JP2008148498A - 低電圧大電流モータ用電源 - Google Patents
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Abstract
【課題】高調波による損失や大電流による電圧降下を抑えて効率を向上させ、低電圧大電流モータを運転するための装備を小型化し低コスト化を図ること。
【解決手段】この低電圧大電流モータ用電源システムでは、車両用ターボアシストモータのような交流モータ1が、交流発電機3A及び整流回路3Bを含む可変低電圧電源3からPAM方式のインバータIVを通じて大電流で駆動される。可変低電圧電源3の電圧調整回路3Cは、モータ1の運転時には、インバータIVの運転周波数Fmを制御するインバータ制御回路FCからの指令電圧Rvに基づいて交流発電機3Aの界磁電流を制御し、交流発電機3Aの出力電圧Vdを自動的に調整する。また、交流発電機3Aの出力は第2整流回路3Eで整流して電源電池4を充電し、電源電池4により他の電気負荷(補器)に給電することができる。
【選択図】図4
【解決手段】この低電圧大電流モータ用電源システムでは、車両用ターボアシストモータのような交流モータ1が、交流発電機3A及び整流回路3Bを含む可変低電圧電源3からPAM方式のインバータIVを通じて大電流で駆動される。可変低電圧電源3の電圧調整回路3Cは、モータ1の運転時には、インバータIVの運転周波数Fmを制御するインバータ制御回路FCからの指令電圧Rvに基づいて交流発電機3Aの界磁電流を制御し、交流発電機3Aの出力電圧Vdを自動的に調整する。また、交流発電機3Aの出力は第2整流回路3Eで整流して電源電池4を充電し、電源電池4により他の電気負荷(補器)に給電することができる。
【選択図】図4
Description
この発明は、低電圧大電流の交流モータをインバータで駆動する際の低電圧大電流モータ用電源に関し、特に、自動車などに使われる電動アシスト・ターボチャジャーや電動コンプレッサ・アシスト・ターボチャジャー或いは電動パワーステアリングのように限られた電源容量内で瞬時大電流と直流可変電圧を必要とするモータの電源システムに関する。
近年、自動車用エンジンのターボチャジャー(過給機)に対し、タービン駆動用コンプレッサ(圧縮機)を直結電動機でアシスト(支援)したり、タービン駆動用コンプレッサを電動コンプレッサでアシストする電動アシスト型のターボチャジャーの開発が進められており、例えば、特許文献1,2では、電動アシスト型ターボチャジャーにおいて低電圧大電流の高周波アシストモータをインバータで駆動するようにしている。また、自動車においては、パワーステアリングに低電圧大電流の交流モータを用いインバータで可変速駆動する試みもなされている。
特開2005−348595号公報
特開2006−320143号公報
自動車などの電源供給が限られた環境で可変速交流モータをインバータ(変換器)で駆動するには、直流電圧一定のPWMインバータでモータ印加電圧を変化させる直流電圧一定・PWM方式が一般的である。そこで、図1に示すように、一定の直流電圧VDCが供給されるPWM方式のインバータで上述のような低インピーダンスで低電圧大電流の高周波モータを運転しインバータによりモータ電圧VM及び周波数fを制御する場合を考えてみる。この場合、インバータの高周波スイッチングによって、モータ駆動電流に含まれる高調波電流によるモータ損失が増えると共に、スイッチング周波数が非常に高くなって、インバータのスイッチングロスが増え、モータの高調波損失も更に増えるので、モータやインバータの効率が落ちたり冷却対策を講じるなどの問題が生じるだけでなく、インバータ要素の半導体特性などハード面における信頼性の問題も生ずる。
さらに、インバータの直流入力回路を、直接、電子機器などの補器に給電するバッテリ等の電源電池(車両用アクセサリー電源)に接続すると、モータ起動時に、大電流が電池を通流することにより、電源電池の端子電圧が大きく低下(ドロップ)して電源電池に繋がる電子機器などの他の電気負荷(補器)に影響を及ぼすので、このようなドロップ対策として、電源電池の容量を大きくする方法か、或いは、図示のように、インバータ駆動のための電池(モータ用バッテリ)を設け、補器に繋がる電源電池に接続された充電用交流発電機(オルタネータ)の出力端子とモータ用バッテリとの間に抵抗と短絡リレーを挿入する方法などが採られる。しかしながら、電池容量を大きくする方法では電池が大きく重くなり、モータ用バッテリを設ける方法では、無駄な電力を損失する抵抗や大電流の大型リレーなどが必要になる。
