WO2013102960A1 - 電気車制御装置及び電気車 - Google Patents

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WO2013102960A1
WO2013102960A1 PCT/JP2012/003954 JP2012003954W WO2013102960A1 WO 2013102960 A1 WO2013102960 A1 WO 2013102960A1 JP 2012003954 W JP2012003954 W JP 2012003954W WO 2013102960 A1 WO2013102960 A1 WO 2013102960A1
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electric vehicle
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voltage
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PCT/JP2012/003954
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戸田　伸一
育雄 安岡
結城　和明
靖文 望月
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株式会社 東芝
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Definitions

  • the present embodiment relates to an electric vehicle control device and an electric vehicle.
  • An electric railway vehicle is driven using electric power supplied from an overhead line through a pantograph.
  • an overhead line is installed on the premises line in the garage or the pit line for maintenance.
  • a diesel-powered locomotive that does not require overhead power pushes the electric vehicle into the pit line.
  • a diesel-powered locomotive is required every time an electric vehicle needs to be pushed into the pit line, resulting in poor work efficiency.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a main circuit configuration of an electric vehicle control device for an electric vehicle according to a first embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a step-up chopper to which a part of the configuration included in the AC / DC converter included in the electric vehicle control device according to the first embodiment is applied.
  • FIG. 3 is a diagram showing a main circuit configuration for controlling the step-up chopper in the electric vehicle control apparatus according to the first embodiment.
  • Figure 4 is a diagram showing an example of a switching signal Q Y produced in accordance with the relationship between the voltage command value and the triangular wave.
  • Figure 5 is a diagram showing an example of discharge current I BATT increasing or decreasing in accordance with the on / off cycle of the switching signal Q Y.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a main circuit configuration of an electric vehicle control device for an electric vehicle according to a first embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a step-up chopper to which a part of the configuration included
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a configuration for controlling the VVVF inverter of the electric vehicle control apparatus according to the first embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram showing a main circuit configuration of the electric vehicle control device according to the second embodiment.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a step-up chopper to which a part of the configuration included in the AC / DC converter included in the electric vehicle control device according to the second embodiment is applied.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a main circuit configuration of the electric vehicle control device according to the third embodiment.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating an example of a driving main motor that is driven by electric power supplied from a VVVF inverter.
  • FIG. 11 is a diagram showing the relationship between the D-axis current and the Q-axis current necessary for outputting the same torque, and the loss.
  • the electric vehicle control device of one embodiment has a diode and a switching element that convert alternating current or direct current voltage supplied from the input side into direct current voltage, and a converter to which the main motor is connected to the output side via an inverter; A battery connected to the converter via a reactor and supplying power to the main motor; a diode included in the converter; and the switching element, and a boost chopper circuit for boosting the voltage of the battery.
  • an electric vehicle control device that can be downsized while having a function of boosting a battery.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a main circuit configuration of an electric vehicle control apparatus 100 for an electric vehicle according to the first embodiment.
  • the electric vehicle control apparatus 100 is connected to a current collector (hereinafter referred to as a pantograph) 1 to an AC overhead line (not shown) and supplied with electric power.
  • a current collector hereinafter referred to as a pantograph
  • the pantograph 1 the AC high speed circuit breaker 2, and the transformer 3 are connected to the overhead line side.
  • the negative side of the transformer 3 is grounded through the wheel 4.
  • the transformer 3 transforms an AC voltage supplied from the AC overhead line via the pantograph 1 and supplies the transformed AC voltage to the AC / DC converter 20 side.
  • the electric vehicle control device 100 includes a charging resistor charging contactor 5, a charging resistor short-circuiting contactor 6, a charging resistor 7, an AC / DC on the secondary side of the transformer 3. Converter 20. Further, the electric vehicle control device 100 includes a filter capacitor 12 and a VVVF inverter 13 on the DC side of the AC / DC converter 20. Furthermore, the electric vehicle control device 100 includes a drive main motor (MM) 14 on the AC side of the VVVF inverter 13. Further, the electric vehicle control device 100 includes a control power supply battery 15, a backflow prevention diode 16, a reactor 17, a plus side open contactor 18, and a minus side open contactor 19.
  • Control power supply battery 15 (hereinafter also referred to as battery 15) is a battery that supplies power to various systems controlled by electric vehicle control device 100 or the like.
  • the control power supply battery 15 according to the present embodiment is further used to supply power to the VVVF inverter 13 when the electric vehicle moves in a place without an overhead line.
  • the control power supply battery 15 is normally fully charged because it is charged from a charger (not shown) when there is a power supply source such as an overhead wire or a third rail.
  • the AC / DC converter 20 has two phases, a U phase and a V phase.
  • the U phase includes a U phase upper element 8 and a U phase lower element 9.
  • the V phase includes a V phase upper element 10 and a V phase lower element 11.
  • diodes (10a, 11a) and switching elements (10b, 11b) such as IGBTs are connected in antiparallel. Configured.
  • the configuration included in the V phase is used as the boost chopper circuit having the boosting function of the battery 15 will be described, but the configuration included in the U phase may be used.
  • the electric vehicle control apparatus 100 when the electric vehicle travels in a place with an overhead line, the AC high-speed circuit breaker 2, the charging resistor charging contactor 5, and the charging resistor short-circuiting contactor 6 are connected. The plus side open contactor 18 and the minus side open contactor 19 are opened. Thereby, the electric power supplied from the transformer 3 is supplied to the AC / DC converter 20 via the charging resistor 7. The AC / DC converter 20 converts the AC voltage of the supplied power into a DC voltage. Then, power is supplied from the AC / DC converter 20 to the filter capacitor 12 and the VVVF inverter 13 arranged in parallel.
  • the VVVF inverter 13 converts the DC voltage output from the AC / DC converter 20 into an AC voltage having a variable voltage and a variable frequency, and supplies the AC voltage to the driving main motor 14 that drives the electric vehicle. Thereby, the electric vehicle can drive
  • the battery 15 needs to be driven by the battery 15.
  • the electric vehicle control apparatus 100 is connected to the AC / DC converter 20 and the battery 15, and uses the semiconductor element necessary for boosting the boost chopper and the semiconductor element of the AC / DC converter in common.
  • the converter and the step-up chopper are integrated. The contents will be described below.
  • FIG. 2 is a diagram showing a step-up chopper to which a part of the configuration included in the AC / DC converter 20 included in the electric vehicle control device 100 is applied.
  • the boost chopper circuit 201 is realized by the configuration on the path indicated by the thick line. That is, the boost chopper circuit 201 is included in the battery 15, the backflow prevention diode 16, the reactor 17, the switching element (for example, IGBT) 11 b included in the V-phase lower element 11, and the V-phase upper element 10. It comprises a diode 10a and a filter capacitor 12. As shown in FIG. 2, the switching element 10 b and the diode 10 a included in the V-phase upper element 10 are shared with the AC / DC converter 20.
  • the reactor 17 used in the step-up chopper circuit 201 is determined by the battery discharge current and the switching frequency. For example, if the travel by the battery 15 is limited to about 3 km / h and the driving force is limited to about 1/5 of the maximum driving force, the power consumption is about 30 kw. If the voltage of the battery 15 is 110 V, the battery discharge current is 270 A, the switching frequency is 500 Hz, and the allowable current pulsation is ⁇ 50 A, that is, 100 A between the peaks, it may be about 1 mH. For this reason, in this embodiment, the reactor 17 having an inductance value of 1 mH and a rated current of 270 A may be selected. Therefore, the additional parts are not large parts that affect the overall size of the electric vehicle control device 100.
  • the backflow prevention diode 16 is provided to suppress charging of the battery 15 due to backflow of current.
  • the pantograph 1 When the electric vehicle according to the present embodiment moves in a place where there is no overhead line, the pantograph 1 is lowered by the operation of switching to battery running, and power is supplied from the control power supply battery 15 to the VVVF inverter 13. As such, the circuit is connected.
