタ172は導線58及び66と接続され、導
線174により設定点比較器168に接続される。セン
スセレクタ172の詳細な回路は第3図に示されてお
り、定電圧VDIGが印加される導線180及び182
を含む。第3図の回路はNPNトランジスタQ11、Q
12、Q15、Q16及びQ17を利用する。導線58
(蓄電池電圧)は抵抗器184を介してNPNトランジ
スタQ15及びQ12のベースに接続される。導線66
(ブリッジ整流器電圧)は抵抗器186を介してNPN
トランジスタQ11のベースに接続される。NPNトラ
ンジスタQ16及びQ17のベースは接続点188に接
続され、この接続点188は抵抗器を介して接地され
る。NPNトランジスタQ11及びQ12のエミッタは
導線174に接続されると共に、抵抗器190を介して
接地される。NPNトランジスタQ16のコレクタはN
PNトランジスタQ11のベースに接続され、NPNト
ランジスタQ16及びQ17のエミッタは接地される。
NPNトランジスタQ17のコレクタは導線191に接
続される。導線191には定電圧VDIG(導線10
8)からの電圧が図示されない回路により供給される。
池電圧を表わす分割電圧又は導線66のブリッジ整流器
電圧を表わす分割電圧のいずれか一方に応答することが
できる。これはセンスセレクタ172により行なわれ
る。第3図に詳細に示されるセンスセレクタ172に関
して説明する。第2図及び第3図からわかるように、セ
ンスセレクタ172は導線58及び66と接続され、導
線174により設定点比較器168に接続される。セン
スセレクタ172の詳細な回路は第3図に示されてお
り、定電圧VDIGが印加される導線180及び182
を含む。第3図の回路はNPNトランジスタQ11、Q
12、Q15、Q16及びQ17を利用する。導線58
(蓄電池電圧)は抵抗器184を介してNPNトランジ
スタQ15及びQ12のベースに接続される。導線66
(ブリッジ整流器電圧)は抵抗器186を介してNPN
トランジスタQ11のベースに接続される。NPNトラ
ンジスタQ16及びQ17のベースは接続点188に接
続され、この接続点188は抵抗器を介して接地され
る。NPNトランジスタQ11及びQ12のエミッタは
導線174に接続されると共に、抵抗器190を介して
接地される。NPNトランジスタQ16のコレクタはN
PNトランジスタQ11のベースに接続され、NPNト
ランジスタQ16及びQ17のエミッタは接地される。
NPNトランジスタQ17のコレクタは導線191に接
続される。導線191には定電圧VDIG(導線10
8)からの電圧が図示されない回路により供給される。
NPNトランジスタQ15は導線58と接地点との間に
現われる電圧(蓄電池電圧)を検出し、この電圧が所定
のレベルより高いとき、NPNトランジスタQ15は導
通状態にバイアスされる。NPNトランジスタQ15を
導通させるために必要な電圧レベルは約4から6ボルト
であれば良い。蓄電池電圧(12ボルト)が導線58に
印加されたものとすると、NPNトランジスタQ15ハ
導通状態にバイアスされる。NPNトランジスタQ15
の導通により、NPNトランジスタQ16及びQ17は
導通状態にバイアスされる。NPNトランジスタQ16
が導通するようにバイアスされると、NPNトランジス
タQ11のベース電圧はそれが非導通状態にバイアスさ
れる点まで低下する。NPNトランジスタQ17の導通
により導線191の電圧は接地電位に向かって低下す
る。上述のような動作条件の下で、NPNトランジスタ
Q12は電圧フォロアとして動作することにより、導線
58の電圧を表わす検出電圧を導線174に印加する。
すなわち、この時点で導線174は蓄電池電圧を検出し
ていることになる。
現われる電圧(蓄電池電圧)を検出し、この電圧が所定
のレベルより高いとき、NPNトランジスタQ15は導
通状態にバイアスされる。NPNトランジスタQ15を
導通させるために必要な電圧レベルは約4から6ボルト
であれば良い。蓄電池電圧(12ボルト)が導線58に
印加されたものとすると、NPNトランジスタQ15ハ
導通状態にバイアスされる。NPNトランジスタQ15
の導通により、NPNトランジスタQ16及びQ17は
導通状態にバイアスされる。NPNトランジスタQ16
が導通するようにバイアスされると、NPNトランジス
タQ11のベース電圧はそれが非導通状態にバイアスさ
れる点まで低下する。NPNトランジスタQ17の導通
により導線191の電圧は接地電位に向かって低下す
る。上述のような動作条件の下で、NPNトランジスタ
Q12は電圧フォロアとして動作することにより、導線
58の電圧を表わす検出電圧を導線174に印加する。
すなわち、この時点で導線174は蓄電池電圧を検出し
ていることになる。
導線58の電圧はNPNトランジスタQ15がそれ以上
の導通状態にバイアスされない値(4か6ボルト以下)
まで降下すると、回路は導線66の発電機電圧、すなわ
ちブリッジ整流器電圧を表わす検出電圧を導線174に
発生させる。導線58の電圧は、たとえば、導線52が
接続点38から遮断されるなどの理由により低下するこ
とがあり、その場合、導線58の電圧はゼロになると考
えられる。導線58の電圧がNPNトランジスタQ15
を非導通状態にバイアスする値まで降下すると、NPN
トランジスタQ16及びQ17は非通常状態にバイアス
される。NPNトランジスタQ11はここで導通状態に
バイアスされ、電圧フォロアとして動作して、導線66
の電圧とほぼ等しい検出電圧を導線174に供給する。
さらに、NPNトランジスタQ17が非導通状態にバイ
アスされると、導線191の電圧は高くなる。この時点
で設定点比較器168にはブリッジ整流器電圧が印加さ
れ、従って、電圧調整回路はブリッジ整流器電圧に応答
して出力電圧を調整する。
の導通状態にバイアスされない値(4か6ボルト以下)
まで降下すると、回路は導線66の発電機電圧、すなわ
ちブリッジ整流器電圧を表わす検出電圧を導線174に
発生させる。導線58の電圧は、たとえば、導線52が
接続点38から遮断されるなどの理由により低下するこ
とがあり、その場合、導線58の電圧はゼロになると考
えられる。導線58の電圧がNPNトランジスタQ15
を非導通状態にバイアスする値まで降下すると、NPN
トランジスタQ16及びQ17は非通常状態にバイアス
される。NPNトランジスタQ11はここで導通状態に
バイアスされ、電圧フォロアとして動作して、導線66
の電圧とほぼ等しい検出電圧を導線174に供給する。
さらに、NPNトランジスタQ17が非導通状態にバイ
アスされると、導線191の電圧は高くなる。この時点
で設定点比較器168にはブリッジ整流器電圧が印加さ
れ、従って、電圧調整回路はブリッジ整流器電圧に応答
して出力電圧を調整する。
倍電圧器200は第2図にはブロックの形で示され、第
4図に詳細に示されている。倍電圧器200の目的は、
MOSFET42のゲートに印加され、このトランジス
タを導通状態にバイアスするほど十分に高い電圧を発生
することである。従って、MOSFET42を完全に導
通状態にバイアスするためには、自動車用電気回路で利
用できる12ボルトを12ボルトより高い値に増加させ
なければならない。その理由は、界磁巻線14がMOS
FET42のソースと接地点との間に接続されているこ
と及びMOSFET42がNチャンネルエンハンスメン
ト形であることである。言いかえれば、界磁巻線14は
高電位側駆動構成でMOSFET42により励磁される
ということになる。倍電圧器200は導線98に接続さ
れ、従って、直流電圧出力端子24の電圧が倍電圧器2
00に印加される。倍電圧器200は、MOSFET4
2を導通状態又は非導通状態にバイアスさせる信号が発
生される導線202にさらに接続される。
4図に詳細に示されている。倍電圧器200の目的は、
MOSFET42のゲートに印加され、このトランジス
タを導通状態にバイアスするほど十分に高い電圧を発生
することである。従って、MOSFET42を完全に導
通状態にバイアスするためには、自動車用電気回路で利
用できる12ボルトを12ボルトより高い値に増加させ
なければならない。その理由は、界磁巻線14がMOS
FET42のソースと接地点との間に接続されているこ
と及びMOSFET42がNチャンネルエンハンスメン
ト形であることである。言いかえれば、界磁巻線14は
高電位側駆動構成でMOSFET42により励磁される
ということになる。倍電圧器200は導線98に接続さ
れ、従って、直流電圧出力端子24の電圧が倍電圧器2
00に印加される。倍電圧器200は、MOSFET4
2を導通状態又は非導通状態にバイアスさせる信号が発
生される導線202にさらに接続される。
倍電圧器200の詳細な回路は第4図に詳細に示されて
おり、1対のNPNトランジスタQ70及びQ72を含
む。NPNトランジスタQ70のコレクタは導線98に
接続されると共に、抵抗器206を介して接続点204
に接続される。接続点204は抵抗器を介してNPNト
ランジスタQ72のベースに接続され、抵抗器を介して
NPNトランジスタQ69のベースに接続されると共
に、NPNトランジスタQ68のコレクタにも接続され
る。NPNトランジスタQ68のエミッタは接地され、
このNPNトランジスタのベースは導線202に接続さ
れる。第4図の回路はNPNトランジスタQ70のエミ
ッタに接続されるエミッタと、導線121に接続される
ベースとを有するPNPトランジスタQ71をさらに含
む。PNPトランジスタQ71のベースとコレクタは導
線207により接続され、抵抗器208はPNPトラン
ジスタQ71及びNPNトランジスタQ72のコレクタ
を互いに接続する。PNPトランジスタQ71のエミッ
タ−ベース回路はダイオードを形成し、このダイオード
の陽極は接続点210に接続され、陰極は導線121に
接続される。導線211と、ツェナーダイオード212
と、順方向バイアスダイオード214とを含む回路はN
PNトランジスタQ70のベースと接地点との間に接続
される。この回路は導線211と接地点との間の電圧を
約18ボルトに制限する。NPNトランジスタQ70は
絶えず導通状態にバイアスされており、本質的には利得
付ダイオードとして動作する。導線126は図示されな
い回路を介して電圧VLINに接続される。
おり、1対のNPNトランジスタQ70及びQ72を含
む。NPNトランジスタQ70のコレクタは導線98に
接続されると共に、抵抗器206を介して接続点204
に接続される。接続点204は抵抗器を介してNPNト
ランジスタQ72のベースに接続され、抵抗器を介して
NPNトランジスタQ69のベースに接続されると共
に、NPNトランジスタQ68のコレクタにも接続され
る。NPNトランジスタQ68のエミッタは接地され、
このNPNトランジスタのベースは導線202に接続さ
れる。第4図の回路はNPNトランジスタQ70のエミ
ッタに接続されるエミッタと、導線121に接続される
ベースとを有するPNPトランジスタQ71をさらに含
む。PNPトランジスタQ71のベースとコレクタは導
線207により接続され、抵抗器208はPNPトラン
ジスタQ71及びNPNトランジスタQ72のコレクタ
を互いに接続する。PNPトランジスタQ71のエミッ
タ−ベース回路はダイオードを形成し、このダイオード
の陽極は接続点210に接続され、陰極は導線121に
接続される。導線211と、ツェナーダイオード212
と、順方向バイアスダイオード214とを含む回路はN
PNトランジスタQ70のベースと接地点との間に接続
される。この回路は導線211と接地点との間の電圧を
約18ボルトに制限する。NPNトランジスタQ70は
絶えず導通状態にバイアスされており、本質的には利得
付ダイオードとして動作する。導線126は図示されな
い回路を介して電圧VLINに接続される。
次に、倍電圧器200の動作を説明する。導線202の
電圧はMOSFET42を導通状態及び非導通状態にバ
イアスさせるためにハイレベルトとローレベルとの間で
切替わる。導線202の電圧がローレベル状態にあると
仮定すると、NPNトランジスタQ68は非導通状態に
バイアスされる。NPNトランジスタQ68が非導通状
態にあるとき、NPNトランジスタQ72及びQ69は
導通状態にバイアスされる。そこで、コンデンサ120
は、導線98からNPNトランジスタQ70の導通する
コレクタ−エミッタ回路を介し、PNPトランジスタQ
71のエミッタ−ベース間ダイオードを介し、コンデン
サ120を介し、導通するNPNトランジスタQ69を
介して接地点に至る回路を経て充電される。NPNトラ
ンジスタQ72の導通により導通44の電圧は接地電位
に近づき、導線44はMOSFET42のゲートに接続
されているので、MOSFET42のゲートは接地電圧
に近づき、従って、MOSFET42は非導通状態にバ
イアスされる。以上説明した回路の状態は、電圧調整回
路がMOSFET42を非導通状態にすべきであことを
決定した状態に相当する。
電圧はMOSFET42を導通状態及び非導通状態にバ
イアスさせるためにハイレベルトとローレベルとの間で
切替わる。導線202の電圧がローレベル状態にあると
仮定すると、NPNトランジスタQ68は非導通状態に
バイアスされる。NPNトランジスタQ68が非導通状
態にあるとき、NPNトランジスタQ72及びQ69は
導通状態にバイアスされる。そこで、コンデンサ120
は、導線98からNPNトランジスタQ70の導通する
コレクタ−エミッタ回路を介し、PNPトランジスタQ
71のエミッタ−ベース間ダイオードを介し、コンデン
サ120を介し、導通するNPNトランジスタQ69を
介して接地点に至る回路を経て充電される。NPNトラ
ンジスタQ72の導通により導通44の電圧は接地電位
に近づき、導線44はMOSFET42のゲートに接続
されているので、MOSFET42のゲートは接地電圧
に近づき、従って、MOSFET42は非導通状態にバ
イアスされる。以上説明した回路の状態は、電圧調整回
路がMOSFET42を非導通状態にすべきであことを
決定した状態に相当する。
電圧調整回路がMOSFET42を導通状態にバイアス
することを要求すると、導線202の電圧はNPNトラ
ンジスタQ68を導通状態にバイアスするために上昇さ
れる、すなわち高レベルになる。NPNトランジスタQ
68が導通状態にあるとき、NPNトランジスタQ69
及びQ72は非導通状態にバイアスされる。そこで、コ
ンデンサ120に蓄積された電圧と、導線94のブリッ
ジ整流器20の出力電圧とほぼ等しい導線98の電圧と
の和にほぼ等しい電圧が導線44及びMOSFET42
のゲートに印加される。従って、NPNトランジスタQ
72が非導通状態にバイアスされると、コンデンサ12
0の正側は導線207及び抵抗器208を介して導線44
に接続される。コンデンサ120の負側は導線122
と、導線218と、抵抗器220と、導線222と、N
PNトランジスタQ70のコレクタ−エミッタ間経路と
を介して導線98の正電圧に接続される。その結果、コ
ンデンサ120に蓄積された電圧は導線98と接地点と
の間の電圧に加えられるので、MOSFET42のゲー
ト電極にはこれを導通状態にバイアスするのに十分な電
圧が印加される。導線94のブリッジ整流器20の出力
電圧が約14ボルトであるとき、MOSFET42のゲ
ートに印加される電圧は2倍の約28ボルトとなる。蓄
電池電圧(12ボルト)のみが導線94に印加される場
合には、MOSFET42のゲートに印加される電圧は
2倍の約24ボルトである。抵抗器96はコンデンサ1
20への充電電流を制限する。
することを要求すると、導線202の電圧はNPNトラ
ンジスタQ68を導通状態にバイアスするために上昇さ
れる、すなわち高レベルになる。NPNトランジスタQ
68が導通状態にあるとき、NPNトランジスタQ69
及びQ72は非導通状態にバイアスされる。そこで、コ
ンデンサ120に蓄積された電圧と、導線94のブリッ
