JPH0632600B2 - 発電機の電圧調整回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 本発明は発電機の出力電圧を調整する方法及びそのため
の電圧調整回路に関し、特に、蓄電池を充電することを
含めて自動車の電気的負荷に給電するために使用される
ダイオード整流式交流発電機の電圧調整回路に関する。

〔従来技術〕

自動車の電気的負荷に給電するダイオード整流式交流発
電機の界磁電流を制御する電圧調整回路は当業者には良
く知られている。公知の種類の電圧調整回路の１つは蓄
電池に印加される電圧を検出し、この電圧が所望の調整
電圧より高い場合、界磁電流を制御するトランジスタは
オフされる。この電圧が所望の調整電圧より低いとき
は、界磁電流制御トランジスタはオンされる。トランジ
スタは検出電圧の変化に応答して繰返しオン、オフされ
ることにより、発電機の出力電圧を所定の所望の調整電
圧に維持する。

別の種類の公知の電圧調整回路においては、発電機の出
力電圧を所望の調整電圧に維持するために界磁電流は一
定の周波数でパルス幅変調される。この種の回路では、
パルス幅は実際の出力電圧と所望の電圧との差の関数で
ある。この種の電圧調整回路の例は米国特許第2,976,47
3号及び第4,275,344号に記載されている。英国特許第1,
392,096号にも界磁電流のパルス幅制御方法が記載され
ているが、この特許においては、電圧基準は周期的段階
波形の形態をとる。

〔発明の概要〕

本発明によれば、発電機の電圧調整回路は特許請求の範
囲第１項の特徴項に記載される特徴を有する。

本発明の電圧調整回路は発電機の界磁電流のパルス幅変
調を採用しているが、その方法は前述の特徴とは異な
る。すなわち、本発明の電圧調整回路は、発電機の実際
の出力電圧と、発電機の所望の調整電圧との相対的な大
きさに応答するアップ／ダウンカウンタを含むデジタル
装置を利用する。発電機の実際の出力電圧が所望の調整
電圧より低いとき、アップ／ダウンカウンタは増分、す
なわちカウントアップされ、実際の出力電圧が所望の調
整電圧より高いときにはアップ／ダウンカウンタは減
分、すなわちカウントダウンされる。アップ／ダウンカ
ウンタの瞬間的カウントは、発電機の界磁巻線と直列に
接続される半導体スイッチ（ＭＯＳＦＥＴなど）のオン
時間を決定するために、従って界磁巻線に印加される電
圧のパルス幅を決定するために使用される。実際の出力
電圧が所望の調整電圧を越えるたびに、界磁巻線制御半
導体スイッチはオフ状態にバイアスされる。すなわち、
実際の出力電圧が所望の調整電圧を上回っている期間中
は磁界は励磁されず、アップ／ダウンカウンタは減分さ
れる。実際の出力電圧が所望の調整電圧より低く降下す
ると、界磁巻線はアップ／ダウンカウンタのカウントの
大きさにより表わされるパルス幅で励磁され、アップ／
ダウンカウンタは増分される。

従って、本発明の目的は、出力電圧が所望の調整電圧よ
り低いときはアップ／ダウンカウンタは増分され、出力
電圧が所望の調整電圧より高いときにはアップ／ダウン
カウンタは減分され、界磁巻線は、出力電圧が所望の調
整電圧を越えている間は消磁され、さらに、出力電圧が
所望の調整電圧より低い期間中は界磁巻線はアップ／ダ
ウンカウンタのカウントの大きさの関数であるパルス幅
でパルス幅変調されるような改良された発電機の電圧調
整回路及び発電機の出力電圧を調整する方法を提供する
ことである。

本発明の別の目的は、自動車の電気的負荷に給電し、自
動車の機関により駆動される発電機が前述の電圧調整回
路より界磁電流を制御することによって電圧調整され、
さらに、電圧調整回路は、機関及び発電機が機関アイド
ル速度のような低速で動作している時点で、大きな電気
的負荷が発電機に加えられたときに発電機により機関に
加えられるトルク負荷の増加をできる限り少なくするよ
うに制御される自動車用電気回路を提供することであ
る。この目的は、機関アイドル動作中はカウントアップ
速度が低下されるように電圧調整回路のアップ／ダウン
カウンタのカウント速度を変化させることにより達成さ
れるのが好ましい。これは、発電機の出力電圧が所望の
調整電圧より低いときに界磁電圧のパルス幅の経時変化
速度を低下させる効果を有する。従って、機関アイドル
動作中、界磁電流は大きな電気的負荷が発電機に加えら
れたときに機関に急激なトルク負荷を与えることのない
ように徐々に増加される。機関回転速度がアイドル速度
を上回っている間、カウント速度は所定値まで上昇され
る。

本発明のさらに別の目的は、蓄電池電圧又は発電機のブ
リッジ整流器の出力電圧を表わす検出電圧を電圧調整回
路に供給することができる改良された電圧検出セレクタ
構成を有する蓄電池を含む自動車の電気的負荷に給電す
るダイオード整流式交流発電機の界磁電流を制御する電
圧整流回路を提供することである。この目的は、一方が
蓄電池電圧を検出し、他方は発電機のブリッジ整流器電
圧を検出する２つの分圧器を設けることにより達成され
るのが好ましい。それぞれの分圧器は複数個の抵抗器
と、感温サーミスタとから構成される。蓄電池電圧を検
出する信号線が所定値より低い電圧を有するとき、セン
スセレクタはブリッジ整流器に接続される分圧器からの
電圧を電圧調整回路に印加する。蓄電池電圧が所定値よ
り高いときは、センスセレクタは蓄電池に接続される分
圧器からの電圧を電圧調整回路に印加する。

本発明の別の目的は、アップ／ダウンカウンタを含み、
自動車の電気的負荷に給電するダイオード整流式交流発
電機の電圧調整回路であって、自動車の機関が発電機を
駆動していないとき、アップ／ダウンカウンタのカウン
トアップしているときにアップ／ダウンカウンタにより
達成できるカウントの値が所定値にクランプされるよう
な電圧調整回路を提供することである。アップ／ダウン
カウンタのクランプされたカウント値はこの動作条件の
下での界磁電圧のパルス幅を決定するために使用され、
パルス幅は界磁電流を所定値に制限するような値であ
る。

本発明の別の目的は、活動故障検出装置を使用する自動
車用電気回路の改良された故障検出回路を提供すること
である。

〔実施例〕

以下、添付の図面を参照して本発明を詳細に説明する。

第１図には、本発明に従って構成される電圧調整回路を
利用する自動車用電気回路が示されている。第１図の自
動車用電気回路は交流発電機１０を有し、発電機は三相
デルタ接続形の固定子巻線１２と、回転自在の界磁巻線
１４とを有する。第１図の発電機１０は、米国特許第3,
538,362号に示されるようなＹ接続固定子巻線ではなく
デルタ接続固定子巻線を有する点を除いて、米国特許第
3,538,362号に記載される種類のものであれば良い。本
発明の電圧調整回路はデルタ接続固定子巻線又はＹ接続
固定子巻線のいずれかを有する発電機１０と共に使用す
ることができる。界磁巻線１４は、自動車の機関１６に
より回転駆動される回転子アセンブリの一部である。図
示されるように、機関１６はそのアイドル速度を制御す
るアイドル速度制御装置１８に接続される。発電機１０
は、周知のように、機関１６の回転速度より高速でベル
ト及びプーリにより駆動される。

固定子巻線１２の出力端子は三相全波形のブリッジ整流
器２０の交流入力端子にそれぞれ接続される。ブリッジ
整流器２０は３個の正半導体ダイオード２２から構成さ
れ、それらのダイオードの陰極は直流電圧出力端子２４
に接続される。ブリッジ整流器２０は３個の負半導体ダ
イオード２６をさらに有し、それらのダイオードの陽極
は接地直流電流出力端子３０に接続される。一対の正半
導体ダイオード２２と負半導体ダイオード２６の間に接
続される接続点３２は抵抗器３３及び導線３５を介して
導線３４に接続される。接続点３２に現われる電圧は脈
動電圧であり、この接続点に現われる電圧パルスの周波
数は発電機及び機関の回転速度の関数である。発電機１
０は回転していないときは出力電圧を発生せず、接続点
３２における電圧はゼロである。従って、導線３４の信
号は発電機及び機関の回転速度を表わすと共に、発電機
１０が回転しているか否かを指示する。この信号は本発
明の電圧調整回路を以下にさらに詳細に説明する方式で
制御するために利用される。

自動車用電気回路は蓄電池３６を含み、この蓄電池の負
側は接地され、正側は接続点３８に接続される。蓄電池
３６は本発明の説明の中では１２ボルトの蓄電池である
と仮定する。蓄電池３６は、ブリッジ整流器２０の直流
電圧出力端子２４を接続点３８に接続する導線４０を含
む回路により充電される。蓄電池３６と発電機１０は、
図示されてはいないが、接続点３８と接地点との間に接
続される自動車の様々な電気的負荷に給電する。

本発明の電圧調整回路は接続点３８と接地点との間に現
われる電圧を所望の調整電圧に調整するために界磁巻線
１４を流れる電流を制御する。本発明の説明の中では、
電圧調整回路は１２ボルト回路であり、接続点３８と接
地点との間で維持すべき所望の調整電圧は１４ボルトで
あると仮定する。この所望の調整電圧は温度に応じて変
動する。

界磁巻線１４を流れる電流は、金属酸化物半導体電界効
果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）４２の形態をとる半導
体スイッチにより制御される。このＭＯＳＦＥＴ４２は
Ｎチャンネルエンハンスメントモード形のトランジスタ
である。ＭＯＳＦＥＴ４２のゲートＧは導線４４に接続
され、ドレインＤは接続点４６に接続され、ソースＳは
界磁巻線１４の一方の側に接続される。界磁巻線１４の
反対側は接地される。接続点４６は導線４８を介してブ
リッジ整流器２０の直流電圧出力端子２４に接続され
る。界磁放電ダイオード４９は界磁巻線１４に接続され
る。

ＭＯＳＦＥＴ４２がドレインとソースとの間で導通状態
にバイアスされると、界磁巻線１４は、直流電圧出力端
子２４から導線４８を介して接続点４６に至り、ＭＯＳ
ＦＥＴ４２のドレイン電極及びソース電極を介し、次に
界磁巻線１４を介して接地点に達する回路を介して励磁
される。ＭＯＳＦＥＴ４２は接続点３８の電圧を１４ボ
ルトであると想定した所望の調整電圧に維持するために
後述する方法でオン／オフされる。蓄電池３６から導線
４０及び４８と、ＭＯＳＦＥＴ４２とを介して界磁巻線
１４を励磁することもできる。

電圧調整回路は蓄電池電圧検出回路５０を有し、この検
出回路は接続点３８と接地点との間に接続される。蓄電
池電圧検出回路５０は抵抗器５０Ａ、５０Ｂ、５０Ｃ、
５０Ｄから成る第１の分圧器と、負の抵抗温度係数を有
する温度応答サーミスタ５０Ｅと、コンデンサ５０Ｆと
から構成される。この蓄電池電圧検出回路５０は導線５
２を介して接続点３８に接続され、それにより蓄電池３
６の両端電圧を検出する。接続点５４の電圧は蓄電池３
６の電圧を表わす分割電圧であり、導線５８によりリニ
ア集積回路５６に印加される。従って、導線５８の電圧
は蓄電池電圧の関数であり、この電圧は温度補償調整電
圧を供給するために温度応答サーミスタ５０Ｅの温度変
化に応答して変化する。このように、電圧調整回路は接
続点３８の電圧を１４ボルトに維持するが、低温状態で
はこの電圧は高くなり、高温状態においてこの電圧が低
下するものと仮定した。

