JP4903243B2 - 発電機装置 - Google Patents

Description

この発明は、主に車輌に搭載され、内燃機関の始動時には電動機として動作すると共に、始動後には発電機としても動作する交流回転電機の、発電電流を整流するブリッジ回路と界磁電流を制御する界磁回路を備えた発電機装置に関する。

例えば下記特許文献１には、電機子巻線の誘起電圧に同期して、スイッチング素子を矩形波通電方式で駆動させ、発電時の損失を低減させる従来の発電機が提案されている。矩形波通電方式は、ＰＷＭ方式に比べてスイッチング速度の低減が可能であり、スイッチングによるサージ電圧の低減にも有効である。加えて、電流センサや、大容量の平滑コンデンサが不要であるなど、装置の構成を簡素にすることができる。

特開２００７−１５９３５３号公報

このような従来の発電機装置では、フェール検出も電圧値で判定する必要があり、ロードダンプのような瞬間的に発生するフェールを検出するためには、応答特性のよい検出回路を設計しなければならず、発電電圧の変動はフェール誤検出を誘発する恐れがあるため望ましくない。特に、電気配線のインダクタンス成分と界磁回路の平滑コンデンサがＬＣ回路(フィルタ回路)を構成し、ＬＣ回路の共振周波数と発電時の整流リップルの周波数が重なると、発電電圧が振動するという問題があった。

さらに、前記整流リップルの周波数帯域は相ブリッジ回路の相数や、発電動作を行う回転速度範囲によって決まるものであり、設計者が意図的に設定することができないため、前記平滑コンデンサの容量を調整して前記共振周波数を前記整流リップルの周波数帯域から外す方法はあるが、前記共振周波数を上げる場合、コンデンサの容量を１０倍程度大きくしなくてはならず、大容量のコンデンサはサイズが大きくなり、価格も上昇する。逆に前記共振周波数を下げる場合、コンデンサの容量を小さくすることで界磁回路のスイッチング動作によってサージ電圧が大きくなるという問題がある。

この発明はこのような問題に鑑みてなされたものであり、界磁回路の平滑コンデンサの容量を変更することなく、回路上のＬＣ回路の共振周波数と発電時の整流リップル周波数の重なりにより生じる発電電圧の変動を回避した発電機装置を提供することを目的とする。

この発明は、電機子巻線と界磁巻線を有し少なくとも発電機として機能する交流回転電機と、充放電可能な直流電源と、スイッチ素子がブリッジ接続されて構成され両側の一対の直流端が前記直流電源の両端に接続され、前記スイッチ素子間の接続点が前記交流回転電機の電機子巻線に接続されたブリッジ回路を設け、前記スイッチ素子を制御して、前記交流回転電機と直流電源との間で交流と直流の間の双方向の電力変換を行う電力変換部と、前記ブリッジ回路の高電位側の直流端を前記直流電源の高電位側端に接続するインダクタンス成分を含む電気配線と、界磁駆動用素子と前記交流回転電機の界磁巻線に並列に接続された界磁電流還流素子との直列回路およびこの直列回路に並列接続され前記直流電源の電位変動を防ぐキャパシタからなり両端の一対の直流端が前記ブリッジ回路の一対の直流端にそれぞれ接続される界磁回路を設け、前記直流電源の電圧に従い少なくとも前記界磁駆動用素子の制御を行う界磁制御部と、前記ブリッジ回路の高電位側の直流端から前記界磁回路の高電位側の直流端へ電流を流すようにこれらの間に接続された整流手段とを備えたことを特徴とする発電機装置等にある。

この発明では、界磁回路の平滑コンデンサの容量を変更することなく、回路上のＬＣ回路の共振周波数と発電時の整流リップル周波数の重なりにより生じる発電電圧の変動を回避した発電機装置を提供できる。

この発明の実施の形態１による発電機装置の構成図である。 図１の界磁回路の変形例を示す構成図である。 図１の発電機装置の動作を説明するための制御ブロック図である。 図１のブリッジ回路の動作の一例を示す動作タイミングチャートである。 図１の整流手段による電流の整流動作を説明するための図である。 図１の発電機装置における電気配線とキャパシタで構成されるＬＣ回路の周波数特性の一例を示す図である。 この発明の実施の形態２による発電機装置の構成図である。 この発明の実施の形態３による発電機装置の構成図である。 この発明の実施の形態４による発電機装置の構成図である。 この発明の実施の形態４から７における整流スイッチ素子の変形例を示す構成図である。 この発明の実施の形態４における整流スイッチ手段の一例を示した構成図である。 この発明の実施の形態５から７における整流スイッチ手段の一例を示した構成図である。

この発明によると、直流電源から界磁回路への電流の流れを整流する整流手段を、界磁回路とブリッジ回路の間に接続することで、界磁回路の平滑コンデンサ容量を変更することなく、電気配線のインダクタンス成分と、前記平滑コンデンサで構成されるＬＣ回路の共振周波数を高周波領域へ移動させることができ、発電電圧が発振し、不安定になる問題を容易に解決できる。同様の効果を得るためには、大容量の平滑コンデンサが必要であるため、コストの面でも有利である。

