JP2007060795A - 車両用交流発電機の出力電圧制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】リップル成分を含む発電機出力電圧を、基準電圧により近づけることが可能な車両用交流発電機の出力電圧制御装置を提案する。
【解決手段】所定時間幅の制御周期を繰返し、それぞれの制御周期の中で、制御された時間幅のオン期間に、前記車両用交流発電機に界磁電流を供給するように制御する。制御装置は、リップル成分を含む検出電圧を基準電圧と比較し、検出電圧がそのリップル成分により基準電圧よりも低くなった各低出力区間のそれぞれで、有効比較出力を出力する比較回路と、各制御期間の中に設定されたカウント可能期間において、有効比較出力に基づき、各低出力区間のそれぞれで、カウント値を加算しながらそのカウント値をカウントアップするオン期間カウンターと、各制御周期の中のカウント可能期間における最終カウント値を記憶するメモリ回路とを有する。
【選択図】図１

Description

この発明は、自動車などの車両に搭載される車両用交流発電機の出力電圧制御装置に関するものである。

車両用交流発電機は、車両に搭載されたエンジンにより駆動されるので、その発電機出力電圧は、制御されないときには、エンジン回転数に応じて変化する。この発電機出力電圧をエンジン回転数が上昇した場合にも、所定の電圧範囲に制御するために、出力電圧制御装置が使用される。この車両用交流発電機の出力電圧制御装置として、固定周波数タイプの出力電圧制御装置が、例えば米国特許４，３８８，５８６号明細書に開示されている。この固定周波数タイプの出力電圧制御装置は、所定時間幅の制御周期を繰り返し、それぞれの制御周期の中で、交流発電機の界磁電流のオン期間を制御し、発電機出力電圧を調整する。

前記固定周波数タイプの出力電圧制御装置は、例えばフリップフロップと、電圧検出回路と、比較回路を含んでいる。フリップフロップは、所定時間幅の各制御周期の開始時点において、界磁電流のオン期間を開始する。電圧検出回路は、発電機出力電圧に対応した検出電圧を出力する。比較回路は、検出電圧を基準電圧と比較し、各制御周期の中で、検出電圧が基準電圧よりも小さいときに、フリップフロップがオン期間を継続するように制御するが、検出電圧が基準電圧よりも大きくなった時点で、フリップフロップを反転させ、オン期間を終了させる。この固定周波数タイプの出力電圧制御装置は、所定時間幅の各制御周期に同期して、界磁電流を制御するので、例えばマイクロコンピュータで容易に制御できる利点がある。

米国特許４，３８８，５８６号明細書

ところで、車両用交流発電機には、その交流出力電圧を直流電圧に変換する整流ユニットが付設されるので、この整流ユニットの出力側で得られる発電機出力電圧は、整流ユニットの整流動作に起因したリップル成分を含む。電圧検出回路も整流ユニットの出力側に接続されるので、電圧検出回路によって出力される検出電圧も、リップル成分を含む。このリップル成分を含む検出電圧では、そのリップル成分が検出電圧の瞬時値を増大させる結果をもたらすため、結果として、オン期間が短く制御され、発電機出力電圧が基準電圧に対して、相対的に低い値に制御され、発電機出力電圧の電圧値を充分に大きくできない不都合が生じる。

この発明は、このような不都合を改善し、リップル成分を含む検出電圧を用いながら、基準電圧との偏差の少ない発電機出力電圧を得ることができる車両用交流発電機の出力電圧制御装置を提案するものである。

この発明による車両用交流発電機の出力電圧制御装置は、交流出力電圧を整流する整流ユニットを有し、この整流ユニットからリップル成分を含む発電機出力電圧を出力する車両用交流発電機の出力電圧制御装置であって、所定時間幅の制御周期を繰返し、それぞれの制御周期の中で、制御された時間幅のオン期間に、前記車両用交流発電機に界磁電流を供給するように制御する制御ユニットを備え、この制御ユニットは、前記発電機出力電圧を検出し、リップル成分を含む検出電圧を出力する電圧検出回路と、前記リップル成分を含む検出電圧を基準電圧と比較し、前記検出電圧がそのリップル成分により前記基準電圧よりも低くなった各低出力区間のそれぞれで、有効比較出力を出力する比較回路と、前記各制御期間の中に設定されたカウント可能期間において、前記有効比較出力に基づき、前記各低出力区間のそれぞれで、カウント値を加算しながらそのカウント値をカウントアップするオン期間カウンターと、前記各制御周期の中の前記カウント可能期間における最終カウント値を記憶するメモリ回路とを有し、前記制御ユニットは、前記各制御周期における前記最終カウント値に基づいて、それぞれ次の前記各制御周期における前記オン期間の時間幅を決定することを特徴とする。

この発明による車両用交流発電機の出力電圧制御装置は、リップル成分を含む検出電圧を基準電圧と比較し、前記検出電圧がそのリップル成分により前記基準電圧よりも低くなった各低出力区間のそれぞれで、有効比較出力を出力する比較回路と、前記各制御期間の中に設定されたカウント可能期間において、前記有効比較出力に基づき、前記各低出力区間のそれぞれで、カウント値を加算しながらそのカウント値をカウントアップするオン期間カウンターと、前記各制御周期の中の前記カウント可能期間における最終カウント値を記憶するメモリ回路とを有するので、前記各低出力区間のそれぞれでオン期間カウンターのカウント値をカウントアップすることができ、検出電圧を、より基準電圧に近づけるように制御して、基準電圧との偏差の少ない発電機出力電圧を得ることができる。

以下この発明によるいくつかの実施の形態について、図面を参照しながら説明する。

実施の形態１．
図１は、この発明による車両用交流発電機の出力電圧制御装置の実施の形態１を示す電気回路図である。図２は、この実施の形態１の各部分のパルス信号波形を示す波形図である。図３は、実施の形態１におけるオン期間カウンターのカウント動作とそれに基づくオン期間決定動作を示す波形図である。