このようにPWM方式のインバータで高周波モータを回すと高調波によるモータロスや変換機ロスを増えるので、この対策として、図2に示すように、電源電池の電圧をチョッパにより降圧してモータ運転周波数fに応じた直流電圧VDCをインバータに供給し、インバータをPAM方式で使うことが考えられる。しかしながら、このような降圧チョッパ・PAM方式では、乗用車のような低圧の電源電池(例えば、14V)では、チョッパ部分に大電流が流れる(例えば、車載電源電圧=14Vで、2.5KWのモータを回す場合、200A以上の電流が流れる)ので、リアクトルを持つチョッパ部分の小型化や高効率化が非常に困難になる。
すなわち、リアクトルを小型化するためにスイッチング周波数を高くすると、スイッチングロス等が増えるだけでなく、電流が大きく周波数も高いので基準電圧に対するインピーダンス電圧降下(ドロップ)が大きくなり、モータに対する電圧利用率が下がるなどの問題が生じ、PWM方式に比べ機器サイズが大きくなる欠点がある。さらに、モータ起動時における電源電圧のドロップ対策についても、上述した何れかの方法を採らざるを得ず、やはり、問題が残ってしまう。
以上のように、インダクタンスが非常に小さい高速モータは、図1のようにPWM式インバータで駆動した場合は高調波によるモータ損失が大きく増大する。また、図2のようにチョッパで直流入力電圧を制御しPAM式インバータでモータを駆動すると、低圧大電流の場合、インバータ部分に較べてチョッパ部分の損失と重量が増大するだけでなく、基準電圧に対する電圧ドロップも大きくなり、モータの電圧利用率が悪化する。また、電源電池に直接インバータ及びモータを接続すると、モータ起動時に電池電圧が下がり、他に接続されている補器の電圧が下がる。そこで、オルタネータ出力を補器用電源電池(アクセサリー電源)に接続し抵抗及び短絡リレーを介してモータ用バッテリに接続すると、起動時の電力損失が増大し装備は大型化する。
この発明は、このような事情に鑑み、インバータのスイッチングに伴い発生される高調波による損失や大電流による電圧降下を抑えて効率を向上させ、低電圧大電流モータを運転するための装備を小型化し低コスト化を図ることができる低電圧大電流モータ用電源を提供することを目的とする。
この発明の主たる特徴に従うと、交流発電機(3A)の整流出力で構成される低電圧電源(3)からインバータ(IV)を通じて交流モータ(1)を大電流で駆動する低電圧大電流モータ用電源において、インバータ(IV)の出力周波数(Fm)を制御するインバータ制御回路(FC)と、インバータ制御回路(FC)からの指令電圧(RV)に基づいて交流発電機(3A)の界磁電流を制御し交流発電機(3A)の出力電圧を調整する電圧調整回路(3C)とを具備する低電圧大電流モータ用電源〔請求項1〕が提供される。なお、括弧書きは、理解の便のために付した実施例の参照記号乃至用語である。
この低電圧大電流モータ用電源においては、インバータ(IV)は交流発電機(3A)の第1整流回路(3B)に接続され、交流発電機(3A)の第2整流回路(3E)には、交流モータ(1)以外の他の電気負荷(「補器」)に給電するための電池(4)に接続され、電圧調整回路(3C)は、指令電圧(RV)と第1整流回路(3B)の出力電圧(Vd)を比較して交流発電機(3A)の出力電圧を調整する〔請求項2〕ように構成することができる。
この場合、第1及び第2整流回路(3A,3B)の一方の出力端子(「接地側」)に接続されるダイオードブリッジ(D4〜D6)は共用される〔請求項3〕ように構成することができる。また、電池(4)は、交流発電機(3A)の励磁回路用電源として使用される〔請求項4〕ように構成することができる。
また、この低電圧大電流モータ用電源においては、交流発電機(3C)の界磁巻線(WE)には、ダイオード及び抵抗を組み合わせたスナバ回路(3D)が並列接続される〔請求項5〕ように構成することができる。