また、ブリッジ回路とは別に、界磁回路と直流電源を接続する電気配線を一本追加するだけで、界磁回路の平滑コンデンサの容量設定において、発電時の整流リップルを考慮する必要がなくなる。すなわち、発電機の構造上の特性によって設計が左右されないので、設計の自由度を拡げることが可能となる。

以下この発明による発電機装置を各実施の形態に従って図を用いて説明する。なお、各図において、同一もしくは相当部分は同一符号で示し、重複する説明は省略する。また、各実施の形態では車両用の発電機装置として説明されているが、この発明は車両用に限定されるものではない。

実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による発電機装置の構成図である。車両用発電機１は、２個のＮ型ＭＯＳＦＥＴ(パワー半導体素子)(６１ａと６１ｂ)を直列接続した相ブリッジ回路(直列体)を、３個並列に接続(６１ａと６１ｂ，６２ａと６２ｂ，６３ａと６３ｂ)して三相のブリッジ回路６を構成し、各Ｎ型ＭＯＳＦＥＴのゲートはブリッジ制御手段７で駆動制御される。各相ブリッジ回路のＮ型ＭＯＳＦＥＴ間の接続点より上部(６１ａ，６２ａ，６３ａ)は上アームを構成し、下部(６１ｂ，６２ｂ，６３ｂ)は下アームを構成している。なお、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴを直列接続した直列体を２個並列に接続して１相のブリッジ回路を構成してもよい。また、ブリッジ回路は、交流回転電機２の相数に応じて、相ブリッジ回路の並列数が決まるものであり、３相以外に、２相や６相等の多相ブリッジ回路であってもよい。

ブリッジ回路６の一方(高電位側)の直流端Ｐは、電気配線１０を介して充放電可能な直流電源３(バッテリ)の高電位側端に接続され、他方(低電位側)の直流端Ｎは、車両のボディーアースおよび電気配線(共に図示省略)を介して直流電源３の低電位側端に接続される。また、ブリッジ回路６の三相出力端子(即ち、２個のＮ型ＭＯＳＦＥＴを直列接続した直列体の接続点Ｕ，Ｖ，Ｗ)は交流回転電機２の３つの電機子巻線４のこれらの巻線間の接続点と反対側の端に個別に接続される。

界磁回路８は２個のＮ型ＭＯＳＦＥＴ(パワー半導体素子)８１，８２の直列体(相ブリッジ回路)を有し、各Ｎ型ＭＯＳＦＥＴのゲートは界磁電流制御手段９で駆動制御される。直列体の２個のＮ型ＭＯＳＦＥＴ間の接続点より上部のＮ型ＭＯＳＦＥＴ８１は界磁駆動用半導体素子８１であり、下部のＮ型ＭＯＳＦＥＴ８２は界磁電流還流用半導体素子８２である。２個のＮ型ＭＯＳＦＥＴ８１，８２間の接続点ＦＨは交流回転電機２の界磁巻線５の一端が接続され、界磁巻線５の他端は界磁電流還流用半導体素子８２の上記接続点ＦＨと反対の端である界磁回路８の低電位側直流端ＦＬに接続されている。そして、界磁回路８の一対の直流端の高電位側直流端Ｂは、整流手段４００を逆方向に介してブリッジ回路６の一対の直流端の高電位側直流端Ｐと接続されている。界磁回路８の低電位側直流端ＦＬはさらに、ブリッジ回路６の低電位側直流端Ｎと共通に直流電源３の低電位側端に接続される。

整流手段４００は直流電源３から界磁回路８への電流の流れを整流するものであり、例えばダイオードが使われる。また、界磁回路８はさらに、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ８１，８２からなる直列体と並列に接続されたキャパシタ(平滑コンデンサ)８０を有し、界磁駆動用半導体素子８１の駆動によって発生するサージ電圧を吸収すると共に、一時的に電流を供給し、高電位側直流端Ｂの電圧変動を抑制する。直流電圧検出(器)手段１３は直流電源３の電圧を検出する。減算手段１５は直流電源３の検出電圧と外部からの目標直流電圧値(Ｖｔｇ)との差分を電圧偏差(Ｖｅ)として求めて界磁電流制御手段９へ入力する。電圧検出(器)手段１４は電機子巻線４の誘起電圧をそれぞれ検出してブリッジ制御手段７に入力する。