電圧調整回路は、接続点４６と接地点との間に接続され
る別の電圧検出回路６０を有する。この電圧検出回路６
０は抵抗器６０Ａ、６０Ｂ、６０Ｃ、６０Ｄから成る第
２の分圧器と、負の抵抗温度係数を有する温度感知サー
ミスタ６０Ｅと、コンデンサ６０Ｆとから構成される。
この電圧検出回路６０は導線６２により接続点４６に接
続される。接続点６４は接続点４６と接地点との間に現
われる電圧を表わす分割電圧を発生し、従って、ブリッ
ジ整流器２０の直流電圧出力端子２４と接地点との間に
現われる電圧を分割したものを表わす。接続点６４の電
圧は導線６６を介してリニア集積回路５６に印加され
る。

リニア集積回路５６は後述するセンスセレクタ７２を含
む。このセンスセレクタ１７２は電圧調整回路を導線５
８の蓄電池電圧を表わす電圧又は導線６６のブリッジ整
流器電圧を表わす電圧のいずれか一方に応答させる。通
常の条件の下では、電圧調整回路は導線５８の蓄電池電
圧に応答するが、導線５２が接続点３８から遮断される
などの誤動作の場合には、電圧調整回路は導線６６のブ
リッジ整流器電圧に応答することにより動作し続ける。
いずれの場合にも、蓄電池電圧検出回路５０と検出回路
６０は共に温度応答サーミスタ５０Ｅ及び６０Ｅの形の
感温回路素子を有するので、温度補償調整電圧が発生さ
れる。

電圧調整回路は、導線７０と自動車のイグニションスイ
ッチであっても良い手動操作自在のスイッチ７２との間
に接続される信号ランプ６８を含む。手動操作自在のス
イッチ７２は導線７４により接続点３８に接続される。
後述するように、信号ランプ６８はいくつかの誤動作状
態において自動車の運転者に誤動作の発生を指示するた
めに動作される。

リニア集積回路５６は、機関及び発電機の回転速度の関
数であるパルス周波数をリニア集積回路５６に供給する
導線３４に接続される。リニア集積回路５６は、後述の
ようにＭＯＳＦＥＴ４２のゲートに接続される導線４４
に接続される。

リニア集積回路５６は電力接地導線７８を有する。電力
接地導線７８は抵抗器８０を介して自動車の接地点に接
続される。リニア集積回路５６はリニア集積回路５６の
信号接地接続部を形成する信号接地導線８２をさらに有
する。信号接地導線８２は導線８６を介して自動車の接
地点に接続されると共に、導線９２を介してデジタル集
積回路９０に接続される。

リニア集積回路５６は、第１図及び第２図には接地され
るように示されているいわゆる遠隔検出導線９３を有す
る。電圧調整回路が製造されるとき、遠隔検出導線９３
は図示されるように信号接地点、すなわち自動車の接地
点に接続されるか、あるいは遠隔検出導線９３を浮動さ
せる。すなわち接地点に接続しないでおくことも可能で
ある。電圧調整回路の製造中に遠隔検出導線９３が接続
される方法、すなわち接地されか否かは、導線５２が偶
発的に接続点３８から遮断された場合に電圧調整回路が
信号ランプ６８を動作させることができるか否かを決定
する。蓄電池３６が自動車のトランクのような離れた場
所に配置される場合は、導線５２が接続点３８から遮断
されたことを信号ランプ６８を動作させることにより自
動車の運転者に指示するのが望ましい。そのような指示
が望まれるときには、遠隔検出導線９３は接地点に接続
されない。指示を与えることが望まれないならば、遠隔
検出導線９３は接地される。望まれる機能を提供するた
めの構成を実現する方法については後に詳細に説明す
る。

導線４８及び直流電圧出力端子２４に接続される接続点
４６は導線９４に接続される。導線９４の電圧は直流電
圧出力端子２４の所望の調整電圧とほぼ等しい。リニア
集積回路５６は抵抗器９６及び導線９８を介して導線９
４に接続される。以下にさらに詳細に説明するように、
導線９８は、電圧調整回路において利用される倍電圧器
２００の形態の電圧増倍回路に電圧を供給する。リニア
集積回路５６は抵抗器１００及び導線１０２を介して導
電９４にさらに接続される。コンデンサ１０４は導電１
０２と接地点との間に接続される。導電１０２の電圧は
電圧ＶＬＩＮとして示されている。

リニア集積回路５６とデジタル集積回路９０とは導線１
０８、１１０、１１２、１１４、１１６及び１１８によ
り互いに接続される。後述するように、導線１０８はほ
ぼ一定の電圧ＶＤＩＧをデジタル集積回路９０に印加す
る。導線１１０は設定点信号をデジタル集積回路９０に
印加する。導線１１２は発電機１０が回転しているか否
かを示すデジタル集積回路９０からの信号をリニア集積
回路５６に印加する。導線１１４は機関１６及び発電機
１０の高速状態を示すデジタル集積回路９０からの信号
をリニア集積回路５６に印加する。導電１１６はパルス
幅、すなわちＭＯＳＦＥＴ４２のオン時間を制御するデ
ジタル集積回路９０からの信号をリニア集積回路９０に
供給する。導線１１８は方形波信号をデジタル集積回路
９０に供給し、この信号の周波数は機関及び発電機の回
転速度の関数である。

前述のように、本発明の電圧調整回路は倍電圧器２００
を利用する。この倍電圧器２００のためのコンデンサ１
２０は第１図に示されている。このコンデンサ１２０は
以下にさらに詳細に説明するように導線１２１及び１２
２によりリニア集積回路５６に接続される。

リニア集積回路５６は第２図に示され、第２図にブロッ
クとして示されるセンスセレクタ１７２及び倍電圧器２
００の特定の回路は第３図及び第４図に詳細に示されて
いる。

次に、第２図に示されるリニア集積回路５６に関して説
明する。第２図において、回路内の様々な点は通常の接
地記号により示されている。それらの記号は回路内の特
定の接地点が信号接地点と自動車の接地点の双方に接続
されることを示すが、先に指摘したように、リニア集積
回路５６の信号接地点は導線８２により自動車の接地点
に接続される。リニア集積回路５６は第１図及び第２図
において同じ図中符号により示される導線により第１図
の自動車用電気回路に接続される。導線１０２の電圧Ｖ
ＬＩＮは温度安定電源、すなわち内部電圧調整器１２４
の入力端子に印加される。内部電圧調整回路１２４の目
的は、導線１０８の約８ボルトのほぼ一定の電圧ＶＤＩ
Ｇを維持することである。内部電圧調整器１２４は、こ
の種の調整器は当業者には良く知られているため、幾分
概略的に図示されている。従って、内部電圧調整器124
は導線１０２及び１０８の間に直列に接続されるＮＰＮ
トランジスタ１２６から構成される。ＮＰＮトランジス
タ１２６のベースは、ＮＰＮトランジスタ１２６の導通
を制御するための制御素子１２８に接続される。制御素
子１２８は導線130を介して導線１０８の電圧に応答
し、導線１０８の定電圧ＶＤＩＧを維持するためにＮＰ
Ｎトランジスタ１２６の導通を制御する。制御素子１２
８は信号線１３４を介して低電圧比較器１３２の出力に
さらに応答する。低電圧比較器１３２は導線７０の電圧
を基準電圧Ｖａと比較する。導線７０は信号ランプ６８
の一方の側に接続されると共に、導線１３６により低電
圧比較器１３２に接続される。導線１３６の電圧が所定
のある最小値を越えない場合、低電圧比較器１３２の出
力は制御素子１２８にＮＰＮトランジスタ１２６を非導
通状態にバイアスさせることにより、導線１０２及び１
０８を互いに遮断する。導線１３６の電圧が所定の最小
値を越えると、ＮＰＮトランジスタ126は導通するよう
に制御され、それにより、定電圧ＶＤＩＧが導線１０８
に現われる。

リニア集積回路５６は、導線１０８と接地点との間に直
列に接続され抵抗器１３８、１４０、１４２、１４４及
び１４６から構成される分圧器を有する。この分圧器１
３８〜１４６は接続点１４８、１５０、１５２及び１５
４にこの順で徐々に低くなる分割電圧を供給する。これ
ら全ての接続点１４８〜１５４における電圧は、分圧器
１３８〜１４６が導線１０８の定電圧ＶＤＩＧに接続さ
れているので、安定した電圧である。分圧器１３８〜１
４６と内部電圧調整器１２４は基準電圧手段を規定す
る。リニア集積回路５６は、接続点１６０と接地点との
間に接続される抵抗器１５６及び１５８と、抵抗器１６
１及び１６３から成る付加的分圧器を有する。接続点１
６２及び１６５の電圧は、それぞれ、電圧ＶＬＩＮの分
割電圧である。

第２図のリニア集積回路５６はフェイルセーフ比較器１
６４と、過電圧比較器１６６と、設定点比較器１６８
と、不足電圧比較器１７０とを有する。

前述のように、本発明の電圧調整回路は導線５８の蓄電
池電圧を表わす分割電圧又は導線６６のブリッジ整流器
電圧を表わす分割電圧のいずれか一方に応答することが
できる。これはセンスセレクタ１７２により行なわれ
る。第３図に詳細に示されるセンスセレクタ１７２に関
して説明する。第２図及び第３図からわかるように、セ
ンスセレクタ１７２は導線５８及び６６と接続され、導
線１７４により設定点比較器１６８に接続される。セン
スセレクタ１７２の詳細な回路は第３図に示されてお
り、定電圧ＶＤＩＧが印加される導線１８０及び１８２
を含む。第３図の回路はＮＰＮトランジスタＱ１１、Ｑ
１２、Ｑ１５、Ｑ１６及びＱ１７を利用する。導線５８
（蓄電池電圧）は抵抗器１８４を介してＮＰＮトランジ
スタＱ１５及びＱ１２のベースに接続される。導線６６
（ブリッジ整流器電圧）は抵抗器１８６を介してＮＰＮ
トランジスタＱ１１のベースに接続される。ＮＰＮトラ
ンジスタＱ１６及びＱ１７のベースは接続点１８８に接
続され、この接続点１８８は抵抗器を介して接地され
る。ＮＰＮトランジスタＱ１１及びＱ１２のエミッタは
導線１７４に接続されると共に、抵抗器１９０を介して
接地される。ＮＰＮトランジスタＱ１６のコレクタはＮ
ＰＮトランジスタＱ１１のベースに接続され、ＮＰＮト
ランジスタＱ１６及びＱ１７のエミッタは接地される。
ＮＰＮトランジスタＱ１７のコレクタは導線１９１に接
続される。導線１９１には定電圧ＶＤＩＧ（導線１０
８）からの電圧が図示されない回路により供給される。

ＮＰＮトランジスタＱ１５は導線５８と接地点との間に
現われる電圧（蓄電池電圧）を検出し、この電圧が所定
のレベルより高いとき、ＮＰＮトランジスタＱ１５は導
通状態にバイアスされる。ＮＰＮトランジスタＱ１５を
導通させるために必要な電圧レベルは約４から６ボルト
であれば良い。蓄電池電圧（１２ボルト）が導線５８に
印加されたものとすると、ＮＰＮトランジスタＱ１５ハ
導通状態にバイアスされる。ＮＰＮトランジスタＱ１５
の導通により、ＮＰＮトランジスタＱ１６及びＱ１７は
導通状態にバイアスされる。ＮＰＮトランジスタＱ１６
が導通するようにバイアスされると、ＮＰＮトランジス
タＱ１１のベース電圧はそれが非導通状態にバイアスさ
れる点まで低下する。ＮＰＮトランジスタＱ１７の導通
により導線１９１の電圧は接地電位に向かって低下す
る。上述のような動作条件の下で、ＮＰＮトランジスタ
Ｑ１２は電圧フォロアとして動作することにより、導線
５８の電圧を表わす検出電圧を導線１７４に印加する。
すなわち、この時点で導線１７４は蓄電池電圧を検出し
ていることになる。