この実施の形態１による車両用交流発電機の出力電圧制御装置は、図１に示すように、車両用交流発電機１０と、制御ユニット２０と、車載バッテリ６０と、車両電気負荷７０を含んでいる。車両用交流発電機１０は、電機子コイル１１と、整流ユニット１３と、界磁コイル１５を有する。この車両用交流発電機１０は、例えば回転界磁形の交流発電機であり、界磁コイル１５を有する回転子が、車両に搭載されたエンジンにより駆動され、この回転子の回転に基づいて、電機子コイル１１に交流電圧を発生する。

電機子コイル１１は、三相電機子コイルであり、三相の各相の電機子コイル１１ａ、１１ｂ、１１ｃを有し、これらの電機子コイル１１ａ、１１ｂ、１１ｃは星型接続される。整流ユニット１３は、車両用交流発電機１０に付属する三相全波整流ユニットであり、正側の３個のダイオードと、負側の３個のダイオードで構成され、３つの交流入力端子１３ａ、１３ｂ、１３ｃと、一対の直流出力端子１３ｐ、１３ｎを有する。各交流入力端子１３ａ、１３ｂ、１３ｃは、各相の電機子コイル１１ａ、１１ｂ、１１ｃに接続される。一対の直流出力端子１３ｐ、１３ｎの間には、発電機出力電圧Ｖｇが出力される。出力端子１３ｎは、基準電位点に接続される。

整流ユニット１３は、各相の電機子コイル１１ａ、１１ｂ、１１ｃに発生する三相交流電圧を三相全波整流する。発電機出力電圧Ｖｇは、直流出力端子１３ｐを正極、直流出力端子１３ｎを負極とする直流電圧であるが、リップル成分Ｖｒを含む。このリップル成分Ｖｒは、三相交流電圧を全波整流することに起因して生成される。

直流出力端子１３ｐ、１３ｎには、界磁コイル１５、制御ユニット２０、車載バッテリ６０、車両電気負荷７０が接続される。発電機出力電圧Ｖｇは、制御ユニット２０により、所定の電圧値範囲に調整され、界磁コイル１５、車載バッテリ６０、および車両電気負荷７０に供給される。車載バッテリ６０は、発電機出力電圧Ｖｇにより充電される。界磁コイル１５は、車載バッテリ６０または発電機出力電圧Ｖｇにより励磁される。車両電気負荷７０は、エンジンに付属するイグナイタ、ランプ、エアコンなどを含み、車載バッテリ６０または発電機出力電圧Ｖｇにより給電される。

制御ユニット２０は、発電機出力電圧Ｖｇを制御する電圧制御ユニットであり、還流ダイオード２１、界磁制御トランジスタ２３および制御回路３０を有する。還流ダイオード２１は、界磁コイル１５と並列に接続される。界磁制御トランジスタ２３は、界磁コイル１５と直列に接続され、界磁コイル１５に流れる界磁電流をオンオフ制御し、発電機出力電圧Ｖｇを調整する。この界磁制御トランジスタ２３は、例えばゲート絶縁形バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）またはパワーバイポーラトランジスタにより構成される。図１に実施の形態１では、ソースＳ、ドレインＤ、ゲートＧを有するＩＧＢＴが使用される。ソースＳは基準電位点に接続され、ドレインＤが界磁コイル１５に接続される。

制御回路３０は、固定周波数タイプの出力電圧制御回路である。この制御回路３０は、フリップフロップ３１と、フリーランカウンター３３と、トリガーパルス発生回路３５と、オン期間制御回路４０とを有する。フリップフロップ３１は、例えばＲＳ形フリップフロップであり、出力Ｑと、セット入力Ｓと、リセット入力Ｒを有する。このフリップフロップ３１の出力Ｑは、界磁制御トランジスタ２３のゲートＧに接続されており、出力Ｑから界磁制御トランジスタ２３のゲートＧへ界磁駆動パルス信号ＤＦＣを供給する。

フリップフロップ３１のセット入力Ｓには、ＦＦセットパルス信号ＳＦＦが入力され、またそのリセット入力Ｒには、ＦＦリセットパルス信号ＲＦＦが入力される。このフリップフロップ３１は、セットパルス信号ＳＦＦがハイレベルとなったときに、出力Ｑの界磁駆動パルス信号ＤＦＣがハイレベルとなり、界磁制御トランジスタ２３をオン動作させる。またＦＦリセットパルス信号ＲＦＦがハイレベルとなったときに、出力Ｑの界磁駆動パルス信号ＤＦＣがロウレベルとなり、界磁制御トランジスタ２３をオフ動作させる。

図２は、図１に示す実施の形態１の各部分におけるパルス信号波形を示す。図２（ａ）は、フリップフロップ３１から界磁制御トランジスタ２３に向けて出力される界磁駆動パルス信号ＤＦＣを、図２（ｂ）は、トリガーパルス発生回路３５からフリップフロップ３１に向けて出力されるＦＦセットパルス信号ＳＦＦを、図２（ｃ）は、同じくトリガーパルス発生回路３５からオン期間制御回路４０に向けて出力されるカウンタリセットパルス信号ＲＣＴを、また図２（ｄ）は、同じくトリガーパルス発生回路３５からオン期間制御回路４０に向けて出力されるメモリ転送許可パルス信号ＴＡＭを、図２（ｅ）は、オン期間制御回路４０からフリップフロップ３１に向けて出力されるＦＦリセットパルス信号ＲＦＦをそれぞれ示す。

図２（ａ）に示す界磁駆動パルス信号ＤＦＣは、制御ユニット２０に複数の制御周期Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、・・・を与える。これらの各制御周期Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、・・・は、互いに同じ時間幅Ｔ０を持ち、繰返し、連続して与えられる。界磁駆動パルス信号ＤＦＣは、各制御周期Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、・・・の開始時点ｔｓにおいて、ハイレベルとなり、オン期間Ｔｏｎ１、Ｔｏｎ２、Ｔｏｎ３、・・・を開始する。界磁駆動パルス信号ＤＦＣは、各制御周期Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、・・・において、制御されたオン期間Ｔｏｎ１、Ｔｏｎ２、Ｔｏｎ３、・・・にハイレベルを維持し、各オン期間Ｔｏｎ１、Ｔｏｎ２、Ｔｏｎ３、、、の終了時点ｔｆ１、ｔｆ２、ｔｆ３、・・・においてロウレベルに復帰する。各制御周期Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、・・・が、すべて同じ時間幅Ｔ０であるので、制御ユニット２０は固定周波数タイプの制御ユニットを構成する。オン期間Ｔｏｎ１、Ｔｏｎ２、Ｔｏｎ３、・・・の時間幅は、オン期間制御回路４０により決定される。

