JP4270279B2 - 車両用交流発電機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、車両用交流発電機の制御装置に関し、詳しくはいわゆるロードダンプと呼ばれる発電電流急減時における界磁巻線の消磁技術に関する。

車両充電システムの交流発電機、特に界磁巻線がバッテリから給電される界磁巻線型交流発電機においてエンジン振動などにより電池接続端子が外れたり大電力負荷が急に遮断されたりすると、界磁電流が数百ミリ秒もの比較的長い時定数で減少していく期間の間、電機子巻線が実質的に開放状態とになったことにより過電圧が発生する。これをロードダンプまたはロードダンプサージと称し、この時の電機子電圧をロードダンプサージ電圧またはロードダンプ電圧と称する。

ロードダンプ電圧の悪影響を低減するために、下記の特許文献１は、界磁巻線の励磁停止後、界磁巻線に逆バイアス電圧を加えて界磁電流減衰を促進することを提案している。特許文献２は、車載のバッテリを用いてこの逆バイアス電圧を発生させることを提案している。特許文献３は直列接続されたバッテリを用いてこの逆バイアス電圧を増大させることを記載している。特許文献３の急速消磁方式の例を図１１を参照して説明する。この界磁電流制御回路では、励磁電流調整用トランジスタ１０４４がオフした場合、界磁巻線１０１４を通じて還流電流が矢印付き実線の向きに流れ、バッテリ１０２５、１０２６を充電するが、両バッテリの合計電圧による逆バイアス効果により界磁電流の減衰が促進される。図１１において、１０３０は、界磁巻線１０１４に界磁電流を給電するための上アーム側のダイオード群であり、上アーム側のダイオード群１０３０は図示しない電機子巻線から界磁巻線１０１４に界磁電流を給電する。急速消磁が必要な場合には励磁電流調整用トランジスタ１０４４をオフし、それにより還流電流（界磁電流）が矢印付き実線の向きに流れてバッテリ１０２５、１０２６を充電する。この時、界磁巻線１０１４の還流電流出力端Aは、ほぼ合計バッテリ電圧だけ逆バイアスされるため、急速消磁が可能となる。
特開２００３−１７４７９９号公報 特開２００４−５６８８１号公報 特許ＵＳ４５１６０６６号公報

しかしながら、上記した図１１に示す界磁電流制御回路では、次の問題が生じる。この問題を図１２、図１３を参照して説明する。図１２は図１１の界磁電流制御回路における通常の電圧制御時の励磁電流波形を示すタイミングチャート、図１３は、通常の電圧制御時の励磁電流調整用トランジスタ１０４４のデューティ比と励磁電流（平均値）との関係を示す特性図である。

界磁電流は、励磁電流調整用トランジスタ１０４４がオンする期間（励磁付勢期間）ｔ１に図１１に矢印付き破線で示すように流れ、励磁電流調整用トランジスタ１０４４がオフする期間（励磁減衰期間）ｔ２に図１１に矢印付き実線で示すようにバッテリ１０２５、１０２６に環流する。

すなわち、図１１に示す回路を採用すると、通常の電圧制御時において、界磁巻線１０１４の電流出力端Aは励磁付勢期間（オン期間）ｔ１に略接地電位となり、励磁減衰期間ｔ２には図１１に矢印付き実線で示すように略合計バッテリ電圧となる。

このアンバランスのため、励磁付勢期間ｔ１の界磁電流の増加波形と、励磁減衰期間ｔ２の界磁電流の減衰波形とが従来通常のものとは異なることになる。その結果、図１１に示す急速消磁回路を採用すると、通常の電圧制御時の励磁電流調整用トランジスタ１０４４のデューティ比と励磁電流（平均値）との関係が非線形となってしまう。車両用交流発電機では、デューティ比の制御により励磁電流を調整し、それにより出力電流（発電電流）制御を行うため、このような励磁電流調整用トランジスタのデューティ比と励磁電流との非線形な関係は車両用交流発電機の安定な制御性を困難としてしまうという問題を生じさせた。

本発明は上記問題点に鑑みなされたものであり、通常の電圧制御時の安定制御性を確保しつつ、ロードダンプ時の急速消磁を実現した車両用交流発電機の制御装置を提供することをその目的としている。