  • the electric vehicle control device 100 opens the AC high-speed circuit breaker 2, the charging resistor charging contactor 5 and the charging resistor short-circuiting contactor 6, and opens the plus-side opening contactor 18 and the minus-side opening contactor 19. Connecting.
  • the step-up chopper circuit 201 performs step-up according to the conduction rate of the switching element 11b.
  • the electric vehicle control apparatus 100 can charge the filter capacitor 12 after the boost chopper circuit 201 boosts the voltage to 200V to 300V. . Since electric power is supplied to the VVVF inverter 13 with the boosted voltage, the driving main motor 14 can be driven. Thereby, the electric vehicle control device 100 can move the electric vehicle on which the electric vehicle control device 100 is mounted in a place where there is no overhead line.
  • FIG. 3 is a diagram showing a main circuit configuration for controlling the step-up chopper circuit 201 in the electric vehicle control apparatus 100.
  • the main circuit configuration shown in FIG. 3 includes a switch control unit 301 and operates by energization from the battery 15.
  • the configuration shown in FIG. 3 is shown as an example of a control system for controlling the boost chopper circuit 201, and another control system may be used.
  • the switch control unit 301 shown in FIG. 3 turns on / off the switching element 11b included in the V-phase lower element 11 so that the discharge current I BATT from the battery 15 flows. That is, when the switch control unit 301 turns on the switching element 11 b included in the V-phase lower element 11, the battery 15 is short-circuited via the reactor 17, so that the current increases. After that, when the switching element 11b is turned off, the switch controller 301 causes the current stored in the reactor 17 to flow into the filter capacitor 12 through the diode 10a side of the V-phase upper element 10. At this time, the discharge current I BATT gradually decreases. When the switch control unit 301 turns on the switching element 11b included in the V-phase lower element 11 again, the discharge current I BATT starts to increase.
  • this operation is repeated, and the current from the battery 15 is charged to the filter capacitor 12.
  • the switch control unit 301 appropriately changes the ON / OFF cycle of the switching element 11b of the V-phase lower element 11, in other words, the conduction ratio, thereby changing the voltage of the filter capacitor 12 to the battery 15. Can be higher than voltage.
  • a filter capacitor voltage necessary for driving the driving main motor 14 is predetermined as a command value (also referred to as a filter capacitor voltage command value).
  • a command value also referred to as a filter capacitor voltage command value.
  • 300V is set as the filter capacitor voltage command value.
  • the subtractor 311 inputs a differential voltage value obtained by subtracting the voltage measured from the filter capacitor 12 from the filter capacitor voltage command value to the proportional-plus-integral controller (PI) 312. Then, the proportional-plus-integral controller 312 calculates a command value (battery discharge current command value) that determines the discharge current flowing from the battery 15 from the input differential voltage value.
  • PI proportional-plus-integral controller
  • the subtractor 313 inputs a differential current value obtained by subtracting the actual battery discharge current value from the battery discharge current command value to the proportional-plus-integral controller (PI) 314.
  • the proportional-plus-integral controller 314 calculates the conduction ratio of the switching element 11b of the step-up chopper circuit 201 (time ratio during which the switching element 11b is turned on) from the input differential current value.
  • PWM signal generator 315 a technique such as comparing the duty ratio and the triangular wave, so that the predetermined switching frequency, and generates a switching signal Q Y of the switching element 11b.
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of a switching signal Q Y produced in accordance with the relationship between the voltage command value and the triangular wave.
  • PWM signal generator 315 compares the duty ratio and the triangular wave, the time the duty ratio is larger than the triangular wave and outputs a switching signal Q Y as an on, the voltage command value or less of the triangular wave the time to output as an off-switching signal Q Y.
  • the switching element 11b in accordance with the switching signal Q Y, ON / OFF periods are controlled.
  • FIG. 5 is a diagram showing an example of discharge current I BATT increasing or decreasing in accordance with the on / off cycle of the switching signal Q Y. As shown in FIG. 5, in the time zone of the switching signal Q Y is turned on, the discharge current I BATT gradually increases, the switching signal Q Y is at off hours, the discharge current I BATT decreases gradually.
  • the electric vehicle control device 100 has a configuration for controlling the inverter 13 in accordance with the voltage of the battery 15.
  • FIG. 6 is a diagram showing a configuration for controlling the VVVF inverter 13 of the electric vehicle control apparatus 100.
  • the electric vehicle control device 100 includes a battery SOC (State of Charge) detection mechanism 601 and a battery SOC determination unit 602.
  • the battery SOC detection mechanism 601 detects the SOC (battery charge state) of the battery 15, and outputs the detection result to the battery SOC determination unit 602.
  • Battery SOC determination unit 602 has a function of issuing a start command to VVVF inverter 13 based on the detection result. As described above, in the present embodiment, when the battery SOC determination unit 602 determines that the SOC of the battery 15 is equal to or greater than a predetermined value, the start command is issued to the VVVF inverter 13 to drive the driving main motor 14.
  • This method makes it possible to make the voltage of the filter capacitor 12 higher than the voltage of the battery 15. Thereby, the VVVF inverter 13 can pressurize the driving main motor 14 with a voltage sufficient to drive the driving main motor 14.
  • the battery SOC determination unit 602 determines that the SOC of the battery 15 is smaller than a predetermined value, the supply of power from the battery 15 is suppressed, so that overdischarge can be suppressed. Thereby, it can suppress that the battery 15 deteriorates.
  • the diode 10a of the V-phase upper element 10 and the switching element 11b of the V-phase lower element 11 are chopper-operated to increase the voltage.
  • the switching signal for controlling the switching element 11b is held in the OFF state without performing the chopper operation as in the present embodiment, the discharge current from the battery flows through the diode 10a of the V-phase upper element 10.
  • the same voltage as that of the battery 15 is applied to the filter capacitor 12.
  • the driving main motor 14 may be driven from the VVVF inverter 13 without boosting.
  • the reactor 17 functions as a smoothing circuit for the discharge current from the battery 15. Thereby, the ripple (vibration component) of the discharge current from the battery 15 can be reduced, and the heat generation of the battery 15 can be suppressed and the battery life can be prevented from being shortened.
  • the example in which the control power supply battery 15 is connected through the plus side open contactor 18 and the minus side open contactor 19 through the diode 16 has been described.
  • the structure connected to a U phase may be sufficient.
  • the battery 15 is boosted by using a part of the configuration of the AC / DC converter 20 configured in the main circuit for the AC overhead line as a boost chopper.
  • the VVVF inverter 13 can pressurize the driving main motor 14 with a voltage sufficient for driving.
  • the boosting function is ensured without providing a semiconductor element for the boosting chopper, so that the entire electric vehicle control device can be reduced in size.
  • the electric vehicle control device of the present embodiment realizes a boost chopper using a part of the configuration of the converter, when driving the drive main motor with a battery, the voltage supplied to the drive main motor However, the booster chopper is not provided even though the booster is boosted.
  • FIG. 7 is a diagram showing a main circuit configuration of the electric vehicle control device 700 according to the second embodiment.
  • the same components as those in the first embodiment described above are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted.
  • the electric vehicle control apparatus 700 shown in FIG. 7 is an example in which the reactor 17 is deleted and the secondary winding 701 of the transformer 3 is used in place of the reactor 17 as compared with the electric vehicle control apparatus 100 of the first embodiment.
  • FIG. 8 is a diagram showing a step-up chopper to which a part of the configuration included in the AC / DC converter 20 included in the electric vehicle control device 700 is applied.
  • the boost chopper 801 is realized by the configuration on the path indicated by the thick line. That is, the step-up chopper 801 includes the battery 15, the backflow prevention diode 16, the secondary winding 701 of the transformer 3, the switching element (for example, transistor) 11b included in the V-phase lower element 11, and the V-phase upper side.
  • a diode 10a included in the element 10 and a filter capacitor 12 are included.
  • the step-up chopper 801 shares the switching element 11 b and the diode 10 a included in the V-phase upper element 10 with the AC / DC converter 20, and the secondary winding of the transformer 3.