導線５８の電圧はＮＰＮトランジスタＱ１５がそれ以上
の導通状態にバイアスされない値（４か６ボルト以下）
まで降下すると、回路は導線６６の発電機電圧、すなわ
ちブリッジ整流器電圧を表わす検出電圧を導線１７４に
発生させる。導線５８の電圧は、たとえば、導線５２が
接続点３８から遮断されるなどの理由により低下するこ
とがあり、その場合、導線５８の電圧はゼロになると考
えられる。導線５８の電圧がＮＰＮトランジスタＱ１５
を非導通状態にバイアスする値まで降下すると、ＮＰＮ
トランジスタＱ１６及びＱ１７は非通常状態にバイアス
される。ＮＰＮトランジスタＱ１１はここで導通状態に
バイアスされ、電圧フォロアとして動作して、導線６６
の電圧とほぼ等しい検出電圧を導線１７４に供給する。
さらに、ＮＰＮトランジスタＱ１７が非導通状態にバイ
アスされると、導線１９１の電圧は高くなる。この時点
で設定点比較器１６８にはブリッジ整流器電圧が印加さ
れ、従って、電圧調整回路はブリッジ整流器電圧に応答
して出力電圧を調整する。

倍電圧器２００は第２図にはブロックの形で示され、第
４図に詳細に示されている。倍電圧器２００の目的は、
ＭＯＳＦＥＴ４２のゲートに印加され、このトランジス
タを導通状態にバイアスするほど十分に高い電圧を発生
することである。従って、ＭＯＳＦＥＴ４２を完全に導
通状態にバイアスするためには、自動車用電気回路で利
用できる１２ボルトを１２ボルトより高い値に増加させ
なければならない。その理由は、界磁巻線１４がＭＯＳ
ＦＥＴ４２のソースと接地点との間に接続されているこ
と及びＭＯＳＦＥＴ４２がＮチャンネルエンハンスメン
ト形であることである。言いかえれば、界磁巻線１４は
高電位側駆動構成でＭＯＳＦＥＴ４２により励磁される
ということになる。倍電圧器２００は導線９８に接続さ
れ、従って、直流電圧出力端子２４の電圧が倍電圧器２
００に印加される。倍電圧器２００は、ＭＯＳＦＥＴ４
２を導通状態又は非導通状態にバイアスさせる信号が発
生される導線２０２にさらに接続される。

倍電圧器２００の詳細な回路は第４図に詳細に示されて
おり、１対のＮＰＮトランジスタＱ７０及びＱ７２を含
む。ＮＰＮトランジスタＱ７０のコレクタは導線９８に
接続されると共に、抵抗器２０６を介して接続点２０４
に接続される。接続点２０４は抵抗器を介してＮＰＮト
ランジスタＱ７２のベースに接続され、抵抗器を介して
ＮＰＮトランジスタＱ６９のベースに接続されると共
に、ＮＰＮトランジスタＱ６８のコレクタにも接続され
る。ＮＰＮトランジスタＱ６８のエミッタは接地され、
このＮＰＮトランジスタのベースは導線２０２に接続さ
れる。第４図の回路はＮＰＮトランジスタＱ７０のエミ
ッタに接続されるエミッタと、導線１２１に接続される
ベースとを有するＰＮＰトランジスタＱ７１をさらに含
む。ＰＮＰトランジスタＱ７１のベースとコレクタは導
線２０７により接続され、抵抗器２０８はＰＮＰトラン
ジスタＱ７１及びＮＰＮトランジスタＱ７２のコレクタ
を互いに接続する。ＰＮＰトランジスタＱ７１のエミッ
タ−ベース回路はダイオードを形成し、このダイオード
の陽極は接続点２１０に接続され、陰極は導線１２１に
接続される。導線２１１と、ツェナーダイオード２１２
と、順方向バイアスダイオード２１４とを含む回路はＮ
ＰＮトランジスタＱ７０のベースと接地点との間に接続
される。この回路は導線２１１と接地点との間の電圧を
約１８ボルトに制限する。ＮＰＮトランジスタＱ７０は
絶えず導通状態にバイアスされており、本質的には利得
付ダイオードとして動作する。導線１２６は図示されな
い回路を介して電圧ＶＬＩＮに接続される。

次に、倍電圧器２００の動作を説明する。導線２０２の
電圧はＭＯＳＦＥＴ４２を導通状態及び非導通状態にバ
イアスさせるためにハイレベルトとローレベルとの間で
切替わる。導線２０２の電圧がローレベル状態にあると
仮定すると、ＮＰＮトランジスタＱ６８は非導通状態に
バイアスされる。ＮＰＮトランジスタＱ６８が非導通状
態にあるとき、ＮＰＮトランジスタＱ７２及びＱ６９は
導通状態にバイアスされる。そこで、コンデンサ120
は、導線９８からＮＰＮトランジスタＱ７０の導通する
コレクタ−エミッタ回路を介し、ＰＮＰトランジスタＱ
７１のエミッタ−ベース間ダイオードを介し、コンデン
サ１２０を介し、導通するＮＰＮトランジスタＱ６９を
介して接地点に至る回路を経て充電される。ＮＰＮトラ
ンジスタＱ７２の導通により導通４４の電圧は接地電位
に近づき、導線４４はＭＯＳＦＥＴ４２のゲートに接続
されているので、ＭＯＳＦＥＴ４２のゲートは接地電圧
に近づき、従って、ＭＯＳＦＥＴ４２は非導通状態にバ
イアスされる。以上説明した回路の状態は、電圧調整回
路がＭＯＳＦＥＴ４２を非導通状態にすべきであことを
決定した状態に相当する。

電圧調整回路がＭＯＳＦＥＴ４２を導通状態にバイアス
することを要求すると、導線２０２の電圧はＮＰＮトラ
ンジスタＱ６８を導通状態にバイアスするために上昇さ
れる、すなわち高レベルになる。ＮＰＮトランジスタＱ
６８が導通状態にあるとき、ＮＰＮトランジスタＱ６９
及びＱ７２は非導通状態にバイアスされる。そこで、コ
ンデンサ１２０に蓄積された電圧と、導線９４のブリッ
ジ整流器２０の出力電圧とほぼ等しい導線９８の電圧と
の和にほぼ等しい電圧が導線４４及びＭＯＳＦＥＴ４２
のゲートに印加される。従って、ＮＰＮトランジスタＱ
７２が非導通状態にバイアスされると、コンデンサ１２
０の正側は導線207及び抵抗器２０８を介して導線４４
に接続される。コンデンサ１２０の負側は導線１２２
と、導線２１８と、抵抗器２２０と、導線２２２と、Ｎ
ＰＮトランジスタＱ７０のコレクタ−エミッタ間経路と
を介して導線９８の正電圧に接続される。その結果、コ
ンデンサ１２０に蓄積された電圧は導線９８と接地点と
の間の電圧に加えられるので、ＭＯＳＦＥＴ４２のゲー
ト電極にはこれを導通状態にバイアスするのに十分な電
圧が印加される。導線９４のブリッジ整流器２０の出力
電圧が約１４ボルトであるとき、ＭＯＳＦＥＴ４２のゲ
ートに印加される電圧は２倍の約２８ボルトとなる。蓄
電池電圧（１２ボルト）のみが導線９４に印加される場
合には、ＭＯＳＦＥＴ４２のゲートに印加される電圧は
２倍の約２４ボルトである。抵抗器９６はコンデンサ１
２０への充電電流を制限する。

第２図のリニア集積回路５６は、図示されるように接続
されるＮＰＮトランジスタ２２８及び２３０から構成さ
れるランプ駆動回路２２６を有する。これら２つのＮＰ
Ｎトランジスタ２２８、２３０のコレクタは導線７０に
接続され、この導線は信号ランプ６８の一方の側に接続
される。ＮＰＮトランジスタ２２８のエミッタは電力接
地導線７８に接続され、この導線は第１図に示されるよ
うに抵抗器８０を介して自動車の接地点又は電源接地点
に接続される。ＮＰＮトランジスタ２３０のベースは、
ＯＲゲート２３４の出力端子に接続される導線２３２に
接続される。ＯＲゲート２３４の出力がハイ状態になる
と、ＮＰＮトランジスタ２３０及び２２８は導通状態に
バイアスされ、それにより抵抗器８０を介して信号ラン
プ６８を動作させる。

リニア集積回路５６は比較器２３６を有する。この比較
器２３６の出力端子は導線１１８に接続され、その入力
端子は導線３４に接続される。比較器２３６は、ブリッ
ジ整流器２０の接続点３２における電圧遷移と同じ周波
数を有する方形波パルスを導線１１８に供給するために
スクェアラとして動作する。

リニア集積回路５６は第２図に示されるように接続され
るＮＯＲゲート２５０と、インバータ２５２と、ＡＮＤ
ゲート２５４とを有する。

次に、第２図に示されるリニア集積回路５６の機能を説
明する。自動車の運転者が手動操作自在のスイッチ７２
を閉成すると、低電圧比較器132は導線７０の電圧を検
出し、この電圧が正常であれば、内部電圧調整器１２４
がオンされるので、低電圧ＶＤＩＧは導線１０２から導
線１０８に印加される。

設定点比較器１６８は接続点１５２の電圧（基準電圧）
を導線１７４の検出電圧と比較する。導線１７４の検出
電圧は、センスセレクタ１７２の選択に従って、蓄電池
電圧を表わす電圧か又はブリッジ整流器電圧を表わす電
圧のいずれか一方である。導線１７４の検出電圧が接続
点１５２の基準電圧より大きいと、導線１１０の出力は
ローレベル、すなわち０（第２の大きさ）である。導線
１７４の検出電圧が接続点５２の基準電圧より低けれ
ば、設定点比較器１６８はハイ出力、すなわち１出力
（第１の大きさ）を発生する。従って、導線１１０の電
圧は、検出されている検出電圧が基準電圧より高いか又
は低いかに応じてハイ又はローになる。この設定点比較
器１６８は電圧調整回路の一次制御装置であり、以下に
さらに詳細に説明するように、導線１１０の設定点信号
はパルス幅、すなわちＭＯＳＦＥＴ４２のオン時間を決
定するためにデジタル集積回路９０に印加される。

フェイルセーフ比較器１６４は接続点１６２及び１４８
の電圧を互いに比較する。接続点１６２の電圧は電圧Ｖ
ＬＩＮを表わす分割電圧であり、接続点１４８の電圧は
定電圧ＶＤＩＧの分割電圧である。接続点１４８の電圧
は接続点１５２の（設定点）基準電圧より高い、すなわ
ちそれよりスケールアップされている。接続点１６２の
電圧が接続点１４８の電圧より高い場合、フェイルセー
フ比較器１６４は、ＯＲゲート２３４への１つの入力線
であると共にＮＯＲゲート２５０の１つの入力線として
も接続される導線２５８に印加される出力を発生する。
この動作条件の下で、導線２５８への信号の発生によっ
て、ＮＯＲゲート２３４を介して、ランプ駆動回路２２
６は導通状態とされ、信号ランプ６８を動作させる。さ
らに、この動作条件の下で、導線２０２に印加されるＮ
ＯＲゲート２５０の出力はロー状態になるので、ＮＰＮ
トランジスタＱ６８（第４図）は非導通状態にバイアス
され、それにより、ＮＰＮトランジスタＱＱ７２及びＱ
６９は導通状態にバイアスされる。その結果、倍電圧器
２００はオフされるので、ＭＯＳＦＥＴ４２は非導通状
態にバイアスされる。

フェイルセーフ比較器１６４及び関連回路の目的は、導
線４０が接続点３８から遮断された場合又は直流電圧出
力端子２４から遮断された場合に電圧調整回路に１４ボ
ルトの所望の調整電圧より高い電圧で調整させることで
ある。そのような遮断が起こると、ブリッジ整流器２０
は蓄電池３６に接続されなくなり、従って、蓄電池に電
圧を印加していない。このとき、電圧調整回路は所望の
調整電圧より低い蓄電池電圧のみを検出するので、設定
点比較器１６８は、連続する界磁電流を印加するために
ＭＯＳＦＥＴ４２を絶えず導通状態にバイアスしようと
する信号を導線１１０に発生する。この状態が持続して
良いならば、発電機１０の出力電圧は自動車用電気回路
の構成要素を破壊するようなレベルまで上昇してしまう
と考えられる。前述のように、界磁巻線１４が励磁され
ると、発電機１０の出力電圧は上昇するが、導線１０２
の電圧ＶＬＩＮが約２０から２５ボルトに達すると、フ
ェイルセーフ比較器１６４は導線２５８に信号を発生
し、この信号はＮＯＲゲート２５０及び倍電圧器２００
を介してＭＯＳＦＥＴ４２を非導通状態にバイアスさせ
る。界磁電流が遮断されると、発電機１０の出力電圧は
低下し、これが２０から２５ボルトの範囲より降下した
とき、フェイルセーフ比較器１６４の出力はＭＯＳＦＥ
Ｔ４２を導通状態にバイアスさせるようなものとなる。
このように、発電機１０の出力電圧は２０から２５ボル
トの範囲に調整される。