上記課題を解決する第１発明は、励磁電流が車載電池から供給される車両用交流発電機の界磁巻線の電流流入側の端子を過電圧発生時に前記車載電池側から接地側に切り替える流入側スイッチ回路部と、
前記界磁巻線の電流流出側の端子を過電圧発生時に接地側から所定電位源側へ切り替える流出側スイッチ回路部とを備える車両用交流発電機の制御装置において、前記流出側スイッチ回路部は、前記車載電池の正極端電位よりも高電位を発生可能な蓄電手段の正極端電位側へ前記過電圧発生時に前記電流流出側の端子を切り替えることを特徴としている。

すなわち、この発明では、通常の電圧制御時には安定した発電電圧制御を行うことができるとともに、バッテリ端子はずれや大電気負荷の遮断時などの過電圧発生時には界磁巻線の励磁電流を蓄電手段側へ給電するため、蓄電手段の充電とともに過電圧発生時に励磁電流を急速減衰させることができる。

この蓄電手段による急速消磁作用について更に詳しく説明する。界磁巻線に蓄積された磁気エネルギーは界磁巻線と直列に一つの電位源とみなすことができる。また、蓄電手段に蓄電された静電エネルギーを一つの電位源とみなすことができる。界磁巻線は巻線インダクタンスと巻線抵抗との直列回路とみなすことができる。キルヒホッフの法則により、上記二つの電位源を別々に考えると、磁気エネルギー由来電位源が巻線インダクタンスと巻線抵抗との直列回路に流す第１の電流と、静電エネルギー由来電位源が巻線インダクタンスと巻線抵抗との直列回路に流す第２の電流とに分けて考えることができる。蓄電手段を無視すると、第１の電流は、巻線インダクタンスと巻線抵抗との時定数により相対的に長い時間を掛けて減衰する。これに対して、蓄電手段をもつ場合には、蓄電電圧が高くなるほど、第１電流とは逆方向に流れる第２電流が増大するため、両者の合成電流は蓄電手段の蓄電とともに急速に減衰する。このため、車載電池より高い電圧まで充電される蓄電手段に還流電流を流す本発明によれば過電圧発生時に界磁巻線の急速消磁が可能となる。

更に言い換えると、界磁巻線に蓄積された磁気エネルギーは０．５Ｌ×ｉ×ｉである。蓄電手段に蓄電される静電エネルギーは０．５Ｃ×Ｖ×Ｖ、界磁巻線の抵抗によるエネルギー消費はｒ×ｉ×ｉである。蓄電手段を設けない場合、上記磁気エネルギーはｒ×ｉ×ｉにて消費する必要がある。これに対して、磁気エネルギーが等しいと仮定した場合、蓄電手段を設けると、上記磁気エネルギーを抵抗損失（ｒ×ｉ×ｉ）と静電エネルギーにより分散して吸収することができるため、電流ｉを小さく、抵抗損失（ｒ×ｉ×ｉ）が小さくても従来同等の磁気エネルギーの減衰が可能となり、励磁電流の急速減衰が実現することがわかる。

好適態様において、請求項１記載の車両用交流発電機の制御装置において、前記流入側スイッチ回路部は、前記電流流入側の端子と前記車載電池の正極端とを接続して通常の電圧制御時に励磁電流を調整し過電圧発生時に遮断されるハイサイドトランジスタ（１４１）と、カソード電極が前記電流流入側の端子に接続されアノード電極が接地されるダイオード（１４３）とを有し、前記流出側スイッチ回路部は、前記電流流出側の端子と接地とを接続して通常の電圧制御時に導通し過電圧発生時に遮断されるローサイドトランジスタ（１４２）と、アノード電極が前記電流流出側の端子に接続されカソード電極が前記蓄電手段の正極端に接続されるダイオード（１４４）とを有する。このようにすれば、簡素な回路構成により、流入側スイッチ回路部及び流出側スイッチ回路部を構成することができる。

好適態様において、前記蓄電手段は、所定のスイッチング回路の一対の入力端間に接続される平滑コンデンサからなる。このようにすれば、コンデンサの増設を省略することができ、回路構成を簡素化することができる。

好適態様において、前記スイッチング回路は、ＤＣ／ＤＣコンバータからなる。ＤＣ／ＤＣコンバータは、通常、その入力端にかなり大きな平滑コンデンサをもつため好都合である。