なお、ブリッジ回路６とブリッジ制御手段７が電力変換部を構成し、界磁回路８と界磁電流制御手段９が界磁制御部を構成する。

図２は実施の形態１における図１の界磁回路８の変形例を示す構成図である。界磁回路８として図示するように、界磁巻線５をハイサイド駆動する場合は、図２の(ａ)，(ｂ)に例示するように、界磁回路８の上アーム素子はＰ型トランジスタ８１ａやＩＧＢＴ８１ｂで構成され、下アーム素子は還流のみを目的としたダイオード８２ａで構成しうる。また界磁巻線５をローサイド駆動する場合は、図２の(ｃ)，(ｄ)に示すように、界磁回路８の下アーム素子はＮ型ＭＯＳＦＥＴ８２やＮ型トランジスタ８１ｃで構成され、上アーム素子は還流のみを目的としたダイオード８２ａで構成しうる。

図３は実施の形態１における発電機装置の動作を説明するための制御ブロック図である。以下、図１の発電機装置の動作について図３を参照しながら説明する。発電機装置は、直流電源３の目標直流電圧値(Ｖｔｇ)を、図示しない外部コントローラからの指令値として受け、電圧制御ループの目標直流電圧値として設定する。直流電源３の電圧値を直流電圧検出手段１３にて検出し、減算手段１５で目標直流電圧値(Ｖｔｇ)との差分を電圧偏差(Ｖｅ)として求める。界磁電流制御手段９は電圧偏差(Ｖｅ)が入力されると、界磁回路８の界磁駆動用半導体素子８１をＰＷＭ(パルス幅変調)駆動制御するためのデューティ値(ＰＷ)を生成・更新する。例えば電圧偏差(Ｖｅ)が正であればデューティ値(ＰＷ)を大きく、負であればデューティ値を小さくする方向に変更して生成する。界磁回路８はデューティ値(ＰＷ)に応じた電圧パルス信号で駆動され、界磁巻線５に界磁電流(Ｉｆ)を流す。交流回転電機２はエンジンなどの回転供給装置の回転動力で回転しており、電機子巻線４に誘起された交流電力はブリッジ回路６で直流電力に整流されて直流電源３を充電する。なお、ブリッジ回路６は反対に、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴを駆動制御することで、直流電源３の直流電力を交流電力に変換して電動機として機能する交流回転電機２の電機子巻線４に供給する。

図４には、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の各電機子巻線４での誘起電圧およびブリッジ回路６の各Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ６１ａ〜６３ａ，６１ｂ〜６３ｂへのゲート駆動信号の一例を示すブリッジ回路６の動作タイミングチャートである。ブリッジ制御手段７は例えば、図４に示す各電機子巻線４の誘起電圧を電圧検出手段１４で検出し、誘起電圧に同期してブリッジ回路６の上下アームすなわちＮ型ＭＯＳＦＥＴ６１ａ〜６３ａ，６１ｂ〜６３ｂを駆動・停止制御して、ブリッジ回路６での電力損失を低減させる駆動制御を行う。

整流手段４００は図５のように、キャパシタ８０に蓄えられた電荷が電気配線１０のインダクタンス成分Ｌ１により、直流電源３へ向かって逆方向に流れることを防止する役割を担っており、電気配線１０のインダクタンス成分Ｌ１とキャパシタ８０でＬＣ回路が構成されるのを防ぐ。すなわち、発電時、ブリッジ回路６の直流端Ｐに整流リップルが発生しても、キャパシタ８０の位相遅れによって増幅され、共振することは無い。しかし実際には、整流手段４００として例えば、ダイオードを用いた場合、ダイオードの逆回復時間により逆方向に電流が流れ、電気配線１０とキャパシタ８０に加え、ダイオードの高周波特性も考慮した周波数特性となるが、共振周波数を高周波領域へ移動させることができる。

図６は例えば、電気配線１０のインダクタンス成分Ｌ１を５μＨ、キャパシタ８０のキャパシタンスＣを２０μＦとした場合のＬＣ回路の周波数特性(ゲイン曲線)、すなわちブリッジ回路６の直流端Ｐの周波数特性ｇ_ＬＣと、ダイオード４００の高周波特性を考慮した場合の周波数特性ｇ_ＬＤＣを示している。例えば交流回転電機２の回転速度が１,０００〜２０,０００ｒｐｍにおいて車両用発電機１が発電動作をするとした場合、ブリッジ回路６で整流された直流電圧の整流リップル周波数は８００Ｈｚから１６ｋＨｚの範囲となり、ダイオードが無ければ、発電時の整流リップルによって、ブリッジ回路６の高電位側直流端Ｐに共振現象が起きるが、ダイオードを用いると、共振周波数が１ＭＨｚ以上となり、整流リップルの周波数範囲から外れ共振しない。さらに直流電流は直流電源３から界磁回路８へ供給されるため、界磁回路８の駆動も可能である。