フリーランカウンター３３は、１つの入力ａと２つの出力ｂ、ｃを有する。入力ａはクロック入力であり、この入力ａにはクロック信号ＣＣが入力される。出力ｂ、ｃは、ともにフリーランカウンター３３のカウント値ＣＴＦを出力する。このフリーランカウンター３３は、各制御周期Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、・・・毎に、開始時点ｔｓでリセットされ、各制御周期Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、・・・の中でクロック信号ＣＣをカウントアップするように構成される。

トリガーパルス発生回路３５は、１つの入力ａと、３つの出力ｂ、ｃ、ｄを有する。このトリガーパルス発生回路３５の入力ａは、複数ビット接続線を介してフリーランカウンター３３の出力ｂに接続される。このトリガーパルス発生回路３５の入力ａには、フリーランカウンター３３のカウント値ＣＴＦが入力される。トリガーパルス発生回路３５は、カウント値ＣＴＦに基づいて、その出力ｂにＦＦセットパルス信号ＳＦＦを発生し、その出力ｃにカウンタリセットパルス信号ＲＣＴを発生し、またその出力ｄにメモリ転送許可パルス信号ＴＡＭを発生する。

ＦＦセットパルス信号ＳＦＦは、フリーランカウンター３３がリセットされ、そのカウント値ＣＴＦが０にリセットされる度毎に、ハイレベルになる。このＦＦセットパルス信号ＳＦＦは、図２（ｂ）に示すように、各制御周期Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、・・・の開始時点ｔｓでハイレベルとなる。したがって、フリップフロップ３１は、各制御周期Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、・・・の開始時点ｔｓにおいて、ＦＦセットパルス信号ＳＦＦを受けて、界磁制御トランジスタ２３をオン動作させる。

カウンタリセットパルス信号ＲＣＴは、例えばＦＦセットパルス信号ＳＦＦと同期した信号である。このカウンタリセットパルス信号ＲＣＴも、フリーランカウンター３３がリセットされ、そのカウント値ＣＴＦが０にリセットされる度毎にハイレベルとなる。このカウンタリセットパルス信号ＲＣＴも、図２（ｃ）に示すように、各制御周期Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、・・・の開始時点ｔｓでハイレベルとなる。なお、カウンタリセットパルス信号ＲＣＴがハイレベルとなる時点は、図２（ｃ）の位置から多少ずらすこともできる。カウンタリセットパルス信号ＲＣＴは、図２（ｄ）に示すメモリ転送許可パルス信号ＴＡＭがハイレベルに立ち上がった後にハイレベルに立ち上がる必要がある。

フリーランカウンター３３は、各制御周期Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、・・・の開始時点ｔｓでリセットされてから、次の制御周期の開始時点ｔｓでリセットされるまでの期間において、クロック信号ＣＣをカウントアップするので、そのカウント値ＣＴＦは、各制御周期Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、・・・の開始時点ｔｓでリセットされる前に、各制御周期Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、・・・の終期において、最大値に達する。メモリ転送許可パルス信号ＴＡＭは、フリーランカウンター３３のカウント値ＣＴＦが、最大値に達する度毎に、図２（ｄ）に示すように、各制御周期Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、・・・の終期においてハイレベルとなる。

オン期間制御回路４０は、各制御周期Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、・・・において、制御された時間幅のオン期間Ｔｏｎ１、Ｔｏｎ２、Ｔｏｎ３、・・・を決定する。オン期間制御回路４０は、各制御周期Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、・・・の開始時点ｔｓから、オン期間Ｔｏｎ１、Ｔｏｎ２、Ｔｏｎ３、・・・が経過した時点ｔｆ１、ｔｆ２、ｔｆ３、・・・において、フリップフロップ３１のリセット入力ＲにＦＦリセットパルス信号ＲＦＦを与え、フリッフフロップ３１をリセットし、界磁制御トランジスタ２３をオフ動作させる。

オン期間制御回路４０は、電圧検出回路４１、比較回路４３、基準電圧回路４７、オン期間カウンター５１、メモリ回路５３、一致検出回路５５を有する。電圧検出回路４１は、直流出力端子１３ｐ、１３ｎの間に接続され、発電機出力電圧Ｖｇを検出する。この電圧検出回路４１は、直列に接続された２つの抵抗４１ａ、４１ｂを有する抵抗分圧回路であり、抵抗４１ａ、４１ｂの間の出力点４１ｃから、発電機出力電圧Ｖｇに比例した検出電圧Ｖｄを出力する。発電機出力電圧Ｖｇがリップル成分Ｖｒを含むので、検出電圧Ｖｄもリップル成分Ｖｒを含む。

比較回路４３は、プラス入力ａとマイナス入力ｂと出力ｃを有する。プラス入力ａには、検出電圧Ｖｄが入力される。基準電圧回路４７は、基準電圧Ｖｓを発生し、この基準電圧Ｖｓを比較回路４３のマイナス入力ｂに供給する。基準電圧Ｖｓは、発電機出力電圧Ｖｇに対する制御目標電圧であり、オン期間制御回路４０は、検出電圧Ｖｄの平均値を基準電圧Ｖｓに近づけるように、各制御周期Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、・・・におけるオン期間Ｔｏｎ１、Ｔｏｎ２、Ｔｏｎ３、・・・の各時間幅を制御する。この基準電圧Ｖｓは、実施の形態１では、一定の基準電圧値を保持する定電圧とされる。比較回路４３は、検出電圧Ｖｄを基準電圧と比較し、出力ｃに比較出力Ｖｏを発生する。この比較出力Ｖｏは、検出電圧Ｖｄが基準電圧Ｖｓより小さい低出力状態でハイレベルとなり、逆に検出電圧Ｖｄが基準電圧Ｖｓより大きい高出力状態でロウレベルとなる。ハイレベルの比較出力Ｖｏを有効比較出力Ｖｏｈと称する。