この発明による低電圧大電流モータ用電源(請求項1)では、自動車用エンジン等の原動機で駆動される低電圧交流発電機(3A)の整流出力で構成される低電圧電源(3)からインバータ(IV)を通じて交流モータ(1)を大電流で駆動する構成とし、電圧調整回路(3C)により、インバータ(IV)を制御するインバータ制御回路からの指令電圧に基づいて交流発電機(3A)の界磁電流を制御し交流発電機(3A)の出力電圧(Vd)を自動的に調整し、モータ制御指令に従い交流発電機(3A)側から出力される直流電圧(Vd)を可変に制御するようにしている。従って、この発明によれば、モータ入力電圧の制御にチョッパやインバータのPWM制御を用いることなく、インバータのスイッチングに伴う高調波による損失を抑えると共に、大電流・高周波による電圧降下を抑えてモータの電圧利用率を上げ、効率を大きく向上することができ、装備の小型化と低コスト化を図ることができる。
この発明では、車載電源などの電源電池(4)との関係について、交流モータ(1)を大電流で駆動するインバータ(IV)は、交流発電機(3A)の第1整流回路(3B)に接続し、交流発電機の第2整流回路(3E)に電源電池(4)を接続して交流モータ(1)以外の他の電子装置などの電気負荷即ち補器に給電すると共に、電圧調整回路(3C)により、インバータ制御回路(FC)からの指令電圧(Rv)と第1整流回路(3B)の出力電圧(Vd)を比較して交流発電機(3A)の出力電圧を調整するように構成している(請求項2)。従って、この発明によれば、モータ起動時の大電流による電圧降下の影響を他の電子装置などに及ぼさないようにすることができる。
この場合、第1及び第2整流回路(3B,3E)の一方の出力端子(「接地側」)に接続されるダイオードブリッジ(D4〜D6)は、両整流回路(3B,3E)で共用するように構成することにより、整流要素を削減することができる(請求項3)。また、電源電池(4)は、交流発電機(3A)の励磁回路用電源として使用するように構成することにより、電源要素を削減することができる(請求項4)。
また、この発明では、交流発電機(3A)の励磁回路について、ダイオード及び抵抗を組み合わせたスナバ回路(3D)を界磁巻線(WE:励磁コイル)に並列に接続するように構成している(請求項5)。つまり、交流モータ(1)の起動時には、モータ供給電圧を零電圧或いは零電圧近傍から立ち上げる必要があり、特に、交流発電機(3A)が補器電源(4)に給電している場合は交流発電機出力電圧を一旦零電圧近傍にまで急速に下げる必要があるが、この発明によれば、界磁巻線(WE)に並列に(即ちブラシBR間に)ダイオードと抵抗(3D)を接続しているので、界磁巻線(WE)のインダクタンスの影響を防ぎ、発電機出力電圧の制御応答性を高めて交流発電機出力電圧の立上り及び立下り性能を改善することができる。
この発明によれば、以上のような特徴により、高調波による損失や大電流・高周波による電圧降下を抑えて効率を向上させ、低電圧大電流モータを運転するための装備を小型化し低コスト化を図ることができ、特に、自動車用の車載装置として部品を大幅に削減し軽量化を実現することができる。
図3及び図4は、この発明の一実施例による低電圧大電流モータ用電源のシステム構成を説明するための図であり、図3は第1実施形態の電源構成を示し、図4は第2実施形態の電源構成を示す。この発明の一実施例によるモータ用電源システムは、図3及び図4に示すように、低電圧大電流の多相(例えば、3相)交流モータ1を駆動するインバータ2と、低電圧の交流発電機3Aにより可変直流電圧をインバータ2に供給する可変電圧電源(オルタネータ)3を備え、インバータ2は、PAM方式で動作し電圧制御機能を要しない。また、交流モータ1には、例えば、自動車などで、タービン駆動用コンプレッサをアシスト駆動する高周波電動機(「直結アシストモータ」という)、タービン駆動用コンプレッサをアシストするコンプレッサを駆動する高周波電動機(「コンプレッサアシストモータ」という)、或いは、パワーステアリング機構を駆動する電動機が用いられる。
〔第1実施形態〕