ジ整流器20の出力電圧とほぼ等しい導線98の電圧と
の和にほぼ等しい電圧が導線44及びMOSFET42
のゲートに印加される。従って、NPNトランジスタQ
72が非導通状態にバイアスされると、コンデンサ12
0の正側は導線207及び抵抗器208を介して導線44
に接続される。コンデンサ120の負側は導線122
と、導線218と、抵抗器220と、導線222と、N
PNトランジスタQ70のコレクタ−エミッタ間経路と
を介して導線98の正電圧に接続される。その結果、コ
ンデンサ120に蓄積された電圧は導線98と接地点と
の間の電圧に加えられるので、MOSFET42のゲー
ト電極にはこれを導通状態にバイアスするのに十分な電
圧が印加される。導線94のブリッジ整流器20の出力
電圧が約14ボルトであるとき、MOSFET42のゲ
ートに印加される電圧は2倍の約28ボルトとなる。蓄
電池電圧(12ボルト)のみが導線94に印加される場
合には、MOSFET42のゲートに印加される電圧は
2倍の約24ボルトである。抵抗器96はコンデンサ1
20への充電電流を制限する。
第2図のリニア集積回路56は、図示されるように接続
されるNPNトランジスタ228及び230から構成さ
れるランプ駆動回路226を有する。これら2つのNP
Nトランジスタ228、230のコレクタは導線70に
接続され、この導線は信号ランプ68の一方の側に接続
される。NPNトランジスタ228のエミッタは電力接
地導線78に接続され、この導線は第1図に示されるよ
うに抵抗器80を介して自動車の接地点又は電源接地点
に接続される。NPNトランジスタ230のベースは、
ORゲート234の出力端子に接続される導線232に
接続される。ORゲート234の出力がハイ状態になる
と、NPNトランジスタ230及び228は導通状態に
バイアスされ、それにより抵抗器80を介して信号ラン
プ68を動作させる。
されるNPNトランジスタ228及び230から構成さ
れるランプ駆動回路226を有する。これら2つのNP
Nトランジスタ228、230のコレクタは導線70に
接続され、この導線は信号ランプ68の一方の側に接続
される。NPNトランジスタ228のエミッタは電力接
地導線78に接続され、この導線は第1図に示されるよ
うに抵抗器80を介して自動車の接地点又は電源接地点
に接続される。NPNトランジスタ230のベースは、
ORゲート234の出力端子に接続される導線232に
接続される。ORゲート234の出力がハイ状態になる
と、NPNトランジスタ230及び228は導通状態に
バイアスされ、それにより抵抗器80を介して信号ラン
プ68を動作させる。
リニア集積回路56は比較器236を有する。この比較
器236の出力端子は導線118に接続され、その入力
端子は導線34に接続される。比較器236は、ブリッ
ジ整流器20の接続点32における電圧遷移と同じ周波
数を有する方形波パルスを導線118に供給するために
スクェアラとして動作する。
器236の出力端子は導線118に接続され、その入力
端子は導線34に接続される。比較器236は、ブリッ
ジ整流器20の接続点32における電圧遷移と同じ周波
数を有する方形波パルスを導線118に供給するために
スクェアラとして動作する。
リニア集積回路56は第2図に示されるように接続され
るNORゲート250と、インバータ252と、AND
ゲート254とを有する。
るNORゲート250と、インバータ252と、AND
ゲート254とを有する。
次に、第2図に示されるリニア集積回路56の機能を説
明する。自動車の運転者が手動操作自在のスイッチ72
を閉成すると、低電圧比較器132は導線70の電圧を検
出し、この電圧が正常であれば、内部電圧調整器124
がオンされるので、低電圧VDIGは導線102から導
線108に印加される。
明する。自動車の運転者が手動操作自在のスイッチ72
を閉成すると、低電圧比較器132は導線70の電圧を検
出し、この電圧が正常であれば、内部電圧調整器124
がオンされるので、低電圧VDIGは導線102から導
線108に印加される。
設定点比較器168は接続点152の電圧(基準電圧)
を導線174の検出電圧と比較する。導線174の検出
電圧は、センスセレクタ172の選択に従って、蓄電池
電圧を表わす電圧か又はブリッジ整流器電圧を表わす電
圧のいずれか一方である。導線174の検出電圧が接続
点152の基準電圧より大きいと、導線110の出力は
ローレベル、すなわち0(第2の大きさ)である。導線
174の検出電圧が接続点52の基準電圧より低けれ
ば、設定点比較器168はハイ出力、すなわち1出力
(第1の大きさ)を発生する。従って、導線110の電
圧は、検出されている検出電圧が基準電圧より高いか又
は低いかに応じてハイ又はローになる。この設定点比較
器168は電圧調整回路の一次制御装置であり、以下に
さらに詳細に説明するように、導線110の設定点信号
はパルス幅、すなわちMOSFET42のオン時間を決
定するためにデジタル集積回路90に印加される。
を導線174の検出電圧と比較する。導線174の検出
電圧は、センスセレクタ172の選択に従って、蓄電池
電圧を表わす電圧か又はブリッジ整流器電圧を表わす電
圧のいずれか一方である。導線174の検出電圧が接続
点152の基準電圧より大きいと、導線110の出力は
ローレベル、すなわち0(第2の大きさ)である。導線
174の検出電圧が接続点52の基準電圧より低けれ
ば、設定点比較器168はハイ出力、すなわち1出力
(第1の大きさ)を発生する。従って、導線110の電
圧は、検出されている検出電圧が基準電圧より高いか又
は低いかに応じてハイ又はローになる。この設定点比較
器168は電圧調整回路の一次制御装置であり、以下に
さらに詳細に説明するように、導線110の設定点信号
はパルス幅、すなわちMOSFET42のオン時間を決
定するためにデジタル集積回路90に印加される。
フェイルセーフ比較器164は接続点162及び148
の電圧を互いに比較する。接続点162の電圧は電圧V
LINを表わす分割電圧であり、接続点148の電圧は
定電圧VDIGの分割電圧である。接続点148の電圧
は接続点152の(設定点)基準電圧より高い、すなわ
ちそれよりスケールアップされている。接続点162の
電圧が接続点148の電圧より高い場合、フェイルセー
フ比較器164は、ORゲート234への1つの入力線
であると共にNORゲート250の1つの入力線として
も接続される導線258に印加される出力を発生する。
この動作条件の下で、導線258への信号の発生によっ
て、NORゲート234を介して、ランプ駆動回路22
6は導通状態とされ、信号ランプ68を動作させる。さ
らに、この動作条件の下で、導線202に印加されるN
ORゲート250の出力はロー状態になるので、NPN
トランジスタQ68(第4図)は非導通状態にバイアス
され、それにより、NPNトランジスタQQ72及びQ
69は導通状態にバイアスされる。その結果、倍電圧器
200はオフされるので、MOSFET42は非導通状
態にバイアスされる。
の電圧を互いに比較する。接続点162の電圧は電圧V
LINを表わす分割電圧であり、接続点148の電圧は
定電圧VDIGの分割電圧である。接続点148の電圧
は接続点152の(設定点)基準電圧より高い、すなわ
ちそれよりスケールアップされている。接続点162の
電圧が接続点148の電圧より高い場合、フェイルセー
フ比較器164は、ORゲート234への1つの入力線
であると共にNORゲート250の1つの入力線として
も接続される導線258に印加される出力を発生する。
この動作条件の下で、導線258への信号の発生によっ
て、NORゲート234を介して、ランプ駆動回路22
6は導通状態とされ、信号ランプ68を動作させる。さ
らに、この動作条件の下で、導線202に印加されるN
ORゲート250の出力はロー状態になるので、NPN
トランジスタQ68(第4図)は非導通状態にバイアス
され、それにより、NPNトランジスタQQ72及びQ
69は導通状態にバイアスされる。その結果、倍電圧器
200はオフされるので、MOSFET42は非導通状
態にバイアスされる。
フェイルセーフ比較器164及び関連回路の目的は、導
線40が接続点38から遮断された場合又は直流電圧出
力端子24から遮断された場合に電圧調整回路に14ボ
ルトの所望の調整電圧より高い電圧で調整させることで
ある。そのような遮断が起こると、ブリッジ整流器20
は蓄電池36に接続されなくなり、従って、蓄電池に電
圧を印加していない。このとき、電圧調整回路は所望の
調整電圧より低い蓄電池電圧のみを検出するので、設定
点比較器168は、連続する界磁電流を印加するために
MOSFET42を絶えず導通状態にバイアスしようと
する信号を導線110に発生する。この状態が持続して
良いならば、発電機10の出力電圧は自動車用電気回路
の構成要素を破壊するようなレベルまで上昇してしまう
と考えられる。前述のように、界磁巻線14が励磁され
ると、発電機10の出力電圧は上昇するが、導線102
の電圧VLINが約20から25ボルトに達すると、フ
ェイルセーフ比較器164は導線258に信号を発生
し、この信号はNORゲート250及び倍電圧器200
を介してMOSFET42を非導通状態にバイアスさせ
る。界磁電流が遮断されると、発電機10の出力電圧は
低下し、これが20から25ボルトの範囲より降下した
とき、フェイルセーフ比較器164の出力はMOSFE
T42を導通状態にバイアスさせるようなものとなる。
このように、発電機10の出力電圧は20から25ボル
トの範囲に調整される。
線40が接続点38から遮断された場合又は直流電圧出
力端子24から遮断された場合に電圧調整回路に14ボ
ルトの所望の調整電圧より高い電圧で調整させることで
ある。そのような遮断が起こると、ブリッジ整流器20
は蓄電池36に接続されなくなり、従って、蓄電池に電
圧を印加していない。このとき、電圧調整回路は所望の
調整電圧より低い蓄電池電圧のみを検出するので、設定
点比較器168は、連続する界磁電流を印加するために
MOSFET42を絶えず導通状態にバイアスしようと
する信号を導線110に発生する。この状態が持続して
良いならば、発電機10の出力電圧は自動車用電気回路
の構成要素を破壊するようなレベルまで上昇してしまう
と考えられる。前述のように、界磁巻線14が励磁され
ると、発電機10の出力電圧は上昇するが、導線102
の電圧VLINが約20から25ボルトに達すると、フ
ェイルセーフ比較器164は導線258に信号を発生
し、この信号はNORゲート250及び倍電圧器200
を介してMOSFET42を非導通状態にバイアスさせ
る。界磁電流が遮断されると、発電機10の出力電圧は
低下し、これが20から25ボルトの範囲より降下した
とき、フェイルセーフ比較器164の出力はMOSFE
T42を導通状態にバイアスさせるようなものとなる。
このように、発電機10の出力電圧は20から25ボル
トの範囲に調整される。
過電圧比較器166は接続点150の基準電圧を導線5
8の蓄電池電圧又は導線66のブリッジ整流器電圧のい
ずれか一方である導線174の検出電圧と比較する。接
続点150の(過電圧)基準電圧は接続点152の(設
定点)基準電圧より高い、すなわちそれよりスケールア
ップされている。導線174の検出電圧が接続点150
の基準電圧を越えると、過電圧比較器166はNORゲ
ート250及びORゲート234に入力として印加され
る出力を信号線260に発生する。そこで、ORゲート
234の出力は信号ランプ68をランプ駆動回路226
を介して動作させ、NORゲート250の出力はMOS
FET42を非導通状態にバイアスするために倍電圧器
200を動作させる。MOSFET42が非導通状態で
あるとき、発電機10の出力電圧は導線174の検出電
圧と同様に低下する。導線174の検出電圧が接続点1
50の(過電圧)基準電圧より低くなると、過電圧比較
器166の出力は状態を変え、それによりMOSFET
42を導通状態にバイアスさせる。そこで、電圧調整回
路は出力電圧を所望の調整電圧より高い値に調整する。
限定的な意味をもたない一例を挙げると、維持すべき発
電機10の所望の出力電圧がある特定の温度で14ボル
トであるとした場合、出力電圧が約16ボルトに達した
ときに信号線260に過電圧信号を発生するために過電
圧比較器166を動作させることができる。換言すれ
ば、発電機10の出力電圧が所望の調整電圧より約2ボ
ルト高いときに過電圧比較器166をトリガすることが
できる。過電圧比較器166は、過剰な界磁電流を発生
させる障害が電圧調整回路に起こっており且つ導線40
及び52が適正に接続されている場合に動作するもので
ある。その一例はMOSFET42の短絡であろう。
8の蓄電池電圧又は導線66のブリッジ整流器電圧のい
ずれか一方である導線174の検出電圧と比較する。接
続点150の(過電圧)基準電圧は接続点152の(設
定点)基準電圧より高い、すなわちそれよりスケールア
ップされている。導線174の検出電圧が接続点150
の基準電圧を越えると、過電圧比較器166はNORゲ
ート250及びORゲート234に入力として印加され
る出力を信号線260に発生する。そこで、ORゲート
234の出力は信号ランプ68をランプ駆動回路226
を介して動作させ、NORゲート250の出力はMOS
FET42を非導通状態にバイアスするために倍電圧器
200を動作させる。MOSFET42が非導通状態で
あるとき、発電機10の出力電圧は導線174の検出電
圧と同様に低下する。導線174の検出電圧が接続点1
50の(過電圧)基準電圧より低くなると、過電圧比較
器166の出力は状態を変え、それによりMOSFET
42を導通状態にバイアスさせる。そこで、電圧調整回
路は出力電圧を所望の調整電圧より高い値に調整する。
限定的な意味をもたない一例を挙げると、維持すべき発
電機10の所望の出力電圧がある特定の温度で14ボル
トであるとした場合、出力電圧が約16ボルトに達した
ときに信号線260に過電圧信号を発生するために過電
圧比較器166を動作させることができる。換言すれ
ば、発電機10の出力電圧が所望の調整電圧より約2ボ
ルト高いときに過電圧比較器166をトリガすることが
できる。過電圧比較器166は、過剰な界磁電流を発生
させる障害が電圧調整回路に起こっており且つ導線40
及び52が適正に接続されている場合に動作するもので
ある。その一例はMOSFET42の短絡であろう。
不足電圧比較器170は接続点154の基準電圧を接続
点165の電圧と比較する。発電機10の出力電圧が異
常なほど低くないとき、接続点154の基準電圧は接続
点165の電圧より低い。接続点165の電圧が接続点
154の基準電圧より低くなると、不足電圧比較器17
0の出力端子はANDゲート254に一方の入力として
印加される信号を信号線262に発生する。ANDゲー
ト254の他方の入力は導線114の高速信号であり、
この信号は、発電機の回転速度がたとえば3000rp
mの所定速度より高いときにハイレベル、すなわち1レ
ベルになる。不足電圧状態で、発電機回転速度が所定速
度を上回っているとき、ORゲート234に1つの入力
として印加されるANDゲート254の出力はランプ駆
動回路226を導通状態に駆動させ、それにより信号ラ
ンプ68を動作させる。発電機回転速度が所定速度(3
000rpm)に達しなければ、導線114の信号はロ
ーになり、このときに不足電圧状態になっていれば信号
ランプ68は動作されない。不足電圧状態は、直流電圧
出力端子24の電圧が約11ボルトより低く降下する状
態と考えることができる。
点165の電圧と比較する。発電機10の出力電圧が異
常なほど低くないとき、接続点154の基準電圧は接続
点165の電圧より低い。接続点165の電圧が接続点
154の基準電圧より低くなると、不足電圧比較器17
0の出力端子はANDゲート254に一方の入力として
印加される信号を信号線262に発生する。ANDゲー