交流発電機１０を駆動するエンジンの回転数が上昇すると、それに伴なって発電機出力電圧Ｖｇが上昇し、検出電圧Ｖｄが基準電圧Ｖｓに向かって上昇する。この検出電圧Ｖｄの上昇過程において、リップル成分Ｖｒを含む検出電圧Ｖｄが、基準電圧Ｖｓ以下であって、検出電圧Ｖｄのリップル成分Ｖｒが基準電圧Ｖｓに交差しない状態では、常に低出力状態となり、検出電圧Ｖｄは常に基準電圧Ｖｓよりも小さく、比較出力Ｖｏは常に有効比較出力Ｖｏｈを発生する。

検出電圧Ｖｄが上昇して基準電圧Ｖｓに近づき、検出電圧Ｖｄのリップル成分Ｖｒが基準電圧Ｖｓと交差すると、リップル成分Ｖｒの複数のリップル波形が基準電圧Ｖｓと交差する状態となる。この状態では、リップル成分Ｖｒに起因して、検出電圧Ｖｄが基準電圧Ｖｓよりも小さくなる複数の低出力区間が間欠的に発生し、これらの各低出力区間で有効比較出力Ｖｏｈが発生する。

オン期間カウンター５１は、３つの入力ａ、ｂ、ｃと１つの出力ｄを有する。入力ａはクロック入力であり、入力ａにはクロック信号ＣＣが入力される。このクロック信号ＣＣは、フリーランカウンター３３の入力ａに入力されるクロック信号ＣＣと同じクロック信号である。入力ｂは、オン期間カウンター５１のカウントアップ許可入力である。この入力ｂは、比較回路４３の出力ｃに接続され、この入力ｂには比較回路４３からの比較出力Ｖｏが入力される。入力ｃはリセット入力である。この入力ｃは、トリガーパルス発生回路３５の出力ｃに接続され、この入力ｃには、トリガーパルス発生回路３５からカウンタリセットパルス信号ＲＣＴが入力される。

このオン期間カウンター５１は、カウンタリセットパルス信号ＲＣＴがロウレベルを維持している期間において、図２（ｃ）に示すように、カウント可能期間ＴＣＴとなる。このカウント可能期間ＴＣＴは、各制御周期Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、・・・の中で設定される。このカウント可能期間ＴＣＴは、図２（ｃ）に示すように、カウンタリセットパルス信号ＲＣＴがハイレベルとなってオン期間カウンター５１がリセットされた後、次にカウンタリセットパルス信号ＲＣＴがハイレベルとなり、オン期間カウンター５１が再びリセットされるまでの期間である。オン期間カウンター５１は、カウント可能期間ＴＣＴにおいて、比較回路４３からの有効比較出力Ｖｏｈに基づき、この有効比較出力Ｖｏｈが出力される期間で、クロック信号ＣＣをカウントアップする。このオン期間カウンター５１のカウント値ＣＴｏｎは、各制御周期Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、・・・の周期において最終カウント値ＦＣＴｏｎの達する。この最終カウント値ＦＣＴｏｎは、有効比較出力Ｖｏｈが出力される時間幅に比例する。カウント可能期間ＴＣＴの中で、複数の低出力区間が与えられる場合には、オン期間カウンター５１は、各低出力区間のそれぞれで、カウント値ＣＴｏｎを加算しながら、そのカウント値ＣＴｏｎをカウントアップするので、オン期間カウンター５１の最終カウント値ＣＴｏｎは、それらの各低出力区間の時間幅の積分値に比例する。

メモリ回路５３は、２つの入力ａ、ｂと、１つの出力ｃを有する。入力ａは、メモリ転送許可入力である。このメモリ回路５３の入力ａは、トリガーパルス発生回路３５の出力ｄに接続され、このメモリ回路５３の入力ａには、メモリ転送許可パルス信号ＴＡＭが入力される。入力ｂは、メモリのデータ入力である。このメモリ回路５３の入力ｂは、オン期間カウンター５１の出力ｄに複数ビット接続線を介して接続され、メモリ回路５３の入力ｂには、オン期間カウンター５１のカウント値ＣＴｏｎが与えられる。出力ｃは、メモリのデータ出力である。このメモリ回路５３は、メモリ転送許可パルス信号ＴＡＭがハイレベルとなったときに、オン期間カウンター５１からの最終カウント値ＦＣＴｏｎを読込んで記憶し、この最終カウント値ＦＣＴｏｎを出力ｃから出力する。

メモリ転送許可パルス信号ＴＡＭは、図２（ｄ）に示すように、各制御周期Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、・・・の終期においてハイレベルとなり、オン期間カウンター５１からの最終カウント値ＦＣＴｏｎをメモリ回路５３に記憶させる。オン期間カウンター５１は、図２（ｃ）に示すように、メモリ転送許可パルス信号ＴＡＭがハイレベルとなった後、カウンタリセットパルス信号ＲＣＴがハイレベルとなり、リセットされる。しかし、メモリ回路５３に記憶された最終カウント値ＦＣＴｏｎは、それぞれ次の制御周期において保持される。具体的には、例えば制御周期Ｔ１の終期においてメモリ回路５３に転送された最終カウント値ＦＣＴｏｎは、次に制御周期Ｔ２においてメモリ回路５３に保持され、この制御周期Ｔ２のオン期間Ｔｏｎ２を決定するのに使用される。同様に、例えば制御周期Ｔ２においてメモリ回路５３に転送された最終カウント値ＦＣＴｏｎは、次に制御周期Ｔ３においてメモリ回路５３に保持され、この制御周期Ｔ２のオン期間Ｔｏｎ２を決定するのに使用される。制御周期Ｔ１におけるオン期間Ｔｏｎ１は、制御周期Ｔ１の前の制御周期ＴＮにおけるオン期間カウンター５１の最終カウント値ＣＴｏｎにより決定される。