過電圧比較器１６６は接続点１５０の基準電圧を導線５
８の蓄電池電圧又は導線６６のブリッジ整流器電圧のい
ずれか一方である導線１７４の検出電圧と比較する。接
続点１５０の（過電圧）基準電圧は接続点１５２の（設
定点）基準電圧より高い、すなわちそれよりスケールア
ップされている。導線１７４の検出電圧が接続点１５０
の基準電圧を越えると、過電圧比較器１６６はＮＯＲゲ
ート２５０及びＯＲゲート２３４に入力として印加され
る出力を信号線２６０に発生する。そこで、ＯＲゲート
２３４の出力は信号ランプ６８をランプ駆動回路２２６
を介して動作させ、ＮＯＲゲート２５０の出力はＭＯＳ
ＦＥＴ４２を非導通状態にバイアスするために倍電圧器
２００を動作させる。ＭＯＳＦＥＴ４２が非導通状態で
あるとき、発電機１０の出力電圧は導線１７４の検出電
圧と同様に低下する。導線１７４の検出電圧が接続点１
５０の（過電圧）基準電圧より低くなると、過電圧比較
器１６６の出力は状態を変え、それによりＭＯＳＦＥＴ
４２を導通状態にバイアスさせる。そこで、電圧調整回
路は出力電圧を所望の調整電圧より高い値に調整する。
限定的な意味をもたない一例を挙げると、維持すべき発
電機１０の所望の出力電圧がある特定の温度で１４ボル
トであるとした場合、出力電圧が約１６ボルトに達した
ときに信号線２６０に過電圧信号を発生するために過電
圧比較器１６６を動作させることができる。換言すれ
ば、発電機１０の出力電圧が所望の調整電圧より約２ボ
ルト高いときに過電圧比較器１６６をトリガすることが
できる。過電圧比較器１６６は、過剰な界磁電流を発生
させる障害が電圧調整回路に起こっており且つ導線４０
及び５２が適正に接続されている場合に動作するもので
ある。その一例はＭＯＳＦＥＴ４２の短絡であろう。

不足電圧比較器１７０は接続点１５４の基準電圧を接続
点１６５の電圧と比較する。発電機１０の出力電圧が異
常なほど低くないとき、接続点１５４の基準電圧は接続
点１６５の電圧より低い。接続点１６５の電圧が接続点
１５４の基準電圧より低くなると、不足電圧比較器１７
０の出力端子はＡＮＤゲート２５４に一方の入力として
印加される信号を信号線２６２に発生する。ＡＮＤゲー
ト２５４の他方の入力は導線１１４の高速信号であり、
この信号は、発電機の回転速度がたとえば３０００ｒｐ
ｍの所定速度より高いときにハイレベル、すなわち１レ
ベルになる。不足電圧状態で、発電機回転速度が所定速
度を上回っているとき、ＯＲゲート２３４に１つの入力
として印加されるＡＮＤゲート２５４の出力はランプ駆
動回路２２６を導通状態に駆動させ、それにより信号ラ
ンプ６８を動作させる。発電機回転速度が所定速度（３
０００ｒｐｍ）に達しなければ、導線１１４の信号はロ
ーになり、このときに不足電圧状態になっていれば信号
ランプ６８は動作されない。不足電圧状態は、直流電圧
出力端子２４の電圧が約１１ボルトより低く降下する状
態と考えることができる。

前述のように、遠隔検出導線９３（第１図及び第２図）
は接地点に接続されても、接続されなくてもいずれでも
良い。遠隔検出導線９３が接地点に接続されない場合、
信号ランプ６８は、導線５２が接続点３８から遮断され
たときに動作される。遠隔検出導線９３が接地点に接続
される場合には、第１図及び第２図に示したように、信
号ランプ６８は導線５２が接続点３８から遮断されても
動作されない。これは（遠隔検出指示器）ＮＰＮトラン
ジスタ２６３を含む回路（第２図に示す）により実現さ
れる。このＮＰＮトランジスタ２６３のエミッタは接地
され、ベースは遠隔検出導線９３に接続される。ＮＰＮ
トランジスタ２６３のベースは導線１９１に接続され、
この導線１９１はセンスセレクタ１７２のＮＰＮトラン
ジスタＱ１７（第３図）のコレクタに接続される。遠隔
検出導線９３が接地されないように電圧調整回路が製造
されており、導線５２が接続点３８から遮断されたとす
ると、センスセレクタ１７２は、ＮＰＮトランジスタＱ
１７及び導線１９１のコレクタ電位をハイ状態にするた
めにＮＰＮトランジスタＱ１７が非導通状態にバイアス
されるような状態に切替わる。導線１９１の電圧はＮＰ
Ｎトランジスタ２６３を導通状態にバイアスするので、
信号線２６４の電圧レベルはローになる。信号線２６４
が多重コレクタＮＰＮトランジスタ（図示せず）の１つ
のコレクタを介して電圧ＶＬＩＮに接続される。信号線
２６４の電圧はＯＲゲート２３４に対する１つの入力で
あり、この電圧がローになると、ＯＲゲート２３４の出
力は信号ランプ６８を動作させる。

遠隔検出導線９３が接地されているとき、ＮＰＮトラン
ジスタ２６３のベースは常にローレベルにあるので、Ｎ
ＰＮトランジスタ２６３は常に非導通状態にバイアスさ
れ、信号線２６４の電圧はハイ状態であるため、信号ラ
ンプ６８は動作されない。この動作状態に導線５２が接
続点３８から遮断されても変化しない。

第２図において、導線１１２の回転信号はインバータ２
５２を介してＯＲゲート２３４に１つの入力として印加
される。発電機１０が回転していないとき、回転信号は
ＯＲゲート２３４がランプ駆動回路２２６に信号ランプ
６８を動作させる出力を発生するような論理レベルを有
する。これは、自動車の運転者が最初に手動操作自在の
スイッチ７２を閉成したときの信号ランプ６８のバルブ
連続性検査として利用される。発電機１０が回転してい
ると、導線１１２の信号は状態を変え、信号ランプ６８
を非作動状態にするようなレベルとなる。

デジタル集積回路９０は第５図にブロック線図の形で示
されると共に、第６図に詳細に示される。デジタル集積
回路９０の説明に進む前に、デジタル集積回路９０の動
作のいくつかを概して説明しておくと本発明を理解する
上で有用であろう。デジタル集積回路９０に対する入力
の１つは、導線１１０によりデジタル集積回路９０に印
加される設定点比較器１６８の出力でる。導線１１０の
設定点信号のレベル（ハイ又はロー）は発電機１０の実
際の出力電圧が所望の調整電圧より高いか又は低いかに
よって決まる。導線１１０の設定点信号はＭＯＳＦＥＴ
４２の連続するオン／オフ状態を制御することにより界
磁電圧のパレス幅を制御する。ＭＯＳＦＥＴ４２のスイ
ッチングを制御する出力信号はデジタル集積回路９０の
導線１１６において発生される。

導線１１８はデジタル集積回路９０に、機関及び発電機
の回転速度と関連する周波数を有する方形波パルスを印
加する。導線１１８の信号の電圧は、発電機１０が回転
していないときは、連続して一方の状態にどどまる。デ
ジタル集積回路９０は導線１１８の信号を利用して、発
電機１０の回転子アセンブリが回転しているか否か、す
なわち機関１６が発電機１０を駆動しているか否かを指
示する信号（ハイ又はロー）を導線１１２に発生する。
導線１１８の信号は、さらに、機関及び発電機の回転速
度が所定の速度を上回っているか否かを指示する高速信
号を導線１１４に発生するためにデジタル集積回路９０
により利用される。

以上のことを考慮に入れて、第５図のデジタル集積回路
９０をさらに詳細に説明する。デジタル集積回路９０
は、サンプルアンドホールド回路２７２に接続されるア
ップ／ダウンカウンタ２７０を有する。サンプルアンド
ホールド回路２７２は導線１１０に接続され、従って、
設定点比較器１６８の出力に応答する。サンプルアンド
ホールド回路２７２の出力端子はアップ／ダウンカウン
タ２７０に結合されると共に、信号線２７６により出力
ラッチ２７４に結合される。導線１１６に発生される出
力ラッチ２７４の出力はＭＯＳＦＥＴ４２のスイッチン
グ状態（オン又はオフ）を決定する。アップ／ダウンカ
ウンタ２７０は７本の信号線２８０によりダウンカウン
タ２７８に接続される。ダウンカウンタ２７８の出力端
子は信号線２８２によりサンプルアンドホールド回路２
７２に結合されると共に、信号線２８４により出力ラッ
チ２７４に結合される。同期パルス発生器２８６は信号
線２８８によりダウンカウンタ２７８に結合されると共
に、信号線２９０により出力ラッチ２７４に結合され
る。第５図のデジタル集積回路９０は、導線１１２及び
導線１１４に信号を供給するデジタル回転速度計２９２
を有する。デジタル回転速度計２９２の別の出力端子は
いわゆる機関失速信号線２９４によりアップ／ダウンカ
ウンタ２７０に接続される。デジタル回転速度計２９２
は、信号線２９８によりデジタル回転速度計２９２に結
合されるデジタルフィルタ２９６から機関回転速度パル
ス情報を受取る。

第５図のデジタル集積回路９０はクロック方形波発振器
３００を有し、この発振器の出力端子は主分周器３０２
に接続される。この主分周器３０２は第６図にＭＱ１か
らＭＱ１３として示されている１３個の出力端子を有す
るが、そのうちいくつかは利用されない。クロック方形
波発振器３００の出力周波数はΦｍとして示され、この
信号はパルス端が１０マイクロ秒ごとに発生されるよう
な周波数を有していても良い。主分周器３０２の出力端
子に発生されるパルスはΦｍパルスの発生より所定の時
間周期だけ遅延する。この遅延時間の量は出力端子ＭＱ
１からＭＱ１３に向かって徐々に増し、第６図に示され
る出力端子ＭＱ１、ＭＱ４、ＭＱ７、ＭＱ８、ＭＱ９、
ＭＱ１１及びＭＱ１３においてそれぞれ２０マイクロ
秒、１６０マイクロ秒、1.28ミリ秒、2.56ミリ秒、5.12
ミリ秒、20.48ミリ秒及び81.92ミリ秒となっていても良
い。主分周器３０２は、連続する出力端子ＭＱ１〜ＭＱ
１３がすぐ前の出力端子の周波数の二分の一の周波数を
有するように構成される。従って、検出端子ＭＱ２にお
ける周波数は出力端子ＭＱ１の周波数の二分の一であ
り、これ以降も同様である。

第５図に示されるように、１つの出力端子ＭＱ１１は信
号線３０４によりアップ／ダウンカウンタ２７０に接続
される。第６図には、出力端子ＭＱ１３が信号線４４０
によりフリップフロップ４３６に接続されるように示さ
れている。第５図の信号線３０４と第６図の信号線４４
０は主分周器３０２の１つの出力端子と、デジタル集積
回路の１つの素子との１本の接続線を表わす。図面を簡
潔にするため、主分周器３０２の出力端子ＭＱ１〜ＭＱ
１３と他の回路素子とのその他の接続線は線により示さ
れていない。第５図及び第６図のデジタル集積回路９０
においてＭＱを付した短い線は主分周器３０２の同じＭ
Ｑ出力端子に接続され、Φｍと指定される信号線はΦｍ
であるクロック方形波発振器３００の出力端子に接続さ
れるものとする。