  • the line 701 is used as a reactor.
  • the inductance of the secondary winding of the transformer is about 1 mH to 2 mH.
  • the secondary winding 701 of the transformer 3 can be used as a sufficient inductance as a reactor for the step-up chopper.
  • the electric vehicle control device 700 shares a part of the elements included in the AC / DC converter 20 in the same manner as the first embodiment, and in addition to the secondary winding of the transformer 3.
  • the line 701 is used as a reactor to boost the voltage of the battery 15 and pressurize the VVVF inverter 13 to drive the driving main motor 14. Note that control and the like for driving are the same as in the first embodiment, and a description thereof is omitted.
  • the electric vehicle control device 700 can further reduce the number of parts by suppressing the provision of a new reactor. Thereby, an increase in cost can be suppressed.
  • the electric vehicle control apparatus 700 can achieve smoothing of the discharge current as in the first embodiment by using the secondary winding 701 of the transformer 3 as a reactor.
  • a part of the configuration of the AC / DC converter that converts the AC overhead wire voltage into the DC voltage in the electric vehicle of the AC overhead wire is used as a boost chopper.
  • the electric vehicle control apparatus conventionally has a low battery voltage when the vehicle is driven by the control power supply battery, and therefore the battery voltage is directly driven by the VVVF inverter for driving.
  • the voltage for driving the driving main motor is insufficient, so that the problem that sufficient speed and driving force cannot be obtained can be solved.
  • the electric vehicle control device connects the reactor 17 or the secondary winding 701 of the transformer 3 to the output of the battery 15 to smooth the discharge current, so that the battery 15 Can prevent heat generation.
  • the electric vehicle control device having such a configuration uses a semiconductor element and a reactor constituting the boost chopper together with a converter and a main transformer provided in the main circuit, It is possible to reduce the number of parts required for an electric vehicle control device having a boosting function, and thus it is possible to realize downsizing. Further, the cost can be reduced by reducing the number of parts. Furthermore, since it is not necessary to secure a space for installing the boost chopper, it is possible to give flexibility to the arrangement of other components.
  • FIG. 9 is a diagram showing a main circuit configuration of an electric vehicle control apparatus 700 according to the third embodiment. Note that in the third embodiment, the same components as those in the first embodiment described above are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted.
  • the electric vehicle control apparatus 700 is configured such that a low-voltage battery 15 is connected via a reactor 17 between a U phase and a V phase of an AC / DC converter (single phase PWM converter) 20. Yes.
  • a DC capacitor side of the AC / DC converter (single phase PWM converter) 20 is connected to a filter capacitor (smoothing capacitor) 12, a VVVF inverter 13, and a driving main motor 14 which is a main motor.
  • a rotation detector 901 that detects the number of rotations of the driving main motor 14 is attached to the driving main motor 14.
  • the control unit 900 performs control according to the rotation of the driving main motor 14 detected by the rotation detector 901.
  • the controller 900 includes a PWM controller 911, a boost controller 912, a PWM controller 913, a damping controller 914, an adder 915, a current controller / vector controller 916, and a command calculation. And a container 917.
  • the command calculator 917 of the control unit 900 receives the torque command calculated based on the command from the cab and the rotation speed of the driving main motor 14.
  • the command calculator 917 calculates and outputs a D-axis current command, a Q-axis current command, and a boost voltage command based on the torque command and the rotation speed.
  • the D-axis current and the Q-axis current will be described.
  • FIG. 10 is a diagram showing an example of the driving main motor 14 driven by the power supplied from the VVVF inverter 13.
  • the driving main electric motor 14 is configured by three phases of a V phase 1003, a U phase 1004, and a W phase 1005.
  • the driving main motor 14 rotates the shaft 1002 with a rotating magnetic field generated by energizing the field coil of each phase.
  • the three-phase (UVW) is converted into the orthogonal two-phase ⁇ -axis stationary coordinate system, and further converted into the DQ-axis rotational coordinate system to control the driving main motor 14. To do. Note that these coordinate system conversion methods are well-known techniques and will not be described.
  • the command calculator 917 outputs a D-axis current command and a Q-axis current command based on the DQ-axis rotation coordinate system.
  • the damping controller 914 pseudo-differentiates the voltage of the filter capacitor (smoothing capacitor) 12 detected by the voltage detector 918, and multiplies the gain to calculate the compensation amount for the Q-axis current command. Then, the adder 915 adds the compensation amount to the Q-axis current command output from the damping controller 914 to the Q-axis current command value output from the command calculator 917, and outputs the compensated Q-axis current command. Output.
  • the current control / vector controller 916 receives the compensated Q-axis current command and D-axis current command. Then, the current controller / vector controller 916 outputs a three-phase voltage command to the PWM controller 911. Then, the PWM controller 911 controls the switching element built in the VVVF inverter 13 based on the input three-phase voltage command.
  • the command calculator 917 outputs a boost voltage command to the boost controller 912.
  • the boost controller 912 sends a current ratio command of the AC / DC converter (single-phase PWM converter) 20 to the PWM controller 913 by PI control or the like so that the voltage of the smoothing capacitor 12 matches the boost voltage command. Output.
  • a boost chopper is realized by using a part of the configuration of the AC / DC converter 20.
  • the PWM controller 913 switches the elements included in the U phase according to the input conduction rate command, and always turns on the lower elements included in the V phase.
  • the boost voltage command is equal to the smoothing capacitor voltage.
  • the step-up rate command is 100%, and the conduction rate command is 100%. Then, the PWM controller 913 always turns on the upper element included in the U phase and always turns on the lower element included in the V phase.
  • boost voltage command has been described.
  • a boost rate command may be used instead of the boost voltage command. Even when the boost rate is controlled using this boost rate command, the same effect as the boost voltage command can be obtained.
  • the step-up rate represents the ratio of the DC voltage on the VVVF inverter 13 side of the AC / DC converter 20 to the DC voltage on the battery 15 side of the AC / DC converter (single phase PWM converter) 20. For example, when the step-up rate is 100%, the flow rate is 100% (the upper element included in the U phase is always on), and when the step-up rate is 200%, the flow rate is 50% (the upper and lower elements of the U phase) The element is switched at 50% duty).
  • the damping controller 914 pseudo-differentiates the voltage of the smoothing capacitor 12 detected by the voltage detector 918, and multiplies the gain to calculate the compensation amount for the Q-axis current command.
  • the Q-axis current increases, that is, increasing the torque to increase the current flowing from the smoothing capacitor 12 is equivalent to providing a resistor in parallel with the smoothing capacitor 12. It becomes a useful effect. Resonance can be suppressed by consuming energy due to the effect that the resistor is connected in parallel to the smoothing capacitor 12.
  • the command calculator 917 determines the D-axis current command, the Q-axis current command, and the boost voltage command based on the torque command and the rotational speed so as to reduce the total loss including the motor loss and the power conversion loss. Therefore, the electric vehicle control device according to the present embodiment can suppress the life deterioration by reducing the heat generation of the low-voltage battery 15. In addition, since the high efficiency is improved, it is possible to travel a long distance within a limited battery capacity.
  • FIG. 11 shows that the D-axis current and Q-axis current necessary for outputting the same torque and the motor operation are generated when the rotation speed and the DC voltage input to the VVVF inverter 13 are determined in advance. It is the figure which showed the relationship of the copper loss of the motor which is the heat_generation
  • the command calculator 917 outputs a D-axis current command that reduces the D-axis current, as shown by the arrow in FIG.
  • the modulation rate is lowered. Therefore, even when the direct current voltage decreases and the modulation rate exceeds 100%, the modulation rate can be shifted to a value lower than 100%. That is, it is possible to prevent the modulation rate from exceeding 100% with the change of the DC voltage.
  • the command calculator 917 outputs a D-axis current command for decreasing the D-axis current. Thereby, it is possible to suppress the modulation rate within 100% while enabling high torque output.
  • the command calculator 917 outputs a necessary torque in order to minimize the loss by the D-axis current command, and performs control so that the modulation rate does not exceed 100%.