一致検出回路５５は、２つの入力ａ、ｂと、１つの出力ｃを有する。一致検出回路５５の入力ａは、メモリ回路５３の出力ｃにビット接続線を介して接続されており、この一致検出回路５５の入力ａには、最終カウント値ＦＣＴｏｎが入力される。一致検出回路５５の入力ｂは、フリーランカウンター３３の出力ｃにビット接続線を介して接続され、この一致検出回路５５の入力ｂには、フリーランカウンター３３のカウント値ＣＴＦが入力される。一致検出回路５５の出力ｃは、フリップフロップ３１のリセット入力Ｒに接続され、フリップフロップ３１に、図２（ｅ）に示すＦＦリセットパルス信号ＲＦＦを供給する。

一致検出回路５５は、その入力ａに与えられる最終カウント値ＦＣＴｏｎに対して、その入力ｂに与えられるフリーランカウンター３３のカウント値ＣＴＦが一致したときに、その出力ｃのＦＦリセットパルス信号ＲＦＦをハイレベルに変化させ、フリップフロップ３１をリセットする。

オン期間制御回路４０におけるオン期間カウンター５１のカウント動作と、それに基づくオン期間Ｔｏｎ１、Ｔｏｎ２、Ｔｏｎ２、・・・の決定動作について、図３を参照して説明する。図３（ａ）は、２つの連続する制御周期Ｔｎ、Ｔｎ＋１（ｎは任意の正の整数）について、検出電圧Ｖｄと基準電圧Ｖｓの関係を例示した波形図である。制御周期Ｔｎ、Ｔｎ＋１は、制御周期Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、・・・を代表する制御周期であり、それらの時間幅はともにＴ０で互いに等しい。この図３（ａ）は、具体的には、リップル成分Ｖｒを含む検出電圧Ｖｄの平均値Ｖａが基準電圧Ｖｓと等しい理想状態を例示している。図３（ｂ）は、この図３（ａ）の検出電圧Ｖｄが比較回路４３のプラス入力ａに入力された場合における比較出力Ｖｏを示し、図３（ｃ）は、この図３（ｂ）に示す比較出力Ｖｏと、制御周期Ｔｎ＋１におけるオン期間Ｔｏｎ（ｎ＋１）の関係を示す。

図３（ａ）に例示された検出電圧Ｖｄのリップル成分Ｖｒは、制御周期Ｔｎにおいて、７つのリップル波形Ｖｒ１〜Ｖｒ７を含む。これらのリップル波形Ｖｒ１〜Ｖｒ７の波高値は、リップル波形Ｖｒ１からリップル波形Ｖｒ４に向かって徐々に増大し、リップル波形Ｖｒ４において最大となり、このリップル波形Ｖｒ４からリップル波形Ｖｒ７に向かって徐々に減少するものとしている。これらのリップル波形Ｖｒ１からＶｒ７の波高値の変化は、交流発電機１０の界磁コイル１５を含む界磁回路の時定数に依存する。具体的には、界磁コイル１５に流れる界磁電流が、オン期間Ｔｏｎ（ｎ）の開始に伴ない界磁回路の時定数に従って増大し、オン期間Ｔｏｎ（ｎ）の終了に伴ない、界磁回路の時定数に従って低下することに依存して、リップル波形Ｖｒ１〜Ｖｒ７の波高値が変化する。

図３（ａ）に示す波形において、リップル波形Ｖｒ１〜Ｖｒ７は基準電圧Ｖｓと交差しているので、制御周期Ｔｎにおいて、７つの低出力区間ＴＬ１〜ＴＬ７が間欠的に出現する。これらの各低出力区間ＴＬ１〜ＴＬ７では、検出電圧Ｖｄが基準電圧Ｖｓよりも小さいので、図３（ｂ）に示すように、比較出力Ｖｏはこれらの各低出力区間ＶＬ１〜ＶＬ７でハイレベルとなり、有効比較出力Ｖｏｈとなる。オン期間カウンター５１は、この有効比較出力Ｖｏｈに基づき、各低出力区間ＶＬ１〜ＶＬ７では、クロック信号ＣＣをカウントアップする。制御周期Ｔｎにおけるオン期間カウンター５１のカウント値ＣＴｏｎ（ｎ）は、各低出力区間ＴＬ１〜ＴＬ７で、そのカウント値を加算しながら、カウントアップされ、その最終カウント値ＦＣＴｏｎ（ｎ）は、各低出力区間ＴＬ１〜ＴＬ７の持続時間の積分値に比例する結果となる。

この最終カウント値ＦＣＴｏｎ（ｎ）が、制御周期Ｔｎの終期において、メモリ転送許可パルス信号ＴＡＭがハイレベルとなったときに、メモリ回路５３に転送されて記憶され、次の制御周期Ｔｎ＋１において保持される。この制御周期Ｔｎ＋１では、一致検出回路５５により、最終カウント値ＦＣＴｏｎ（ｎ）に基づいて、オン期間Ｔｏｎ（ｎ＋１）の時間幅が決定される。

このように実施の形態１では、各制御周期Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、・・・において、オン期間カウンター５１は、各低出力区間で、そのカウント値ＣＴｏｎをカウントアップし、その最終カウント値ＦＣＴｏｎに基づいて、次の制御周期におけるオン期間を決定する。この実施の形態１では、各低出力区間のそれぞれでカウント値ＣＴｏｎをカウントアップするので、図３（ａ）に例示したように、検出電圧Ｖｄの平均値Ｖａが、基準電圧Ｖｓに充分に近くなる状態まで、発電機出力Ｖｇを上昇させることができる。

これに対して、従来の固定周波数タイプの出力電圧制御装置では、オン期間カウンター５１、メモリ回路５３、および一致検出回路５５は使用されず、比較回路４３の出力ｃが直接フリップフロップ３１のリセット入力Ｒに接続されるように構成される。この従来の出力電圧制御装置では、１つの制御周期の中で、オン期間の時間幅の決定と、その時間幅による界磁電流制御が行なわれる。この従来の固定周波数タイプの出力電圧制御装置の動作波形が、図４に例示される。図４（ａ）は、図３（ａ）と同じく、２つの連続する制御周期Ｔｎ、Ｔｎ＋１について、Ｖａ＝Ｖｓとなる理想状態を示すが、従来の出力電圧制御装置では、このような理想状態を実現することができない。図４における制御周期Ｔｎ、Ｔｎ＋１の時間幅もＴ０で互いに等しい。この従来の固定周波数タイプの制御装置において、検出電圧Ｖｄがリップル成分Ｖｒを含む場合には、界磁駆動パルス信号ＤＦＣのオン期間Ｔｏｎ（ｎ）、Ｔｏｎ（ｎ＋１）の時間幅は、図４（ｂ）（ｃ）に示すように制限されるため、検出電圧Ｖｄの平均値Ｖａは、図４（ｄ）に示すように、基準電圧Ｖｓに対して、充分に近づけることができず、検出電圧Ｖｄの平均値Ｖａと基準電圧Ｖｓとの間に不足電圧ΔＶＬが生じる。