ト254の他方の入力は導線114の高速信号であり、
この信号は、発電機の回転速度がたとえば3000rp
mの所定速度より高いときにハイレベル、すなわち1レ
ベルになる。不足電圧状態で、発電機回転速度が所定速
度を上回っているとき、ORゲート234に1つの入力
として印加されるANDゲート254の出力はランプ駆
動回路226を導通状態に駆動させ、それにより信号ラ
ンプ68を動作させる。発電機回転速度が所定速度(3
000rpm)に達しなければ、導線114の信号はロ
ーになり、このときに不足電圧状態になっていれば信号
ランプ68は動作されない。不足電圧状態は、直流電圧
出力端子24の電圧が約11ボルトより低く降下する状
態と考えることができる。
前述のように、遠隔検出導線93(第1図及び第2図)
は接地点に接続されても、接続されなくてもいずれでも
良い。遠隔検出導線93が接地点に接続されない場合、
信号ランプ68は、導線52が接続点38から遮断され
たときに動作される。遠隔検出導線93が接地点に接続
される場合には、第1図及び第2図に示したように、信
号ランプ68は導線52が接続点38から遮断されても
動作されない。これは(遠隔検出指示器)NPNトラン
ジスタ263を含む回路(第2図に示す)により実現さ
れる。このNPNトランジスタ263のエミッタは接地
され、ベースは遠隔検出導線93に接続される。NPN
トランジスタ263のベースは導線191に接続され、
この導線191はセンスセレクタ172のNPNトラン
ジスタQ17(第3図)のコレクタに接続される。遠隔
検出導線93が接地されないように電圧調整回路が製造
されており、導線52が接続点38から遮断されたとす
ると、センスセレクタ172は、NPNトランジスタQ
17及び導線191のコレクタ電位をハイ状態にするた
めにNPNトランジスタQ17が非導通状態にバイアス
されるような状態に切替わる。導線191の電圧はNP
Nトランジスタ263を導通状態にバイアスするので、
信号線264の電圧レベルはローになる。信号線264
が多重コレクタNPNトランジスタ(図示せず)の1つ
のコレクタを介して電圧VLINに接続される。信号線
264の電圧はORゲート234に対する1つの入力で
あり、この電圧がローになると、ORゲート234の出
力は信号ランプ68を動作させる。
は接地点に接続されても、接続されなくてもいずれでも
良い。遠隔検出導線93が接地点に接続されない場合、
信号ランプ68は、導線52が接続点38から遮断され
たときに動作される。遠隔検出導線93が接地点に接続
される場合には、第1図及び第2図に示したように、信
号ランプ68は導線52が接続点38から遮断されても
動作されない。これは(遠隔検出指示器)NPNトラン
ジスタ263を含む回路(第2図に示す)により実現さ
れる。このNPNトランジスタ263のエミッタは接地
され、ベースは遠隔検出導線93に接続される。NPN
トランジスタ263のベースは導線191に接続され、
この導線191はセンスセレクタ172のNPNトラン
ジスタQ17(第3図)のコレクタに接続される。遠隔
検出導線93が接地されないように電圧調整回路が製造
されており、導線52が接続点38から遮断されたとす
ると、センスセレクタ172は、NPNトランジスタQ
17及び導線191のコレクタ電位をハイ状態にするた
めにNPNトランジスタQ17が非導通状態にバイアス
されるような状態に切替わる。導線191の電圧はNP
Nトランジスタ263を導通状態にバイアスするので、
信号線264の電圧レベルはローになる。信号線264
が多重コレクタNPNトランジスタ(図示せず)の1つ
のコレクタを介して電圧VLINに接続される。信号線
264の電圧はORゲート234に対する1つの入力で
あり、この電圧がローになると、ORゲート234の出
力は信号ランプ68を動作させる。
遠隔検出導線93が接地されているとき、NPNトラン
ジスタ263のベースは常にローレベルにあるので、N
PNトランジスタ263は常に非導通状態にバイアスさ
れ、信号線264の電圧はハイ状態であるため、信号ラ
ンプ68は動作されない。この動作状態に導線52が接
続点38から遮断されても変化しない。
ジスタ263のベースは常にローレベルにあるので、N
PNトランジスタ263は常に非導通状態にバイアスさ
れ、信号線264の電圧はハイ状態であるため、信号ラ
ンプ68は動作されない。この動作状態に導線52が接
続点38から遮断されても変化しない。
第2図において、導線112の回転信号はインバータ2
52を介してORゲート234に1つの入力として印加
される。発電機10が回転していないとき、回転信号は
ORゲート234がランプ駆動回路226に信号ランプ
68を動作させる出力を発生するような論理レベルを有
する。これは、自動車の運転者が最初に手動操作自在の
スイッチ72を閉成したときの信号ランプ68のバルブ
連続性検査として利用される。発電機10が回転してい
ると、導線112の信号は状態を変え、信号ランプ68
を非作動状態にするようなレベルとなる。
52を介してORゲート234に1つの入力として印加
される。発電機10が回転していないとき、回転信号は
ORゲート234がランプ駆動回路226に信号ランプ
68を動作させる出力を発生するような論理レベルを有
する。これは、自動車の運転者が最初に手動操作自在の
スイッチ72を閉成したときの信号ランプ68のバルブ
連続性検査として利用される。発電機10が回転してい
ると、導線112の信号は状態を変え、信号ランプ68
を非作動状態にするようなレベルとなる。
デジタル集積回路90は第5図にブロック線図の形で示
されると共に、第6図に詳細に示される。デジタル集積
回路90の説明に進む前に、デジタル集積回路90の動
作のいくつかを概して説明しておくと本発明を理解する
上で有用であろう。デジタル集積回路90に対する入力
の1つは、導線110によりデジタル集積回路90に印
加される設定点比較器168の出力でる。導線110の
設定点信号のレベル(ハイ又はロー)は発電機10の実
際の出力電圧が所望の調整電圧より高いか又は低いかに
よって決まる。導線110の設定点信号はMOSFET
42の連続するオン/オフ状態を制御することにより界
磁電圧のパレス幅を制御する。MOSFET42のスイ
ッチングを制御する出力信号はデジタル集積回路90の
導線116において発生される。
されると共に、第6図に詳細に示される。デジタル集積
回路90の説明に進む前に、デジタル集積回路90の動
作のいくつかを概して説明しておくと本発明を理解する
上で有用であろう。デジタル集積回路90に対する入力
の1つは、導線110によりデジタル集積回路90に印
加される設定点比較器168の出力でる。導線110の
設定点信号のレベル(ハイ又はロー)は発電機10の実
際の出力電圧が所望の調整電圧より高いか又は低いかに
よって決まる。導線110の設定点信号はMOSFET
42の連続するオン/オフ状態を制御することにより界
磁電圧のパレス幅を制御する。MOSFET42のスイ
ッチングを制御する出力信号はデジタル集積回路90の
導線116において発生される。
導線118はデジタル集積回路90に、機関及び発電機
の回転速度と関連する周波数を有する方形波パルスを印
加する。導線118の信号の電圧は、発電機10が回転
していないときは、連続して一方の状態にどどまる。デ
ジタル集積回路90は導線118の信号を利用して、発
電機10の回転子アセンブリが回転しているか否か、す
なわち機関16が発電機10を駆動しているか否かを指
示する信号(ハイ又はロー)を導線112に発生する。
導線118の信号は、さらに、機関及び発電機の回転速
度が所定の速度を上回っているか否かを指示する高速信
号を導線114に発生するためにデジタル集積回路90
により利用される。
の回転速度と関連する周波数を有する方形波パルスを印
加する。導線118の信号の電圧は、発電機10が回転
していないときは、連続して一方の状態にどどまる。デ
ジタル集積回路90は導線118の信号を利用して、発
電機10の回転子アセンブリが回転しているか否か、す
なわち機関16が発電機10を駆動しているか否かを指
示する信号(ハイ又はロー)を導線112に発生する。
導線118の信号は、さらに、機関及び発電機の回転速
度が所定の速度を上回っているか否かを指示する高速信
号を導線114に発生するためにデジタル集積回路90
により利用される。
以上のことを考慮に入れて、第5図のデジタル集積回路
90をさらに詳細に説明する。デジタル集積回路90
は、サンプルアンドホールド回路272に接続されるア
ップ/ダウンカウンタ270を有する。サンプルアンド
ホールド回路272は導線110に接続され、従って、
設定点比較器168の出力に応答する。サンプルアンド
ホールド回路272の出力端子はアップ/ダウンカウン
タ270に結合されると共に、信号線276により出力
ラッチ274に結合される。導線116に発生される出
力ラッチ274の出力はMOSFET42のスイッチン
グ状態(オン又はオフ)を決定する。アップ/ダウンカ
ウンタ270は7本の信号線280によりダウンカウン
タ278に接続される。ダウンカウンタ278の出力端
子は信号線282によりサンプルアンドホールド回路2
72に結合されると共に、信号線284により出力ラッ
チ274に結合される。同期パルス発生器286は信号
線288によりダウンカウンタ278に結合されると共
に、信号線290により出力ラッチ274に結合され
る。第5図のデジタル集積回路90は、導線112及び
導線114に信号を供給するデジタル回転速度計292
を有する。デジタル回転速度計292の別の出力端子は
いわゆる機関失速信号線294によりアップ/ダウンカ
ウンタ270に接続される。デジタル回転速度計292
は、信号線298によりデジタル回転速度計292に結
合されるデジタルフィルタ296から機関回転速度パル
ス情報を受取る。
90をさらに詳細に説明する。デジタル集積回路90
は、サンプルアンドホールド回路272に接続されるア
ップ/ダウンカウンタ270を有する。サンプルアンド
ホールド回路272は導線110に接続され、従って、
設定点比較器168の出力に応答する。サンプルアンド
ホールド回路272の出力端子はアップ/ダウンカウン
タ270に結合されると共に、信号線276により出力
ラッチ274に結合される。導線116に発生される出
力ラッチ274の出力はMOSFET42のスイッチン
グ状態(オン又はオフ)を決定する。アップ/ダウンカ
ウンタ270は7本の信号線280によりダウンカウン
タ278に接続される。ダウンカウンタ278の出力端
子は信号線282によりサンプルアンドホールド回路2
72に結合されると共に、信号線284により出力ラッ
チ274に結合される。同期パルス発生器286は信号
線288によりダウンカウンタ278に結合されると共
に、信号線290により出力ラッチ274に結合され
る。第5図のデジタル集積回路90は、導線112及び
導線114に信号を供給するデジタル回転速度計292
を有する。デジタル回転速度計292の別の出力端子は
いわゆる機関失速信号線294によりアップ/ダウンカ
ウンタ270に接続される。デジタル回転速度計292
は、信号線298によりデジタル回転速度計292に結
合されるデジタルフィルタ296から機関回転速度パル
ス情報を受取る。
第5図のデジタル集積回路90はクロック方形波発振器
300を有し、この発振器の出力端子は主分周器302
に接続される。この主分周器302は第6図にMQ1か
らMQ13として示されている13個の出力端子を有す
るが、そのうちいくつかは利用されない。クロック方形
波発振器300の出力周波数はΦmとして示され、この
信号はパルス端が10マイクロ秒ごとに発生されるよう
な周波数を有していても良い。主分周器302の出力端
子に発生されるパルスはΦmパルスの発生より所定の時
間周期だけ遅延する。この遅延時間の量は出力端子MQ
1からMQ13に向かって徐々に増し、第6図に示され
る出力端子MQ1、MQ4、MQ7、MQ8、MQ9、
MQ11及びMQ13においてそれぞれ20マイクロ
秒、160マイクロ秒、1.28ミリ秒、2.56ミリ秒、5.12
ミリ秒、20.48ミリ秒及び81.92ミリ秒となっていても良
い。主分周器302は、連続する出力端子MQ1〜MQ
13がすぐ前の出力端子の周波数の二分の一の周波数を
有するように構成される。従って、検出端子MQ2にお
ける周波数は出力端子MQ1の周波数の二分の一であ
り、これ以降も同様である。
300を有し、この発振器の出力端子は主分周器302
に接続される。この主分周器302は第6図にMQ1か
らMQ13として示されている13個の出力端子を有す
るが、そのうちいくつかは利用されない。クロック方形
波発振器300の出力周波数はΦmとして示され、この
信号はパルス端が10マイクロ秒ごとに発生されるよう
な周波数を有していても良い。主分周器302の出力端
子に発生されるパルスはΦmパルスの発生より所定の時
間周期だけ遅延する。この遅延時間の量は出力端子MQ
1からMQ13に向かって徐々に増し、第6図に示され
る出力端子MQ1、MQ4、MQ7、MQ8、MQ9、
MQ11及びMQ13においてそれぞれ20マイクロ
秒、160マイクロ秒、1.28ミリ秒、2.56ミリ秒、5.12
ミリ秒、20.48ミリ秒及び81.92ミリ秒となっていても良
い。主分周器302は、連続する出力端子MQ1〜MQ
13がすぐ前の出力端子の周波数の二分の一の周波数を
有するように構成される。従って、検出端子MQ2にお
ける周波数は出力端子MQ1の周波数の二分の一であ
り、これ以降も同様である。
第5図に示されるように、1つの出力端子MQ11は信
号線304によりアップ/ダウンカウンタ270に接続
される。第6図には、出力端子MQ13が信号線440
によりフリップフロップ436に接続されるように示さ
れている。第5図の信号線304と第6図の信号線44
0は主分周器302の1つの出力端子と、デジタル集積
回路の1つの素子との1本の接続線を表わす。図面を簡
潔にするため、主分周器302の出力端子MQ1〜MQ
13と他の回路素子とのその他の接続線は線により示さ
れていない。第5図及び第6図のデジタル集積回路90
においてMQを付した短い線は主分周器302の同じM
Q出力端子に接続され、Φmと指定される信号線はΦm
であるクロック方形波発振器300の出力端子に接続さ
れるものとする。
号線304によりアップ/ダウンカウンタ270に接続
される。第6図には、出力端子MQ13が信号線440
によりフリップフロップ436に接続されるように示さ
れている。第5図の信号線304と第6図の信号線44
0は主分周器302の1つの出力端子と、デジタル集積
回路の1つの素子との1本の接続線を表わす。図面を簡
潔にするため、主分周器302の出力端子MQ1〜MQ
13と他の回路素子とのその他の接続線は線により示さ
れていない。第5図及び第6図のデジタル集積回路90
においてMQを付した短い線は主分周器302の同じM
Q出力端子に接続され、Φmと指定される信号線はΦm
であるクロック方形波発振器300の出力端子に接続さ
れるものとする。
第6図の詳細な説明に進む前に、電圧調整回路の動作を
全般的に説明する。サイクルの中のある特定の時点で、
ダウンカウンタ278にそのときアップ/ダウンカウン
タ270に存在するデータ(2進数)がロードされる。
次に、ダウンカウンタ278はクリア状態になるまで減
分、すなわちカウントダウンされる。ダウンカウンタ2
78のカウントダウンが開始されてからダウンカウンタ
278が空になるまでの経過時間は、MOSFET42
が界磁巻線14を励磁するために導通状態にバイアスさ
れている時間の長さと等しい。言いかえれば、ダウンカ
ウンタ278が空状態になるまでカウントダウンしてい
る間にMOSFET42は電圧調整回路により導通状態
にバイアスされる。ダウンカウンタ278が空状態に達