第６図の詳細な説明に進む前に、電圧調整回路の動作を
全般的に説明する。サイクルの中のある特定の時点で、
ダウンカウンタ２７８にそのときアップ／ダウンカウン
タ２７０に存在するデータ（２進数）がロードされる。
次に、ダウンカウンタ２７８はクリア状態になるまで減
分、すなわちカウントダウンされる。ダウンカウンタ２
７８のカウントダウンが開始されてからダウンカウンタ
２７８が空になるまでの経過時間は、ＭＯＳＦＥＴ４２
が界磁巻線１４を励磁するために導通状態にバイアスさ
れている時間の長さと等しい。言いかえれば、ダウンカ
ウンタ２７８が空状態になるまでカウントダウンしてい
る間にＭＯＳＦＥＴ４２は電圧調整回路により導通状態
にバイアスされる。ダウンカウンタ２７８が空状態に達
すると、ＭＯＳＦＥＴ４２は非導通状態にバイアスさ
れ、サイクル中の後続する時点でダウンカウンタ２７８
にアップ／ダウンカウンタ２７０のデータが再びロード
されるまで、非導通状態のままである。このように、電
圧調整回路は界磁電流を一定の周波数でパルス幅変調す
る。すなわち、パルス幅、従ってＭＯＳＦＥＴ４２のオ
ン時間は変化させ、ＭＯＳＦＥＴ４２のオン時間は一定
の周波数で連続して起こる。ダウンカウンタ２７８がア
ップ／ダウンカウンタ２７０にあるカウントを、アップ
／ダウンカウンタ２７０のカウントがダウンカウンタ２
７８にロードされる時点のアップ／ダウンカウンタ２７
０のカウントの大きさの関数である界磁電圧のパルス幅
に繰返し変換することは以上の説明から明らかであろ
う。言いかえれば、アップ／ダウンカウンタ２７０のカ
ウントは繰返しサンプリングされ、アップ／ダウンカウ
ンタ２７０のサンプリングされるたびに、界磁電圧のパ
ルス幅はサンプリングされたときのアップ／ダウンカウ
ンタ２７０のカウントの関数となるように制御される。

アップ／ダウンカウンタ２７０にあるカウント（２進
数）の大きさは蓄電池３６の電圧の高さに従って変化さ
れる。蓄電池３６に印加される電圧が所望の調整電圧よ
り高いとき、アップ／ダウンカウンタ２７０は減分、す
なわちカウントダウンされ、蓄電池３６に印加される電
圧が所望の調整電圧より低いときにはアップ／ダウンカ
ウンタ２７０は増分、すなわちカウントアップされる。
蓄電池３６に印加される電圧が所望の調整電圧より低い
と仮定すると、アップ／ダウンカウンタ２７０はほぼ連
続的にカウントアップし、アップ／ダウンカウンタ２７
０のカウントの大きさは周期的にダウンカウンタ２７８
にロードされる。その結果、発生される界磁電圧のパル
スのパルス幅はアップ／ダウンカウンタ２７０がカウン
トアップして続けるにつれて徐々に大きくなる。界磁電
圧のパルス幅が徐々に大きくなると発電機１０の出力電
圧は上昇し、最終的には蓄電池３６に印加される電圧が
所望の調整電圧を越える。このとき、アップ／ダウンカ
ウンタ２７０は減分、すなわちカウントダウンされ、同
時にＭＯＳＦＥＴ４２は界磁電流を遮断するために非導
通状態にバイアスされる。蓄電池電圧が所望の調整電圧
を越えると、ＭＯＳＦＥＴ４２は非導通状態に維持さ
れ、アップ／ダウンカウンタ２７０は減分し続ける。界
磁電流が遮断されると、発電機１０の出力電圧は低下
し、最終的には蓄電池に印加される電圧が所望の調整電
圧より低く降下する。このとき、界磁巻線１４はその時
点でアップ／ダウンカウンタ２７０にある減分カウント
に対応するパルス幅で励磁され、アップ／ダウンカウン
タ２７０は今度は増分、すなわちカウントアップされ
る。発生される電圧が高すぎるときにＭＯＳＦＥＴ４２
を非導通状態にバイアスされたままに維持するのは、自
動車の負荷が発電機１０から急に除去又は遮断されたと
きに過電圧の発生を阻止するためである。アップ／ダウ
ンカウンタ２７０が満杯であるとき、記憶されている２
進数は界磁電圧の最大パルス幅に対応するアップ／ダウ
ンカウンタ２７０がクリア状態である。すなわち実質的
にカウントを有していないとき、ＭＯＳＦＥＴ４２はゼ
ロパルス幅を発生するために非導通状態にバイアスされ
る。アップ／ダウンカウンタ２７０に記憶される満杯状
態とクリア状態との間の全ての値においては、界磁電圧
のパルス幅はアップ／ダウンカウンタ２７０の２進数に
従って直線的に変化する。

本発明の電圧調整回路は以下に説明する４つの異なるモ
ードで動作することができる。発電機１０を駆動する機
関１６の回転速度が関連１６のアイドル速度より速いあ
る所定の速度を越えたとき、本発明の電圧調整回路は第
１の動作モードと呼ばれるモードで動作する。この第１
の動作モードにおいては、アップ／ダウンカウンタ２７
０は界磁電圧のパルス幅を制御することにより所望の調
整出力電圧を維持するように上述の方法で増分、減分さ
れる。この第１の動作モードでは、アップ／ダウンカウ
ンタ２７０が増分される周波数は減分されるときの周波
数と等しい。機関回転速度と関連するこの第１の動作モ
ードにおける動作に関して、本発明の電圧調整回路は、
当然のことながら機関回転速度と関連する発電機回転速
度を検出する。たとえば、以下の本発明の説明におい
て、この第１の動作モードの動作は発電機回転速度が３
０００ｒｐｍを越えたときに起こると仮定する。機関１
６と発電機１０を関連するベルトとプーリの速度比が約
3.5：１であると仮定すれば、これは約８５０ｒｐｍの
機関回転速度に対応する。従って、これらの速度を想定
したとき、導線１１４の高速信号は発電機回転速度が３
０００ｒｐｍを上回ったときに１つの値を有し、発電機
回転速度が３０００ｒｐｍより低下したときには別の値
を有する。所定の回転速度（３０００ｒｐｍ）は機関回
転速度（８５０ｒｐｍ）がアイドル速度より高い速度で
る。高速値は例として挙げたもので、特定の機関１６の
アイドル速度範囲及び特定の自動車の機関１６と発電機
１０の速度比に適合するように変えることもできる。い
ずれにせよ、ここでいう「所定の高速」は特定の機関に
ついて機関アイドル速度より速い発電機及び機の回転速
度を指す。

機関回転速度が８５０ｒｐｍの所定速度より低いとき、
言いかえれば、機関回転速度がアイドル範囲にあると
き、電圧調整回路は負荷応答モードとも呼ばれる第２の
モードで動作される。第２の動作モードにおいては、ア
ップ／ダウンカウンタ２７０が増分及び減分される速度
は第１の動作モードで起こる増分及び減分の速度と比べ
て低下される。この第２の動作モードの間に増分及び減
分の速度を低下するのは、発電機１０に大きな電気的負
荷が急に加えられたときの機関１６の振動又は失速を阻
止するためである。従って、大きな電気的負荷が加えら
れると、発電機１０の出力電圧は所望の調整電圧より低
く降下し、それによりアップ／ダウンカウンタ２７０は
増分されるので、界磁電圧のパルス幅は徐々に大きくな
る。この第２の動作モードにおける増分速度は機関１６
がアイドル速度範囲の上で動作しているときの増分速度
より低いので、界磁電流はゆっくりと増加され、そのた
め、機関１６にもゆっくりと電気的負荷が加えられるこ
とになる。、本質的には、ここで行なわれるのはスルー
レートの低下である。すなち、界磁電圧デューティサイ
クルの変化の時間速度は第１の動作モードと比べて低下
される。この負荷応答特性は、機関１６がアイドル速度
範囲を上回る速度で動作しているときは、機関１６及び
発電機１０の機械的慣性が大きな電気的負荷の印加を介
して機関１６を支持するので要求されない。この第２の
負荷応答動作モードの間のアップ／ダウンカウンタ２７
０の増分速度は減分速度より低い。

機関１６が発電機１０を駆動していない状態に相当する
第３の動作モードにおいては、発電機１０が機関１６に
より駆動されたならば発電機１０の出力電圧を発生させ
るのに十分な一定のデューティサイクルの電流が界磁巻
線１４に供給される。この動作モードは発電機１０を駆
動する機関１６の初期始動中に、すなわち、自動車の運
転者が機関１６を始動するためにイグニションスイッチ
を最初に閉成したときに起こる。本発明の電圧調整回路
は、発電機１０が回転されていないことを検出し、アッ
プ／ダウンカウンタ２７０のカウントを、たとえば２０
％であっても良い一定の界磁電圧デューティサイクルに
対応する一定の値クランプさせる。このデューティサイ
クルはストローブデューティ係数と呼ばれる。

第４の動作モードにおいては、本発明の電圧調整回路
は、発電機１０を駆動する機関１６が始動した後で失速
したときに電圧調整回路が全界磁状態になるのを阻止す
ることができる。機関１６が発電機１０を回転させるた
めにまず始動され、続いて機関１６が失速した場合、電
圧調整回路はアップ／ダウンカウンタ２７０をパルスに
よりリセットするように動作させる。その後、アップ／
ダウンカウンタ２７０は第３の動作モードに関連して先
に説明したストローブデューティ係数に戻るまで増分す
る。

以上の説明を考慮に入れて、次に第６図に示されるデジ
タル集積回路を説明する。第６図において、いくつかの
フリップフロップ、たとえばフリップフロップ３８０の
Ｄ端子に隣接して付されている符号１は、フリップフロ
ップのその特定の端子が１レベルにあること、すなわち
正電圧に接続されることを示す。

設定点比較器１６８の出力は負端トリガＤ形のフリップ
フロップ３１０のＤ端子に印加される。このフリップフ
ロップ３１０は第５図に示されるサンプルアンドホール
ド回路２７２に対応する。フリップフロップ３１０は信
号線又は導線３１２に接続され、フリップフロップ３１
０のＱ端子は導線３１４によりアップ／ダウンカウンタ
２７０に接続される。導線３１４の論理レベル（ハイ又
はロー）は、発電機１０の出力電圧が所望の調整電圧よ
り低いときはアップ／ダウンカウンタ２７０をカウント
アップモードにセットし、発電機１０の出力電圧が所望
の調整電圧より高いときにはカウントダウンモードにセ
ットするようなものである。導線３１４は導線３１６及
び３１８に接続される。

導線３１６はＤ形のフリップフロップ３２０に接続され
る。このフリップフロップ３２０のＤ出力端子は導線１
１６に接続され、Ｒ端子は信号線３２２に接続される。
導線３１４及び３１６の論理レベルと、フリップフロッ
プ３２０のＱ出力端子の論理レベルは、蓄電池３６に印
加される電圧が所望の調整電圧より高いときにＭＯＳＦ
ＥＴ４２を非導通状態にバイアスさせる可変制御信号が
導線１１６に発生されるようなものである。蓄電池３６
の電圧が所望の調整電圧より高い間はＭＯＳＦＥＴ４２
は非導通状態に維持され、この時点でアップ／ダウンカ
ウンタ２７０は減分される。

導線３１８はＡＮＤゲート３２４の１つの入力端子に接
続されると共に、インバータ３２８を介してＡＮＤゲー
ト３２６の１つの入力端子に接続される。ＡＮＤゲート
３２４及び３２６の出力端子はＯＲゲート３３０の入力
端子に接続され、ＯＲゲート３３０の出力端子はＤ形の
フリップフロップ３３２のＤ端子に接続される。フリッ
プフロップ３３２のＱ出力端子はアップ／ダウンカウン
タ２７０に接続され、アップ／ダウンカウンタ２７０を
フリップフロップ３３２から印加されるパルスの周波数
でカウントアップ又はカウントダウンさせるためにアッ
プ／ダウンカウンタにパルスを印加する。