すなわち、図４（ａ）のＶａ＝Ｖｓの理想状態では、理論的には、図４（ｂ）に示すように、制御周期Ｔｎ、Ｔｎ＋１において、１番目のリップル波形Ｖｒ１が基準電圧Ｖｓを超えた時点ｔｆａで、オン期間Ｔｏｎ（ｎ）、Ｔｏｎ（ｎ＋１）が終了されることになり、このオン期間Ｔｏｎ（ｎ）の時間幅は非常に短くなる。しかし、この短いオン期間Ｔｏｎ（ｎ）では、発電機出力電圧Ｖｇが低下することとなるので、基準電圧Ｖｓに対して、検出電圧Ｖｄが低下する。したがって、実際上では、図４（ｃ）に示すように、最大の波高値を持つリップル波形Ｖｒ４の波高値が基準電圧Ｖｓに等しくなった時点Ｔｆｂにおいて、オン期間Ｔｏｎ（ｎ）、Ｔｏｎ（ｎ＋１）が終了される状態で安定する。この図４（ｃ）のオン期間Ｔｏｎ（ｎ）、Ｔｏｎ（ｎ＋１）では、界磁電流は増大するものの、検出電圧Ｖｄの平均値Ｖａは、基準電圧Ｖｓに対して不足電圧ΔＶＬを持つ結果となる。

具体的な電圧値を例示すると、１２ボルト系の交流発電機１０の出力電圧制御装置について、電圧検出回路４１の抵抗分圧比を１／２とし、基準電圧Ｖｓを一定値７．０ボルトに保持した場合、従来の出力電圧制御装置では、検出電圧Ｖｄの平均値Ｖａを６．７〜６．８ボルトまでしか増大することができなかったが、実施の形態１によれば、６．９ボルト以上に増大することができた。

実施の形態２．
図５は、この発明による車両用交流発電機の出力電圧制御装置の実施の形態２を示す伝記回路図である。この実施の形態２は、電圧検出回路４１の出力点４１ｃと比較回路４３のプラス入力ａとの間に、ロウパスフィルタ４５を追加したものである。その他は、実施の形態１と同じに構成される。

ロウパスフィルタ４５は、抵抗とコンデンサにより構成され、高周波成分をバイパスして、検出電圧Ｖｄに含まれるリップル成分Ｖｒの振幅を低減させる。このロウパスフィルタ４５は、リップル成分Ｖｒの振幅を低減するのに有効であり、発電機出力電圧Ｖｇの電圧値をより平坦化できる。しかし、このロウパスフィルタ４５のフィルタ性能を強化するには、抵抗値とコンデンサ容量値を大きくする必要があり、このフィルタ性能の強化は、制御ユニット３０を例えば集積回路で構成する場合には、その集積回路を大型化する不都合が伴なうので、フィルタ性能の強化には限度があり、リップル成分Ｖｒは振幅が低減された状態で残存する。

実施の形態２においても、オン期間カウンター５１、メモリ回路５３、および一致検出回路５５は、実施の形態１と同様に機能するので、この実施の形態２でも、基準電圧Ｖｓに対し、検出電圧Ｖｄを充分に近づけることができる。

実施の形態３．
この実施の形態３は、基準電圧回路４７が、のこぎり波電圧Ｖｓ１を発生し、のこぎり波電圧Ｖｓ１を比較回路４３のマイナス入力ｂに供給するものである。その他は、実施の形態１または実施の形態２と同じに構成される。言い換えれば、この実施の形態３は、実施の形態１または２において、基準電圧Ｖｓを、のこぎり波電圧Ｖｓ１に代えたものである。

図６（ａ）は、のこぎり波電圧Ｖｓ１を示す。制御周期Ｔｎ、Ｔｎ＋１は、制御周期Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、・・・を代表する２つの連続する制御周期であり、ｎは任意の正の整数である。制御周期Ｔｎ、Ｔｎ＋１は、互いに同じ時間幅Ｔ０を持っている。のこぎり波電圧Ｖｓ１は、制御周期Ｔｎ、Ｔｎ＋１の周期Ｔ０と同じ周期で変化する三角波電圧である。のこぎり波電圧Ｖｓ１は、制御周期Ｔｎ、Ｔｎ＋１のそれぞれにおいて、最大値Ｖｍａｘから最小値Ｖｍｉｎまで直線的に減少する。具体的には、例えば１２ボルト系の交流発電機１０において、電圧検出回路４１の抵抗分圧比を１／２としたとき、のこぎり波電圧Ｖｓ１の最大値Ｖｍａｘは、７．０７５ボルト、その最小値Ｖｍｉｎは６．９２５ボルトとされ、それらの電圧差は０．１５０ボルトとされる。図６（ｂ）は、のこぎり波電圧Ｖｓ１に対応する界磁駆動パルス信号ＤＦＣを示す。Ｔｏｎ（ｎ）、Ｔｏｎ（ｎ＋１）は、制御周期Ｔｎ、Ｔｎ＋１のオン期間である。