このように実施の形態１の構成によれば、直流電源３から界磁回路８への電流の流れを整流する整流手段４００を、界磁回路８の高電位側直流端Ｂとブリッジ回路６の高電位側直流端Ｐとの間に接続することで、発電時にブリッジ回路６の高電位側直流端Ｐに発生する前記整流リップルと、図１に示した電気配線１０のインダクタンスＬ１とキャパシタ８０のキャパシタンスＣで構成されるＬＣ回路の共振周波数ｆｃの周波数が重なりすなわち一致して、ブリッジ回路６の直流端Ｐおよび直流電源３の電圧が発振し、不安定になる現象を容易に回避できる。コストの面でも、キャパシタ８０の容量を１０倍程度大きくするより整流手段４００として、ダイオードを用いる方が有利である。

実施の形態２．
上記実施の形態１では、前記共振現象を回避するために、整流手段４００を用いてＬＣ回路の共振周波数を高周波領域へ移動させる方法について述べた。以下に説明するこの発明の実施の形態２では、整流手段４００ではなく、電気配線を１本追加して、共振現象を回避することが実施の形態１と異なる点である。以下にその詳細を説明する。

図７はこの発明の実施の形態２による発電機装置の構成図である。界磁回路８の高電位側直流端Ｂは、第１の電気配線１０とは異なる第２のインダクタンス成分Ｌ２を有する第２の電気配線２０を介して直流電源３の高電位側端に接続され、界磁回路８の低電位側直流端ＦＬはブリッジ回路６の低電位側直流端Ｎと共通に直流電源３の低電位側端に接続される。

界磁電流制御手段９のＰＷＭキャリア周波数(制御周波数)が、第２の電気配線２０のインダクタンスＬ２と、キャパシタ８０のキャパシタンスＣで構成されるＬＣ回路の共振周波数ｆｃに重ならない、すなわち一致しないように、キャパシタ８０の容量またはＰＷＭキャリア周波数を設定する。

このように実施の形態２の構成によれば、界磁回路８の電源配線をブリッジ回路６の電源配線と分けることで、界磁回路８のキャパシタ８０の容量設定において、発電時の整流リップルを考慮しなくてよい。すなわち、発電機の構造上の特性によって設計が左右されないので、設計の自由度を拡げることが可能となる。コストの面でも、コンデンサ８０の容量を１０倍程度大きくするより電気配線を１本追加する方が有利である。

実施の形態３．
上記実施の形態２では、車両の直流電源３をバッテリとした構成に対してこの発明の有効性を述べた。以下に説明するこの発明の実施の形態３では、直流電源３として高圧キャパシタを含む構成のものを使用したことが第２の実施の形態と異なる点である。以下にその詳細を説明する。

図８はこの発明の実施の形態３による発電機装置の構成図である。直流電源３は、バッテリ３１と、バッテリ３１と並列接続された電源用キャパシタ３２と、バッテリ３１と電源用キャパシタ３２の間に直列に接続されて電源用キャパシタ３２に蓄えられた直流電圧を降圧してバッテリ３１に供給するＤＣ−ＤＣコンバータ３３で構成される。バッテリ３１の高電位側端子はＤＣ−ＤＣコンバータ３３の出力端に接続され、ＤＣ−ＤＣコンバータ３３の入力端は電源用キャパシタ３２の高電位側直流端に接続される。電源用キャパシタ３２の低電位側直流端はバッテリ３１の低電位側端子と接続される。

また、ブリッジ回路６の高電位側直流端Ｐは、電源用キャパシタ３２の高電位側直流端とＤＣ−ＤＣコンバータ３３の入力端の接続点に第１の電気配線１０を介して接続されている。界磁回路８の高電位側直流端Ｂは、バッテリ３１の高電位側端子とＤＣ−ＤＣコンバータ３３の出力端の接続点に第２の電気配線２０を介して接続される。なお、電源用キャパシタ３２は大容量のコンデンサ(例えば１００Ｆ)で、電気二重層キャパシタやアルミ電解コンデンサなどが用いられ、第１の電気配線１０のインダクタンス成分Ｌ１と直流電源３の電源用キャパシタ３２のキャパシタンスＣ０で構成されるＬＣ回路の周波数特性において共振点は存在しないため、キャパシタ電圧が振動し、不安定になることはない。

図８の発電機装置の動作については図３の制御ブロック図において、図示しない外部コントローラからの指令値として、電源用キャパシタ３２の両端電圧の目標直流電圧値Ｖｔｇを入力し、電圧制御ループの目標直流電圧値として設定する。なお、直流電圧検出手段１３は、電源用キャパシタ３２の電圧値を検出する。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ３３は、発電機装置によって充電される電源用キャパシタ３２の両端電圧がバッテリ３１の電圧よりも高圧の場合に動作する。

このように実施の形態３の構成によれば、図８に示す構成とすることで、前記共振現象を回避できるばかりでなく、界磁回路８の電源電圧をバッテリ３１から取ることで、界磁駆動用半導体素子８１の耐圧を上げる必要がない。また、界磁電流制御手段９の電源(図８でＢで示す)を界磁回路８の高電位側直流端Ｂと共通にすることで、電源用キャパシタ３２の電荷が０の状態でも充電することができ、キャパシタの初期充電のために新たに充電装置を設ける必要がなくなる。