  • the control unit 900 performs various commands for the torque command in each rotation so that low-loss traveling can be performed within a range where the modulation rate does not exceed 100%. did.
  • the modulation factor can theoretically be arbitrarily changed by the boost control of the boost chopper (in this embodiment, the single-phase PWM converter 20).
  • the boost factor can be arbitrarily changed by the boost control of the boost chopper (in this embodiment, the single-phase PWM converter 20).
  • the boost factor In addition to the increase in voltage and current, which are restricted by the protection voltage and protection current, boosting the voltage and current increases the loss of the single-phase PWM converter 20 and the VVVF inverter 13.
  • the command calculator 917 determines the D-axis current command, the Q-axis current command, and the boost voltage command so that the total loss is minimized according to the torque command and rotation. This made it possible to suppress losses.
  • the command calculator 917 when traveling with electric power supplied from the battery 15, a large torque and a large output are required while the vehicle is accelerating, but a required torque and output are reduced when a constant speed operation is started at a predetermined speed. . That is, while the vehicle is accelerating, the command calculator 917 outputs various commands so that the boosting operation is performed. In this case, a current value smaller than the current value at which the loss is minimized is set in the D-axis current command so that the output can be obtained although the loss is large.
  • the command calculator 917 outputs various commands (conduction rate command 0) so that the boosting operation is not performed. In this case, a current value that minimizes the loss is set in the D-axis current command.
  • the setting method of the D-axis current command and the Q-axis current command output from the command calculator 917 is a device that does not have a step-up chopper (here, the single-phase PWM converter 20) and cannot change the DC voltage arbitrarily. This also has the same effect and effect.
  • the filter capacitor 12 of the step-up chopper circuit 201 is composed of one capacitor. However, two capacitors may be connected in series and ground between them.

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Abstract

バッテリを昇圧する機能を有しながら小型化を可能とする。 実施形態の電気車制御装置は、入力側から供給される交流または直流電圧を直流電圧に変換するダイオードとスイッチング素子を有し、出力側にインバータを介して主電動機が接続されるコンバータと、前記コンバータとリアクトルを介して接続され、前記主電動機の電源を供給するバッテリと、前記コンバータが有する前記ダイオードと前記スイッチング素子により構成され、前記バッテリの電圧を昇圧するための昇圧チョッパ回路と、を備える。

Description

電気車制御装置及び電気車 関連出願の引用
　本出願は、２０１２年１月５日に出願した先行する日本国特許出願第２０１２－０００７８１号による優先権の利益に基礎をおき、かつ、その利益を求めており、その内容全体が引用によりここに包含される。
　本実施形態は、電気車制御装置および電気車に関する。
　電気鉄道車両は、架線からパンタグラフを通して供給される電力を使用して駆動される。ところで、海外の鉄道事業では、車庫内の構内線や、メンテナンスを行うピット線に架線が張られていないことも多い。この場合、車両を架線の張られていないピット線に移動する際、架線電力を必要としないディーゼル動力の機関車が、ピット線に電気車を押し込んでいる。この場合、ピット線に電気車を押し込む必要が生じるたびにディーゼル動力の機関車が必要となり、作業効率が悪いという問題点があった。
　そこで、電気車に通常備えられている、制御電源用のバッテリを使用して低速で駆動用主電動機を駆動する手法が提案されている。しかしながら、制御電源用バッテリの電圧は、駆動用のＶＶＶＦインバータの直流側に通常加圧される主回路電圧と比べて低いため、所望の速度、すなわちモータ回転数を得るための電圧が不足する。
　このような場合、制御電源用バッテリの電圧を、ＶＶＶＦインバータに必要な電圧まで昇圧させるための構成として、昇圧チョッパを備える技術が提案されている。ここで、その技術に関して、下記文献を引用し、その内容全体を引用によりここに包含する。
特開２０１０－２５２５２４号公報