すると、MOSFET42は非導通状態にバイアスさ
れ、サイクル中の後続する時点でダウンカウンタ278
にアップ/ダウンカウンタ270のデータが再びロード
されるまで、非導通状態のままである。このように、電
圧調整回路は界磁電流を一定の周波数でパルス幅変調す
る。すなわち、パルス幅、従ってMOSFET42のオ
ン時間は変化させ、MOSFET42のオン時間は一定
の周波数で連続して起こる。ダウンカウンタ278がア
ップ/ダウンカウンタ270にあるカウントを、アップ
/ダウンカウンタ270のカウントがダウンカウンタ2
78にロードされる時点のアップ/ダウンカウンタ27
0のカウントの大きさの関数である界磁電圧のパルス幅
に繰返し変換することは以上の説明から明らかであろ
う。言いかえれば、アップ/ダウンカウンタ270のカ
ウントは繰返しサンプリングされ、アップ/ダウンカウ
ンタ270のサンプリングされるたびに、界磁電圧のパ
ルス幅はサンプリングされたときのアップ/ダウンカウ
ンタ270のカウントの関数となるように制御される。
全般的に説明する。サイクルの中のある特定の時点で、
ダウンカウンタ278にそのときアップ/ダウンカウン
タ270に存在するデータ(2進数)がロードされる。
次に、ダウンカウンタ278はクリア状態になるまで減
分、すなわちカウントダウンされる。ダウンカウンタ2
78のカウントダウンが開始されてからダウンカウンタ
278が空になるまでの経過時間は、MOSFET42
が界磁巻線14を励磁するために導通状態にバイアスさ
れている時間の長さと等しい。言いかえれば、ダウンカ
ウンタ278が空状態になるまでカウントダウンしてい
る間にMOSFET42は電圧調整回路により導通状態
にバイアスされる。ダウンカウンタ278が空状態に達
すると、MOSFET42は非導通状態にバイアスさ
れ、サイクル中の後続する時点でダウンカウンタ278
にアップ/ダウンカウンタ270のデータが再びロード
されるまで、非導通状態のままである。このように、電
圧調整回路は界磁電流を一定の周波数でパルス幅変調す
る。すなわち、パルス幅、従ってMOSFET42のオ
ン時間は変化させ、MOSFET42のオン時間は一定
の周波数で連続して起こる。ダウンカウンタ278がア
ップ/ダウンカウンタ270にあるカウントを、アップ
/ダウンカウンタ270のカウントがダウンカウンタ2
78にロードされる時点のアップ/ダウンカウンタ27
0のカウントの大きさの関数である界磁電圧のパルス幅
に繰返し変換することは以上の説明から明らかであろ
う。言いかえれば、アップ/ダウンカウンタ270のカ
ウントは繰返しサンプリングされ、アップ/ダウンカウ
ンタ270のサンプリングされるたびに、界磁電圧のパ
ルス幅はサンプリングされたときのアップ/ダウンカウ
ンタ270のカウントの関数となるように制御される。
アップ/ダウンカウンタ270にあるカウント(2進
数)の大きさは蓄電池36の電圧の高さに従って変化さ
れる。蓄電池36に印加される電圧が所望の調整電圧よ
り高いとき、アップ/ダウンカウンタ270は減分、す
なわちカウントダウンされ、蓄電池36に印加される電
圧が所望の調整電圧より低いときにはアップ/ダウンカ
ウンタ270は増分、すなわちカウントアップされる。
蓄電池36に印加される電圧が所望の調整電圧より低い
と仮定すると、アップ/ダウンカウンタ270はほぼ連
続的にカウントアップし、アップ/ダウンカウンタ27
0のカウントの大きさは周期的にダウンカウンタ278
にロードされる。その結果、発生される界磁電圧のパル
スのパルス幅はアップ/ダウンカウンタ270がカウン
トアップして続けるにつれて徐々に大きくなる。界磁電
圧のパルス幅が徐々に大きくなると発電機10の出力電
圧は上昇し、最終的には蓄電池36に印加される電圧が
所望の調整電圧を越える。このとき、アップ/ダウンカ
ウンタ270は減分、すなわちカウントダウンされ、同
時にMOSFET42は界磁電流を遮断するために非導
通状態にバイアスされる。蓄電池電圧が所望の調整電圧
を越えると、MOSFET42は非導通状態に維持さ
れ、アップ/ダウンカウンタ270は減分し続ける。界
磁電流が遮断されると、発電機10の出力電圧は低下
し、最終的には蓄電池に印加される電圧が所望の調整電
圧より低く降下する。このとき、界磁巻線14はその時
点でアップ/ダウンカウンタ270にある減分カウント
に対応するパルス幅で励磁され、アップ/ダウンカウン
タ270は今度は増分、すなわちカウントアップされ
る。発生される電圧が高すぎるときにMOSFET42
を非導通状態にバイアスされたままに維持するのは、自
動車の負荷が発電機10から急に除去又は遮断されたと
きに過電圧の発生を阻止するためである。アップ/ダウ
ンカウンタ270が満杯であるとき、記憶されている2
進数は界磁電圧の最大パルス幅に対応するアップ/ダウ
ンカウンタ270がクリア状態である。すなわち実質的
にカウントを有していないとき、MOSFET42はゼ
ロパルス幅を発生するために非導通状態にバイアスされ
る。アップ/ダウンカウンタ270に記憶される満杯状
態とクリア状態との間の全ての値においては、界磁電圧
のパルス幅はアップ/ダウンカウンタ270の2進数に
従って直線的に変化する。
数)の大きさは蓄電池36の電圧の高さに従って変化さ
れる。蓄電池36に印加される電圧が所望の調整電圧よ
り高いとき、アップ/ダウンカウンタ270は減分、す
なわちカウントダウンされ、蓄電池36に印加される電
圧が所望の調整電圧より低いときにはアップ/ダウンカ
ウンタ270は増分、すなわちカウントアップされる。
蓄電池36に印加される電圧が所望の調整電圧より低い
と仮定すると、アップ/ダウンカウンタ270はほぼ連
続的にカウントアップし、アップ/ダウンカウンタ27
0のカウントの大きさは周期的にダウンカウンタ278
にロードされる。その結果、発生される界磁電圧のパル
スのパルス幅はアップ/ダウンカウンタ270がカウン
トアップして続けるにつれて徐々に大きくなる。界磁電
圧のパルス幅が徐々に大きくなると発電機10の出力電
圧は上昇し、最終的には蓄電池36に印加される電圧が
所望の調整電圧を越える。このとき、アップ/ダウンカ
ウンタ270は減分、すなわちカウントダウンされ、同
時にMOSFET42は界磁電流を遮断するために非導
通状態にバイアスされる。蓄電池電圧が所望の調整電圧
を越えると、MOSFET42は非導通状態に維持さ
れ、アップ/ダウンカウンタ270は減分し続ける。界
磁電流が遮断されると、発電機10の出力電圧は低下
し、最終的には蓄電池に印加される電圧が所望の調整電
圧より低く降下する。このとき、界磁巻線14はその時
点でアップ/ダウンカウンタ270にある減分カウント
に対応するパルス幅で励磁され、アップ/ダウンカウン
タ270は今度は増分、すなわちカウントアップされ
る。発生される電圧が高すぎるときにMOSFET42
を非導通状態にバイアスされたままに維持するのは、自
動車の負荷が発電機10から急に除去又は遮断されたと
きに過電圧の発生を阻止するためである。アップ/ダウ
ンカウンタ270が満杯であるとき、記憶されている2
進数は界磁電圧の最大パルス幅に対応するアップ/ダウ
ンカウンタ270がクリア状態である。すなわち実質的
にカウントを有していないとき、MOSFET42はゼ
ロパルス幅を発生するために非導通状態にバイアスされ
る。アップ/ダウンカウンタ270に記憶される満杯状
態とクリア状態との間の全ての値においては、界磁電圧
のパルス幅はアップ/ダウンカウンタ270の2進数に
従って直線的に変化する。
本発明の電圧調整回路は以下に説明する4つの異なるモ
ードで動作することができる。発電機10を駆動する機
関16の回転速度が関連16のアイドル速度より速いあ
る所定の速度を越えたとき、本発明の電圧調整回路は第
1の動作モードと呼ばれるモードで動作する。この第1
の動作モードにおいては、アップ/ダウンカウンタ27
0は界磁電圧のパルス幅を制御することにより所望の調
整出力電圧を維持するように上述の方法で増分、減分さ
れる。この第1の動作モードでは、アップ/ダウンカウ
ンタ270が増分される周波数は減分されるときの周波
数と等しい。機関回転速度と関連するこの第1の動作モ
ードにおける動作に関して、本発明の電圧調整回路は、
当然のことながら機関回転速度と関連する発電機回転速
度を検出する。たとえば、以下の本発明の説明におい
て、この第1の動作モードの動作は発電機回転速度が3
000rpmを越えたときに起こると仮定する。機関1
6と発電機10を関連するベルトとプーリの速度比が約
3.5:1であると仮定すれば、これは約850rpmの
機関回転速度に対応する。従って、これらの速度を想定
したとき、導線114の高速信号は発電機回転速度が3
000rpmを上回ったときに1つの値を有し、発電機
回転速度が3000rpmより低下したときには別の値
を有する。所定の回転速度(3000rpm)は機関回
転速度(850rpm)がアイドル速度より高い速度で
る。高速値は例として挙げたもので、特定の機関16の
アイドル速度範囲及び特定の自動車の機関16と発電機
10の速度比に適合するように変えることもできる。い
ずれにせよ、ここでいう「所定の高速」は特定の機関に
ついて機関アイドル速度より速い発電機及び機の回転速
度を指す。
ードで動作することができる。発電機10を駆動する機
関16の回転速度が関連16のアイドル速度より速いあ
る所定の速度を越えたとき、本発明の電圧調整回路は第
1の動作モードと呼ばれるモードで動作する。この第1
の動作モードにおいては、アップ/ダウンカウンタ27
0は界磁電圧のパルス幅を制御することにより所望の調
整出力電圧を維持するように上述の方法で増分、減分さ
れる。この第1の動作モードでは、アップ/ダウンカウ
ンタ270が増分される周波数は減分されるときの周波
数と等しい。機関回転速度と関連するこの第1の動作モ
ードにおける動作に関して、本発明の電圧調整回路は、
当然のことながら機関回転速度と関連する発電機回転速
度を検出する。たとえば、以下の本発明の説明におい
て、この第1の動作モードの動作は発電機回転速度が3
000rpmを越えたときに起こると仮定する。機関1
6と発電機10を関連するベルトとプーリの速度比が約
3.5:1であると仮定すれば、これは約850rpmの
機関回転速度に対応する。従って、これらの速度を想定
したとき、導線114の高速信号は発電機回転速度が3
000rpmを上回ったときに1つの値を有し、発電機
回転速度が3000rpmより低下したときには別の値
を有する。所定の回転速度(3000rpm)は機関回
転速度(850rpm)がアイドル速度より高い速度で
る。高速値は例として挙げたもので、特定の機関16の
アイドル速度範囲及び特定の自動車の機関16と発電機
10の速度比に適合するように変えることもできる。い
ずれにせよ、ここでいう「所定の高速」は特定の機関に
ついて機関アイドル速度より速い発電機及び機の回転速
度を指す。
機関回転速度が850rpmの所定速度より低いとき、
言いかえれば、機関回転速度がアイドル範囲にあると
き、電圧調整回路は負荷応答モードとも呼ばれる第2の
モードで動作される。第2の動作モードにおいては、ア
ップ/ダウンカウンタ270が増分及び減分される速度
は第1の動作モードで起こる増分及び減分の速度と比べ
て低下される。この第2の動作モードの間に増分及び減
分の速度を低下するのは、発電機10に大きな電気的負
荷が急に加えられたときの機関16の振動又は失速を阻
止するためである。従って、大きな電気的負荷が加えら
れると、発電機10の出力電圧は所望の調整電圧より低
く降下し、それによりアップ/ダウンカウンタ270は
増分されるので、界磁電圧のパルス幅は徐々に大きくな
る。この第2の動作モードにおける増分速度は機関16
がアイドル速度範囲の上で動作しているときの増分速度
より低いので、界磁電流はゆっくりと増加され、そのた
め、機関16にもゆっくりと電気的負荷が加えられるこ
とになる。、本質的には、ここで行なわれるのはスルー
レートの低下である。すなち、界磁電圧デューティサイ
クルの変化の時間速度は第1の動作モードと比べて低下
される。この負荷応答特性は、機関16がアイドル速度
範囲を上回る速度で動作しているときは、機関16及び
発電機10の機械的慣性が大きな電気的負荷の印加を介
して機関16を支持するので要求されない。この第2の
負荷応答動作モードの間のアップ/ダウンカウンタ27
0の増分速度は減分速度より低い。
言いかえれば、機関回転速度がアイドル範囲にあると
き、電圧調整回路は負荷応答モードとも呼ばれる第2の
モードで動作される。第2の動作モードにおいては、ア
ップ/ダウンカウンタ270が増分及び減分される速度
は第1の動作モードで起こる増分及び減分の速度と比べ
て低下される。この第2の動作モードの間に増分及び減
分の速度を低下するのは、発電機10に大きな電気的負
荷が急に加えられたときの機関16の振動又は失速を阻
止するためである。従って、大きな電気的負荷が加えら
れると、発電機10の出力電圧は所望の調整電圧より低
く降下し、それによりアップ/ダウンカウンタ270は
増分されるので、界磁電圧のパルス幅は徐々に大きくな
る。この第2の動作モードにおける増分速度は機関16
がアイドル速度範囲の上で動作しているときの増分速度
より低いので、界磁電流はゆっくりと増加され、そのた
め、機関16にもゆっくりと電気的負荷が加えられるこ
とになる。、本質的には、ここで行なわれるのはスルー
レートの低下である。すなち、界磁電圧デューティサイ
クルの変化の時間速度は第1の動作モードと比べて低下
される。この負荷応答特性は、機関16がアイドル速度
範囲を上回る速度で動作しているときは、機関16及び
発電機10の機械的慣性が大きな電気的負荷の印加を介
して機関16を支持するので要求されない。この第2の
負荷応答動作モードの間のアップ/ダウンカウンタ27
0の増分速度は減分速度より低い。
機関16が発電機10を駆動していない状態に相当する
第3の動作モードにおいては、発電機10が機関16に
より駆動されたならば発電機10の出力電圧を発生させ
るのに十分な一定のデューティサイクルの電流が界磁巻
線14に供給される。この動作モードは発電機10を駆
動する機関16の初期始動中に、すなわち、自動車の運
転者が機関16を始動するためにイグニションスイッチ
を最初に閉成したときに起こる。本発明の電圧調整回路
は、発電機10が回転されていないことを検出し、アッ
プ/ダウンカウンタ270のカウントを、たとえば20
%であっても良い一定の界磁電圧デューティサイクルに
対応する一定の値クランプさせる。このデューティサイ
クルはストローブデューティ係数と呼ばれる。
第3の動作モードにおいては、発電機10が機関16に
より駆動されたならば発電機10の出力電圧を発生させ
るのに十分な一定のデューティサイクルの電流が界磁巻
線14に供給される。この動作モードは発電機10を駆
動する機関16の初期始動中に、すなわち、自動車の運
転者が機関16を始動するためにイグニションスイッチ
を最初に閉成したときに起こる。本発明の電圧調整回路
は、発電機10が回転されていないことを検出し、アッ
プ/ダウンカウンタ270のカウントを、たとえば20
%であっても良い一定の界磁電圧デューティサイクルに
対応する一定の値クランプさせる。このデューティサイ
クルはストローブデューティ係数と呼ばれる。
第4の動作モードにおいては、本発明の電圧調整回路
は、発電機10を駆動する機関16が始動した後で失速
したときに電圧調整回路が全界磁状態になるのを阻止す
ることができる。機関16が発電機10を回転させるた
めにまず始動され、続いて機関16が失速した場合、電
圧調整回路はアップ/ダウンカウンタ270をパルスに
よりリセットするように動作させる。その後、アップ/
ダウンカウンタ270は第3の動作モードに関連して先
に説明したストローブデューティ係数に戻るまで増分す
る。