実施の形態４．
上記実施の形態３では、車両の直流電源３として高圧キャパシタを含む構成のものについて説明した。この実施の形態４では、上記実施の形態３に加えて、界磁回路８の電源を常時バッテリ３１から得るのではなく、必要な時のみバッテリ３１から得るようにした。以下にその詳細を説明する。

図９はこの発明の実施の形態４による発電機装置の構成図である。第２の電気配線２０は、バッテリ３１から界磁回路８の高電位側直流端Ｂへ向かう電流のみを流す整流手段４０を備えている。さらに、ブリッジ回路６の高電位側直流端Ｐと界磁回路８の高電位側直流端Ｂとが、整流スイッチ手段５００を介して接続されている。

整流手段４０は、例えばダイオードからなり、電源用キャパシタ３２や、ブリッジ回路６で発電した高電圧がバッテリ３１へ流れ込むのを防止する。またさらに、第２の電気配線２０のインダクタンス成分Ｌ２と界磁回路８のキャパシタ８０で構成されるＬＣ回路の共振周波数を高周波領域へ移動させ、キャパシタ８０の容量設定や、界磁電流制御手段９のＰＷＭキャリア周波数の設定をし易くする。

整流スイッチ手段５００は、ブリッジ回路６の高電位側直流端Ｐと界磁回路８の高電位側直流端Ｂとを接続あるいは切断する例えばサイリスタからなる整流スイッチ素子５０を含むものである。整流スイッチ素子５０としてこの他、同様の機能を果たす回路構成として図１０の(ａ)〜(ｄ)に示すように、Ｐ型トランジスタ、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴなどのスイッチング素子を用いてもよい。

図９の発電機装置の動作に関し、整流スイッチ素子５０のオン／オフ制御方法としては、整流スイッチ手段５００全体は例えば図１１に示す構成を有する。整流スイッチ手段５００では、キャパシタ電圧検出手段１０３(直流電圧検出手段１３を界磁電流制御手段９と共有してもよい)によって検出される電源用キャパシタ３２の電圧と、バッテリ電圧検出手段１０２によって検出されるバッテリ３１の電圧をそれぞれ制御手段１０１へ入力し、制御手段１０１では、バッテリ電圧とキャパシタ電圧を比較し、バッテリ電圧＞キャパシタ電圧の場合、すなわち、電源用キャパシタ３２が充電されていないときは整流スイッチ素子５０をオフさせ、界磁回路８へはバッテリ３１から電流を供給する。逆にバッテリ電圧≦キャパシタ電圧の場合は、バッテリ３１の消耗を防ぐため電源用キャパシタ３２から界磁回路８へ電流を供給する。

なお、整流スイッチ手段５００は整流手段４０と同じく、整流スイッチ素子５０としてのダイオードだけで構成しても同様の効果を得ることができる。この場合、図１１の制御手段１０１、バッテリ電圧検出手段１０２、キャパシタ電圧検出手段１０３からなる整流スイッチ制御手段を設けなくてもよいので、コストの面で有利となる。

このように実施の形態４によると、図９に示す構成とすることで、前記共振現象を回避できると共に、電源用キャパシタ３２の電荷が少ないときのみバッテリ３１を用いて発電を実施するので、バッテリの消耗を防ぎ、電源用キャパシタ３２の初期充電を可能にする利点も有する。

以降の実施の形態では、図９の整流スイッチ手段５００における整流スイッチ素子５０のオン／オフ制御の別の構成のものを示す。

実施の形態５．
実施の形態４では、バッテリ３１と電源用キャパシタ３２の電圧を比較し、整流スイッチ素子のオン／オフを判定したが、実施の形態５では、発電時にブリッジ回路６の直流端Ｐに発生する整流リップルの周波数と、第１の電気配線１０のインダクタンス成分Ｌ１と界磁回路８のキャパシタ８０で構成されるＬＣ回路の共振周波数を比較する方法について説明する。

図１２にはこの発明の実施の形態５以降の実施の形態の図９の整流スイッチ手段５００の構成を示す。図１２に示すように整流スイッチ手段５００は回転速度検出手段２００、整流スイッチ制御手段１００、と整流スイッチ素子５０を備える。回転速度検出手段２００は、内燃機関等からなる回転供給装置(図示省略)で回転している交流回転電機２の回転速度Ｎｓを検出し、検出した回転速度Ｎｓを制御手段１０１へ入力する。整流スイッチ制御手段１００では、前記回転速度Ｎｓを以下の式に代入し、整流リップルの周波数ｆ_rippleを算出する。なお、整流スイッチ制御手段１００は演算のためのロジック回路で構成されても、また演算部と演算に必要なデータを格納したメモリから構成されてもよい。