図１は、第１の実施形態にかかる電気車の電気車制御装置の主回路構成を示した図である。 図２は、第１の実施形態にかかる電気車制御装置が有しているＡＣ／ＤＣコンバータに含まれている構成の一部を適用した昇圧チョッパを示した図である。 図３は、第１の実施形態にかかる電気車制御装置における、昇圧チョッパを制御する主回路構成を示した図である。 図４は、電圧指令値と三角波との関係に従って生成されるスイッチング信号ＱＹの例を示した図である。 図５は、スイッチング信号ＱＹのオン／オフ周期に従って増減する放電電流ＩＢＡＴＴの例を示した図である。 図６は、第１の実施形態にかかる電気車制御装置のＶＶＶＦインバータを制御する構成を示した図である。 図７は、第２の実施形態にかかる電気車制御装置の主回路構成を示した図である。 図８は、第２の実施形態にかかる電気車制御装置が有しているＡＣ／ＤＣコンバータに含まれている構成の一部を適用した昇圧チョッパを示した図である。 図９は、第３の実施形態にかかる電気車制御装置の主回路構成を示した図である。 図１０は、ＶＶＶＦインバータから供給される電力で駆動する駆動用主電動機の例を示した図である。 図１１は、同一トルクを出力するために必要なＤ軸電流及びＱ軸電流、並びに損失の関係を示した図である。
　一実施形態の電気車制御装置は、入力側から供給される交流または直流電圧を直流電圧に変換するダイオードとスイッチング素子を有し、出力側にインバータを介して主電動機が接続されるコンバータと、前記コンバータとリアクトルを介して接続され、前記主電動機の電源を供給するバッテリと、前記コンバータが有する前記ダイオードと前記スイッチング素子により構成され、前記バッテリの電圧を昇圧するための昇圧チョッパ回路と、を備える。
　上記一実施形態の構成によれば、バッテリを昇圧する機能を有しながら小型化を可能とする電気車制御装置を提供する。
（第１の実施形態）
　図１は、第１の実施形態にかかる電気車の電気車制御装置１００の主回路構成を示した図である。図１に示すように電気車制御装置１００は、図示しない交流架線に集電装置（以下、パンタグラフ）１が接続され、電力が供給される。そして、電気車制御装置１００は、パンタグラフ１と、交流高速度遮断器２と、トランス３とが架線側に接続される。そして、トランス３のマイナス側が車輪４を通して接地される。トランス３は、交流架線からパンタグラフ１を介して供給される交流電圧を変圧し、変圧した交流電圧を、ＡＣ／ＤＣコンバータ２０側に供給する。
　図１に示すように、本実施形態にかかる電気車制御装置１００は、トランス３の二次側に、充電抵抗投入用接触器５、充電抵抗短絡用接触器６、充電抵抗７、ＡＣ／ＤＣコンバータ２０と、を備えている。また、電気車制御装置１００は、ＡＣ／ＤＣコンバータ２０の直流側に、フィルタコンデンサ１２と、ＶＶＶＦインバータ１３と、を備えている。さらに、電気車制御装置１００は、ＶＶＶＦインバータ１３の交流側に、駆動用主電動機（ＭＭ）１４を備えている。さらに、電気車制御装置１００は、制御電源用バッテリ１５と、逆流防止用ダイオード１６と、リアクトル１７と、プラス側開放接触器１８と、マイナス側開放接触器１９と、を備えている。
　制御電源用バッテリ１５（以下、バッテリ１５とも称す）は、電気車制御装置１００等で制御を行う各種系統に対して電力を供給するバッテリとする。本実施形態にかかる制御電源用バッテリ１５は、さらに、電気車が架線のない場所を移動する際に、ＶＶＶＦインバータ１３に電力を供給するために用いられる。制御電源用バッテリ１５は、架線、第三軌条等の電力供給源があるときに、図示しない充電器から充電されているため、通常は満充電となる。
　本実施形態にかかるＡＣ／ＤＣコンバータ２０は、Ｕ相とＶ相の２相を有している。Ｕ相は、Ｕ相上側素子８と、Ｕ相下側素子９を含んでいる。Ｖ相は、Ｖ相上側素子１０と、Ｖ相下側素子１１を含んでいる。Ｕ相上側素子８、Ｕ相下側素子９、Ｖ相上側素子１０、、Ｖ相下側素子１１はそれぞれダイオード（１０ａ、１１ａ）とＩＧＢＴ等のスイッチング素子（１０ｂ、１１ｂ）が逆並列に接続している構成される。本実施形態では、バッテリ１５の昇圧機能を有する昇圧チョッパ回路として、Ｖ相に含まれている構成を使用する例について説明するが、Ｕ相に含まれている構成を使用しても良い。
　本実施形態にかかる電気車制御装置１００は、電気車が架線のある場所を走行する場合、交流高速度遮断器２、充電抵抗投入用接触器５、及び充電抵抗短絡用接触器６が接続され、プラス側開放接触器１８、及びマイナス側開放接触器１９が開放される。これにより、トランス３から供給される電力は、充電抵抗７を介して、ＡＣ／ＤＣコンバータ２０に供給される。そして、ＡＣ／ＤＣコンバータ２０は、供給された電力の交流電圧を直流電圧に変換する。そして、ＡＣ／ＤＣコンバータ２０から、並列に配置されたフィルタコンデンサ１２及びＶＶＶＦインバータ１３に電力が供給される。ＶＶＶＦインバータ１３は、ＡＣ／ＤＣコンバータ２０から出力された直流電圧を可変電圧可変周波数の交流電圧に変換し、当該交流電圧を、電気車を駆動させる駆動用主電動機１４に供給する。これにより、電気車は、架線のある場所を走行することができる。しかしながら、海外の鉄道事業では、車庫内の構内線や、メンテナンスを行うピット線に架線が張られていないことも多い。このような状況でも電気車を走行させるためには、バッテリ１５によるバッテリ駆動必要とする。
　本実施形態にかかる電気車制御装置１００は、ＡＣ／ＤＣコンバータ２０とバッテリ１５と接続し、昇圧チョッパの昇圧に必要な半導体素子とＡＣ／ＤＣコンバータの半導体素子を共有して使用することで、コンバータと昇圧チョッパが一体化された構成となっている。以下、その内容について説明する。
　図２は、電気車制御装置１００が有しているＡＣ／ＤＣコンバータ２０に含まれている構成の一部を適用した昇圧チョッパを示した図である。図２に示す例では、太線で示された経路上の構成により昇圧チョッパ回路２０１が実現されている。すなわち昇圧チョッパ回路２０１は、バッテリ１５と、逆流防止用ダイオード１６と、リアクトル１７と、Ｖ相下側素子１１に含まれているスイッチング素子（例えばＩＧＢＴ等）１１ｂと、Ｖ相上側素子１０に含まれているダイオード１０ａと、フィルタコンデンサ１２と、で構成されている。図２に示すように、スイッチング素子１０ｂと、Ｖ相上側素子１０に含まれているダイオード１０ａと、をＡＣ／ＤＣコンバータ２０と共有している。
　昇圧チョッパ回路２０１に用いられるリアクトル１７は、バッテリ放電電流と、スイッチング周波数と、により決定される。例えば、バッテリ１５による走行は３ｋｍ／ｈ程度に制限し、駆動力も最大駆動力の１／５程度に制限すると、消費電力は３０ｋｗ程度となる。そして、バッテリ１５の電圧を１１０Ｖとすると、バッテリ放電電流は２７０Ａ、スイッチング周波数を５００Ｈｚとして、許容する電流の脈動を±５０Ａ、すなわちピーク間で１００Ａとすると、１ｍＨ程度あれば良い。このため、本実施形態では、インダクタンス値１ｍＨ、定格電流２７０Ａのリアクトル１７を選定すればよい。従って追加部品としては電気車制御装置１００全体の大きさに影響するような大きな部品とはならない。
　逆流防止用ダイオード１６は、電流の逆流によるバッテリ１５への充電を抑止するために設けられている。
　本実施形態にかかる電気車が架線のない場所を移動する場合、操縦者が、バッテリ走行に切り替える操作を行うことで、パンタグラフ１が下がり、制御電源用バッテリ１５からＶＶＶＦインバータ１３に電力が供給されるように、回路が接続される。
　本実施形態にかかる電気車が架線のない場所をバッテリ１５の電力で走行する際、ＡＣ／ＤＣコンバータ２０の交流側を主回路的に切り離す。すなわち、電気車制御装置１００は、交流高速度遮断器２、充電抵抗投入用接触器５及び充電抵抗短絡用接触器６を開放させ、プラス側開放接触器１８、及びマイナス側開放接触器１９を接続する。そして、昇圧チョッパ回路２０１は、スイッチング素子１１ｂの通流率に従って昇圧が行われる。
　これにより、本実施形態にかかる電気車制御装置１００は、例えば、バッテリ１５の電圧が１１０Ｖであっても、昇圧チョッパ回路２０１が電圧を２００Ｖ～３００Ｖに昇圧した上で、フィルタコンデンサ１２を充電できる。昇圧された電圧でＶＶＶＦインバータ１３に電力が供給されるため、駆動用主電動機１４を駆動させることができる。これにより、電気車制御装置１００は、当該電気車制御装置１００が搭載された電気車を、架線がない場所で移動させることができる。