ＡＮＤゲート３２４の１つの入力端子はＯＲゲート３３
４の出力端子に接続され、ＯＲゲート３３４の入力端子
はＡＮＤゲート３３６及び３３８にそれぞれ接続され
る。ＡＮＤゲート３３６の一方の入力端子は主分周器３
０２のＭＱ１１出力端子に接続され、ＡＮＤゲート３３
６の他方の入力端子はインバータを介して信号線３４０
に接続される。信号線３４０は導線１１４に接続され
る。導線１１４の、従って信号線３４０の高速信号の論
理レベルは発電機回転速度、従って機関回転速度が所定
速度より高いか又は低いかによって決まる。ＡＮＤゲー
ト３３８の入力端子の一方は信号線３４０に接続され、
他方の入力端子は主分周器３０２のＭＱ７出力端子に接
続される。

ＡＮＤゲート３２６の１つの入力端子はＯＲゲート３４
４の出力端子に接続され、ＯＲゲート３４４の入力端子
はＡＮＤゲート３４６及び３４８にそれぞれ接続され
る。ＡＮＤゲート３４６の一方の入力端子は主分周器３
０２の出力端子ＭＱ９に接続され、他方の入力端子はイ
ンバータにより信号線３４０に接続される。ＡＮＤゲー
ト３４８の一方の入力端子は出力端子ＭＱ７に接続さ
れ、他方の入力端子は信号線３４０に接続される。

アップ／ダウンカウンタ２７０の出力端子Ｑ０〜Ｑ６は
７つの入力としてＮＡＮＤゲート３５０に接続される。
アップ／ダウンカウンタ２７０とＮＡＮＤゲート３５０
を接続する信号線の１つはインバータ３５２を含む。Ｎ
ＡＮＤゲート３５０の出力端子はＡＮＤゲート３５４の
一方の入力端子に接続され、ＡＮＤゲート３５４の出力
端子はＯＲゲート３５６の入力端子の一方に接続され
る。ＡＮＤゲート３５４の他方の入力端子は信号線３５
８に接続され、この信号線３５８は導線１１２に接続さ
れる。導線１１２の、従って信号線３５８の回転信号の
論理レベルは、発電機１０が回転しているか否か、すな
わち機関１６が発電機１０を回転しているか否かはよっ
て決まる。ＯＲゲート３５６の他方の入力端子はＡＮＤ
ゲート３６０の出力端子に接続され、ＯＲゲート３５６
の出力端子はＡＮＤゲート３２４の入力端子の１つに接
続される。ＡＮＤゲート３６０の入力端子の一方はイン
バータを介して信号線３５８に接続され、他方の入力端
子は信号線３６２に接続される。この信号線３６２はＮ
ＡＮＤゲート３６４の出力端子に接続される。ＮＡＮＤ
ゲート３６４の入力端子の一方はアップ／ダウンカウン
タ２７０のＱ４出力端子に接続され、他方の入力端子は
アップ／ダウンカウンタ２７０のＱ３出力端子に接続さ
れる。

ＡＮＤゲート３２６の入力端子の１つは信号線３６８に
よりＮＯＲゲート３６６の出力端子に接続される。ＮＯ
Ｒゲート３６６のアップ／ダウンカウンタ２７０の出力
端子Ｑ０〜Ｑ６にそれぞれ接続される７つの入力端子を
有する。出力端子Ｑ０とＮＯＲゲート３６６の入力端子
の１つとの接続線はインバータ３６７を含む。

アップ／ダウンカウンタ２７０の出力端子Ｑ０〜Ｑ６は
ダウンカウンタ２７８のそれぞれ対応する入力端子Ｐ０
〜Ｐ６に接続される。ダウンカウンタ２７８の出力端子
ＤＱ０〜ＤＱ６は７つの入力としてＮＯＲゲート３７０
に接続される。ＮＯＲゲート３７０の出力端子は信号線
３３２に接続され、インバータ３７４を介して信号線３
７２に接続されると共に、インバータ３７４及び導線３
１２を介してフリップフロップ３１０に接続される。信
号線３７２はＡＮＤゲート３７６の一方の入力端子に接
続され、ＡＮＤゲート３７６の出力端子はダウンカウン
タ２７８に接続される。ＡＮＤゲート３７６の他方の入
力端子は主分周器３０２の出力端子ＭＱ１に接続され
る。

フリップフロップ３８０，３８２及び３８４は第６図に
示されるように接続される。フリップフロップ３８０は
出力端子ＭＱ８に接続され、フリップフロップ３８２及
び３８４は出力端子φｍに接続される。フリップフロッ
プ３８２及び３８４はＡＮＤゲート３８６の入力端子に
接続される。ＡＮＤゲート３８６の出力端子は信号線３
８８に接続され、この信号線３８８はフリップフロップ
３３２に接続される。フリップフロップ３８４のＱ_Ｂ端
子はダウンカウンタ２７８のＬＯＡＤ端子に接続される
と共に、信号線３９０によりフリップフロップ３２０に
接続される。以上挙げた素子は第５図に示される同期パ
ルス発生器２８６に対応する。これらの素子はデジタル
集積回路９０を同期動作させ、界磁電圧変調の基本周期
を決定する。

第６図ブロックとして示されているデジタルフィルタ２
９６の入力端子は導線１１８に接続される。デジタルフ
ィルタ２９６の出力端子は導線４０４に接続され、この
導線４０４はフリップフロップ４０６に接続される。フ
リップフロップ４０６，４０８，４１０，４１２及び４
１４は、第５図にはブロック線図の型で示され且つ図中
符号２９２により示されているデジタル回転速度計の一
部を形成する。これらのフリップフロップ４０６〜４１
４は全てＤ形フリップフロップであり、同じものであ
る。図示の便宜上、フリップフロップ４０８〜４１４に
は符号が記入されていないが、それらもフリップフロッ
プ４０６と全く同じである。導線１１８からデジタルフ
ィルタ２９６に印加される方形波入力は平滑な連続関数
ではなく、雑音を含む。この雑音を含む信号はデジタル
フィルタ２９６において調整され、グリッチが発生して
も、それが最小持続時間より短ければ無視される。この
最小持続時間より長いグリッチはデジタル回転速度計２
９２に供給される。

フリップフロップ４０８，４１０，４１２及び４１４は
ＮＡＮＤゲート４１６の入力端子にそれぞれ接続され
る。ＮＡＮＤゲート４１６の出力端子はフリップフロッ
プ４１８は接続される。フリップフロップ４１８及び４
２０は導線１１４に印加される論理レベル（ハイ又はロ
ー）を決定するので、いわゆる高速フリップフロップで
ある。このように、フリップフロップ４２０のＱ端子は
導線１１４に接続される。フリップフロップ４１８のＲ
端子は信号線４２２に、従ってフリップフロップ４０６
〜４１４のＲ端子に接続される。

フリップフロップ４２４及び４２６は導線１１２に印加
される論理レベル（ハイ又はロー）を決定するので、い
わゆる回転信号発生フリップフロップである。導線１１
２の回転信号は発電機１０が回転しているか否かによっ
て決まる。導線１１２はフリップフロップ４２６のＱ端
子と、導線又は信号線４２８とに接続される。

導線４２８はフリップフロップ４３０に接続される。フ
リップフロップ４３０はフリップフロップ４３０と共に
ある動作条件の下で失速信号を信号線４３４に供給す
る。信号線４３４はアップ／ダウンカウンタ２７０のＲ
ＥＳＥＴ端子に接続される。フリップフロップ４３２は
第６図に示されるようにφｍ出力信号を受信する。

フリップフロップ４３６及び４３８は、デジタル回転速
度計２９２が導線４０４の電圧パルスの入力端をカウン
トするように時間ウィンドーを発生する。フリップフロ
ップ４３８にはφｍ出力信号が印加される。フリップフ
ロップ４３６は信号線４４０により主分周器３０２の出
力端子ＭＱ１３に接続される。信号線４４２はフリップ
フロップ４３６をフリップフロップ４２６及び４２０に
接続する。

次に、第６図に示されるデジタル集積回路の、電圧調整
回路の様々な動作モードにおける動作を説明する。機関
１６は３０００ｒｐｍの所定速度を上回る速度で発電機
１０を駆動しており、さらに、（ダイオード整流交流）
発電機１０のブリッジ整流器２０により蓄電池３６に印
加される電圧は所望の調整電圧より低いものと仮定する
と、導線３１４の論理レベルはアップ／ダウンカウンタ
２７０をカウントアップモードにセットするようなレベ
ルとなる。この動作モードの間、導線１１４の高速信号
は信号線３４０を介してＡＮＤゲート３４８及び３３８
に印加される。発電機回転速度は所定速度を上回ってい
るので、信号線３４０の論理レベルはＡＮＤゲート３３
８及び３４８に出力端子ＭＱ７からＡＮＤゲート３２４
及び３２６に信号を供給させるようなレベルとなる。こ
の時点で、導線３１４の論理レベルはＡＮＤゲート３４
８を導通状態にバイアスさせるようなレベルとなるの
で、出力端子ＭＱ７からの信号の周波数を有するパルス
はアップ／ダウンカウンタ２７０によりカウントアップ
される。アップ／ダウンカウンタ２７０がカウントアッ
プするに従って、そのカウントは信号線３９０に発生さ
せる周期的ロード信号によってダウンカウンタ２７８に
周期的にロードされる。そこで、ダウンカウンタ２７８
は出力端子ＭＱ１の信号によりカウントダウンされ、前
述のように、ダウンカウンタ２７８がカウントダウンし
ている時間周期だけ界磁電圧が印加される。ダウンカウ
ンタ２７８のカウントダウン動作が終了すると、ＮＯＲ
ゲート３７０により信号が発生され、この信号は導線３
１２を介してフリップフロップ３１０に印加される。こ
れにより（サンプルアンドホールド）フリップフロップ
３１０はトリガされる。このような動作が行なわれるの
は、発電機１０の出力がリプルのためにきわめて高い雑
音を含み、界磁電流のスイッチング、従って蓄電池３６
に印加される電圧の瞬間的スナップショットを得ること
が困難であるためである。界磁電圧が印加されるとき、
それはリンギング現象を示すので、（サンプルアンドホ
ールド）フリップフロップ３１０がトリガされる時点に
よって、情報の良否が決定されると考えられる。最大の
安定性が見られる時点は、リンギングは減衰されたが界
磁電圧はまだ印加されているときである。これは、ダウ
ンカウンタ２７８がクリア状態まで減分したとき、従っ
て、（サンプルアンドホールド）フリップフロップ３１
０がトリガされるときに起こる。

電圧調整回路がいわゆる第１の動作モード（機関回転速
度は所定速度より高い）で動作していると仮定すると、
蓄電池３６に印加される電圧が所望の調整電圧より低い
間はアップ／ダウンカウンタ２７０はカウントアップし
続け、ダウンカウンタ２７８はロードされ、界磁電圧の
パルス幅を決定するためにカウントダウンされ続ける。
アップ／ダウンカウンタ２７０がカウントアップしてい
る間は、連続する界磁電圧パルスのパルス幅は徐々に大
きくなる。ダウンカウンタ２７８がゼロまでカウントダ
ウンするたびに、（サンプルアンドホールド）フリップ
フロップ３１０はその時点で導線１１０に存在する電圧
（ハイ又はロー）をサンプリングし、アップ／ダウンカ
ウンタ２７０がカウントアップすべきか又はカウントダ
ウンすべきかを決定する。繰返しにはなるが、要する
に、第６図に示される導線１１６に対する出力を決定す
る素子は第５図にブロック２７４として示される出力ラ
ッチを形成する。この出力ラッチ２７４はダウンカウン
タ２７８からの時間情報と、（サンプルアンドホール
ド）フリップフロップ３１０からの出力とを受取り、オ
ン時間、すなわちＭＯＳＦＥＴ４２のパルス幅を制御す
るパルスを出力する。出力ラッチ２７４は周期的な間隔
をおいてセットされ、ダウンカウンタ２７８がゼロまで
減分したときにリセットされる。出力ラッチ２７４がセ
ットされると、ダウンカウンタ２７８はアップ／ダウン
カウンタ２７０からロードされる。ダウンカウンタ２７
８は空状態まで減分されるとパルスを発生する。このパ
ルスは、ある遅延時間をおいて、ＭＯＳＦＥＴ４２を非
導通状態にバイアスし且つ（サンプルアンドホールド）
フリップフロップ３１０をトリガする。トリガされた
（サンプルアンドホールド）フリップフロップ３１０は
ＭＯＳＦＥＴ４２が非導通状態になる前に導線１１０の
設定点信号の電圧レベルをサンプリングするので、導線
１１０の電圧は界磁電圧がまた印加されているときにサ
ンプルされることになる。前述のように、この種の動作
は、界磁電圧のリンギングは減衰されたが界磁電圧はま
だ印加されているときに蓄電池電圧がサンプリングされ
るという点で最大の安定性を提供するものである。ダウ
ンカウンタ２７８はゼロカウントに達する時点からＭＯ
ＳＦＥＴ４２の遮断までの時間周期は数マイクロ秒であ
れば良いが、以下にこの遅延を得る方法を説明する。