ｆ_ripple＝Ｎｓ×Ｎｐ×２×α (１)
ｆ_ripple：整流リップル周波数
Ｎｓ：回転速度(ｒｏｕｎｄ／ｓｅｃ)
Ｎｐ：相数
α：極対数

そして、第１の電気配線１０のインダクタンス成分Ｌ１と界磁回路８のキャパシタ８０で構成されるＬＣ回路の共振周波数ｆｃと前記整流リップルの周波数ｆ_rippleが以下の式を満たすとき整流スイッチ素子５０をオフさせる。

|１−ｆ_ripple／ｆｃ|≦所定値 (所定値＝例えば０．２) (２)

すなわち、前記整流リップルの周波数ｆ_rippleが前記ＬＣ回路の共振周波数ｆｃに対して所定(割合)範囲(例えば２０％以内)に入ったならば、前記共振現象を回避するため整流スイッチ素子５０をオフさせ、界磁回路８へはバッテリ３１から電流を供給するようにする。

このように実施の形態５によると、図９の整流スイッチ手段５００を上記の構成とすることで、前記共振現象を回避できると共に、前記整流リップルの周波数ｆ_rippleが前記ＬＣ回路の共振周波数ｆｃ付近にあるときのみバッテリ３１を用いて発電を実施するので、バッテリの消耗を防ぐ利点も有する。

実施の形態６．
実施の形態５では、整流リップルの周波数ｆ_rippleとＬＣ回路の共振周波数ｆｃとを比較し、整流スイッチ素子５０のオン／オフを判定したが、実施の形態６では、第１の電気配線１０のインダクタンス成分Ｌ１と界磁回路８のキャパシタ８０で構成されるＬＣ回路のゲイン特性に対して、発電時にブリッジ回路６の直流端Ｐに発生する整流リップルの周波数を代入して得られる入出力ゲインが、所定値以上である場合に整流スイッチ素子５０をオフする方法について説明する。

実施の形態６では、図１２の整流スイッチ制御手段１００で、回転速度Ｎｓを、上記数式(１)に代入し、整流リップルの周波数を算出する。そして、第１の電気配線１０のインダクタンス成分Ｌ１と界磁回路８のキャパシタ８０で構成されるＬＣ回路のゲイン特性ｇ(ｆ，ｆｃ)に対してｆ＝ｆ_rippleを代入し、算出される入出力ゲインｇ(ｆ_ripple，ｆｃ)が以下の式を満たすとき整流スイッチ素子５０をオフさせる。なお、整流スイッチ制御手段１００は演算のためのロジック回路で構成されても、また演算部と演算に必要なデータを格納したメモリから構成されてもよい(以下同様)。

ｇ(ｆ_ripple，ｆｃ)≧所定値 (所定値＝例えば０．８ｄＢ) (３)

すなわち、ブリッジ回路６直流端Ｐに発生する整流リップルの振幅が電源用キャパシタ３２の高電位側端の電圧リップルに対して、所定値(例えば０．８ｄＢ)以上(所定の割合以上)ならば、前記共振現象を回避するため整流スイッチ素子５０をオフさせ、界磁回路８へはバッテリ３１から電流を供給するようにする。

このように実施の形態６によると、図９の整流スイッチ手段５００を上記の構成とすることで、前記共振現象を回避できると共に、整流リップルの振幅が共振現象によって大きくなるときのみバッテリ３１を用いて発電を実施するので、バッテリの消耗を防ぐ利点も有する。なお、整流リップルの振幅を上記式(３)によって求める方法以外に、単純に、整流リップルの上下ピーク値を検出器(図示省略)で測定し、その差を電圧振幅とし、所定値(例えば１Ｖ)以上になった場合に、整流スイッチ素子５０をオフさせるようにしてもよい。

実施の形態７．
実施の形態７では、第１の電気配線１０のインダクタンス成分Ｌ１と界磁回路８のキャパシタ８０で構成されるＬＣ回路の位相特性θ(ｆ，ｆｃ)に対して、発電時にブリッジ回路６の直流端Ｐに発生する整流リップルの周波数ｆ_rippleを代入して得られる位相遅れが、所定値以上の場合に整流スイッチ素子５０をオフする方法について説明する。

実施の形態７では、図１２の整流スイッチ制御手段１００で、回転速度Ｎｓを、上記数式(１)に代入し、整流リップルの周波数を算出する。そして、第１の電気配線１０のインダクタンス成分Ｌ１と界磁回路８のキャパシタ８０で構成されるＬＣ回路の位相特性θ(ｆ，ｆｃ)に対してｆ＝ｆ_rippleを代入し、算出される位相遅れθ(ｆ_ripple，ｆｃ)が以下の式を満たすとき整流スイッチ素子５０をオフさせる。

θ(ｆ_ripple，ｆｃ)≦所定値 (所定値＝例えば−９０度) (４)