　図３は、電気車制御装置１００における、昇圧チョッパ回路２０１を制御する主回路構成を示した図である。図３に示す主回路構成は、スイッチ制御部３０１を備え、バッテリ１５からの通電で動作する。なお、図３に示す構成は、昇圧チョッパ回路２０１を制御する制御系の例として示したものであり、他の制御系を用いても良い。
　図３に示すスイッチ制御部３０１は、Ｖ相下側素子１１に含まれているスイッチング素子１１ｂをオン／オフすることで、バッテリ１５からの放電電流ＩＢＡＴＴが流れる。すなわち、スイッチ制御部３０１が、Ｖ相下側素子１１に含まれているスイッチング素子１１ｂをオンにすると、リアクトル１７を介してバッテリ１５が短絡されるため、電流が増加する。その後、スイッチ制御部３０１が、スイッチング素子１１ｂがオフになると、リアクトル１７に蓄えられたエネルギーにより、電流が、Ｖ相上側素子１０のダイオード１０ａ側を通して、フィルタコンデンサ１２に流れ込む。このとき、放電電流ＩＢＡＴＴは、徐々に減少する。再び、スイッチ制御部３０１が、Ｖ相下側素子１１に含まれているスイッチング素子１１ｂをオンすると、放電電流ＩＢＡＴＴが増加に転じる。
　本実施形態にかかる電気車制御装置１００では、この動作を繰り返し、バッテリ１５からの電流はフィルタコンデンサ１２へ充電される。このように、スイッチ制御部３０１が、Ｖ相下側素子１１のスイッチング素子１１ｂのオン／オフ周期、換言すれば通流率を適切に変化させることで、フィルタコンデンサ１２の電圧を、バッテリ１５の電圧より高くできる。
　次にスイッチ制御部３０１の構成について、図３を用いて説明する。本実施形態では、駆動用主電動機１４を駆動するために必要なフィルタコンデンサ電圧が、指令値（フィルタコンデンサ電圧指令値とも称する）として予め定められている。例えば、フィルタコンデンサ１２にかかる電圧を３００Ｖにしたい場合、フィルタコンデンサ電圧指令値として３００Ｖが設定されている。
　そして、減算器３１１は、フィルタコンデンサ電圧指令値から、フィルタコンデンサ１２から計測された電圧を減算した差分電圧値を、比例積分制御器（ＰＩ）３１２に入力する。そして、比例積分制御器３１２は、入力された差分電圧値から、バッテリ１５から流れる放電電流を決める指令値（バッテリ放電電流指令値）を演算する。
　そして、減算器３１３が、バッテリ放電電流指令値から、実際のバッテリの放電電流値を減算した差分電流値を、比例積分制御器（ＰＩ）３１４に入力する。比例積分制御器３１４は、入力された差分電流値から、昇圧チョッパ回路２０１のスイッチング素子１１ｂの通流率（スイッチング素子１１ｂをオンにしている時間比率）を演算する。
　そして、ＰＷＭ信号発生器３１５は、通流率と三角波とを比較する等の手法で、所定のスイッチング周波数となるように、スイッチング素子１１ｂのスイッチング信号ＱＹを生成する。
　図４は、電圧指令値と三角波との関係に従って生成されるスイッチング信号ＱＹの例を示した図である。図４に示すように、ＰＷＭ信号発生器３１５は、通流率と三角波とを比較し、通流率が三角波より大きい時刻ではスイッチング信号ＱＹをオンとして出力し、電圧指令値が三角波以下の時刻ではスイッチング信号ＱＹをオフとして出力する。これにより、スイッチング素子１１ｂは、スイッチング信号ＱＹに従って、オン／オフ周期が制御される。
　図５は、スイッチング信号ＱＹのオン／オフ周期に従って増減する放電電流ＩＢＡＴＴの例を示した図である。図５に示すように、スイッチング信号ＱＹがオンの時間帯で、放電電流ＩＢＡＴＴが徐々に増加し、スイッチング信号ＱＹがオフの時間帯で、放電電流ＩＢＡＴＴが徐々に減少する。
　また、本実施形態にかかる電気車制御装置１００は、バッテリ１５の電圧に従ってインバータ１３を制御する構成を備えている。図６は、電気車制御装置１００のＶＶＶＦインバータ１３を制御する構成を示した図である。図６に示すように、電気車制御装置１００は、バッテリＳＯＣ（Ｓｔａｔｅ　ｏｆ　Ｃｈａｒｇｅ：バッテリの充電状態）検出機構６０１と、バッテリＳＯＣ判定部６０２と、を備えている。
　図６に示すように、バッテリＳＯＣ検出機構６０１が、バッテリ１５のＳＯＣ（バッテリの充電状態）を検出し、検出結果をバッテリＳＯＣ判定部６０２に出力する。そして、バッテリＳＯＣ判定部６０２は、検出結果に基づいて、ＶＶＶＦインバータ１３へ起動指令を出す機能を有する。このように本実施形態では、バッテリＳＯＣ判定部６０２が、バッテリ１５のＳＯＣが予め定められた値以上と判定した場合に、ＶＶＶＦインバータ１３へ起動指令を出し、駆動用主電動機１４を駆動させる。
　当該手法により、フィルタコンデンサ１２の電圧を、バッテリ１５の電圧より高くすることが可能となる。これにより、ＶＶＶＦインバータ１３は、駆動用主電動機１４を駆動するのに十分な電圧を駆動用主電動機１４へ加圧することが可能となる。
　また、バッテリＳＯＣ判定部６０２が、バッテリ１５のＳＯＣが予め定められた値より小さいと判定した場合に、バッテリ１５からの電力の供給が抑止されるため、過放電を抑止できる。これによりバッテリ１５が劣化するのを抑止できる。
　ところで、図２に示す例では、Ｖ相上側素子１０のダイオード１０ａとＶ相下側素子１１のスイッチング素子１１ｂとにチョッパ動作をさせて電圧を昇圧する構成で示した。しかしながら、本実施形態のようにチョッパ動作させないで、スイッチング素子１１ｂを制御するスイッチング信号をオフ状態のまま保持しておくと、Ｖ相上側素子１０のダイオード１０ａにバッテリからの放電電流が流れる。これにより、フィルタコンデンサ１２にバッテリ１５と同じ電圧が加圧される。このバッテリ１５の電圧でも十分な駆動力が得られる場合、昇圧を行わずにＶＶＶＦインバータ１３から、駆動用主電動機１４を駆動させてもよい。このような場合でも、リアクトル１７がバッテリ１５からの放電電流の平滑回路として機能する。これにより、バッテリ１５からの放電電流のリップル（振動成分）を低減し、バッテリ１５の発熱を抑えバッテリの寿命を縮めてしまうことを防止できる。
　本実施形態にかかる電気車制御装置１００では、制御電源用のバッテリ１５による駆動を行うためにＡＣ／ＤＣコンバータ２０の一相、図１に示す例ではＶ相に対して、リアクトル１７と逆流防止用ダイオード１６とを通して、制御電源用バッテリ１５が、プラス側開放接触器１８とマイナス側開放接触器１９を通して接続されている例について説明した。このように、本実施形態では、Ｖ相に制御電源用バッテリ１５からの主回路線が接続された場合を示したが、Ｕ相へ接続する構成でもよい。なお、本実施形態にかかる電気車制御装置１００では本実施形態では交流電圧を直流電圧に変換するコンバータを備えている例について説明したが、入力側から供給される直流電圧を直流電圧に変換するコンバータを備えている例であっても良い。
　本実施形態にかかる電気車制御装置１００では、交流架線用の主回路に構成されている、ＡＣ／ＤＣコンバータ２０の構成の一部を、昇圧チョッパとして用いて電圧を昇圧することで、バッテリ１５の電圧より高い電圧でＶＶＶＦインバータ１３を加圧することが可能となった。これにより、ＶＶＶＦインバータ１３は、駆動させるために十分な電圧で駆動用主電動機１４を加圧することが可能となった。
　つまり、本実施形態の電気車制御装置では、昇圧チョッパ用の半導体素子を設けることなく昇圧機能を確保したため、電気車制御装置全体の小型化を図ることが可能となる。
　換言すると本実施形態の電気車制御装置は、コンバータの構成の一部を用いて昇圧チョッパを実現しているため、バッテリで駆動用主電動機を駆動させる際、駆動用主電動機に供給される電圧が昇圧されているにも拘わらず昇圧チョッパを備えていないことになる。
（第２の実施形態）
　ＡＣ／ＤＣコンバータの構成の一部を、昇圧チョッパとして用いる例は、第１の実施形態に制限するものではなく、他の態様を適用しても良い。そこで、第２の実施形態では、主回路構成が別形態の場合について説明する。
　図７は、第２の実施形態にかかる電気車制御装置７００の主回路構成を示した図である。なお、第２の実施形態では、上述した第１の実施の形態と同一の構成要素には同一の符号を付してその説明を省略する。
　図７に示す電気車制御装置７００は、第１の実施形態の電気車制御装置１００と比べて、リアクトル１７を削除し、当該リアクトル１７の代わりにトランス３の２次巻線７０１を用いた例とする。