は、発電機10を駆動する機関16が始動した後で失速
したときに電圧調整回路が全界磁状態になるのを阻止す
ることができる。機関16が発電機10を回転させるた
めにまず始動され、続いて機関16が失速した場合、電
圧調整回路はアップ/ダウンカウンタ270をパルスに
よりリセットするように動作させる。その後、アップ/
ダウンカウンタ270は第3の動作モードに関連して先
に説明したストローブデューティ係数に戻るまで増分す
る。
以上の説明を考慮に入れて、次に第6図に示されるデジ
タル集積回路を説明する。第6図において、いくつかの
フリップフロップ、たとえばフリップフロップ380の
D端子に隣接して付されている符号1は、フリップフロ
ップのその特定の端子が1レベルにあること、すなわち
正電圧に接続されることを示す。
タル集積回路を説明する。第6図において、いくつかの
フリップフロップ、たとえばフリップフロップ380の
D端子に隣接して付されている符号1は、フリップフロ
ップのその特定の端子が1レベルにあること、すなわち
正電圧に接続されることを示す。
設定点比較器168の出力は負端トリガD形のフリップ
フロップ310のD端子に印加される。このフリップフ
ロップ310は第5図に示されるサンプルアンドホール
ド回路272に対応する。フリップフロップ310は信
号線又は導線312に接続され、フリップフロップ31
0のQ端子は導線314によりアップ/ダウンカウンタ
270に接続される。導線314の論理レベル(ハイ又
はロー)は、発電機10の出力電圧が所望の調整電圧よ
り低いときはアップ/ダウンカウンタ270をカウント
アップモードにセットし、発電機10の出力電圧が所望
の調整電圧より高いときにはカウントダウンモードにセ
ットするようなものである。導線314は導線316及
び318に接続される。
フロップ310のD端子に印加される。このフリップフ
ロップ310は第5図に示されるサンプルアンドホール
ド回路272に対応する。フリップフロップ310は信
号線又は導線312に接続され、フリップフロップ31
0のQ端子は導線314によりアップ/ダウンカウンタ
270に接続される。導線314の論理レベル(ハイ又
はロー)は、発電機10の出力電圧が所望の調整電圧よ
り低いときはアップ/ダウンカウンタ270をカウント
アップモードにセットし、発電機10の出力電圧が所望
の調整電圧より高いときにはカウントダウンモードにセ
ットするようなものである。導線314は導線316及
び318に接続される。
導線316はD形のフリップフロップ320に接続され
る。このフリップフロップ320のD出力端子は導線1
16に接続され、R端子は信号線322に接続される。
導線314及び316の論理レベルと、フリップフロッ
プ320のQ出力端子の論理レベルは、蓄電池36に印
加される電圧が所望の調整電圧より高いときにMOSF
ET42を非導通状態にバイアスさせる可変制御信号が
導線116に発生されるようなものである。蓄電池36
の電圧が所望の調整電圧より高い間はMOSFET42
は非導通状態に維持され、この時点でアップ/ダウンカ
ウンタ270は減分される。
る。このフリップフロップ320のD出力端子は導線1
16に接続され、R端子は信号線322に接続される。
導線314及び316の論理レベルと、フリップフロッ
プ320のQ出力端子の論理レベルは、蓄電池36に印
加される電圧が所望の調整電圧より高いときにMOSF
ET42を非導通状態にバイアスさせる可変制御信号が
導線116に発生されるようなものである。蓄電池36
の電圧が所望の調整電圧より高い間はMOSFET42
は非導通状態に維持され、この時点でアップ/ダウンカ
ウンタ270は減分される。
導線318はANDゲート324の1つの入力端子に接
続されると共に、インバータ328を介してANDゲー
ト326の1つの入力端子に接続される。ANDゲート
324及び326の出力端子はORゲート330の入力
端子に接続され、ORゲート330の出力端子はD形の
フリップフロップ332のD端子に接続される。フリッ
プフロップ332のQ出力端子はアップ/ダウンカウン
タ270に接続され、アップ/ダウンカウンタ270を
フリップフロップ332から印加されるパルスの周波数
でカウントアップ又はカウントダウンさせるためにアッ
プ/ダウンカウンタにパルスを印加する。
続されると共に、インバータ328を介してANDゲー
ト326の1つの入力端子に接続される。ANDゲート
324及び326の出力端子はORゲート330の入力
端子に接続され、ORゲート330の出力端子はD形の
フリップフロップ332のD端子に接続される。フリッ
プフロップ332のQ出力端子はアップ/ダウンカウン
タ270に接続され、アップ/ダウンカウンタ270を
フリップフロップ332から印加されるパルスの周波数
でカウントアップ又はカウントダウンさせるためにアッ
プ/ダウンカウンタにパルスを印加する。
ANDゲート324の1つの入力端子はORゲート33
4の出力端子に接続され、ORゲート334の入力端子
はANDゲート336及び338にそれぞれ接続され
る。ANDゲート336の一方の入力端子は主分周器3
02のMQ11出力端子に接続され、ANDゲート33
6の他方の入力端子はインバータを介して信号線340
に接続される。信号線340は導線114に接続され
る。導線114の、従って信号線340の高速信号の論
理レベルは発電機回転速度、従って機関回転速度が所定
速度より高いか又は低いかによって決まる。ANDゲー
ト338の入力端子の一方は信号線340に接続され、
他方の入力端子は主分周器302のMQ7出力端子に接
続される。
4の出力端子に接続され、ORゲート334の入力端子
はANDゲート336及び338にそれぞれ接続され
る。ANDゲート336の一方の入力端子は主分周器3
02のMQ11出力端子に接続され、ANDゲート33
6の他方の入力端子はインバータを介して信号線340
に接続される。信号線340は導線114に接続され
る。導線114の、従って信号線340の高速信号の論
理レベルは発電機回転速度、従って機関回転速度が所定
速度より高いか又は低いかによって決まる。ANDゲー
ト338の入力端子の一方は信号線340に接続され、
他方の入力端子は主分周器302のMQ7出力端子に接
続される。
ANDゲート326の1つの入力端子はORゲート34
4の出力端子に接続され、ORゲート344の入力端子
はANDゲート346及び348にそれぞれ接続され
る。ANDゲート346の一方の入力端子は主分周器3
02の出力端子MQ9に接続され、他方の入力端子はイ
ンバータにより信号線340に接続される。ANDゲー
ト348の一方の入力端子は出力端子MQ7に接続さ
れ、他方の入力端子は信号線340に接続される。
4の出力端子に接続され、ORゲート344の入力端子
はANDゲート346及び348にそれぞれ接続され
る。ANDゲート346の一方の入力端子は主分周器3
02の出力端子MQ9に接続され、他方の入力端子はイ
ンバータにより信号線340に接続される。ANDゲー
ト348の一方の入力端子は出力端子MQ7に接続さ
れ、他方の入力端子は信号線340に接続される。
アップ/ダウンカウンタ270の出力端子Q0〜Q6は
7つの入力としてNANDゲート350に接続される。
アップ/ダウンカウンタ270とNANDゲート350
を接続する信号線の1つはインバータ352を含む。N
ANDゲート350の出力端子はANDゲート354の
一方の入力端子に接続され、ANDゲート354の出力
端子はORゲート356の入力端子の一方に接続され
る。ANDゲート354の他方の入力端子は信号線35
8に接続され、この信号線358は導線112に接続さ
れる。導線112の、従って信号線358の回転信号の
論理レベルは、発電機10が回転しているか否か、すな
わち機関16が発電機10を回転しているか否かはよっ
て決まる。ORゲート356の他方の入力端子はAND
ゲート360の出力端子に接続され、ORゲート356
の出力端子はANDゲート324の入力端子の1つに接
続される。ANDゲート360の入力端子の一方はイン
バータを介して信号線358に接続され、他方の入力端
子は信号線362に接続される。この信号線362はN
ANDゲート364の出力端子に接続される。NAND
ゲート364の入力端子の一方はアップ/ダウンカウン
タ270のQ4出力端子に接続され、他方の入力端子は
アップ/ダウンカウンタ270のQ3出力端子に接続さ
れる。
7つの入力としてNANDゲート350に接続される。
アップ/ダウンカウンタ270とNANDゲート350
を接続する信号線の1つはインバータ352を含む。N
ANDゲート350の出力端子はANDゲート354の
一方の入力端子に接続され、ANDゲート354の出力
端子はORゲート356の入力端子の一方に接続され
る。ANDゲート354の他方の入力端子は信号線35
8に接続され、この信号線358は導線112に接続さ
れる。導線112の、従って信号線358の回転信号の
論理レベルは、発電機10が回転しているか否か、すな
わち機関16が発電機10を回転しているか否かはよっ
て決まる。ORゲート356の他方の入力端子はAND
ゲート360の出力端子に接続され、ORゲート356
の出力端子はANDゲート324の入力端子の1つに接
続される。ANDゲート360の入力端子の一方はイン
バータを介して信号線358に接続され、他方の入力端
子は信号線362に接続される。この信号線362はN
ANDゲート364の出力端子に接続される。NAND
ゲート364の入力端子の一方はアップ/ダウンカウン
タ270のQ4出力端子に接続され、他方の入力端子は
アップ/ダウンカウンタ270のQ3出力端子に接続さ
れる。
ANDゲート326の入力端子の1つは信号線368に
よりNORゲート366の出力端子に接続される。NO
Rゲート366のアップ/ダウンカウンタ270の出力
端子Q0〜Q6にそれぞれ接続される7つの入力端子を
有する。出力端子Q0とNORゲート366の入力端子
の1つとの接続線はインバータ367を含む。
よりNORゲート366の出力端子に接続される。NO
Rゲート366のアップ/ダウンカウンタ270の出力
端子Q0〜Q6にそれぞれ接続される7つの入力端子を
有する。出力端子Q0とNORゲート366の入力端子
の1つとの接続線はインバータ367を含む。
アップ/ダウンカウンタ270の出力端子Q0〜Q6は
ダウンカウンタ278のそれぞれ対応する入力端子P0
〜P6に接続される。ダウンカウンタ278の出力端子
DQ0〜DQ6は7つの入力としてNORゲート370
に接続される。NORゲート370の出力端子は信号線
332に接続され、インバータ374を介して信号線3
72に接続されると共に、インバータ374及び導線3
12を介してフリップフロップ310に接続される。信
号線372はANDゲート376の一方の入力端子に接
続され、ANDゲート376の出力端子はダウンカウン
タ278に接続される。ANDゲート376の他方の入
力端子は主分周器302の出力端子MQ1に接続され
る。
ダウンカウンタ278のそれぞれ対応する入力端子P0
〜P6に接続される。ダウンカウンタ278の出力端子
DQ0〜DQ6は7つの入力としてNORゲート370
に接続される。NORゲート370の出力端子は信号線
332に接続され、インバータ374を介して信号線3
72に接続されると共に、インバータ374及び導線3
12を介してフリップフロップ310に接続される。信
号線372はANDゲート376の一方の入力端子に接
続され、ANDゲート376の出力端子はダウンカウン
タ278に接続される。ANDゲート376の他方の入
力端子は主分周器302の出力端子MQ1に接続され
る。
フリップフロップ380,382及び384は第6図に
示されるように接続される。フリップフロップ380は
出力端子MQ8に接続され、フリップフロップ382及
び384は出力端子φmに接続される。フリップフロッ
プ382及び384はANDゲート386の入力端子に
接続される。ANDゲート386の出力端子は信号線3
88に接続され、この信号線388はフリップフロップ
332に接続される。フリップフロップ384のQB端
子はダウンカウンタ278のLOAD端子に接続される
と共に、信号線390によりフリップフロップ320に
接続される。以上挙げた素子は第5図に示される同期パ
ルス発生器286に対応する。これらの素子はデジタル
集積回路90を同期動作させ、界磁電圧変調の基本周期
を決定する。
示されるように接続される。フリップフロップ380は
出力端子MQ8に接続され、フリップフロップ382及
び384は出力端子φmに接続される。フリップフロッ
プ382及び384はANDゲート386の入力端子に
接続される。ANDゲート386の出力端子は信号線3
88に接続され、この信号線388はフリップフロップ
332に接続される。フリップフロップ384のQB端
子はダウンカウンタ278のLOAD端子に接続される
と共に、信号線390によりフリップフロップ320に
接続される。以上挙げた素子は第5図に示される同期パ
ルス発生器286に対応する。これらの素子はデジタル
集積回路90を同期動作させ、界磁電圧変調の基本周期
を決定する。
第6図ブロックとして示されているデジタルフィルタ2
96の入力端子は導線118に接続される。デジタルフ
ィルタ296の出力端子は導線404に接続され、この
導線404はフリップフロップ406に接続される。フ
リップフロップ406,408,410,412及び4
14は、第5図にはブロック線図の型で示され且つ図中
符号292により示されているデジタル回転速度計の一
部を形成する。これらのフリップフロップ406〜41
4は全てD形フリップフロップであり、同じものであ
る。図示の便宜上、フリップフロップ408〜414に
は符号が記入されていないが、それらもフリップフロッ
プ406と全く同じである。導線118からデジタルフ
ィルタ296に印加される方形波入力は平滑な連続関数
ではなく、雑音を含む。この雑音を含む信号はデジタル
フィルタ296において調整され、グリッチが発生して
も、それが最小持続時間より短ければ無視される。この
最小持続時間より長いグリッチはデジタル回転速度計2
92に供給される。
96の入力端子は導線118に接続される。デジタルフ
ィルタ296の出力端子は導線404に接続され、この
導線404はフリップフロップ406に接続される。フ
リップフロップ406,408,410,412及び4
14は、第5図にはブロック線図の型で示され且つ図中
符号292により示されているデジタル回転速度計の一
部を形成する。これらのフリップフロップ406〜41
4は全てD形フリップフロップであり、同じものであ
る。図示の便宜上、フリップフロップ408〜414に
は符号が記入されていないが、それらもフリップフロッ
プ406と全く同じである。導線118からデジタルフ
ィルタ296に印加される方形波入力は平滑な連続関数
ではなく、雑音を含む。この雑音を含む信号はデジタル
フィルタ296において調整され、グリッチが発生して
も、それが最小持続時間より短ければ無視される。この
最小持続時間より長いグリッチはデジタル回転速度計2
92に供給される。
フリップフロップ408,410,412及び414は
NANDゲート416の入力端子にそれぞれ接続され
る。NANDゲート416の出力端子はフリップフロッ
プ418は接続される。フリップフロップ418及び4
20は導線114に印加される論理レベル(ハイ又はロ
ー)を決定するので、いわゆる高速フリップフロップで
ある。このように、フリップフロップ420のQ端子は
導線114に接続される。フリップフロップ418のR
端子は信号線422に、従ってフリップフロップ406
〜414のR端子に接続される。
NANDゲート416の入力端子にそれぞれ接続され
る。NANDゲート416の出力端子はフリップフロッ
プ418は接続される。フリップフロップ418及び4