すなわち、ブリッジ回路６直流端Ｐに発生する整流リップルが電源用キャパシタ３２の高電位側端の電圧リップルに対して、所定値以上遅れたならば、前記共振現象を回避するため整流スイッチ素子５０をオフさせ、界磁回路８へはバッテリ３１から電流を供給するようにする。

このように実施の形態７によると、図９の整流スイッチ手段５００を上記の構成とすることで、前記共振現象を回避できると共に、整流リップルの位相が電源用キャパシタ３２の高電位側端の電圧リップルに対して遅れるときのみバッテリ３１を用いて発電を実施するので、バッテリの消耗を防ぐ利点も有する。

なお、この発明は上記各実施の形態に限定されるものではなく、これらの実施の形態の可能な組み合わせを全て含むことは云うまでもない。

この発明は、車載用の発電機装置のみならずその他の多くの分野で使用されている同一形式の発電機装置に適用可能である。

１ 車両用発電機、２ 交流回転電機、３ 直流電源、４ 電機子巻線、５ 界磁巻線、６ ブリッジ回路、７ ブリッジ制御手段、８ 界磁回路、９ 界磁電流制御手段、１０、２０ 電気配線、１３ 直流電圧検出手段、１４ 電圧検出手段、１５ 減算手段、３１ バッテリ、３２ 電源用キャパシタ、３３ ＤＣ−ＤＣコンバータ、４０ 整流手段、５０ 整流スイッチ素子、６１ａ〜６３ｂ Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ、８０ キャパシタ、８１ Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ(界磁駆動用半導体素子)、８２ Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ(界磁電流還流用半導体素子)、１００ 整流スイッチ制御手段、１０１ 制御手段、１０２ バッテリ電圧検出手段、１０３ キャパシタ電圧検出手段、２００ 回転速度検出手段、４００ 整流手段(ダイオード)、５００ 整流スイッチ手段。

Claims (14)