　図８は、電気車制御装置７００が有しているＡＣ／ＤＣコンバータ２０に含まれている構成の一部を適用した昇圧チョッパを示した図である。図８に示す例では、太線で示された経路上の構成により昇圧チョッパ８０１が実現されている。すなわち昇圧チョッパ８０１は、バッテリ１５と、逆流防止用ダイオード１６と、トランス３の２次巻線７０１と、Ｖ相下側素子１１に含まれているスイッチング素子（例えばトランジスタ）１１ｂと、Ｖ相上側素子１０に含まれているダイオード１０ａと、フィルタコンデンサ１２と、で構成されている。
　図８に示すように、昇圧チョッパ８０１は、スイッチング素子１１ｂと、Ｖ相上側素子１０に含まれているダイオード１０ａと、をＡＣ／ＤＣコンバータ２０と共有している他、トランス３の２次巻線７０１をリアクトルとして利用している。
　一般的にトランスの２次巻線のインダクタンスは１ｍＨから２ｍＨ程度である。このため、トランス３の２次巻線７０１は、昇圧チョッパ用のリアクトルとしては十分なインダクタンスとして利用できる。
　このように、本実施形態にかかる電気車制御装置７００は、第１の実施形態と同様にＡＣ／ＤＣコンバータ２０に含まれている素子の一部を共有するほかに、トランス３の２次巻線７０１をリアクトルとして使用して、バッテリ１５の電圧を昇圧して、ＶＶＶＦインバータ１３へ加圧し、駆動用主電動機１４を駆動させる。なお、駆動させる場合の制御等は、第１の実施形態と同様として説明を省略する。
　このように、本実施形態にかかる電気車制御装置７００は、新たなリアクトルを設けることを抑止することで、さらなる部品点数の削減を可能とする。これにより、コストアップを抑止することができる。
　さらに、本実施形態にかかる電気車制御装置７００は、トランス３の２次巻線７０１をリアクトルとして利用することで、第１の実施形態と同様に放電電流の平滑化を実現できる。
　上述した第１～第２実施形態にかかる電気車制御装置では、交流架線の電気車において交流架線電圧を直流電圧に変換するＡＣ／ＤＣコンバータの構成の一部を、昇圧チョッパとして使用した。
　これにより、第１～第２実施形態にかかる電気車制御装置は、従来、制御電源用のバッテリで車両を駆動しようとした場合、バッテリ電圧が低いため、バッテリ電圧を直接、駆動用のＶＶＶＦインバータの直流へ接続すると、駆動用主電動機を駆動するための電圧としては不足するため、十分な速度と駆動力を得ることができないという問題を解消することが可能となった。
　さらに、従来、バッテリの電圧を用いてＶＶＶＦインバータへ加圧する際に、ＶＶＶＦインバータがスイッチングすることで、バッテリからの放電電流にリップル（振動成分）をもち、バッテリが発熱し、バッテリの寿命を縮めてしまう問題点があった。これに対し、第１～第２実施形態にかかる電気車制御装置は、バッテリ１５の出力にリアクトル１７又はトランス３の２次巻線７０１を接続して放電電流を平滑化することで、バッテリ１５の発熱を防止できる。
　このような構成の電気車制御装置は、第１の実施形態の効果に加えて、昇圧チョッパを構成する半導体素子やリアクトルを、主回路に備わっているコンバータ及び主変圧器と併用することにより、昇圧機能を有する電気車制御装置に必要な部品点数を削減でき、そのため小型化を実現することが可能となる。また、部品点数が削減されたことによりコストを削減できる。さらに、昇圧チョッパを設置するスペースを確保する必要がないため、その他の部品配置に柔軟性を持たせることが可能となる。
（第３の実施形態）
　図９は、第３の実施形態にかかる電気車制御装置７００の主回路構成を示した図である。なお、第３の実施形態では、上述した第１の実施の形態と同一の構成要素には同一の符号を付してその説明を省略する。
　第３の実施形態にかかる電気車制御装置７００は、ＡＣ／ＤＣコンバータ（単相ＰＷＭコンバータ）２０のＵ相とＶ相との間に、低圧のバッテリ１５を、リアクトル１７を介して接続している。
　ＡＣ／ＤＣコンバータ（単相ＰＷＭコンバータ）２０の直流側には、フィルタコンデンサ（平滑コンデンサ）１２、ＶＶＶＦインバータ１３と、主電動機である駆動用主電動機１４が接続されている。
　そして、本実施形態にかかる電気車制御装置７００は、駆動用主電動機１４に対して、駆動用主電動機１４の回転数を検出する回転検出器９０１が取り付けられている。そして、本実施形態は、回転検出器９０１により検出された駆動用主電動機１４の回転に従って制御部９００が制御を行う例とする。
　本実施形態にかかる制御部９００は、ＰＷＭ制御器９１１と、昇圧制御器９１２と、ＰＷＭ制御器９１３と、ダンピング制御器９１４と、加算器９１５と、電流制御・ベクトル制御器９１６と、指令演算器９１７と、を備えている。
　そして、制御部９００の指令演算器９１７は、運転室から指令をもとに演算されたトルク指令と、駆動用主電動機１４の回転数とが入力される。指令演算器９１７は、トルク指令と回転数とに基づいて、Ｄ軸電流指令、Ｑ軸電流指令、及び昇圧電圧指令を算出し、出力する。次に、Ｄ軸電流及びＱ軸電流について説明する。
　図１０は、ＶＶＶＦインバータ１３から供給される電力で駆動する駆動用主電動機１４の例を示した図である。図１０に示すように、駆動用主電動機１４は、Ｖ相１００３、Ｕ相１００４、及びＷ相１００５の３相で構成されている。駆動用主電動機１４は、各相の界磁コイルに通電することで発生する回転磁界で、軸１００２を回転させる。
　そして、本実施形態では、３相（ＵＶＷ）を、直交２相のαβ軸静止座標系へ変換した後、さらにＤＱ軸回転座標系に変換して、駆動用主電動機１４の制御を行う例とする。なお、これら座標系の変換手法は、周知の技術として説明を省略する。
　そして、ＤＱ軸回転座標系において、Ｄ軸を駆動用主電動機１４の２次磁束方向に設定すると、Ｄ軸が励磁成分となり、Ｑ軸がトルク成分となる。すなわち、Ｄ軸電流が励磁電流成分となり、Ｑ軸電流がトルク電流成分となる。そして、指令演算器９１７は、ＤＱ軸回転座標系に基づいて、Ｄ軸電流指令、及びＱ軸電流指令を出力する。
　図９に戻り、ダンピング制御器９１４は、電圧検出器９１８で検出されたフィルタコンデンサ（平滑コンデンサ）１２の電圧を擬似微分し、ゲインを乗じてＱ軸電流指令への補償量を算出する。そして、加算器９１５が、指令演算器９１７から出力されたＱ軸電流指令値に、ダンピング制御器９１４から出力されたＱ軸電流指令への補償量を加算し、補償後のＱ軸電流指令を出力する。
　電流制御・ベクトル制御器９１６は、補償後のＱ軸電流指令と、Ｄ軸電流指令と、が入力される。そして、電流制御・ベクトル制御器９１６は、三相電圧指令を、ＰＷＭ制御器９１１に出力する。そして、ＰＷＭ制御器９１１が、入力される三相電圧指令に基づいて、ＶＶＶＦインバータ１３に内蔵されるスイッチング素子を制御する。
　また、指令演算器９１７は、昇圧電圧指令を昇圧制御器９１２に出力する。昇圧制御器９１２は、平滑コンデンサ１２の電圧が、昇圧電圧指令と一致するように、ＰＩ制御などにより、ＡＣ／ＤＣコンバータ（単相ＰＷＭコンバータ）２０の通流率指令を、ＰＷＭ制御器９１３に出力する。本実施形態にかかる電気車制御装置でも、ＡＣ／ＤＣコンバータ２０の構成の一部を用いて、昇圧チョッパを実現する。
　ＰＷＭ制御器９１３は、入力された通流率指令に応じて、Ｕ相に含まれる素子をスイッチングさせる一方、Ｖ相に含まれる下素子を常時オンにする。
　なお、昇圧電圧指令＝平滑コンデンサ電圧となる場合もある。この場合、昇圧率指令は１００％であり、通流率指令は１００％となる。そして、ＰＷＭ制御器９１３は、Ｕ相に含まれる上素子を常時オン、Ｖ相の含まれる下素子を常時オンとする。
　なお、本実施形態では、昇圧電圧指令を用いた例について説明したが、昇圧電圧指令の代わりに、昇圧率指令を用いても良い。この昇圧率指令を用いて、昇圧率を制御した場合でも、昇圧電圧指令と同様の作用効果を得ることができる。