まず、第1実施形態について説明する。第1実施形態のシステムは「専用可変電圧発電機・PAM方式」と呼ばれ、第1実施形態では、図3に示すように、交流発電機3Aを含む可変電圧電源3がインバータ2への電圧供給専用とされる。つまり、他の車載用電子機器などの補器に電力を供給する車載電源バッテリ等の電源電池4は、可変電圧電源3とは別の充電用発電機回路(オルタネータ)から充電され、モータ用電源システムには、インバータ2の制御回路や可変電圧電源3の発電機励磁回路及び調整回路に電源を供給する。従って、専用の交流発電機3Aを用いることで、既存の充電用発電機回路を設計変更する必要はなく、交流モータ1の運転時には、補器の電源電圧を変動させて他の補器に悪影響を与えるというようなことがない。
まず、第1実施形態について説明する。第1実施形態のシステムは「専用可変電圧発電機・PAM方式」と呼ばれ、第1実施形態では、図3に示すように、交流発電機3Aを含む可変電圧電源3がインバータ2への電圧供給専用とされる。つまり、他の車載用電子機器などの補器に電力を供給する車載電源バッテリ等の電源電池4は、可変電圧電源3とは別の充電用発電機回路(オルタネータ)から充電され、モータ用電源システムには、インバータ2の制御回路や可変電圧電源3の発電機励磁回路及び調整回路に電源を供給する。従って、専用の交流発電機3Aを用いることで、既存の充電用発電機回路を設計変更する必要はなく、交流モータ1の運転時には、補器の電源電圧を変動させて他の補器に悪影響を与えるというようなことがない。
インバータ2は、モータ1に可変周波数の電力を供給するインバータ主回路(単にインバータともいう)IVと、インバータ主回路IVを制御するインバータ制御回路FCから成り、インバータ主回路IVは、ブリッジ接続された大電流スイッチング素子(トランジスタ)S1〜S6で構成され、直流入力側には、必要に応じて、平滑用コンデンサCPが設けられる。また、モータ1には、モータ1の回転速度(周波数)Frを検出する回転センサREが設けられる。
インバータ制御回路FCは、例えば、速度指令(指令速度)Rs及び回転センサREからの実際速度Frに応じて交流モータ1の運転周波数(Fm)を決定し、決定された運転周波数(Fm)に基づくゲート信号Sgで順次スイッチング素子S1〜S6のオンオフを制御することにより、インバータ主回路IVからモータ1に所望周波数(Fm)の電力が供給される。ここで、インバータ2は、例えば、運転周波数(Fm)の半サイクル当り180°又は120°通電形の1パルスをモータ1に出力する(PWMで動作させない)ように構成され、この場合、モータ1に出力される電圧の大きさについては、可変電圧電源3でインバータ主回路IVの入力電圧を制御する「PAM方式」により変化される。しかしながら、必要に応じて、PAM方式に加え「低次高調波を除去することができるPWM方式」(例えば、180°通電形の所定パターンPWMパルス)を併用してもよい。
インバータ制御回路FCは、また、速度指令Rs及び実際回転速度Frから決定される運転周波数(Fm)に基づき、モータ1の誘起電圧(モータ電圧)Vmに見合う所望のインバータ入力電圧値を演算し、演算されたインバータ入力電圧値を電圧指令(指令電圧)Rvとして可変電圧電源3に送る。
可変電圧電源3は、例えば、自動車用エンジン等の原動機で駆動される低電圧大電流の可変電圧多相(例えば、3相)交流発電機3Aと、交流発電機3Aから出力される発電電圧を整流する全波整流回路3Bと、交流発電機3Aの励磁電流を制御して整流回路3Bから出力される整流電圧Vdを調整する電圧調整器3Cとから成り、交流発電機3Aの励磁回路に並設されたスナバ回路3Dを含む。
交流発電機3Aは、界磁巻線(励磁コイル)WEを備えたロータと、U相〜W相固定子巻線WU〜WWを備えたステータから成り、整流回路3Bは、直流中間回路の母線間に低電圧大電流の正側ダイオードD1〜D3及び接地側(負側)ダイオードD4〜D6がそれぞれ直列接続され、各直列接続ダイオードD1−D4,D2−D5,D3−D6の接続点に各相固定子巻線WU〜WWの出力端子が接続された構成を有する。
界磁巻線WEは、電源電池4から、ブラシBR及びスリップリングSRを介して給電され、電圧調整器3Cの出力制御要素STにより励磁電流が制御される。各相固定子巻線WU〜WWには、界磁巻線WEの励磁電流と原動機によるロータの回転に依存する発電電圧が誘起され、固定子巻線WU〜WWの発電電圧は整流回路3Bに出力される。整流回路3Bで整流された直流電圧Vdはインバータ主回路IVに供給され、また、整流回路3Bの出力電圧Vdは、直流中間回路に設けられた電圧センサDVにより検出される。