好適態様において、前記スイッチング回路は、交流モータ駆動用のインバータ装置からなる。インバータ装置は、通常、その入力端にかなり大きな平滑コンデンサをもつため好都合である。

好適態様において、前記平滑コンデンサと並列接続された定電圧ダイオードを有する。このようにすれば、平滑コンデンサの定格電圧を低減することができる。また、励磁電流還流による平滑コンデンサの充電電圧を任意に設定することにより、励磁電流の減衰時間を所望値に設定することができる。

好適態様において、前記車両用交流発電機は、定電圧ダイオードにより構成された全波整流器を装備し、前記流出側スイッチ回路部は、前記過電圧発生時に前記電流流出側の端子を前記全波整流器のハイサイド端側に切り替えて前記全波整流器の定電圧ダイオードを降伏させる。このようにすれば、上記蓄電手段による逆バイアス効果に加えて、励磁電流還流による蓄電手段の正極電圧抑制を実現することができる。

好適態様において、前記流出側スイッチ回路部は、前記切り替えてから所定時間経過後に前記電流流出側の端子を再び接地側に切り替える。これにより、励磁電流の減衰を促進することができる。

好適態様において、前記車両用交流発電機は、共通回転軸にタンデム配置された低電圧発電部及び高電圧発電部を有し、前記両発電部の界磁巻線の前記電流流出側の端子はそれぞれ前記流出側スイッチ回路部に共通接続され、前記両発電部の界磁巻線の前記電流流入側の端子は互いに異なる一対の前記流入側スイッチ回路部に個別に接続されている。このようにすれば、両発電部を簡素な回路構成により急速消磁することができる。

本発明の急速消磁可能な車両用交流発電機の制御装置の好適な実施形態を以下に説明する。

＜実施形態１＞
（全体回路構成）
実施形態１の制御装置を採用した車両電源系の好適例を図１に示す回路図を参照して説明する。

１は車両用交流発電機であり、図示しない電機子鉄心に巻装された３相の電機子巻線１１、電機子巻線１１に誘起される３相交流電力を直流に変換する３相全波整流器１２、電機子巻線１１に電圧を誘起させるための界磁束を発生させる界磁巻線１３、及び界磁巻線１３に流れる励磁電流を制御して車両用交流発電機１の発電電圧を制御する励磁電流調整用の界磁電流制御回路１４とを有している。

２は、前記車両用交流発電機で発電された高電圧を車載電池４を充電するためにたとえば１２Ｖに降圧するDCDCコンバータである。３は、例えば電動パワーステアリング装置のモータなど車載の高電圧負荷装置であり、３相全波整流器１２から給電されている。

（界磁電流制御回路１４の回路構成）
界磁電流制御回路１４の回路構成を図２を参照して説明する。

界磁電流制御回路１４は、励磁電流調整用のトランジスタ１４１、急速消磁時遮断用のトランジスタ１４２、ダイオード１４３、１４４からなる出力回路を有している。

トランジスタ１４１は車載電池４と界磁巻線１３の一端とを接続し、トランジスタ１４２は界磁巻線１３の他端と接地とを接続し、ダイオード１４３は界磁巻線１３の一端と接地とを接続し、ダイオード１４４は界磁巻線１３の他端とコンデンサ２１とを接続している。トランジスタ１４１がオンすると、電池電圧が車載電池４の一端に印加され、オフすると車載電池４の一端はダイオード１４３を通じて接地される。トランジスタ１４２がオンすると、界磁巻線１３の他端が接地され、オフすると車載電池４の他端はダイオード１４４を通じてコンデンサ２１の正極端に接続される。コンデンサ２１の正極端は、配線１５によりDCDCコンバータの入力端に接続されている。配線１６は車載電池４の正極端とトランジスタ１４１を接続する配線である。

（通常の電圧制御動作）
界磁電流制御回路１４による通常の電圧制御を図２を参照して説明する。

通常の電圧制御において、トランジスタ１４２は常時オンされ、トランジスタ１４１は発電電圧調整のため所定のデューティ比で断続制御される。トランジスタ１４１のオン時に、図２に示す矢印付き実線のように車載電池４からトランジスタ１４１、界磁巻線１３、トランジスタ１４２の順に励磁電流（界磁電流とも言う）が流れ、界磁巻線１３に磁気エネルギーが蓄積される。トランジスタ１４１のオフ時に、図２に示す矢印付き破線のように接地からダイオード１４３、界磁巻線１３、トランジスタ１４２、接地の順に励磁電流（環流電流）が環流し、界磁巻線１３に蓄積された磁気エネルギーが減衰する。この通常の電圧制御時におけるトランジスタ１４１のデューティ比と界磁巻線１３に流れる励磁電流（平均値）との関係を図３に示す。なお、ここで言うデューティ比は周知のように次式により定義される。