蓄電池電圧が所望の調整電圧より低い間は界磁電圧のパ
ルス幅は徐々に大きくなるので、発電機１０の出力電圧
は上昇する。蓄電池３６に印加される電圧が所望の調整
電圧を越える点まで上昇すると、導線１１０の設定点信
号は状態、すなわち論理レベルを変え、フリップフロッ
プ３１０を介してアップ／ダウンカウンタ２７０をカウ
ントダウンモードにセットする。そこで、導線３１４の
信号はＭＯＳＦＥＴ４２を非導通状態にバイアスさせる
と共に、導線３１８に印加されるので、ＡＮＤゲート３
２４はＡＮＤゲート３３８からの出力端子ＭＱ７の出力
信号を阻止し、ＡＮＤゲート３２６はＡＮＤゲート３４
８からの出力端子ＭＱ７の出力信号を通過させる。従っ
て、アップ／ダウンカウンタ２７０は先にカウントアッ
プしたときと同じ周波数、すなわち出力端子ＭＱ７から
の信号の周波数でカウントダウンされる。ダウンカウン
タ２７８はカウントダウンされている間も周期的にロー
ドされ、カウントダウンするが、フリップフロップ３２
０をＭＯＳＦＥＴ４２が非導通状態に維持されるような
状態に維持するために導体３１４の信号が導線３１６を
介してフリップフロップ３２０のＤ入力端子に印加され
るので、ダウンカウンタ２７８はフリップフロップ３２
０に影響を及ぼさない。アップ／ダウンカウンタ２７０
はカウントダウンし続け、最終的には蓄電池３６に印加
される電圧は所望の調整電圧より低くなるまで低下し、
そこで、界磁電圧のパルス幅はその時点でアップ／ダウ
ンカウンタ２７０にある減分されたカウント値により決
定される。次にアップ／ダウンカウンタ２７０は増分さ
れ、連続する界磁電圧パルスのパルス幅は連続して増加
する。

先に概要を説明したいわゆる第２の動作モードは、機関
回転速度が所定値（たとえば８５０ｒｐｍ）を下回り、
通常、機関１６のアイドル速度範囲になければならない
動作モードである。前述のように、この動作モードを負
荷応答モードということもできる。この動作モードにお
いては、アップ／ダウンカウンタ２７０のカウントアッ
プとカウントダウンの速度が第１の動作モードの間に使
用されるカウント速度（出力端子ＭＱ７からの信号）と
比べ低下される。機関回転速度が所定値より降下する
と、導線１１４の高速信号はその状態、すなわちレベル
を変える。この高速信号は信号線３４０に印加され、Ａ
ＮＤゲート３３６に出力端子ＭＱ１１からの信号を通過
させると共に、ＡＮＤゲート３４６に出力端子ＭＱ９か
らの信号を通過させる。従って、アップ／ダウンカウン
タ２７０は出力端子ＭＱ１１からの信号の周波数でカウ
ントアップされ、出力端子ＭＱ９からの信号の周波数で
カウントダウンされる。これらの周波数は共に出力端子
ＭＱ７からの信号の周波数より低く、出力端子ＭＱ１１
からの信号の周波数は出力端子ＭＱ９からの信号の周波
数より低い。従って、アップ／ダウンカウンタ２７０は
この第２の動作モードにおいては負荷応答制御を実行す
るために第１の動作モードと比べて遅い速度でカウント
アップ、カウントダウンされる。さらに、この第２の動
作モードでは、アップ／ダウンカウンタ２７０はカウン
トダウンされるとき（出力端子ＭＱ９からの信号）より
遅い速度でカウントアップされる（出力端子ＭＱ１１か
らの信号）。

いわゆる第３の動作モードは、発電機１０が回転してい
ない、すなわち機関１６により駆動されていない動作モ
ードである。発電機１０が回転されていない動作状態の
１つは、自動車の運転者が最初にイグニションスイッチ
を閉成し、機関１６を回転させるためにスタータを動作
させた状況である。この動作モードにおいては、界磁電
圧のパルス幅は一定の最小パルス幅、すなわち、たとえ
ば２０％デューティサイクルであっても良い一定の最小
デューティサイクルに維持される。この最小デューティ
サイクルはストローブデューティ係数と呼ばれており、
発電機１０が回転していないときにアップ／ダウンカウ
ンタ２７０にクランプを加えることにより実現される。
すなわち、導線１１２は信号線３５８に接続され、信号
線３５８はＡＮＤゲート３５４の一方の入力端子に接続
されると共に、インバータを介してＡＮＤゲート３６０
の一方の入力端子に接続される。アップ／ダウンカウン
タ２７０は出力端子ＭＱ１１からの信号によりカウント
アップされるが、アップ／ダウンカウンタ２７０が所定
のカウントに達すると、ＮＡＮＤゲート３６４の出力
は、ＡＮＤゲート３２４にアップ／ダウンカウンタ２７
０の出力端子ＭＱ１１からの信号のパルスによるそれ以
上のカウントアップ動作を阻止させるためにＡＮＤゲー
ト３６０にＡＮＤゲート３２４に対して信号を印加させ
るようなレベルとなる。従って、アップ／ダウンカウン
タ２７０は所定のカウントアップ状態でクランプされ、
次に、この固定カウントは界磁電圧の一定パルス幅（２
０％デューティサイクル）をセットするために使用され
る。そこで、ダウンカウンタ２７８はアップ／ダウンカ
ウンタ２７０にある一定の最小デューティサイクルカウ
ントをロードされ、界磁巻線１４に一定の最小デューテ
ィサイクル界磁電圧パルスを供給するためにカウントダ
ウンされる。このように、連続して発生するパルス幅電
圧パルスはこの第３の動作モードの間に界磁巻線１４に
印加される。

機関１６が発電機１０を駆動し始めると、導線１１２の
論理レベルは状態を変え、電圧調整回路を第２の動作モ
ードで、すなわち負荷応答モードで動作させる。機関１
６が所定の高速、すなわちアイドル速度範囲を上回る速
度まで加速されると、導線１１４の論理レベルは状態を
変えて、電圧調整回路を第１のモードで動作させる。

第４の動作モードは失速制御モードということができ
る。機関１６が発電機１０を駆動し始めると、導線１１
２に発生される回転信号はアップ／ダウンカウンタ２７
０にパルスを印加させる。このパルスの周波数は機関回
転速度が所定の高速を上回っているか又は下回っている
かによって決まる。機関１６が失速すべきであれば、発
電機１０は駆動されなくなり、導線１１２の回転信号は
状態を変える。蓄電池３６の電圧は蓄電池電圧のみにな
るので、検出電圧は所望の調整電圧より低く、従って、
この状態が維持していて良いならば、ＭＯＳＦＥＴ４２
は導通状態にバイアスされたままになると考えられる。
これを阻止するために、電圧調整回路の論理は、回転が
検出された（導線１１２の回転信号）後に回転がない
（機関失速）ことを支持するために導線１１２の信号が
状態を変えた場合、アップ／ダウンカウンタ２７０はア
ップ／ダウンカウンタ２７０のＲＥＳＥＴ端子に接続さ
れる信号線４３４に発生されるパルスによりリセットさ
れるように構成される。そこで、アップ／ダウンカウン
タ２７０はストローブデューティ係数（２０％）まで増
分して戻るので、磁界は上述の第３の動作モードと同じ
ように最小デューティサイクルで励磁される。

界磁電圧のパルス幅変調に関して、基本タイミング周期
は、ローディングパルスが発生するたびにＭＯＳＦＥＴ
４２が導通状態にバイアスされることから、連続するロ
ーディングパルスの間の時間周期である。ＭＯＳＦＥＴ
４２が導通状態にバイアスされるローディングパルスの
間のこの時間周期（ダウンカウンタ２７８のカウントダ
ウン時間）のパーセンテージはパーセントデューティサ
イクルに相当する。信号線３９０のロードパルスは連続
するローデイングパルスの間の等しい時間周期によって
一定の周波数で発生する。

アップ／ダウンカウンタ２７０はインバータ３５０及び
それと関連する論理素子により形成される上方クランプ
と、インバータ３６７及びそれと関連する論理素子によ
り形成される下方クランプとを有する。これらのクラン
プはカウンタのロールオーバーを阻止し、ゼロ±１のカ
ウント（…１１１及び…００１）のカウンタ値でカウン
タロック信号をロックアウトする。従って、アップ／ダ
ウンカウンタ２７０は満杯状態までカウントアップして
はならず、上方クランプにより許容される大きさまでカ
ウントアップしたときは、その大きさは界磁電圧のデュ
ーティサイクルが１２７／１２８×１００パーセント、
すなわち約９９％であるようなものである。デューティ
サイクルが９９％のとき、ＭＯＳＦＥＴ４２のオフ時間
は１％であるので、基本時間周期（信号線３９０のロー
ドパルスの間の時間）の１％についてＭＯＳＦＥＴ４２
は非導通状態にバイアスされる。ＭＯＳＦＥＴ４２が非
導通状態にバイアスされると、コンデンサ１２０は第４
図に示される倍電圧器２００により充電される。１％の
オフ時間はコンデンサ１２０を完全に充電するのに十分
である。従って、アップ／ダウンカウンタ２７０の上方
クランプは、電圧調整回路が９９％の最大デューティサ
イクルで動作しているときにコンデンサ１２０を充電す
るのに十分な時間が与えられるように保証する。

下方クランプにより提供される最小デューティサイクル
は約１／１２８×１００パーセント、すなわち約0.7パ
ーセントとすることができる。前述のように、導線１１
０の設定点信号の電圧レベル（ハイ又はロー）をサンプ
リングするために（サンプルアンドホールド）フリップ
フロップ３１０がトリガされる時間と、ＭＯＳＦＥＴ４
２が非導通状態にバイアスされる時間との間には、界磁
電圧がまだ印加されている間に導線１１０の電圧がサン
プリングされるように数マイクロ秒の遅延時間がある。
ＭＯＳＦＥＴ４２を非導通状態にバイアスするときのこ
の遅延時間はフリップフロップの遅延と、ＭＯＳＦＥＴ
４２のゲートキャパシタンスとにより発生される。

フェイルセーフ比較器１６４（第２図）が電圧調整回路
を制御しているとき、直流電圧出力端子２４は蓄電池３
６から遮断され且つ導線５２は電圧調整回路に適正に接
続されているため、導線５３により検出される電圧レベ
ルは１２ボルトの蓄電池電圧のみである。これは１４ボ
ルトの所望の調整電圧より低いので、導線１１０の設定
点信号は低蓄電池電圧状態を継続して支持する。その結
果、アップ／ダウンカウンタ２７０は連続的にカウント
アップするようにセットされ、最終的に最大クランプ値
までカウントアップする。これにより、電圧調整回路
は、アップ／ダウンカウンタ２７０のカウントに関する
限り、９９％の最大界磁電圧デューティサイクルで動作
しようとするが、接続点１６２の検出出力電圧が接続点
１４８の基準電圧を越えるたびに、フェイルセーフ比較
器１６４の出力はＭＯＳＦＥＴ４２を非導通状態にバイ
アスさせる。従って、アップ／ダウンカウンタ２７０の
カウントにより要求された９９％の界磁電圧デューティ
サイクルはＭＯＳＦＥＴ４２の周期的スイッチングによ
りさらに短いパルス幅、すなわちにさらに短いデューテ
ィサイクルに分断される。