電圧調整器3Cは、上述した出力制御要素(MOS−FETなどのトランジスタスイッチ)STと発電電圧調整回路VRから成り、発電電圧調整回路VRは、インバータ制御回路FCからの電圧指令Rvと電圧センサDVからの直流中間電圧Vdを比較する比較器と、この比較器からの比較結果に応じて出力制御要素STをオンオフ制御するスイッチング制御器を備える。つまり、インバータ制御回路FCから電圧指令Rvが電圧調整器3Cに入力されると、発電電圧調整回路VRは、電圧指令Rvと直流中間電圧Vdの比較結果に応じて出力制御要素STを制御することにより、界磁巻線WEに通流する発電機励磁電流を制御し、整流回路3Bからインバータ主回路IVに入力される直流電圧Vdを電圧指令Rvに等しくなるように自動電圧調整を行う。
この場合、界磁巻線WEにスナバ回路がないと、発電機電圧の立上り及び立下り特性が界磁巻線WEのインダクタンスに依存するので、発電機電圧の制御に遅れが生じることになるが、界磁巻線WEには、図示のように、スナバ抵抗とダイオードが直列接続されたスナバ回路3Dが逆並列に接続されているので、界磁巻線WEのインダクタンスの影響を軽減して制御応答性を高め、発電機電圧の立上り及び立下り性能を改善することができる。例えば、モータ1の起動時はモータ供給電圧を零電圧或いは零電圧近傍から急速に立ち上げ、停止時には零電圧まで急速に低下させることができる。
第1実施形態によるモータ用電源システムでは、モータ1の運転時には、交流発電機3Aの固定子巻線回路のインダクタンスがモータ電流通路のインダクタンス成分として機能するので、インバータ主回路IVのスイッチングによる高調波の発生を抑制することができる。また、第2の従来技術(図2)のように可変電圧制御を担うチョッパ部分が無くなるので、その分、効率が良くなり冷却面で有利となり、装備の小型・軽量化を図ることができる。さらに、モータ作動時の電源電圧低下に対しても、リレーや回路抵抗などの追加装備を設ける必要がないので、システムの小型・軽量化を図ることができる。
図5は、交流モータ1に誘導モータを用いてすべり周波数制御方式で運転する場合のインバータ制御回路の極くシンプルな原理的構成例を示す。この場合、誘導モータには、通常タイプのかご型ロータ又は特許文献1の図9〜図11で説明されているようなソリッド型ロータを備えたものを用いることができる。図5に例示したインバータ制御回路FCは、速度比較器C1、すべり周波数演算回路C2、加算器C3及びゲート制御回路C4から成るインバータ周波数制御系と、加算器C3からのモータ運転周波数Fmを受ける入力電圧指令回路C5で成るインバータ入力電圧指令系で構成される。
インバータ周波数制御系において、速度比較器C1は、回転センサREの回転検出信号から得られる交流モータ1の実際の回転速度(回転周波数)Frを速度指令Rsと比較して速度誤差Neを生成する。すべり周波数演算回路C2は、速度誤差Ne=Rs−Frが所定値以下の場合は、速度誤差Neに定数k1を掛けてすべり周波数指令Fs=k1・Neに変換し、速度誤差Neが正負の所定値を越えると一定のすべり周波数指令Fs=一定値を出力する。
加算器C3は、すべり周波数指令Fsに回転センサREからの回転周波数Frを加算してインバータIVの運転周波数指令Fm=Fr+Fsを生成する。ゲート制御回路C4は、加算器C3から出力される運転周波数指令Fmに基づいてインバータIVのスイッチング素子S1〜S6にゲート制御信号Gsを出力し、運転周波数Fmの半サイクル当り180°又は120°通電形の1パルスを半波電圧としてインバータIVからモータ1の各相ステータ巻線に出力させる。
インバータ入力電圧指令系すなわち入力電圧指令回路C5は、加算器C3からの運転周波数指令Fmに対応するインバータIVの入力電圧指令Rvを生成し、この入力電圧指令Rvは、運転周波数指令Fmが所定値Fmr以下の範囲では、運転周波数指令Fmの値に比例させてRv=k2・Fm(k2:定数)の関係をもち(Vm/Fm=一定:所定の一定磁束を維持させる)、運転周波数指令Fmが所定値Fmrを超える範囲では、所定の電圧指令値Vr(=k2・Fmr)に制限してRv=Vrの関係をもつ。この電圧指令値Vrは、例えば、モータ1乃至交流発電機3Aの定格電圧に対応する最大直流電圧(=電源電池4の基準電圧Vbo、例えば、14V)に設定することができる。そして、このように運転周波数Fmの増大に応じてほぼ直線状に増大し所定の定格電圧値Vrで一定となる入力電圧指令Rvは、電圧調整器3の発電電圧調整回路3Cに出力される。