20は導線114に印加される論理レベル(ハイ又はロ
ー)を決定するので、いわゆる高速フリップフロップで
ある。このように、フリップフロップ420のQ端子は
導線114に接続される。フリップフロップ418のR
端子は信号線422に、従ってフリップフロップ406
〜414のR端子に接続される。
フリップフロップ424及び426は導線112に印加
される論理レベル(ハイ又はロー)を決定するので、い
わゆる回転信号発生フリップフロップである。導線11
2の回転信号は発電機10が回転しているか否かによっ
て決まる。導線112はフリップフロップ426のQ端
子と、導線又は信号線428とに接続される。
される論理レベル(ハイ又はロー)を決定するので、い
わゆる回転信号発生フリップフロップである。導線11
2の回転信号は発電機10が回転しているか否かによっ
て決まる。導線112はフリップフロップ426のQ端
子と、導線又は信号線428とに接続される。
導線428はフリップフロップ430に接続される。フ
リップフロップ430はフリップフロップ430と共に
ある動作条件の下で失速信号を信号線434に供給す
る。信号線434はアップ/ダウンカウンタ270のR
ESET端子に接続される。フリップフロップ432は
第6図に示されるようにφm出力信号を受信する。
リップフロップ430はフリップフロップ430と共に
ある動作条件の下で失速信号を信号線434に供給す
る。信号線434はアップ/ダウンカウンタ270のR
ESET端子に接続される。フリップフロップ432は
第6図に示されるようにφm出力信号を受信する。
フリップフロップ436及び438は、デジタル回転速
度計292が導線404の電圧パルスの入力端をカウン
トするように時間ウィンドーを発生する。フリップフロ
ップ438にはφm出力信号が印加される。フリップフ
ロップ436は信号線440により主分周器302の出
力端子MQ13に接続される。信号線442はフリップ
フロップ436をフリップフロップ426及び420に
接続する。
度計292が導線404の電圧パルスの入力端をカウン
トするように時間ウィンドーを発生する。フリップフロ
ップ438にはφm出力信号が印加される。フリップフ
ロップ436は信号線440により主分周器302の出
力端子MQ13に接続される。信号線442はフリップ
フロップ436をフリップフロップ426及び420に
接続する。
次に、第6図に示されるデジタル集積回路の、電圧調整
回路の様々な動作モードにおける動作を説明する。機関
16は3000rpmの所定速度を上回る速度で発電機
10を駆動しており、さらに、(ダイオード整流交流)
発電機10のブリッジ整流器20により蓄電池36に印
加される電圧は所望の調整電圧より低いものと仮定する
と、導線314の論理レベルはアップ/ダウンカウンタ
270をカウントアップモードにセットするようなレベ
ルとなる。この動作モードの間、導線114の高速信号
は信号線340を介してANDゲート348及び338
に印加される。発電機回転速度は所定速度を上回ってい
るので、信号線340の論理レベルはANDゲート33
8及び348に出力端子MQ7からANDゲート324
及び326に信号を供給させるようなレベルとなる。こ
の時点で、導線314の論理レベルはANDゲート34
8を導通状態にバイアスさせるようなレベルとなるの
で、出力端子MQ7からの信号の周波数を有するパルス
はアップ/ダウンカウンタ270によりカウントアップ
される。アップ/ダウンカウンタ270がカウントアッ
プするに従って、そのカウントは信号線390に発生さ
せる周期的ロード信号によってダウンカウンタ278に
周期的にロードされる。そこで、ダウンカウンタ278
は出力端子MQ1の信号によりカウントダウンされ、前
述のように、ダウンカウンタ278がカウントダウンし
ている時間周期だけ界磁電圧が印加される。ダウンカウ
ンタ278のカウントダウン動作が終了すると、NOR
ゲート370により信号が発生され、この信号は導線3
12を介してフリップフロップ310に印加される。こ
れにより(サンプルアンドホールド)フリップフロップ
310はトリガされる。このような動作が行なわれるの
は、発電機10の出力がリプルのためにきわめて高い雑
音を含み、界磁電流のスイッチング、従って蓄電池36
に印加される電圧の瞬間的スナップショットを得ること
が困難であるためである。界磁電圧が印加されるとき、
それはリンギング現象を示すので、(サンプルアンドホ
ールド)フリップフロップ310がトリガされる時点に
よって、情報の良否が決定されると考えられる。最大の
安定性が見られる時点は、リンギングは減衰されたが界
磁電圧はまだ印加されているときである。これは、ダウ
ンカウンタ278がクリア状態まで減分したとき、従っ
て、(サンプルアンドホールド)フリップフロップ31
0がトリガされるときに起こる。
回路の様々な動作モードにおける動作を説明する。機関
16は3000rpmの所定速度を上回る速度で発電機
10を駆動しており、さらに、(ダイオード整流交流)
発電機10のブリッジ整流器20により蓄電池36に印
加される電圧は所望の調整電圧より低いものと仮定する
と、導線314の論理レベルはアップ/ダウンカウンタ
270をカウントアップモードにセットするようなレベ
ルとなる。この動作モードの間、導線114の高速信号
は信号線340を介してANDゲート348及び338
に印加される。発電機回転速度は所定速度を上回ってい
るので、信号線340の論理レベルはANDゲート33
8及び348に出力端子MQ7からANDゲート324
及び326に信号を供給させるようなレベルとなる。こ
の時点で、導線314の論理レベルはANDゲート34
8を導通状態にバイアスさせるようなレベルとなるの
で、出力端子MQ7からの信号の周波数を有するパルス
はアップ/ダウンカウンタ270によりカウントアップ
される。アップ/ダウンカウンタ270がカウントアッ
プするに従って、そのカウントは信号線390に発生さ
せる周期的ロード信号によってダウンカウンタ278に
周期的にロードされる。そこで、ダウンカウンタ278
は出力端子MQ1の信号によりカウントダウンされ、前
述のように、ダウンカウンタ278がカウントダウンし
ている時間周期だけ界磁電圧が印加される。ダウンカウ
ンタ278のカウントダウン動作が終了すると、NOR
ゲート370により信号が発生され、この信号は導線3
12を介してフリップフロップ310に印加される。こ
れにより(サンプルアンドホールド)フリップフロップ
310はトリガされる。このような動作が行なわれるの
は、発電機10の出力がリプルのためにきわめて高い雑
音を含み、界磁電流のスイッチング、従って蓄電池36
に印加される電圧の瞬間的スナップショットを得ること
が困難であるためである。界磁電圧が印加されるとき、
それはリンギング現象を示すので、(サンプルアンドホ
ールド)フリップフロップ310がトリガされる時点に
よって、情報の良否が決定されると考えられる。最大の
安定性が見られる時点は、リンギングは減衰されたが界
磁電圧はまだ印加されているときである。これは、ダウ
ンカウンタ278がクリア状態まで減分したとき、従っ
て、(サンプルアンドホールド)フリップフロップ31
0がトリガされるときに起こる。
電圧調整回路がいわゆる第1の動作モード(機関回転速
度は所定速度より高い)で動作していると仮定すると、
蓄電池36に印加される電圧が所望の調整電圧より低い
間はアップ/ダウンカウンタ270はカウントアップし
続け、ダウンカウンタ278はロードされ、界磁電圧の
パルス幅を決定するためにカウントダウンされ続ける。
アップ/ダウンカウンタ270がカウントアップしてい
る間は、連続する界磁電圧パルスのパルス幅は徐々に大
きくなる。ダウンカウンタ278がゼロまでカウントダ
ウンするたびに、(サンプルアンドホールド)フリップ
フロップ310はその時点で導線110に存在する電圧
(ハイ又はロー)をサンプリングし、アップ/ダウンカ
ウンタ270がカウントアップすべきか又はカウントダ
ウンすべきかを決定する。繰返しにはなるが、要する
に、第6図に示される導線116に対する出力を決定す
る素子は第5図にブロック274として示される出力ラ
ッチを形成する。この出力ラッチ274はダウンカウン
タ278からの時間情報と、(サンプルアンドホール
ド)フリップフロップ310からの出力とを受取り、オ
ン時間、すなわちMOSFET42のパルス幅を制御す
るパルスを出力する。出力ラッチ274は周期的な間隔
をおいてセットされ、ダウンカウンタ278がゼロまで
減分したときにリセットされる。出力ラッチ274がセ
ットされると、ダウンカウンタ278はアップ/ダウン
カウンタ270からロードされる。ダウンカウンタ27
8は空状態まで減分されるとパルスを発生する。このパ
ルスは、ある遅延時間をおいて、MOSFET42を非
導通状態にバイアスし且つ(サンプルアンドホールド)
フリップフロップ310をトリガする。トリガされた
(サンプルアンドホールド)フリップフロップ310は
MOSFET42が非導通状態になる前に導線110の
設定点信号の電圧レベルをサンプリングするので、導線
110の電圧は界磁電圧がまた印加されているときにサ
ンプルされることになる。前述のように、この種の動作
は、界磁電圧のリンギングは減衰されたが界磁電圧はま
だ印加されているときに蓄電池電圧がサンプリングされ
るという点で最大の安定性を提供するものである。ダウ
ンカウンタ278はゼロカウントに達する時点からMO
SFET42の遮断までの時間周期は数マイクロ秒であ
れば良いが、以下にこの遅延を得る方法を説明する。
度は所定速度より高い)で動作していると仮定すると、
蓄電池36に印加される電圧が所望の調整電圧より低い
間はアップ/ダウンカウンタ270はカウントアップし
続け、ダウンカウンタ278はロードされ、界磁電圧の
パルス幅を決定するためにカウントダウンされ続ける。
アップ/ダウンカウンタ270がカウントアップしてい
る間は、連続する界磁電圧パルスのパルス幅は徐々に大
きくなる。ダウンカウンタ278がゼロまでカウントダ
ウンするたびに、(サンプルアンドホールド)フリップ
フロップ310はその時点で導線110に存在する電圧
(ハイ又はロー)をサンプリングし、アップ/ダウンカ
ウンタ270がカウントアップすべきか又はカウントダ
ウンすべきかを決定する。繰返しにはなるが、要する
に、第6図に示される導線116に対する出力を決定す
る素子は第5図にブロック274として示される出力ラ
ッチを形成する。この出力ラッチ274はダウンカウン
タ278からの時間情報と、(サンプルアンドホール
ド)フリップフロップ310からの出力とを受取り、オ
ン時間、すなわちMOSFET42のパルス幅を制御す
るパルスを出力する。出力ラッチ274は周期的な間隔
をおいてセットされ、ダウンカウンタ278がゼロまで
減分したときにリセットされる。出力ラッチ274がセ
ットされると、ダウンカウンタ278はアップ/ダウン
カウンタ270からロードされる。ダウンカウンタ27
8は空状態まで減分されるとパルスを発生する。このパ
ルスは、ある遅延時間をおいて、MOSFET42を非
導通状態にバイアスし且つ(サンプルアンドホールド)
フリップフロップ310をトリガする。トリガされた
(サンプルアンドホールド)フリップフロップ310は
MOSFET42が非導通状態になる前に導線110の
設定点信号の電圧レベルをサンプリングするので、導線
110の電圧は界磁電圧がまた印加されているときにサ
ンプルされることになる。前述のように、この種の動作
は、界磁電圧のリンギングは減衰されたが界磁電圧はま
だ印加されているときに蓄電池電圧がサンプリングされ
るという点で最大の安定性を提供するものである。ダウ
ンカウンタ278はゼロカウントに達する時点からMO
SFET42の遮断までの時間周期は数マイクロ秒であ
れば良いが、以下にこの遅延を得る方法を説明する。
蓄電池電圧が所望の調整電圧より低い間は界磁電圧のパ
ルス幅は徐々に大きくなるので、発電機10の出力電圧
は上昇する。蓄電池36に印加される電圧が所望の調整
電圧を越える点まで上昇すると、導線110の設定点信
号は状態、すなわち論理レベルを変え、フリップフロッ
プ310を介してアップ/ダウンカウンタ270をカウ
ントダウンモードにセットする。そこで、導線314の
信号はMOSFET42を非導通状態にバイアスさせる
と共に、導線318に印加されるので、ANDゲート3
24はANDゲート338からの出力端子MQ7の出力
信号を阻止し、ANDゲート326はANDゲート34
8からの出力端子MQ7の出力信号を通過させる。従っ
て、アップ/ダウンカウンタ270は先にカウントアッ
プしたときと同じ周波数、すなわち出力端子MQ7から
の信号の周波数でカウントダウンされる。ダウンカウン
タ278はカウントダウンされている間も周期的にロー
ドされ、カウントダウンするが、フリップフロップ32
0をMOSFET42が非導通状態に維持されるような
状態に維持するために導体314の信号が導線316を
介してフリップフロップ320のD入力端子に印加され
るので、ダウンカウンタ278はフリップフロップ32
0に影響を及ぼさない。アップ/ダウンカウンタ270
はカウントダウンし続け、最終的には蓄電池36に印加
される電圧は所望の調整電圧より低くなるまで低下し、
そこで、界磁電圧のパルス幅はその時点でアップ/ダウ
ンカウンタ270にある減分されたカウント値により決
定される。次にアップ/ダウンカウンタ270は増分さ
れ、連続する界磁電圧パルスのパルス幅は連続して増加
する。
ルス幅は徐々に大きくなるので、発電機10の出力電圧
は上昇する。蓄電池36に印加される電圧が所望の調整
電圧を越える点まで上昇すると、導線110の設定点信
号は状態、すなわち論理レベルを変え、フリップフロッ
プ310を介してアップ/ダウンカウンタ270をカウ
ントダウンモードにセットする。そこで、導線314の
信号はMOSFET42を非導通状態にバイアスさせる
と共に、導線318に印加されるので、ANDゲート3
24はANDゲート338からの出力端子MQ7の出力
信号を阻止し、ANDゲート326はANDゲート34
8からの出力端子MQ7の出力信号を通過させる。従っ
て、アップ/ダウンカウンタ270は先にカウントアッ
プしたときと同じ周波数、すなわち出力端子MQ7から
の信号の周波数でカウントダウンされる。ダウンカウン
タ278はカウントダウンされている間も周期的にロー
ドされ、カウントダウンするが、フリップフロップ32
0をMOSFET42が非導通状態に維持されるような
状態に維持するために導体314の信号が導線316を
介してフリップフロップ320のD入力端子に印加され
るので、ダウンカウンタ278はフリップフロップ32
0に影響を及ぼさない。アップ/ダウンカウンタ270
はカウントダウンし続け、最終的には蓄電池36に印加
される電圧は所望の調整電圧より低くなるまで低下し、
そこで、界磁電圧のパルス幅はその時点でアップ/ダウ
ンカウンタ270にある減分されたカウント値により決
定される。次にアップ/ダウンカウンタ270は増分さ
れ、連続する界磁電圧パルスのパルス幅は連続して増加
する。
先に概要を説明したいわゆる第2の動作モードは、機関
回転速度が所定値(たとえば850rpm)を下回り、
通常、機関16のアイドル速度範囲になければならない
動作モードである。前述のように、この動作モードを負
荷応答モードということもできる。この動作モードにお
いては、アップ/ダウンカウンタ270のカウントアッ
プとカウントダウンの速度が第1の動作モードの間に使
用されるカウント速度(出力端子MQ7からの信号)と
比べ低下される。機関回転速度が所定値より降下する
と、導線114の高速信号はその状態、すなわちレベル
を変える。この高速信号は信号線340に印加され、A
NDゲート336に出力端子MQ11からの信号を通過