D＝τ１／（τ１＋τ２）
なお、τ１はトランジスタ１４１のオン期間、τ２はトランジスタ１４１のオフ期間である。オン期間の励磁電流波形（増加波形）及びオフ期間の励磁電流波形（減衰波形）は、L、Rを界磁巻線１３のインダクタンス値及び抵抗値とすると、良く知られているように時定数（L／R）により規定される関数波形となる。

したがって、この実施形態では、通常の界磁電流制御回路と同様、励磁電流調整用のトランジスタ１４１のデューティ比の調整により所望量の界磁束量を発電機に発生させることができるため、デューティ比制御による発電量制御を既述した特許文献３の回路に比べて良好なニアリティで行うことができる。更に具体的に説明すると、必要量以上の界磁束量を発電機に与えて発電量が過剰となったり、発電機に与える界磁束量が必要量に足らず発電量が不足してしまうといった不安定な発電制御を防止することができる。

（過電圧発生時急速消磁）
次に、界磁電流制御回路１４による過電圧発生時の急速消磁動作について図２を参照して説明する。

車載電池４の端子はずれなどにより発電電圧が増大するとトランジスタ１４１、１４２が遮断される。その結果、図２に矢印付き一点鎖線で示すように、接地からダイオード１４３、界磁巻線１３、ダイオード１４４、コンデンサ２１、接地の順に励磁電流（環流電流）が環流し、界磁巻線１３に蓄積された磁気エネルギーが減衰する。

この時の励磁電流の減衰波形を図４に示すタイムチャートに一点鎖線にて示す。時点ｔ１までは、トランジスタ１４２は常時オンされ、トランジスタ１４１のデューティ比が制御されて通常の電圧制御がなされている。これにより、発電電圧は所定の定格値（ここでは４２Ｖ）に維持されている。時点ｔ１にて端子はずれが生じると、発電電圧は急増するため、これを検出してトランジスタ１４１を直ちにオフさせて車載電池４から界磁巻線１３への励磁電流給電を停止する。同時に、トランジスタ１４２もオフさせる。励磁電流は界磁巻線１３の蓄積磁気エネルギーにより図２に示す矢印付き一点鎖線の向きに流れてコンデンサ２１を充電する。コンデンサ２１が充電されるとその正極電位が増大するため励磁電流は図４に一点鎖線で示すようにますます急速に減衰し、ロードダンプ時の急速消磁とそれによるロードダンプ電圧の急速な減衰が実現する。ロードダンプ発生後の界磁電流（瞬時値）Ｉｆは次式のようになる。

Ｉｆ ≒ Ｉ０−（Ｖ／Ｌ）・ｔ
ｔは電池端子はずれが発生してからの経過時間、Ｉ０は電池端子はずれが発生した瞬間に流れていた励磁電流値、Ｖはコンデンサ２１の端子電圧、Ｌは界磁巻線のインダクタンスである。

励磁電流を略０にまで減衰するのに要する時間は、図２の回路では図４の一点鎖線で示すように約２ｍｓｅｃであったが、界磁巻線１３の他端から接地へ直接流す従来の界磁電流制御回路では図４で実線で示すように約２００ｍｓｅｃであった。すなわち、この実施形態によれば、安定した発電電圧調節機能を維持しつつ、従来よりロードダンプ時の急速消磁性能を約１００倍向上することが可能となった。

＜実施形態２＞
実施形態２の制御装置を採用した車両電源系を図５を参照して説明する。

図５は、図１において、３相ブラシレスモータ６と、３相全波整流器１２から直流電力を受電して３相ブラシレスモータ６に三相交流電力を給電する３相インバータ装置５とを増設した点を主要な特徴としている。この実施形態では、界磁電流制御回路１４は図２に示すコンデンサ２１を必須とはしない。この３相ブラシレスモータ６は、たとえば電動パワーステアリング装置の駆動モータや車両の後輪駆動用モータなどにより構成することができる。