1. 電機子巻線と界磁巻線を有し少なくとも発電機として機能する交流回転電機と、
   充放電可能な直流電源と、
   スイッチ素子がブリッジ接続されて構成され両側の一対の直流端が前記直流電源の両端に接続され、前記スイッチ素子間の接続点が前記交流回転電機の電機子巻線に接続されたブリッジ回路を設け、前記スイッチ素子を制御して、前記交流回転電機と直流電源との間で交流と直流の間の双方向の電力変換を行う電力変換部と、
   前記ブリッジ回路の高電位側の直流端を前記直流電源の高電位側端に接続するインダクタンス成分を含む電気配線と、
   界磁駆動用素子と前記交流回転電機の界磁巻線に並列に接続された界磁電流還流素子との直列回路およびこの直列回路に並列接続され前記直流電源の電位変動を防ぐキャパシタからなり両端の一対の直流端が前記ブリッジ回路の一対の直流端にそれぞれ接続される界磁回路を設け、前記直流電源の電圧に従い少なくとも前記界磁駆動用素子の制御を行う界磁制御部と、
   前記ブリッジ回路の高電位側の直流端から前記界磁回路の高電位側の直流端へ電流を流すようにこれらの間に接続された整流手段と、
   を備えたことを特徴とする発電機装置。
2. 電機子巻線と界磁巻線を有し少なくとも発電機として機能する交流回転電機と、
   充放電可能な直流電源と、
   スイッチ素子がブリッジ接続されて構成され両側の一対の直流端が前記直流電源の両端に接続され、前記スイッチ素子間の接続点が前記交流回転電機の電機子巻線に接続されたブリッジ回路を設け、前記スイッチ素子を制御して、前記交流回転電機と直流電源との間で交流と直流の間の双方向の電力変換を行う電力変換部と、
   前記ブリッジ回路の高電位側の直流端を前記直流電源の高電位側端に接続する第１のインダクタンス成分を含む電気配線と、
   界磁駆動用素子と前記交流回転電機の界磁巻線に並列に接続された界磁電流還流素子との直列回路およびこの直列回路に並列接続され前記直流電源の電位変動を防ぐキャパシタからなり両端の一対の直流端が前記直流電源の両端にそれぞれ接続される界磁回路を設け、前記直流電源の電圧に従い少なくとも前記界磁駆動用素子の制御を行う界磁制御部と、
   前記界磁回路の高電位側の直流端を前記直流電源の高電位側端に接続する第２のインダクタンス成分を含む第２の電気配線と、
   を備えたことを特徴とする発電機装置。
3. 前記直流電源は、直流電源の両端間に互いに並列接続されたバッテリと電源用キャパシタ、および前記バッテリと電源用キャパシタの間に直列に挿入されたＤＣ−ＤＣコンバータを含み、前記電源用キャパシタの高電位側端と前記ブリッジ回路の高電位側直流端が前記第１の電気配線によって接続され、前記バッテリの高電位側端と前記界磁回路の高電位側直流端が前記第２の電気配線によって接続されることを特徴とする請求項２に記載の発電機装置。
4. 前記直流電源と前記界磁回路とを接続する第２の電気配線の第２のインダクタンス成分と前記界磁回路のキャパシタで形成されるＬＣ回路の共振周波数が、前記界磁制御部における界磁駆動用素子の制御の周波数に一致しないように、前記キャパシタの容量または前記界磁駆動用素子の制御周波数が設定されていることを特徴とする請求項２または３に記載の発電機装置。
5. 前記第２の電気配線が前記バッテリ出力を整流する整流手段を有し、さらに、前記ブリッジ回路と界磁回路とを整流スイッチ手段を介して接続し、前記界磁回路が前記直流電源の電源用キャパシタまたはバッテリから電源を得ることを特徴とする請求項３に記載の発電機装置。
6. 前記整流スイッチ手段が、
   前記ブリッジ回路と界磁回路との間に接続された整流スイッチ素子と、
   前記直流電源のバッテリと電源用キャパシタの電圧を検出して比較し、キャパシタ電圧がバッテリ電圧未満の時に前記整流スイッチ素子をオフ状態にする整流スイッチ制御手段と、
   を含むことを特徴とする請求項５に記載の発電機装置。
7. 前記整流スイッチ手段が、
   前記ブリッジ回路と界磁回路との間に接続された整流スイッチ素子と、
   前記交流回転電機の回転速度を検出する回転速度検出手段と、
   前記回転速度検出手段で検出された回転速度に基づいて算出した前記ブリッジ回路の整流リップルの周波数ｆ_rippleと、前記第１の電気配線の第１のインダクタンス成分と前記界磁回路のキャパシタからなるＬＣ回路の共振周波数ｆｃとが、ｆ_rippleがｆｃに対して所定割合内になったことを示す
   |１−ｆ_ripple／ｆｃ|≦所定値
   を満たす時に前記整流スイッチ素子をオフ状態にする整流スイッチ制御手段と、
   を含むことを特徴とする請求項５に記載の発電機装置。
8. 前記所定値が０．２であることを特徴とする請求項７に記載の発電機装置。
9. 前記整流スイッチ手段が、
   前記ブリッジ回路と界磁回路との間に接続された整流スイッチ素子と、
   前記交流回転電機の回転速度を検出する回転速度検出手段と、
   前記回転速度検出手段で検出された回転速度に基づいて算出した前記ブリッジ回路の整流リップルの周波数ｆ_rippleを、前記第１の電気配線の第１のインダクタンス成分と前記界磁回路のキャパシタとのＬＣ回路のゲイン特性ｇ(ｆ，ｆｃ)にｆ＝ｆ_rippleとして代入して求めたゲイン特性ｇ(ｆ_ripple，ｆｃ)が、上記ブリッジ回路の高電位側直流端に発生する整流リップルの振幅が前記電源用キャパシタの高電位側端の電圧リップルに対して所定の割合以上であることを示す
   ｇ(ｆ_ripple，ｆｃ)≧所定値(ｄＢ)
   を満たす時に前記整流スイッチ素子をオフ状態にする整流スイッチ制御手段と、
   を含むことを特徴とする請求項５に記載の発電機装置。
10. 前記所定値が０．８ｄＢであることを特徴とする請求項９に記載の発電機装置。
11. 前記整流スイッチ手段が、
    前記ブリッジ回路と界磁回路との間に接続された整流スイッチ素子と、
    前記交流回転電機の回転速度を検出する回転速度検出手段と、
    前記回転速度検出手段で検出された回転速度に基づいて算出した前記ブリッジ回路の整流リップルの周波数ｆ_rippleを、前記第１の電気配線の第１のインダクタンス成分と前記界磁回路のキャパシタとのＬＣ回路の位相特性θ(ｆ，ｆｃ)にｆ＝ｆ_rippleとして代入して求めた位相特性θ(ｆ_ripple，ｆｃ)が、上記ブリッジ回路の高電位側直流端に発生する整流リップルの振幅が前記電源用キャパシタの高電位側端の電圧リップルに対して所定値以上遅れたことを示す
    θ(ｆ_ripple，ｆｃ)≦所定値
    を満たす時に前記整流スイッチ素子をオフ状態にする整流スイッチ制御手段と、
    を含むことを特徴とする請求項５に記載の発電機装置。
12. 前記所定値が−９０°であることを特徴とする請求項１１に記載の発電機装置。
13. 前記第２の電気配線が前記バッテリ出力を整流する整流手段を有し、さらに、前記ブリッジ回路と界磁回路とを前記ブリッジ回路出力を整流する第２の整流手段を介して接続し、前記界磁回路が前記直流電源の電源用キャパシタおよびバッテリの少なくとも一方から電源を得ることを特徴とする請求項５に記載の発電機装置。
14. 前記界磁制御部が、前記界磁回路を制御する界磁制御手段を有し、前記界磁制御手段の電源が前記界磁回路と同じ電気配線から取ることを特徴とする請求項３、５から１３までのいずれか１項に記載の発電機装置。

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