させると共に、ANDゲート346に出力端子MQ9か
らの信号を通過させる。従って、アップ/ダウンカウン
タ270は出力端子MQ11からの信号の周波数でカウ
ントアップされ、出力端子MQ9からの信号の周波数で
カウントダウンされる。これらの周波数は共に出力端子
MQ7からの信号の周波数より低く、出力端子MQ11
からの信号の周波数は出力端子MQ9からの信号の周波
数より低い。従って、アップ/ダウンカウンタ270は
この第2の動作モードにおいては負荷応答制御を実行す
るために第1の動作モードと比べて遅い速度でカウント
アップ、カウントダウンされる。さらに、この第2の動
作モードでは、アップ/ダウンカウンタ270はカウン
トダウンされるとき(出力端子MQ9からの信号)より
遅い速度でカウントアップされる(出力端子MQ11か
らの信号)。
回転速度が所定値(たとえば850rpm)を下回り、
通常、機関16のアイドル速度範囲になければならない
動作モードである。前述のように、この動作モードを負
荷応答モードということもできる。この動作モードにお
いては、アップ/ダウンカウンタ270のカウントアッ
プとカウントダウンの速度が第1の動作モードの間に使
用されるカウント速度(出力端子MQ7からの信号)と
比べ低下される。機関回転速度が所定値より降下する
と、導線114の高速信号はその状態、すなわちレベル
を変える。この高速信号は信号線340に印加され、A
NDゲート336に出力端子MQ11からの信号を通過
させると共に、ANDゲート346に出力端子MQ9か
らの信号を通過させる。従って、アップ/ダウンカウン
タ270は出力端子MQ11からの信号の周波数でカウ
ントアップされ、出力端子MQ9からの信号の周波数で
カウントダウンされる。これらの周波数は共に出力端子
MQ7からの信号の周波数より低く、出力端子MQ11
からの信号の周波数は出力端子MQ9からの信号の周波
数より低い。従って、アップ/ダウンカウンタ270は
この第2の動作モードにおいては負荷応答制御を実行す
るために第1の動作モードと比べて遅い速度でカウント
アップ、カウントダウンされる。さらに、この第2の動
作モードでは、アップ/ダウンカウンタ270はカウン
トダウンされるとき(出力端子MQ9からの信号)より
遅い速度でカウントアップされる(出力端子MQ11か
らの信号)。
いわゆる第3の動作モードは、発電機10が回転してい
ない、すなわち機関16により駆動されていない動作モ
ードである。発電機10が回転されていない動作状態の
1つは、自動車の運転者が最初にイグニションスイッチ
を閉成し、機関16を回転させるためにスタータを動作
させた状況である。この動作モードにおいては、界磁電
圧のパルス幅は一定の最小パルス幅、すなわち、たとえ
ば20%デューティサイクルであっても良い一定の最小
デューティサイクルに維持される。この最小デューティ
サイクルはストローブデューティ係数と呼ばれており、
発電機10が回転していないときにアップ/ダウンカウ
ンタ270にクランプを加えることにより実現される。
すなわち、導線112は信号線358に接続され、信号
線358はANDゲート354の一方の入力端子に接続
されると共に、インバータを介してANDゲート360
の一方の入力端子に接続される。アップ/ダウンカウン
タ270は出力端子MQ11からの信号によりカウント
アップされるが、アップ/ダウンカウンタ270が所定
のカウントに達すると、NANDゲート364の出力
は、ANDゲート324にアップ/ダウンカウンタ27
0の出力端子MQ11からの信号のパルスによるそれ以
上のカウントアップ動作を阻止させるためにANDゲー
ト360にANDゲート324に対して信号を印加させ
るようなレベルとなる。従って、アップ/ダウンカウン
タ270は所定のカウントアップ状態でクランプされ、
次に、この固定カウントは界磁電圧の一定パルス幅(2
0%デューティサイクル)をセットするために使用され
る。そこで、ダウンカウンタ278はアップ/ダウンカ
ウンタ270にある一定の最小デューティサイクルカウ
ントをロードされ、界磁巻線14に一定の最小デューテ
ィサイクル界磁電圧パルスを供給するためにカウントダ
ウンされる。このように、連続して発生するパルス幅電
圧パルスはこの第3の動作モードの間に界磁巻線14に
印加される。
ない、すなわち機関16により駆動されていない動作モ
ードである。発電機10が回転されていない動作状態の
1つは、自動車の運転者が最初にイグニションスイッチ
を閉成し、機関16を回転させるためにスタータを動作
させた状況である。この動作モードにおいては、界磁電
圧のパルス幅は一定の最小パルス幅、すなわち、たとえ
ば20%デューティサイクルであっても良い一定の最小
デューティサイクルに維持される。この最小デューティ
サイクルはストローブデューティ係数と呼ばれており、
発電機10が回転していないときにアップ/ダウンカウ
ンタ270にクランプを加えることにより実現される。
すなわち、導線112は信号線358に接続され、信号
線358はANDゲート354の一方の入力端子に接続
されると共に、インバータを介してANDゲート360
の一方の入力端子に接続される。アップ/ダウンカウン
タ270は出力端子MQ11からの信号によりカウント
アップされるが、アップ/ダウンカウンタ270が所定
のカウントに達すると、NANDゲート364の出力
は、ANDゲート324にアップ/ダウンカウンタ27
0の出力端子MQ11からの信号のパルスによるそれ以
上のカウントアップ動作を阻止させるためにANDゲー
ト360にANDゲート324に対して信号を印加させ
るようなレベルとなる。従って、アップ/ダウンカウン
タ270は所定のカウントアップ状態でクランプされ、
次に、この固定カウントは界磁電圧の一定パルス幅(2
0%デューティサイクル)をセットするために使用され
る。そこで、ダウンカウンタ278はアップ/ダウンカ
ウンタ270にある一定の最小デューティサイクルカウ
ントをロードされ、界磁巻線14に一定の最小デューテ
ィサイクル界磁電圧パルスを供給するためにカウントダ
ウンされる。このように、連続して発生するパルス幅電
圧パルスはこの第3の動作モードの間に界磁巻線14に
印加される。
機関16が発電機10を駆動し始めると、導線112の
論理レベルは状態を変え、電圧調整回路を第2の動作モ
ードで、すなわち負荷応答モードで動作させる。機関1
6が所定の高速、すなわちアイドル速度範囲を上回る速
度まで加速されると、導線114の論理レベルは状態を
変えて、電圧調整回路を第1のモードで動作させる。
論理レベルは状態を変え、電圧調整回路を第2の動作モ
ードで、すなわち負荷応答モードで動作させる。機関1
6が所定の高速、すなわちアイドル速度範囲を上回る速
度まで加速されると、導線114の論理レベルは状態を
変えて、電圧調整回路を第1のモードで動作させる。
第4の動作モードは失速制御モードということができ
る。機関16が発電機10を駆動し始めると、導線11
2に発生される回転信号はアップ/ダウンカウンタ27
0にパルスを印加させる。このパルスの周波数は機関回
転速度が所定の高速を上回っているか又は下回っている
かによって決まる。機関16が失速すべきであれば、発
電機10は駆動されなくなり、導線112の回転信号は
状態を変える。蓄電池36の電圧は蓄電池電圧のみにな
るので、検出電圧は所望の調整電圧より低く、従って、
この状態が維持していて良いならば、MOSFET42
は導通状態にバイアスされたままになると考えられる。
これを阻止するために、電圧調整回路の論理は、回転が
検出された(導線112の回転信号)後に回転がない
(機関失速)ことを支持するために導線112の信号が
状態を変えた場合、アップ/ダウンカウンタ270はア
ップ/ダウンカウンタ270のRESET端子に接続さ
れる信号線434に発生されるパルスによりリセットさ
れるように構成される。そこで、アップ/ダウンカウン
タ270はストローブデューティ係数(20%)まで増
分して戻るので、磁界は上述の第3の動作モードと同じ
ように最小デューティサイクルで励磁される。
る。機関16が発電機10を駆動し始めると、導線11
2に発生される回転信号はアップ/ダウンカウンタ27
0にパルスを印加させる。このパルスの周波数は機関回
転速度が所定の高速を上回っているか又は下回っている
かによって決まる。機関16が失速すべきであれば、発
電機10は駆動されなくなり、導線112の回転信号は
状態を変える。蓄電池36の電圧は蓄電池電圧のみにな
るので、検出電圧は所望の調整電圧より低く、従って、
この状態が維持していて良いならば、MOSFET42
は導通状態にバイアスされたままになると考えられる。
これを阻止するために、電圧調整回路の論理は、回転が
検出された(導線112の回転信号)後に回転がない
(機関失速)ことを支持するために導線112の信号が
状態を変えた場合、アップ/ダウンカウンタ270はア
ップ/ダウンカウンタ270のRESET端子に接続さ
れる信号線434に発生されるパルスによりリセットさ
れるように構成される。そこで、アップ/ダウンカウン
タ270はストローブデューティ係数(20%)まで増
分して戻るので、磁界は上述の第3の動作モードと同じ
ように最小デューティサイクルで励磁される。
界磁電圧のパルス幅変調に関して、基本タイミング周期
は、ローディングパルスが発生するたびにMOSFET
42が導通状態にバイアスされることから、連続するロ
ーディングパルスの間の時間周期である。MOSFET
42が導通状態にバイアスされるローディングパルスの
間のこの時間周期(ダウンカウンタ278のカウントダ
ウン時間)のパーセンテージはパーセントデューティサ
イクルに相当する。信号線390のロードパルスは連続
するローデイングパルスの間の等しい時間周期によって
一定の周波数で発生する。
は、ローディングパルスが発生するたびにMOSFET
42が導通状態にバイアスされることから、連続するロ
ーディングパルスの間の時間周期である。MOSFET
42が導通状態にバイアスされるローディングパルスの
間のこの時間周期(ダウンカウンタ278のカウントダ
ウン時間)のパーセンテージはパーセントデューティサ
イクルに相当する。信号線390のロードパルスは連続
するローデイングパルスの間の等しい時間周期によって
一定の周波数で発生する。
アップ/ダウンカウンタ270はインバータ350及び
それと関連する論理素子により形成される上方クランプ
と、インバータ367及びそれと関連する論理素子によ
り形成される下方クランプとを有する。これらのクラン
プはカウンタのロールオーバーを阻止し、ゼロ±1のカ
ウント(…111及び…001)のカウンタ値でカウン
タロック信号をロックアウトする。従って、アップ/ダ
ウンカウンタ270は満杯状態までカウントアップして
はならず、上方クランプにより許容される大きさまでカ
ウントアップしたときは、その大きさは界磁電圧のデュ
ーティサイクルが127/128×100パーセント、
すなわち約99%であるようなものである。デューティ
サイクルが99%のとき、MOSFET42のオフ時間
は1%であるので、基本時間周期(信号線390のロー
ドパルスの間の時間)の1%についてMOSFET42
は非導通状態にバイアスされる。MOSFET42が非
導通状態にバイアスされると、コンデンサ120は第4
図に示される倍電圧器200により充電される。1%の
オフ時間はコンデンサ120を完全に充電するのに十分
である。従って、アップ/ダウンカウンタ270の上方
クランプは、電圧調整回路が99%の最大デューティサ
イクルで動作しているときにコンデンサ120を充電す
るのに十分な時間が与えられるように保証する。
それと関連する論理素子により形成される上方クランプ
と、インバータ367及びそれと関連する論理素子によ
り形成される下方クランプとを有する。これらのクラン
プはカウンタのロールオーバーを阻止し、ゼロ±1のカ
ウント(…111及び…001)のカウンタ値でカウン
タロック信号をロックアウトする。従って、アップ/ダ
ウンカウンタ270は満杯状態までカウントアップして
はならず、上方クランプにより許容される大きさまでカ
ウントアップしたときは、その大きさは界磁電圧のデュ
ーティサイクルが127/128×100パーセント、
すなわち約99%であるようなものである。デューティ
サイクルが99%のとき、MOSFET42のオフ時間
は1%であるので、基本時間周期(信号線390のロー
ドパルスの間の時間)の1%についてMOSFET42
は非導通状態にバイアスされる。MOSFET42が非
導通状態にバイアスされると、コンデンサ120は第4
図に示される倍電圧器200により充電される。1%の
オフ時間はコンデンサ120を完全に充電するのに十分
である。従って、アップ/ダウンカウンタ270の上方
クランプは、電圧調整回路が99%の最大デューティサ
イクルで動作しているときにコンデンサ120を充電す
るのに十分な時間が与えられるように保証する。
下方クランプにより提供される最小デューティサイクル
は約1/128×100パーセント、すなわち約0.7パ
ーセントとすることができる。前述のように、導線11
0の設定点信号の電圧レベル(ハイ又はロー)をサンプ
リングするために(サンプルアンドホールド)フリップ
フロップ310がトリガされる時間と、MOSFET4
2が非導通状態にバイアスされる時間との間には、界磁
電圧がまだ印加されている間に導線110の電圧がサン
プリングされるように数マイクロ秒の遅延時間がある。
MOSFET42を非導通状態にバイアスするときのこ
の遅延時間はフリップフロップの遅延と、MOSFET
42のゲートキャパシタンスとにより発生される。
は約1/128×100パーセント、すなわち約0.7パ
ーセントとすることができる。前述のように、導線11
0の設定点信号の電圧レベル(ハイ又はロー)をサンプ
リングするために(サンプルアンドホールド)フリップ
フロップ310がトリガされる時間と、MOSFET4
2が非導通状態にバイアスされる時間との間には、界磁
電圧がまだ印加されている間に導線110の電圧がサン
プリングされるように数マイクロ秒の遅延時間がある。
MOSFET42を非導通状態にバイアスするときのこ
の遅延時間はフリップフロップの遅延と、MOSFET
42のゲートキャパシタンスとにより発生される。
フェイルセーフ比較器164(第2図)が電圧調整回路
を制御しているとき、直流電圧出力端子24は蓄電池3
6から遮断され且つ導線52は電圧調整回路に適正に接
続されているため、導線53により検出される電圧レベ
ルは12ボルトの蓄電池電圧のみである。これは14ボ
ルトの所望の調整電圧より低いので、導線110の設定
点信号は低蓄電池電圧状態を継続して支持する。その結
果、アップ/ダウンカウンタ270は連続的にカウント
アップするようにセットされ、最終的に最大クランプ値
までカウントアップする。これにより、電圧調整回路
は、アップ/ダウンカウンタ270のカウントに関する
限り、99%の最大界磁電圧デューティサイクルで動作
しようとするが、接続点162の検出出力電圧が接続点
148の基準電圧を越えるたびに、フェイルセーフ比較
器164の出力はMOSFET42を非導通状態にバイ
アスさせる。従って、アップ/ダウンカウンタ270の
カウントにより要求された99%の界磁電圧デューティ
サイクルはMOSFET42の周期的スイッチングによ
りさらに短いパルス幅、すなわちにさらに短いデューテ
ィサイクルに分断される。
を制御しているとき、直流電圧出力端子24は蓄電池3
6から遮断され且つ導線52は電圧調整回路に適正に接
続されているため、導線53により検出される電圧レベ
ルは12ボルトの蓄電池電圧のみである。これは14ボ
ルトの所望の調整電圧より低いので、導線110の設定
点信号は低蓄電池電圧状態を継続して支持する。その結
果、アップ/ダウンカウンタ270は連続的にカウント
アップするようにセットされ、最終的に最大クランプ値