この実施形態では、界磁電流制御回路１４のダイオード１４４のカソード端子は、３相インバータ装置５の直流入力端に接続される。このようにすれば、端子はずれ時の励磁電流は、ダイオード１４４を通じて３相インバータ装置５に給電される。

通常の３相インバータ装置５の直流入力端は平滑コンデンサを有するため、３相インバータ装置５が作動していない場合、ダイオード１４４から出力されたロードダンプ電流は、この平滑コンデンサを充電する。これにより、図１に示す実施形態１と同じく急速消磁が可能となる。３相インバータ装置５が作動している場合、ロードダンプ電流の一部は３相ブラシレスモータ６に送られ、残りは上記平滑コンデンサを充電する。これにより、図１に示す実施形態１と同じく急速消磁が可能となる。

＜実施形態３＞
実施形態３の界磁電流制御回路１４を図６を参照して説明する。

図６は、図２において、コンデンサ２１と並列に定電圧ダイオード２２を並列接続したものである。このようにすると、コンデンサ２１の充電電圧の上限値が定電圧ダイオード２２のしきい値電圧Ｖｚに制限される。したがって、減衰時間ｔを、しきい値電圧Ｖｚを設定することにより下記の式に基づいて設定することができる。定電圧ダイオードとしては種々の公知のものを採用することができる。

Ｉｆ ≒ Ｉ０−（Ｖｚ／Ｌ）・ｔ

＜実施形態４＞
実施形態４の界磁電流制御回路１４を図１を参照して説明する。ただし、この実施形態では、界磁電流制御回路１４は図２に示すコンデンサを必須とはしない。

この実施形態では、端子はずれ時に界磁電流制御回路１４のダイオード１４４から出力された励磁電流は、DCDCコンバータ２の入力端に給電される。このDCDCコンバータ２は通常は平滑用のコンデンサをもつため、図５の場合と同様にロードダンプ時の急速消磁を実現することができる。

＜実施形態５＞
実施形態５の界磁電流制御回路１４を図７を参照して説明する。

図７は、図２において、３相全波整流器１２を構成する各ダイオードを定電圧ダイオード１８により構成したものである。このようにすれば、端子はずれ時の界磁巻線１３の磁気エネルギーは、界磁電流制御回路１４のダイオード１４４を通じて定電圧ダイオード１８をブレークダウンさせて電機子巻線１１側に還流する。したがって、ＤＣ／ＤＣコンバータ２の入力端に接続される平滑コンデンサ（図示せず）の電位上昇を抑止することができる。

＜実施形態６＞
実施形態６の発電機を図８を参照して説明する。この実施形態では、発電機としてタンデム型発電機を用いる点をその特徴としている。

（全体構成）
このタンデム型発電機は、共通の回転軸３１に嵌着された第１、第２の界磁鉄心３４、３５を有する。界磁鉄心３４には界磁巻線３２が、界磁鉄心３５には界磁巻線３３が巻装されている。界磁巻線３２の一端３９及び界磁巻線３３の一端４１は、回転軸３１に固着された第１のスリップリング３６に接続されている。界磁巻線３２の他端４０は第２のスリップリング３７に、界磁巻線３３の他端４２は第３のスリップリング３８に接続されている。各スリップリング３６〜３８は図示しないハウジングに固定されたブラシ４４〜４６に個別に接触している。図９に示す界磁電流制御回路は、界磁巻線３２、３３に界磁電流を個別に給電する。界磁鉄心３４、３５の径方向外側には電機子鉄心５３、５４が図略のハウジングに固定されて配置されている。電機子鉄心５３、５４には電機子巻線５１、５２が個別に巻装されている。

（界磁電流制御回路）
界磁巻線３２、３３に給電する界磁電流を制御する界磁電流制御回路１４を図９を参照して説明する。

第１のスリップリング３６に共通接続された界磁巻線３２、３３の一端は、トランジスタ１４２を通じて接地されるとともに、ダイオード１４４を通じてコンデンサ２１の正極端に接続されている。コンデンサ２１及び定電圧ダイオード２２は、高電圧側発電機の電機子巻線５１の発電電圧を全波整流する整流器（図示せず）と並列接続されている。車載電池４は低電圧側発電機の電機子巻線５２の発電電圧を全波整流する整流器（図示せず）と並列接続されている。