図6は、この電源システムの実際の電圧特性例を示す。インバータ制御回路FCから出力される電圧指令Rvが運転周波数Fmの増大に対して直線状に変化するのに対して、運転周波数Fmの増大に対する実際の直流電圧Vd及びモータ電圧Vmは、図6(1)に示すように、界磁巻線WEの応答遅れ(スナバ回路3Dで改善されるが、若干の遅れが残る)によりやや曲線状に変化する。
また、図6(2)に示すように、時間t=t1でモータの起動を指令し運転周波数Fmを一定の加速度で増大させ時間t=t2でモータの停止を指令した場合、実際の直流電圧Vdは、時間tの経過に従って、実線で示される曲線のように変化する。モータ1を直結アシストモータ(出力2kw、定格回転速度 100,000rpm)に用いた実験例では、時間t1〜t2間のインバータ運転期間は0.5〜3秒であってこの間に十分なモータ速度Frで運転することができ、スナバ回路3Dを設けない場合に比べると、立上り及び立下り特性が十分に改善されたことが確認された。
〔第2実施形態〕
次に、第2実施形態について説明する。第2実施形態のシステムは「補器電源兼用可変電圧発電機・PAM方式」と呼ばれ、第2実施形態では、図4に示すように、交流発電機3Aを含む可変電圧電源3は、第1整流回路3Bを通じてインバータ2に電源電力を供給するだけでなく、第2整流回路3Eを通じて補器用電源電池4に電源電力を供給する。つまり、このモータ用電源システムの可変電圧電源3はインバータ2への電源供給と独立して電源電池4を充電し、電源電池4は、他の車載用電子機器などの補器に電力を供給すると共に、インバータ2の制御回路や可変電圧電源3の発電機励磁回路及び調整回路に電源を供給する。従って、交流発電機3Aを補器電源供給とモータ駆動に兼用することができ、モータ駆動専用の発電機回路を別設する必要がない。また、インバータ2と電源電池4は第1及び第2整流回路3B,3Eで回路的に分離されているので、交流モータ1の運転時は、補器の電源電圧を変動させて他の補器に悪影響を与えるようなことがない。
次に、第2実施形態について説明する。第2実施形態のシステムは「補器電源兼用可変電圧発電機・PAM方式」と呼ばれ、第2実施形態では、図4に示すように、交流発電機3Aを含む可変電圧電源3は、第1整流回路3Bを通じてインバータ2に電源電力を供給するだけでなく、第2整流回路3Eを通じて補器用電源電池4に電源電力を供給する。つまり、このモータ用電源システムの可変電圧電源3はインバータ2への電源供給と独立して電源電池4を充電し、電源電池4は、他の車載用電子機器などの補器に電力を供給すると共に、インバータ2の制御回路や可変電圧電源3の発電機励磁回路及び調整回路に電源を供給する。従って、交流発電機3Aを補器電源供給とモータ駆動に兼用することができ、モータ駆動専用の発電機回路を別設する必要がない。また、インバータ2と電源電池4は第1及び第2整流回路3B,3Eで回路的に分離されているので、交流モータ1の運転時は、補器の電源電圧を変動させて他の補器に悪影響を与えるようなことがない。
第2実施形態のモータ用電源システムにおいて、インバータ2は、第1実施形態の構成と同様であり、図5で説明したインバータ制御回路FCの構成例はそのまま適用することができる。また、可変電圧電源3については、発電電圧調整回路3Cが更なる電圧調整機能を有し、発電電圧を整流するのに2つの整流回路3B,3Eを用いる点を除いて、機器の基本的構成に格別の相違はない。すなわち、第2実施形態では、発電電圧調整回路3Cが更に電源電池4への充電電圧調整機能を有する。また、可変電圧電源3の整流回路は、インバータ主回路IVに直流電圧Vdを与える第1整流回路3Bと、電源電池4に直流電圧Vbを与える第2整流回路3Eから構成され、第1整流回路3BとインバータIVの間の直流中間回路には、直流中間電圧Vdを検出するための第1電圧センサDVaが設けられ、第2整流回路3Eと電源電池4の間の電源母線には、電源電池4の電圧(電源電圧)Vbを検出するための第2電圧センサDVbが設けられる。