までカウントアップする。これにより、電圧調整回路
は、アップ/ダウンカウンタ270のカウントに関する
限り、99%の最大界磁電圧デューティサイクルで動作
しようとするが、接続点162の検出出力電圧が接続点
148の基準電圧を越えるたびに、フェイルセーフ比較
器164の出力はMOSFET42を非導通状態にバイ
アスさせる。従って、アップ/ダウンカウンタ270の
カウントにより要求された99%の界磁電圧デューティ
サイクルはMOSFET42の周期的スイッチングによ
りさらに短いパルス幅、すなわちにさらに短いデューテ
ィサイクルに分断される。
本発明の以上の説明において、アップ/ダウンカウンタ
270のカウントはダウンカウンタ278に周期的にロ
ードされ、次にカウントダウンされることを指摘した。
このローディングが起こるとき、アップ/ダウンカウン
タ270にあるカウントはダウンカウンタ278のロー
ディングによって変化せず、アップ/ダウンカウンタ2
70は場合に応じてカウントアップ又はカウントダウン
し続ける。言いかえれば、ダウンカウンタ278の周期
的ローディングはアップ/ダウンカウンタ270のカウ
ントの大きさに影響を及ぼさない。
270のカウントはダウンカウンタ278に周期的にロ
ードされ、次にカウントダウンされることを指摘した。
このローディングが起こるとき、アップ/ダウンカウン
タ270にあるカウントはダウンカウンタ278のロー
ディングによって変化せず、アップ/ダウンカウンタ2
70は場合に応じてカウントアップ又はカウントダウン
し続ける。言いかえれば、ダウンカウンタ278の周期
的ローディングはアップ/ダウンカウンタ270のカウ
ントの大きさに影響を及ぼさない。
ストローブデューティサイクル(20%デューティサイ
クル)の目的は、前述の第3及び第4の動作モードの間
にMOSFET42が処理しなければならない電流を制
限することである。
クル)の目的は、前述の第3及び第4の動作モードの間
にMOSFET42が処理しなければならない電流を制
限することである。
不足電圧比較器170に関して、接続点160からその
負端子に印加される電圧はほぼ平坦に温度補償されてい
る、すなわち温度の変化に伴なってほとんど変化しない
電圧である。
負端子に印加される電圧はほぼ平坦に温度補償されてい
る、すなわち温度の変化に伴なってほとんど変化しない
電圧である。
従って、本発明は先行技術と比べて、界磁電流をより精
密にパルス幅制御することが可能なデジタル(アップ/
ダウン)カウンタを使用するという利点を有し、電圧調
整回路がブリッジ調流器からのリプル電圧により受ける
影響は少ない。デジタル制御方法の利用により、本発明
は、界磁電流がゆっくりと増加し、それによって急激な
電気的負荷の印加を阻止する負荷応答制御を実施するこ
とができる。さらに、本発明は4つの異なるモードにお
ける動作が可能である。
密にパルス幅制御することが可能なデジタル(アップ/
ダウン)カウンタを使用するという利点を有し、電圧調
整回路がブリッジ調流器からのリプル電圧により受ける
影響は少ない。デジタル制御方法の利用により、本発明
は、界磁電流がゆっくりと増加し、それによって急激な
電気的負荷の印加を阻止する負荷応答制御を実施するこ
とができる。さらに、本発明は4つの異なるモードにお
ける動作が可能である。
第1図は、本発明に従って構成された自動車用電気回路
の電圧調整回路の概略的な回路図、 第2図は、第1図に示される電圧調整回路の一部を形成
するリニア集積回路チップの概略的な回路図、 第3図は、第2図にブロック線図の形で示されるセンス
セレクタの概略的な回路図、 第4図は、第2図にブロック線図の形で示される倍電圧
器の概略的な回路図、 第5図は、第1図に示されるデジタル集積回路の動作を
示すブロック線図、及び 第6図は、第1図及び第5図に示されるデジタル集積回
路のさらに詳細なブロック線図である。 10……発電機,12……固定子巻線,14……界磁巻
線,16……機関,20……ブリッジ整流器,24……
直流電圧出力端子,30……接地直流電圧出力端子,3
6……蓄電池,42……MOSFET,50……蓄電池
電圧検出回路,60……電圧検出回路,50E,60E
……温度応答サーミスタ,56……リニア集積回路,9
0……デジタル集積回路,120……コンデンサ,12
4……内部電圧調整器,138〜146……抵抗器,1
64……フェイルセーフ比較器,166……過電圧比較
器,168……設定点比較器,170……不足電圧比較
器,172……センスセレクタ,200……倍電圧器,
270……アップ/ダウンカウンタ,272……サンプ
ルアンドホールド回路,274……出力ラッチ,278
……ダウンカウンタ,286……同期パルス発生器,2
92……デジタル回転速度計,302……主分周器,3
52……インバータ。
の電圧調整回路の概略的な回路図、 第2図は、第1図に示される電圧調整回路の一部を形成
するリニア集積回路チップの概略的な回路図、 第3図は、第2図にブロック線図の形で示されるセンス
セレクタの概略的な回路図、 第4図は、第2図にブロック線図の形で示される倍電圧
器の概略的な回路図、 第5図は、第1図に示されるデジタル集積回路の動作を
示すブロック線図、及び 第6図は、第1図及び第5図に示されるデジタル集積回
路のさらに詳細なブロック線図である。 10……発電機,12……固定子巻線,14……界磁巻
線,16……機関,20……ブリッジ整流器,24……
直流電圧出力端子,30……接地直流電圧出力端子,3
6……蓄電池,42……MOSFET,50……蓄電池
電圧検出回路,60……電圧検出回路,50E,60E
……温度応答サーミスタ,56……リニア集積回路,9
0……デジタル集積回路,120……コンデンサ,12
4……内部電圧調整器,138〜146……抵抗器,1
64……フェイルセーフ比較器,166……過電圧比較
器,168……設定点比較器,170……不足電圧比較
器,172……センスセレクタ,200……倍電圧器,
270……アップ/ダウンカウンタ,272……サンプ
ルアンドホールド回路,274……出力ラッチ,278
……ダウンカウンタ,286……同期パルス発生器,2
92……デジタル回転速度計,302……主分周器,3
52……インバータ。
Claims (9)
- 【請求項1】固定子巻線(12)に接続され、固定子巻
線の出力電圧の大きさの関数である検出電圧を発生する
電圧検出回路(50、60、172)と;固定子巻線に
接続され、設定点基準電圧を発生する基準電圧手段(1
24、138〜146)とを具備する、固定子巻線(1
2)及び界磁巻線(14)を有する発電機(10)の電
圧調整回路において、 アップ/ダウンカウンタ(270)と;検出電圧及び設
定点基準電圧に応答し、検出電圧が設定点基準電圧より
低いときはアップ/ダウンカウンタを増分し、検出電圧
が設定点基準電圧より高いときにはアップ/ダウンカウ
ンタを減分する設定点比較器(164)と;固定子巻線
に接続された磁界励磁回路であって、界磁巻線と直列に
接続される半導体スイッチ(42)を含むものと;アッ
プ/ダウンカウンタのカウントの大きさを所定の周波数
で繰り返しサンプリングするダウンカウンタ(278)
と;検出電圧が設定点基準電圧より高いときは半導体ス
イッチを非導通状態にバイアスし、検出電圧が設定点基
準電圧より低い期間中、アップ/ダウンカウンタがサン
プリングされるたびに、アップ/ダウンカウンタがサン
プリングされた時点のアップ/ダウンカウンタのカウン
トの大きさの関数である時間周期だけ半導体スイッチを
導通状態にバイアスする出力ラッチ(274)とを具備
することを特徴とする回路。 - 【請求項2】特許請求の範囲第1項記載の電圧調整回路
において、 設定点比較器(164)は、検出電圧が設定点基準電圧
より低いときは第1の大きさの設定点信号を発生し、検
出電圧が設定点基準電圧より高いときには第2の異なる
大きさの設定点信号を発生することを特徴とし;設定点
信号を周期的にサンプリングし、設定点信号が第1の大
きさを有するときはアップ/ダウンカウンタ(270)
が増分され且つ設定点信号が第2の大きさを有するとき
にはアップ/ダウンカウンタが減分されるようにアップ
/ダウンカウンタに接続されるサンプルアンドホールド
回路(272)を具備し、ダウンカウンタ(278)
は、半導体スイッチ(42)が導通している時点で、半
導体スイッチ(42)が非導通状態に駆動される時点の
直前に、サンプルアンドホールド回路に設定点信号をサ
ンプリングさせ、それにより、サンプルアンドホールド
回路は界磁巻線(14)が励磁されている時点で設定点
信号をサンプリングすることを特徴とする回路。 - 【請求項3】特許請求の範囲第2項記載の電圧調整回路
において、 ダウンカウンタ(278)に結合され、アップ/ダウン
カウンタ(270)のカウントの大きさをダウンカウン
タに周期的に転送させ且つダウンカウンタを所定の状態
までカウントダウンさせる同期パルス発生器(286)
を具備し、同期パルス発生器により発生されるタイミン
グパルスは一定の周波数であり、パルス間に一定の所定
の大きさの時間周期を規定し;構成は、タイミングパル
スが発生したときに半導体スイッチ(42)を導通状態
にバイアスし、ダウンカウンタが所定の状態にカウント
ダウンするまで導通状態に維持し、半導体スイッチを導
通状態に維持する時間周期はカウントがダウンカウンタ
に転送されたときのアップ/ダウンカウンタのカウント
の関数であり且つ同期パルス発生器により発生されるタ
イミングパルスの間の時間周期のあるパーセンテージで
あり、さらに、ダウンカウンタが所定の状態までカウン
トダウンしたときにサンプルアンドホールド回路に設定
点信号をサンプリングするような構成であることを特徴
とする回路。 - 【請求項4】特許請求の範囲第3項記載の電圧調整回路
において、 出力ラッチ(274)は設定点信号が第2の大きさを有
するときに半導体スイッチ(42)を非導通状態にバイ
アスし、構成は、設定点信号が第1の大きさを有すると
き、半導体スイッチはタイミングパルスが発生した時点
で導通状態にバイアスされるようなものであることを特
徴とする回路。 - 【請求項5】特許請求の範囲第1項から第4項のいずれ
か1項に記載の電圧調整回路において、 発電機回転速度に応答し、発電機回転速度が所定値を上
回るとき、アップ/ダウンカウンタ(270)が増分さ
れる速度を発電機回転速度が所定値を下回るときより高
くするデジタル回転速度計(292)を具備することを
特徴とする回路。 - 【請求項6】特許請求の範囲第5項記載の電圧調整回路
において、 デジタル速度計(292)は、発電機(10)が回転し
ていないとき、アップ/ダウンカウンタ(270)を所
定の大きさの限界カウントまで増分するように動作し、
それにより、界磁巻線(14)はアップ/ダウンカウン
タの一定の大きさの限界カウントに対応する一定のデュ
ーティサイクルで励磁されることを特徴とする回路。 - 【請求項7】特許請求の範囲第6項記載の電圧調整回路
において、 デジタル回転速度計(292)は、発電機(10)が初
期回転に続いて失速する動作状態に応答して、アップ/
ダウンカウンタ(270)を限界カウントまで動作させ
ることを特徴とする回路。 - 【請求項8】特許請求の範囲第1項から第7項のいずれ
か1項に記載の電圧調整回路において、 固定子巻線(12)に接続され、一方が接地される正及
び負の直流電圧出力端子(24、30)を有するブリッ
ジ整流器(20)であって、磁界励磁回路は直流電圧出
力端子の間に接続され、半導体スイッチはソースと、ド
レインと、ゲートとを有する電界効果トランジスタ(4
2)から構成され、界磁巻線(14)は電界効果トラン
ジスタのソースとブリッジ整流器の接地された直流電圧
出力端子との間に接続されるものと;ブリッジ整流器の
直流電圧出力端子及び電界効果トランジスタのゲートに
接続され、ドレインに印加される電圧より高いゲート駆
動電圧をゲートに時折印加し、それにより電界効果トラ
ンジスタをそのドレインとソースとの間で導通状態にバ
イアスする電圧増倍回路(200)であって、電圧増倍
回路は、電界効果トランジスタが非導通状態にバイアス
されたときにブリッジ整流器から充電されるように接続
され且つ電界効果トランジスタが導通状態にバイアスさ
れるべきときはゲート駆動電圧を供給するためにブリッ
ジ整流器の電圧に追加するように接続されるコンデンサ
(120)を含み、出力ラッチ(274)は、電界効果
トランジスタのゲート電圧を電界効果トランジスタが導
通状態又は非導通状態のいずれかにバイアスされるよう
に変化させる作用をする可変制御信号を電圧増倍回路に
印加するもので;アップ/ダウンカウンタ(270)が
達成できるカウントを、電界効果トランジスタが非導通
状態にバイアスされる時間周期をコンデンサを完全に充
電するのに十分なほど長くする大きさに制限するインバ
ータ(352)とを具備することを特徴とする回路。 - 【請求項9】特許請求の範囲第8項記載の電圧調整回路
において、 ブリッジ整流器(20)の直流電圧出力端子(24、3
0)に接続される蓄電池(36)を具備し、電圧検出回
路は、蓄電池に接続される第1の感温回路素子(50
E)を有する第1の分圧器(50)と、ブリッジ整流器
の直流電圧出力端子に接続される第2の感温回路素子
(60E)を有する第2の分圧器(60)と、第1の分
圧器に印加される電圧の大きさが所定値より大きいとき
は第1の分圧器の接続点(54)を設定点比較器(16
8)に接続し、第1の分圧器に印加される電圧が所定値
より小さいときには第2の分圧器の接続点(64)を設
定点比較器に接続するセンスセレクタ(172)とを含
み、それにより、設定点比較器に印加される検出電圧は
第1の分圧器により発生される電圧又は第2の分圧器に
より発生される電圧のいずれかとなることを特徴とする
回路。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US06/775,172 US4636706A (en) | 1985-09-12 | 1985-09-12 | Generator voltage regulating system |
US775172 | 1985-09-12 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6264299A JPS6264299A (ja) | 1987-03-23 |
JPH0632600B2 true JPH0632600B2 (ja) | 1994-04-27 |
Family
ID=25103552
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP61214177A Expired - Lifetime JPH0632600B2 (ja) | 1985-09-12 | 1986-09-12 | 発電機の電圧調整回路 |
Country Status (6)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4636706A (ja) |
EP (1) | EP0214781B1 (ja) |
JP (1) | JPH0632600B2 (ja) |
KR (1) | KR910000103B1 (ja) |
CA (1) | CA1254942A (ja) |
DE (1) | DE3668400D1 (ja) |
Families Citing this family (89)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH07106037B2 (ja) * | 1985-06-08 | 1995-11-13 | 富士重工業株式会社 | 車輌用交流発電機の発電制御装置 |
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