本発明の以上の説明において、アップ／ダウンカウンタ
２７０のカウントはダウンカウンタ２７８に周期的にロ
ードされ、次にカウントダウンされることを指摘した。
このローディングが起こるとき、アップ／ダウンカウン
タ２７０にあるカウントはダウンカウンタ２７８のロー
ディングによって変化せず、アップ／ダウンカウンタ２
７０は場合に応じてカウントアップ又はカウントダウン
し続ける。言いかえれば、ダウンカウンタ２７８の周期
的ローディングはアップ／ダウンカウンタ２７０のカウ
ントの大きさに影響を及ぼさない。

ストローブデューティサイクル（２０％デューティサイ
クル）の目的は、前述の第３及び第４の動作モードの間
にＭＯＳＦＥＴ４２が処理しなければならない電流を制
限することである。

不足電圧比較器１７０に関して、接続点１６０からその
負端子に印加される電圧はほぼ平坦に温度補償されてい
る、すなわち温度の変化に伴なってほとんど変化しない
電圧である。

従って、本発明は先行技術と比べて、界磁電流をより精
密にパルス幅制御することが可能なデジタル（アップ／
ダウン）カウンタを使用するという利点を有し、電圧調
整回路がブリッジ調流器からのリプル電圧により受ける
影響は少ない。デジタル制御方法の利用により、本発明
は、界磁電流がゆっくりと増加し、それによって急激な
電気的負荷の印加を阻止する負荷応答制御を実施するこ
とができる。さらに、本発明は４つの異なるモードにお
ける動作が可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明に従って構成された自動車用電気回路
の電圧調整回路の概略的な回路図、 第２図は、第１図に示される電圧調整回路の一部を形成
するリニア集積回路チップの概略的な回路図、 第３図は、第２図にブロック線図の形で示されるセンス
セレクタの概略的な回路図、 第４図は、第２図にブロック線図の形で示される倍電圧
器の概略的な回路図、 第５図は、第１図に示されるデジタル集積回路の動作を
示すブロック線図、及び 第６図は、第１図及び第５図に示されるデジタル集積回
路のさらに詳細なブロック線図である。 １０……発電機，１２……固定子巻線，１４……界磁巻
線，１６……機関，２０……ブリッジ整流器，２４……
直流電圧出力端子，３０……接地直流電圧出力端子，３
６……蓄電池，４２……ＭＯＳＦＥＴ，５０……蓄電池
電圧検出回路，６０……電圧検出回路，５０Ｅ，６０Ｅ
……温度応答サーミスタ，５６……リニア集積回路，９
０……デジタル集積回路，１２０……コンデンサ，１２
４……内部電圧調整器，１３８〜１４６……抵抗器，１
６４……フェイルセーフ比較器，１６６……過電圧比較
器，１６８……設定点比較器，１７０……不足電圧比較
器，１７２……センスセレクタ，２００……倍電圧器，
２７０……アップ／ダウンカウンタ，２７２……サンプ
ルアンドホールド回路，２７４……出力ラッチ，２７８
……ダウンカウンタ，２８６……同期パルス発生器，２
９２……デジタル回転速度計，３０２……主分周器，３
５２……インバータ。

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】固定子巻線（１２）に接続され、固定子巻
   線の出力電圧の大きさの関数である検出電圧を発生する
   電圧検出回路（５０、６０、１７２）と；固定子巻線に
   接続され、設定点基準電圧を発生する基準電圧手段（１
   ２４、１３８〜１４６）とを具備する、固定子巻線（１
   ２）及び界磁巻線（１４）を有する発電機（１０）の電
   圧調整回路において、 アップ／ダウンカウンタ（２７０）と；検出電圧及び設
   定点基準電圧に応答し、検出電圧が設定点基準電圧より
   低いときはアップ／ダウンカウンタを増分し、検出電圧
   が設定点基準電圧より高いときにはアップ／ダウンカウ
   ンタを減分する設定点比較器（１６４）と；固定子巻線
   に接続された磁界励磁回路であって、界磁巻線と直列に
   接続される半導体スイッチ（４２）を含むものと；アッ
   プ／ダウンカウンタのカウントの大きさを所定の周波数
   で繰り返しサンプリングするダウンカウンタ（２７８）
   と；検出電圧が設定点基準電圧より高いときは半導体ス
   イッチを非導通状態にバイアスし、検出電圧が設定点基
   準電圧より低い期間中、アップ／ダウンカウンタがサン
   プリングされるたびに、アップ／ダウンカウンタがサン
   プリングされた時点のアップ／ダウンカウンタのカウン
   トの大きさの関数である時間周期だけ半導体スイッチを
   導通状態にバイアスする出力ラッチ（２７４）とを具備
   することを特徴とする回路。
2. 【請求項２】特許請求の範囲第１項記載の電圧調整回路
   において、 設定点比較器（１６４）は、検出電圧が設定点基準電圧
   より低いときは第１の大きさの設定点信号を発生し、検
   出電圧が設定点基準電圧より高いときには第２の異なる
   大きさの設定点信号を発生することを特徴とし；設定点
   信号を周期的にサンプリングし、設定点信号が第１の大
   きさを有するときはアップ／ダウンカウンタ（２７０）
   が増分され且つ設定点信号が第２の大きさを有するとき
   にはアップ／ダウンカウンタが減分されるようにアップ
   ／ダウンカウンタに接続されるサンプルアンドホールド
   回路（２７２）を具備し、ダウンカウンタ（２７８）
   は、半導体スイッチ（４２）が導通している時点で、半
   導体スイッチ（４２）が非導通状態に駆動される時点の
   直前に、サンプルアンドホールド回路に設定点信号をサ
   ンプリングさせ、それにより、サンプルアンドホールド
   回路は界磁巻線（１４）が励磁されている時点で設定点
   信号をサンプリングすることを特徴とする回路。
3. 【請求項３】特許請求の範囲第２項記載の電圧調整回路
   において、 ダウンカウンタ（２７８）に結合され、アップ／ダウン
   カウンタ（２７０）のカウントの大きさをダウンカウン
   タに周期的に転送させ且つダウンカウンタを所定の状態
   までカウントダウンさせる同期パルス発生器（２８６）
   を具備し、同期パルス発生器により発生されるタイミン
   グパルスは一定の周波数であり、パルス間に一定の所定
   の大きさの時間周期を規定し；構成は、タイミングパル
   スが発生したときに半導体スイッチ（４２）を導通状態
   にバイアスし、ダウンカウンタが所定の状態にカウント
   ダウンするまで導通状態に維持し、半導体スイッチを導
   通状態に維持する時間周期はカウントがダウンカウンタ
   に転送されたときのアップ／ダウンカウンタのカウント
   の関数であり且つ同期パルス発生器により発生されるタ
   イミングパルスの間の時間周期のあるパーセンテージで
   あり、さらに、ダウンカウンタが所定の状態までカウン
   トダウンしたときにサンプルアンドホールド回路に設定
   点信号をサンプリングするような構成であることを特徴
   とする回路。
4. 【請求項４】特許請求の範囲第３項記載の電圧調整回路
   において、 出力ラッチ（２７４）は設定点信号が第２の大きさを有
   するときに半導体スイッチ（４２）を非導通状態にバイ
   アスし、構成は、設定点信号が第１の大きさを有すると
   き、半導体スイッチはタイミングパルスが発生した時点
   で導通状態にバイアスされるようなものであることを特
   徴とする回路。
5. 【請求項５】特許請求の範囲第１項から第４項のいずれ
   か１項に記載の電圧調整回路において、 発電機回転速度に応答し、発電機回転速度が所定値を上
   回るとき、アップ／ダウンカウンタ（２７０）が増分さ
   れる速度を発電機回転速度が所定値を下回るときより高
   くするデジタル回転速度計（２９２）を具備することを
   特徴とする回路。
6. 【請求項６】特許請求の範囲第５項記載の電圧調整回路
   において、 デジタル速度計（２９２）は、発電機（１０）が回転し
   ていないとき、アップ／ダウンカウンタ（２７０）を所
   定の大きさの限界カウントまで増分するように動作し、
   それにより、界磁巻線（１４）はアップ／ダウンカウン
   タの一定の大きさの限界カウントに対応する一定のデュ
   ーティサイクルで励磁されることを特徴とする回路。
7. 【請求項７】特許請求の範囲第６項記載の電圧調整回路
   において、 デジタル回転速度計（２９２）は、発電機（１０）が初
   期回転に続いて失速する動作状態に応答して、アップ／
   ダウンカウンタ（２７０）を限界カウントまで動作させ
   ることを特徴とする回路。
8. 【請求項８】特許請求の範囲第１項から第７項のいずれ
   か１項に記載の電圧調整回路において、 固定子巻線（１２）に接続され、一方が接地される正及
   び負の直流電圧出力端子（２４、３０）を有するブリッ
   ジ整流器（２０）であって、磁界励磁回路は直流電圧出
   力端子の間に接続され、半導体スイッチはソースと、ド
   レインと、ゲートとを有する電界効果トランジスタ（４
   ２）から構成され、界磁巻線（１４）は電界効果トラン
   ジスタのソースとブリッジ整流器の接地された直流電圧
   出力端子との間に接続されるものと；ブリッジ整流器の
   直流電圧出力端子及び電界効果トランジスタのゲートに
   接続され、ドレインに印加される電圧より高いゲート駆
   動電圧をゲートに時折印加し、それにより電界効果トラ
   ンジスタをそのドレインとソースとの間で導通状態にバ
   イアスする電圧増倍回路（２００）であって、電圧増倍
   回路は、電界効果トランジスタが非導通状態にバイアス
   されたときにブリッジ整流器から充電されるように接続
   され且つ電界効果トランジスタが導通状態にバイアスさ
   れるべきときはゲート駆動電圧を供給するためにブリッ
   ジ整流器の電圧に追加するように接続されるコンデンサ
   （１２０）を含み、出力ラッチ（２７４）は、電界効果
   トランジスタのゲート電圧を電界効果トランジスタが導
   通状態又は非導通状態のいずれかにバイアスされるよう
   に変化させる作用をする可変制御信号を電圧増倍回路に
   印加するもので；アップ／ダウンカウンタ（２７０）が
   達成できるカウントを、電界効果トランジスタが非導通
   状態にバイアスされる時間周期をコンデンサを完全に充
   電するのに十分なほど長くする大きさに制限するインバ
   ータ（３５２）とを具備することを特徴とする回路。
9. 【請求項９】特許請求の範囲第８項記載の電圧調整回路
   において、 ブリッジ整流器（２０）の直流電圧出力端子（２４、３
   ０）に接続される蓄電池（３６）を具備し、電圧検出回
   路は、蓄電池に接続される第１の感温回路素子（５０
   Ｅ）を有する第１の分圧器（５０）と、ブリッジ整流器
   の直流電圧出力端子に接続される第２の感温回路素子
   （６０Ｅ）を有する第２の分圧器（６０）と、第１の分
   圧器に印加される電圧の大きさが所定値より大きいとき
   は第１の分圧器の接続点（５４）を設定点比較器（１６
   ８）に接続し、第１の分圧器に印加される電圧が所定値
   より小さいときには第２の分圧器の接続点（６４）を設
   定点比較器に接続するセンスセレクタ（１７２）とを含
   み、それにより、設定点比較器に印加される検出電圧は
   第１の分圧器により発生される電圧又は第２の分圧器に
   より発生される電圧のいずれかとなることを特徴とする
   回路。