第1整流回路3Bは、第1実施形態と同様に、直流中間回路の母線間に低電圧大電流の正側ダイオードD1〜D3及び接地側(負側)ダイオードD4〜D6がそれぞれ直列接続され、各直列接続ダイオードD1−D4,D2−D5,D3−D6の接続点に各相固定子巻線WU〜WWの出力端子が接続された構成を有する。
一方、第2整流回路3Eは、電源電池4の端子が接続される補器電源母線間に、正側ダイオードD7〜D9と第1整流回路3Bの接地側(負側)ダイオードD4〜D6がそれぞれ直列接続され、各直列接続ダイオードD7−D4,D8−D5,D9−D6の接続点に各相固定子巻線WU〜WWの出力端子が接続された構成を有する。つまり、第1及び第2整流回路3B,3Eは、接地側(負側)ダイオードD4〜D6を含む接地側(負側)ブリッジアーム(辺)を共用し、これにより部品点数が削減される。なお、直流中間回路と電源母線に共通する接地側(負側)に接続されるダイオードD4〜D6には、破線で示すように、ダイオードDA〜DCを夫々並列接続してもよい。
電圧調整器3Cの電圧調整機能については、インバータ制御回路FCからの電圧指令Rvが優先される。モータ1の運転時は、インバータ制御回路FCは電圧指令Rvを発電電圧調整回路VRに送り、電圧調整回路VRは、この電圧指令Rvと第1電圧センサDVaからの直流中間電圧Vdとの比較結果に応じて出力制御要素STを制御して、直流電圧Vdが電圧指令Rvに等しくなるように自動電圧調整を行う。一方、インバータ制御回路FCから電圧指令Rvが送出されないモータ1の非運転時には、発電電圧調整回路VRは、内蔵した電源基準電圧Vboと第2電圧センサDVbで検出された実際の電源電圧Vbとを比較し、この比較結果に応じて出力制御要素STを制御して、電源電圧Vbが電源基準電圧Vboに等しくなるように自動電圧調整を行う。
界磁巻線WEに並設されたスナバ回路は、先に説明したように、界磁巻線WEのインダクタンスの影響を軽減して発電機電圧の立上り及び立下り時の制御応答性を高めることができ、運転周波数Fmの増大に対する実際の直流電圧Vd及びモータ電圧Vmは、図6(1)に示すような特性となる。特に、モータ1の起動時に、交流発電機出力電圧を一旦零電圧近傍にまで急速に下げることができる。
例えば、図6(2)に示すように、時間t=t1でモータの起動を指令し運転周波数Fmを一定の加速度で増大させ、時間t=t2でモータの停止を指令しインバータIVをオフした場合、実際の直流電圧Vdは、時間tの経過に従って、破線で示される曲線のように変化する。モータ1を直結アシストモータ(出力2kw、定格回転速度 100,000rpm)に用いた実験例では、時間t1〜t2間のインバータ運転期間が0.5〜3秒の間に十分なモータ速度Frで運転することができ、スナバ回路3Dを設けない場合に比べると、立上り及び立下り特性、特に、初期の立下り特性が十分に改善されたことが確認された。
また、第1実施形態と同様に、モータ1の運転時には、交流発電機3Aの固定子巻線回路のインダクタンスがモータ回路のインダクタンス成分として機能してインバータ主回路IVのスイッチングによる高調波の発生を抑制することができ、従来技術のチョッパ部分やリレーや回路抵抗などの装備を無くして効率を上げシステムの小型・軽量化を図ることができる。
以上説明したように、この発明の一実施例による電源システムでは、車両用ターボアシストモータのような低電圧大電流の交流モータ1を、低電圧交流発電機3A及び整流回路3Bを含む可変低電圧電源3からPAM方式のインバータIVを通じて大電流で駆動するようにし、モータ1の運転時には、可変低電圧電源3の電圧調整回路3Cにより、インバータIVの運転周波数Fmを制御するインバータ制御回路FCからの指令電圧Rvに基づいて交流発電機3Aの界磁電流を制御し、交流発電機3Aの出力電圧Vdを自動的に調整する(図3〜5)。これにより、インバータのスイッチングに伴う高調波による損失を抑えると共に、モータ起動時の大電流による電圧降下の影響を他の電子装置などに及ぼさないようにすることができる。また、可変低電圧電源3は、専らインバータIVと交流モータ1に所望電圧の電力を供給するように構成することができ(図3)、さらに、交流発電機3Aの出力を第2整流回路3Eで整流し、他の電気負荷(補器)に給電する電源電池4にも電力を供給するように構成することができる(図4)。