界磁巻線３２の他端はトランジスタ１４１を通じて車載電池４の正極端に接続され、同じく界磁巻線３３の他端はトランジスタ１４１’を通じて車載電池４の正極端に接続されている。通常の電圧制御時には、トランジスタ１４２が常時オンされ、トランジスタ１４１、１４１’のＤＵＴＹ比制御により電機子巻線５１、５２の発電電圧が独立に調整される。電機子巻線５１、５２は異なる電圧とされる。

電池４の端子はずれなどによる超過電圧発生時には、トランジスタ１４１、１４１’、１４２が遮断される。これにより、界磁巻線３２の励磁電流は矢印付き一点鎖線の如く流れてコンデンサ２１を充電し、界磁巻線３３の励磁電流は矢印付き二点鎖線の如く流れてコンデンサ２１を充電する。これにより、簡素な回路構成により実施形態１と同様、励磁電流の急速減衰を行うことができる。

＜実施形態７＞
実施形態７の界磁電流制御回路１４を図１０を参照して説明する。

この実施形態は、図２に示す実施形態１の界磁電流制御回路１４において、ダイオード１４４をバリスタ１４６に変更し、かつ、コンデンサ２１を省略し、界磁巻線１３の他端Aをバリスタ１４６を通じて車載電池４の正極端に接続したものである。ただし、バリスタ１４６としては、車載電池４の正極電位より所定電圧高いその所定のしきい値電圧まで非常に高い抵抗値をもつものが採用される。

端子はずれ時にトランジスタ１４２がオフすると、界磁巻線１３の磁気エネルギーにより界磁巻線１３の他端Aの電位が大幅に上昇し、この電位上昇によりバリスタ１４６の抵抗値が低下し、バリスタ１４６で大きな電圧降下を生じつつ励磁電流が車載電池４に流れる。したがって、界磁巻線１３の他端Aには、バリスタ１４６の電圧降下と車載電池４の電圧との和が逆バイアス電圧として印加されることになり、励磁電流の急速減衰が可能となる。

つまり、この実施形態では、界磁巻線１３の磁気エネルギーは、自己の抵抗損と、バリスタ１４６の電圧降下損を生じつつ、車載電池４に送電される。車載電池４は電圧一定のコンデンサ２１とみなすことができる。つまり、界磁巻線１３の磁気エネルギーは、自己の抵抗損とバリスタ１４６の電圧降下損と車載電池４の充電電力との合計となる。したがって、大きな励磁電流を長時間流して上記抵抗損を磁気エネルギーに等しくしなくてもよく、励磁電流を急速に減衰させても、抵抗損で消費された以外の磁気エネルギーのあまりをバリスタ及び車載電池４にて吸収できるため、励磁電流の急速減衰が可能となる。

また、バリスタは、通常の電圧制御時には双方向において遮断状態（高抵抗状態）となるようにその電圧抵抗特性が設定することにより、通常の電圧制御時に不所望な電流がバリスタを通じて流れることがない。

なお、バリスタは、通常の定電圧ダイオードに比べて抵抗値急変電圧領域が広く電圧遮断特性が悪いものの双方向においてしきい値電圧以下で電圧を遮断する双方向定電圧ダイオードとみなすことができる。

（変形態様）
上記各実施例で用いたダイオード１４３、１４４は、トランジスタ１４１、１４２のうち同一側のトランジスタに対してコンプリメンタリ動作するトランジスタで代替できる。

実施形態１、５の制御装置を採用した車両電源系の回路図である。 図１の界磁電流制御回路１４の回路図である。 図２の励磁電流調整用トランジスタのデューティ比と励磁電流（平均値）との関係を示す特性図である。 実施形態１及び従来のロードダンプ時の励磁電流の減衰波形を示すタイムチャートである。 実施形態２の制御装置を採用した車両電源系を示す回路図である。 実施形態３の界磁電流制御回路を示す回路図である。 実施形態４の発電機を示す回路図である。 実施形態６の発電機を示す軸方向模式断面図である。 実施形態６の界磁電流制御回路を示す回路図である。 実施形態７の界磁電流制御回路を示す回路図である。 従来の発電系の例を示す回路図である。 図１１の励磁電流波形を示すタイムチャートである。 図１１の励磁電流調整用トランジスタのデューティ比と励磁電流（平均値）との関係を示す特性図である。