図６（ａ）には、のこぎり波電圧Ｖｓ１とともに、検出電圧Ｖｄが点線で示される。この検出電圧Ｖｄは、界磁駆動パルス信号ＤＦＣのオン期間Ｔｏｎ（ｎ）、Ｔｏｎ（ｎ＋１）のそれぞれにおいて、所定の時定数で増大する増大過程と、オン期間Ｔｏｎ（ｎ）、Ｔ０ｎ（ｎ＋１）の終了後に、所定の時定数で減少する減少過程を含む。この実施の形態３では、図６（ａ）に示すように、各制御周期Ｔｎ、Ｔｎ＋１のそれぞれにおいて、検出電圧Ｖｄの増大過程の中で、検出電圧Ｖｄが基準電圧Ｖｓ１よりも小さい期間ＴＣＴａが、オン期間カウンター５１の実質的なカウント可能期間となる。オン期間カウンター５１は、実施の形態３においても、図２（ｃ）に示すカウンタリセットパルス信号ＲＣＴがロウレベルとなる期間にカウント可能となるが、のこぎり波電圧Ｖｓ１の使用により、実質的に期間ＴＣＴａに制限される。

制御周期Ｔｎ、Ｔｎ＋１の最初の部分では、のこぎり波電圧Ｖｓ１がのこぎり波状に上昇するので、カウント可能期間ＴＣＴａでは、検出電圧Ｖｄが基準電圧Ｖｓ１よりも確実に小さくなり、確実にカウント可能期間ＴＣＴａを確保することができる。このカウント可能期間ＴＣＴａでは、リップル成分Ｖｒに起因して、図３（ａ）と同様な複数の低出力区間ＴＬ１、ＴＬ２、ＴＬ３、・・・が生じるが、これらの低出力区間でオン期間カウンター５１がカウント値ＣＴｏｎをカウントアップし、実施の形態１と同様なオン期間制御を行なう。

実施の形態１のように、所定値に保持された基準電圧Ｖｓを使用する場合には、例えばエンジン回転数の脈動し、発電機出力電圧Ｖｇが脈動すると、それに伴なって、オン期間Ｔｏｎが急激に変動し、オン期間Ｔｏｎの消滅とオン期間の出現が繰返されるおそれがあるが、実施の形態３では、発電機出力電圧Ｖｇが多少脈動しても、カウント可能期間ＴＣＴａでは、確実にオン期間を確保できるので、より安定した出力電圧の制御が可能となる。

実施の形態４．
この実施の形態４は、基準電圧回路４７が、制御周期Ｔｎ、Ｔｎ＋１の各時間幅Ｔ０に対して、その１／ｍ（ｍは２以上の正の整数）の周期を持った、のこぎり波電圧Ｖｓ２を発生し、のこぎり波電圧Ｖｓ２を比較回路４３のマイナス入力ｂに供給するものである。その他は、実施の形態１または実施の形態２と同じに構成される。言い換えれば、この実施の形態４は、実施の形態１または２において、基準電圧Ｖｓを、のこぎり波電圧Ｖｓ２に代えたものである。

図７（ａ）は、のこぎり波電圧Ｖｓ１を示す。のこぎり波電圧Ｖｓ２は、具体的には、制御周期Ｔｎ、Ｔｎ＋１の時間幅Ｔ０の１／２の周期（ｍ＝２）を持ち、制御周期Ｔｎ、Ｔｎ＋１のそれぞれにおいて、第１サイクルＶｓ２１と第２サイクルＶｓ２２の２つのサイクルで変化し、これらの各サイクルＶｓ２１、Ｖｓ２２のそれぞれにおいて、最大値Ｖｍａｘから最小値Ｖｍｉｎまで直線的に変化する。具体的には、１２ボルト系の交流発電機１０において、電圧検出回路４１の抵抗分圧比を１／２としたとき、のこぎり波電圧Ｖｓ２の最大値Ｖｍａｘは、７．０７５ボルト、その最小値Ｖｍｉｎは６．９２５ボルトとされ、それらの電圧差は０．１５０ボルトとされる。図７（ｂ）は、のこぎり波電圧Ｖｓ２に対応する界磁駆動パルス信号ＤＦＣを示す。

図７（ａ）には、図６（ａ）と同様に、検出電圧Ｖｄの変化が点線で示される。この検出電圧Ｖｄの変化は、オン期間Ｔｏｎ（ｎ）、Ｔｏｎ（ｎ＋１）に対応して所定の時定数で徐々に増大する増大過程と、オン期間Ｔｏｎ（ｎ）、Ｔｏｎ（ｎ＋１）が終了した後に、所定の時定数で徐々に減少する減少過程とを含む。検出電圧Ｖｄの増大過程は、基準電圧Ｖｓ２の第１サイクルＶｓ２１に存在しており、この第１サイクルＶｓ２１の中では、検出電圧Ｖｄが基準電圧Ｖｓ２よりも小さい期間ＴＣＴａが、オン期間カウンター５１のカウント可能期間となる。検出電圧Ｖｄの減少過程は、基準電圧Ｖｓ２の第２サイクルＶｓ２２の中に存在しており、この第２サイクルＶｓ２２の中では、検出電圧Ｖｄが基準電圧Ｖｓ２よりも小さい期間ＴＣＴｂが、オン期間カウンター５１のカウント可能期間となる。

この実施の形態４でも、各制御周期Ｔｎ、Ｔｎ＋１の各第１サイクルＶｓ２１および第２サイクルＶｓ２２の最初の部分では、基準電圧Ｖｓ２がのこぎり波状に上昇するので、カウント可能期間ＴＣＴａ、ＴＣＴｂでは、それぞれ検出電圧Ｖｄが基準電圧Ｖｓ２よりも確実に小さくなり、より確実にオン期間Ｔｏｎ（ｎ）、Ｔｏｎ（ｎ＋１）を確保することができる。これらのカウント可能期間ＴＣＴａ、ＴＣＴｂでは、リップル成分Ｖｒに起因して、図３（ａ）と同様な複数の低出力区間ＴＬ１、ＴＬ２、ＴＬ３、・・・が生じるが、これらの低出力区間でオン期間カウンター５１がカウント値ＣＴｏｎをカウントアップし、実施の形態１と同様なオン期間制御を行なう。

この実施の形態４では、発電機出力電圧Ｖｇが脈動しても、期間ＴＣＴａ、ＴＣＴｂでは、確実にオン期間を確保できるので、実施の形態３と同様に、より安定した出力電圧の制御が可能となる。