〔種々の実施態様〕
以上、図面を参照しつつこの発明の好適な実施例を詳述したが、これらの実施例は単なる一例であって、この発明の精神を逸脱しない範囲で種々の変更が可能である。例えば、実施例では、交流モータとして滑り周波数制御方式で誘導モータを使用する場合について説明したが、誘導モータを使用する場合はベクトル制御方式により運転することもできる。また、交流モータとして永久磁石ロータを備えた同期モータを使用し、例えば、無整流子電動機方式で運転することができる。
以上、図面を参照しつつこの発明の好適な実施例を詳述したが、これらの実施例は単なる一例であって、この発明の精神を逸脱しない範囲で種々の変更が可能である。例えば、実施例では、交流モータとして滑り周波数制御方式で誘導モータを使用する場合について説明したが、誘導モータを使用する場合はベクトル制御方式により運転することもできる。また、交流モータとして永久磁石ロータを備えた同期モータを使用し、例えば、無整流子電動機方式で運転することができる。
1 低電圧大電流交流モータ(誘導機又は同期機)、
2 インバータ主回路IV及びインバータ制御回路FCを備えるインバータ、
3 交流発電機3A、整流回路3B,3E及び電圧調整器3Cを有する可変電圧電源、
4 車両用電源(バッテリ)。
2 インバータ主回路IV及びインバータ制御回路FCを備えるインバータ、
3 交流発電機3A、整流回路3B,3E及び電圧調整器3Cを有する可変電圧電源、
4 車両用電源(バッテリ)。
Claims (5)
- 交流発電機の整流出力で構成される低電圧電源からインバータを通じて交流モータを大電流で駆動する低電圧大電流モータ用電源において、
インバータの出力周波数を制御するインバータ制御回路と、
インバータ制御回路からの指令電圧に基づいて交流発電機の界磁電流を制御し交流発電機の出力電圧を調整する電圧調整回路と
を具備することを特徴とする低電圧大電流モータ用電源。 - 前記インバータは交流発電機の第1整流回路に接続され、
交流発電機の第2整流回路には、前記交流モータ以外の他の電気負荷に給電するための電池に接続され、
前記電圧調整回路は、前記指令電圧と第1整流回路の出力電圧を比較して交流発電機の出力電圧を調整する
ことを特徴とする請求項1に記載の低電圧大電流モータ用電源。 - 第1及び第2整流回路の一方の出力端子に接続されるダイオードブリッジは共用されることを特徴とする請求項2に記載の低電圧大電流モータ用電源。
- 前記電池は、交流発電機の励磁回路用電源として使用されることを特徴とする請求項2又は3に記載の低電圧大電流モータ用電源。
- 前記交流発電機の界磁巻線には、ダイオード及び抵抗を組み合わせたスナバ回路が並列接続されることを特徴とする請求項1〜4の何れか1項に記載の低電圧大電流モータ用電源。
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Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2014220926A (ja) * | 2013-05-09 | 2014-11-20 | 株式会社デンソー | 車両用回転電機 |
US10056752B2 (en) | 2013-05-09 | 2018-08-21 | Denso Corporation | Rotary electric machine for a vehicle |
Citations (3)
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JPH04172994A (ja) * | 1990-11-05 | 1992-06-19 | Toyo Densan Kk | 交流電動式車載空調装置用電源装置 |
-
2006
- 2006-12-12 JP JP2006334707A patent/JP2008148498A/ja active Pending
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