符号の説明

１ 車両用交流発電機
４ 車載電池
５ ３相インバータ装置
６ ３相ブラシレスモータ
１１ 電機子巻線
１２ ３相全波整流器
１３ 界磁巻線
１４ 界磁電流制御回路
１５ 配線
１６ 配線
１８ 定電圧ダイオード
２１ コンデンサ
２２ 定電圧ダイオード
３１ 回転軸
３２ 界磁巻線
３３ 界磁巻線
３４ 界磁鉄心
３５ 界磁鉄心
３６〜３８ スリップリング
４４〜４６ ブラシ
５１ 電機子巻線
５２ 電機子巻線
５３ 電機子鉄心
５４ 電機子鉄心
１４１ トランジスタ
１４２ トランジスタ
１４３ ダイオード
１４４ ダイオード
１４６ バリスタ

Claims (9)

1. 励磁電流が車載電池から供給される車両用交流発電機の界磁巻線の電流流入側の端子を過電圧発生時に前記車載電池側から接地側に切り替える流入側スイッチ回路部と、
   前記界磁巻線の電流流出側の端子を過電圧発生時に接地側から所定電位源側へ切り替える流出側スイッチ回路部と、
   を備える車両用交流発電機の制御装置において、
   前記流出側スイッチ回路部は、
   前記車載電池の正極端電位よりも高電位を発生可能な蓄電手段の正極端電位側へ前記過電圧発生時に前記電流流出側の端子を切り替えることを特徴とする車両用交流発電機の制御装置。
2. 請求項１記載の車両用交流発電機の制御装置において、
   前記流入側スイッチ回路部は、
   前記電流流入側の端子と前記車載電池の正極端とを接続して通常の電圧制御時に励磁電流を調整し過電圧発生時に遮断されるハイサイドトランジスタ（１４１）と、
   カソード電極が前記電流流入側の端子に接続されアノード電極が接地されるダイオード（１４３）と、
   を有し、
   前記流出側スイッチ回路部は、
   前記電流流出側の端子と接地とを接続して通常の電圧制御時に導通し過電圧発生時に遮断されるローサイドトランジスタ（１４２）と、
   アノード電極が前記電流流出側の端子に接続されカソード電極が前記蓄電手段の正極端に接続されるダイオード（１４４）と、
   を有する車両用発電装置。
3. 請求項１記載の車両用交流発電機の制御装置において、
   前記蓄電手段は、所定のスイッチング回路の一対の入力端間に接続される平滑コンデンサからなる車両用交流発電機の制御装置。
4. 請求項３記載の車両用交流発電機の制御装置において、
   前記スイッチング回路は、ＤＣ／ＤＣコンバータからなる車両用交流発電機の制御装置。
5. 請求項３記載の車両用交流発電機の制御装置において、
   前記スイッチング回路は、交流モータ駆動用のインバータ装置からなる車両用交流発電機の制御装置。
6. 請求項３乃至５のいずれか記載の車両用交流発電機の制御装置において、
   前記平滑コンデンサと並列接続された定電圧ダイオードを有する車両用交流発電機の制御装置。
7. 請求項１記載の車両用交流発電機の制御装置において、
   前記車両用交流発電機は、定電圧ダイオードにより構成された全波整流器を装備し、
   前記流出側スイッチ回路部は、
   前記過電圧発生時に前記電流流出側の端子を前記全波整流器のハイサイド端側に切り替えて前記全波整流器の定電圧ダイオードを降伏させることを特徴とする車両用交流発電機の制御装置。
8. 請求項７記載の車両用交流発電機の制御装置において、
   前記流出側スイッチ回路部は、
   前記切り替えてから所定時間経過後に前記電流流出側の端子を再び接地側に切り替える車両用交流発電機の制御装置。
9. 請求項１記載の車両用交流発電機の制御装置において、
   前記車両用交流発電機は、
   共通回転軸にタンデム配置された低電圧発電部及び高電圧発電部を有し、
   前記両発電部の界磁巻線の前記電流流出側の端子はそれぞれ、
   前記流出側スイッチ回路部に共通接続され、
   前記両発電部の界磁巻線の前記電流流入側の端子は、互いに異なる一対の前記流入側スイッチ回路部に個別に接続されている車両用交流発電機の制御装置。

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