加えて、実施の形態４では、実施の形態３に比べて、各制御周期Ｔｎ、Ｔｎ＋１のそれぞれにおいて、オン期間カウンター５１のカウント可能期間ＴＣＴを、より大きくすることができる。実施の形態４では、各制御周期Ｔｎ、Ｔｎ＋１におけるオン期間カウンター５１のカウント可能期間ＴＣＴは、ＴＣＴ＝ＴＣＴａ＋ＴＣＴｂとなり、実施の形態３におけるカウント可能期間ＴＣＴａよりも大きくなる。したがって、実施の形態４では、実施の形態３よりもオン期間カウンター５１のカウント可能期間ＴＣＴを大きくし、より大きなオン期間Ｔｏｎ（ｎ）、Ｔｏｎ（ｎ＋１）を確保し、より安定し制御が可能となる。

この発明による車両用交流発電機の出力電圧制御装置は、自動車などの各種車両に搭載される交流発電機の出力電圧制御装置として応用される。

図１は、この発明による車両用交流発電機の出力電圧制御装置の実施の形態１を示す電気回路図。 図２は、実施の形態１の各部分のパルス信号波形を示す波形図。 図３は、実施の形態１におけるオン期間カウンターのカウント動作とそれによるオン期間制御動作を示す波形図。 図４は、従来装置による出力電圧制御動作を示す波形図。 図５は、この発明による車両用交流発電機の出力電圧制御装置の実施の形態２を示す電気回路図。 図６は、この発明による車両用交流発電機の出力電圧制御装置の実施の形態３で使用される基準電圧と、それによる動作を示す波形図。 図７は、この発明による車両用交流発電機の出力電圧制御装置の実施の形態４で使用される基準電圧と、それによる動作を示す波形図。

符号の説明

１０：交流発電機、１１：電機子コイル、１３：整流ユニット、１５：界磁コイル、
２０：制御ユニット、２３：界磁駆動トランジスタ、３０：制御回路、
３１：フリップフロップ、３３：フリーランカウンター、
３５：トリガーパルス発生回路、４０：オン期間制御回路、４１：電圧検出回路、
４３：比較回路、４５：ロウパスフィルタ、４７：基準電圧回路、
５１：オン期間カウンター、５３：メモリ回路、５５：一致検出回路。

Claims (8)

1. 交流出力電圧を整流する整流ユニットを有し、この整流ユニットからリップル成分を含む発電機出力電圧を出力する車両用交流発電機の出力電圧制御装置であって、
   所定時間幅の制御周期を繰返し、それぞれの制御周期の中で、制御された時間幅のオン期間に、前記車両用交流発電機に界磁電流を供給するように制御する制御ユニットを備え、この制御ユニットは、
   前記発電機出力電圧を検出し、リップル成分を含む検出電圧を出力する電圧検出回路と、
   前記リップル成分を含む検出電圧を基準電圧と比較し、前記検出電圧がそのリップル成分により前記基準電圧よりも低くなった各低出力区間のそれぞれで、有効比較出力を出力する比較回路と、
   前記各制御期間の中に設定されたカウント可能期間において、前記有効比較出力に基づき、前記各低出力区間のそれぞれで、カウント値を加算しながらそのカウント値をカウントアップするオン期間カウンターと、
   前記各制御周期の中の前記カウント可能期間における最終カウント値を記憶するメモリ回路とを有し、
   前記制御ユニットは、前記各制御周期における前記最終カウント値に基づいて、それぞれ次の前記各制御周期における前記オン期間の時間幅を決定することを特徴とする車両用交流発電機の出力電圧制御装置。
2. 請求項１記載の車両用交流発電機の出力電圧制御装置であって、前記オン期間カウンターは、クロック信号が入力されるクロック入力と、前記有効比較出力が入力されるカウントアップ許可入力と、リセットパルスが入力されるリセット入力とを有し、相隣なる２つの前記リセットパルスの間に前記カウント可能期間が設定されることを特徴とする車両用交流発電機の出力電圧制御装置。
3. 請求項２記載の車両用交流発電機の出力制御装置であって、前記メモリ回路は、前記オン期間カウンターから前記カウント値を受けるカウント入力と、前記オン期間カウンターに前記リセットパルスが入力されるのに先行して転送許可パルスが入力される転送許可入力とを有し、
   前記メモリ回路は、前記転送許可パルスに基づいて、前記最終カウント値を読込み、この最終カウント値を記憶することを特徴とする車両用交流発電機の出力電圧制御装置。
4. 請求項１記載の車両用交流発電機の出力電圧制御装置であって、前記制御ユニットは、さらに、前記オン期間を制御するフリップフロップを有し、
   このフリップフロップは、前記各制御周期の開始時点で前記オン期間を開始し、また前記メモリ回路に記憶された最終カウント値に基づいて、前記オン期間を終了することを特徴とする車両用交流発電機の出力電圧制御装置。
5. 請求項４記載の車両用交流発電機の出力電圧制御装置であって、前記制御ユニットは、さらに、
   前記各制御周期の開始時点でリセットされ、前記各制御周期の中で、カウント値をカウントアップするフリーランカウンターと、
   前記メモリ回路と前記フリップフロップとの間に接続された一致検出回路とを備え、
   前記一致検出回路は、前記フリーランカウンターのカウント値が、前記最終カウント値に一致したときに、前記フリップフロップにより、前記オン期間を終了させることを特徴とする車両用交流発電機の出力電圧制御装置。
6. 請求項１記載の車両用交流発電機の出力電圧制御装置であって、前記制御ユニットは、前記電圧検出回路と前記比較回路との間に接続されたロウパスフィルタを有することを特徴とする車両用交流発電機の出力電圧制御装置。
7. 請求項１記載の車両用交流発電機の出力電圧制御装置であって、前記基準電圧が、のこぎり波として前記比較回路に供給されることを特徴とする車両用交流発電機の出力電圧制御装置。
8. 請求項１記載の車両用交流発電機の出力電圧制御装置であって、前記各制御周期の時間幅をＴ０としたとき、前記基準電圧が、Ｔ０／ｍ（ただしｍは２以上の正の整数）の周期で周期的に変化することを特徴とする車両用交流発電機の出力電圧制御装置。
   

Images