　なお、昇圧率とは、ＡＣ／ＤＣコンバータ（単相ＰＷＭコンバータ）２０のバッテリ１５側の直流電圧に対する、ＡＣ／ＤＣコンバータ２０のＶＶＶＦインバータ１３側の直流電圧の比率を表したものである。例えば、昇圧率が１００％の場合、通流率　１００％（Ｕ相に含まれる上素子が常時オン）となり、昇圧率＝２００％の場合、通流率５０％（Ｕ相の上素子及び下素子が５０％のＤＵＴＹでスイッチング）となる。
　ダンピング制御器９１４は、上述したように、電圧検出器９１８で検出された平滑コンデンサ１２の電圧を擬似微分し、ゲインを乗じてＱ軸電流指令への補償量を算出している。そして、直流電圧が上昇したときに、Ｑ軸電流が増加する、すなわち、トルクを増加させて、平滑コンデンサ１２から流れる電流を増加させることは、平滑コンデンサ１２に並列に抵抗を備えたことと同等な作用効果となる。平滑コンデンサ１２に抵抗が並列に接続されている作用により、エネルギーが消費されることで、共振を抑制できる。
　ＡＣ／ＤＣコンバータ（単相ＰＷＭコンバータ）２０の制御、すなわち、昇圧制御器９１２の中においては、前述のように、昇圧率指令＝１００％の場合、制御部９００が、Ｕ相に含まれる上素子を常時オン、Ｖ相に含まれる下素子を常時オンとして制御する。その際、ダンピング制御器９１４が、平滑コンデンサ１２に並列に接続した抵抗と同様の作用を有することによって、平滑コンデンサ１２とリアクトル１７間で発生する共振を抑制するように作用する。なお、昇圧率指令＝１００％とすることは、ＡＣ／ＤＣコンバータ（単相ＰＷＭコンバータ）２０のスイッチングを停止するとともに、ＶＶＶＦインバータ１３への印加電圧を小さくする。これにより、ＡＣ／ＤＣコンバータ（単相ＰＷＭコンバータ）２０およびＶＶＶＦインバータ１３のスイッチング損失を低減し、バッテリ１５の電流を低減できる。
　指令演算器９１７は、モータ損失や電力変換損失から成る総損失を低減するように、トルク指令・回転数に基づいたＤ軸電流指令・Ｑ軸電流指令・昇圧電圧指令を決定している。そのため、本実施形態にかかる電気車制御装置は、低圧のバッテリ１５の発熱低減により寿命劣化を抑制できる。また、高効率性が向上しているため、限られたバッテリ容量の中で長い距離を走行させることが可能となる。
　図１１は、回転数、及びＶＶＶＦインバータ１３へ入力される直流電圧が予め定められている場合に、同一トルクを出力するために必要なＤ軸電流及びＱ軸電流、並びにモータの運転に伴い発生する発熱損失であるモータの銅損の関係を示した図である。極低速で回転する場合、電力変換効率に比べ、モータ効率が低く、モータの損失の中でも銅損が支配的である。図１１に示すように、モータ銅損を最小にするためには、Ｄ軸電流を１３０Ａ程度に設定すればよい。このとき、変調率は９０％程度であり、出力することが可能である。
　このとき、ＶＶＶＦインバータ１３へ入力される直流電圧が図１１において定められた直流電圧よりさらに低下する場合、変調率は直流電圧に逆比例して増加するため、変調率が１００％を超えることが想定される。変調率が１００％を超えると、制御を行うことはできない。直流電圧が下がり変調率が１００％を超えるような場合は、図１１の矢印で示されるように、指令演算器９１７ではＤ軸電流を減少させるようなＤ軸電流指令を出力する。該Ｄ軸電流指令によりＤ軸電流が減少すると、変調率は低下する。そのため、直流電圧が下がり変調率が１００％を超えていた場合でも、変調率を１００％より低い数値に移行させることが可能である。つまり、直流電圧の変化に伴い、変調率が１００％を超えることを抑止できる。
　前述では直流電圧が低下した場合について説明した。次に、図１１においてよりＱ軸電流指令が大きい場合について説明する。図１１に示すように、高いトルクを出力するためＱ軸電流指令が大きく、損失が小さい条件では変調率が１００％を超えてしまう。このとき、指令演算器９１７はＤ軸電流を減少させるＤ軸電流指令を出力する。これにより、高いトルクの出力を可能としながら、変調率を１００％以内に抑止できる。
　このように、指令演算器９１７は、Ｄ軸電流指令によって、損失を最小化する点で、必要なトルクを出力し、変調率が１００％を超えないように制御を行う。
　本実施形態にかかる制御部９００は、上述したように、各回転におけるトルク指令に対して、変調率が１００％を超えない範囲で、低損失な走行ができるように各種の指令を行うこととした。例えば、変調率は、昇圧チョッパ（本実施形態では単相ＰＷＭコンバータ２０）の昇圧制御により理論上は任意に変えることができるが、実際には、昇圧率を増加することで、いずれの部位の電圧や電流が増加し、保護電圧や保護電流の制約を受けるほか、昇圧することで、単相ＰＷＭコンバータ２０およびＶＶＶＦインバータ１３の損失を増加させる要因となっていた。
　そこで、本実施形態にかかる指令演算器９１７は、トルク指令や回転に応じて、総損失が最小化するように、Ｄ軸電流指令、Ｑ軸電流指令、昇圧電圧指令を決定することとした。これにより、損失を抑止することが可能となった。
　特に、バッテリ１５から供給される電力で走行する場合、車両が加速する間は大トルク・大出力を要求されるものの、所定速度での定速運転に入ると要求されるトルク・出力は低下する。すなわち、車両が加速する間は、指令演算器９１７が、昇圧動作が行われるように各種指令を出力する。この場合、損失が大きいが出力がとれるように、Ｄ軸電流指令には、損失が最小となる電流値よりも小さい電流値が設定されている。
　そして、定速運転に入り、低トルク・低出力が要求される場合には、指令演算器９１７は、昇圧動作が行われないように各種指令（通流率指令０）を出力する。この場合、Ｄ軸電流指令には、損失が最小となる電流値が設定される。
　なお、指令演算器９１７が出力するＤ軸電流指令、Ｑ軸電流指令の設定の手法は、昇圧チョッパ（ここでは単相ＰＷＭコンバータ２０）が存在せず、直流電圧を任意に変えることができない装置においても同様の作用・効果を奏するものである。
　本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
　例えば、一実施形態では、昇圧チョッパ回路２０１のフィルタコンデンサ１２は、１つのコンデンサで構成されているが、２つのコンデンサを直列に接続して、その間を接地してもよい。
　１…パンタグラフ、２…交流高速度遮断器、３…トランス、４…車輪、５…充電抵抗投入用接触器、６…充電抵抗短絡用接触器、７…充電抵抗、８…Ｕ相上側素子、９…Ｕ相下側素子、１０…Ｖ相上側素子、１０ａ…ダイオード、１０ｂ…スイッチング素子、１１…Ｖ相下側素子、１１ａ…ダイオード、１１ｂ…スイッチング素子、１２…フィルタコンデンサ、１３…ＶＶＶＦインバータ、１４…駆動用主電動機、１５…制御電源用バッテリ、１６…逆流防止用ダイオード、１７…リアクトル、１８…プラス側開放接触器、１９…マイナス側開放接触器、２０…ＡＣ／ＤＣコンバータ、１００…電気車制御装置、２０１…昇圧チョッパ、３０１…スイッチ制御部、３１１…減算器、３１２…比例積分制御器、３１３…減算器、３１４…比例積分制御器、３１５…ＰＷＭ信号発生器、６０１…バッテリＳＯＣ検出機構、６０２…バッテリＳＯＣ判定部、７００…電気車制御装置、７０１…２次巻線、８０１…昇圧チョッパ、９００…制御部、９０１…回転検出器、９１１…ＰＷＭ制御器、９１２…昇圧制御器、９１３…ＰＷＭ制御器、９１４…ダンピング制御器、９１５…加算器、９１６…電流制御・ベクトル制御器、９１７…指令演算器、９１８…電圧検出器。

Claims (20)

  1. 　入力側から供給される交流または直流電圧を直流電圧に変換するダイオードとスイッチング素子を有し、出力側にインバータを介して主電動機が接続されるコンバータと、
    　前記コンバータとリアクトルを介して接続され、前記主電動機の電源を供給するバッテリと、
    　前記コンバータが有する前記ダイオードと前記スイッチング素子により構成され、前記バッテリの電圧を昇圧するための昇圧チョッパ回路と、
    　を備える電気車制御装置。
  2. 　前記昇圧チョッパ回路は、前記コンバータの一相に含まれているダイオード及びスイッチング素子とが接続されている請求項１に記載の電気車制御装置。
  3. 　前記バッテリと前記コンバータ間に、前記バッテリへの充電方向電流が流れることを防止する逆流防止用のダイオードが設けられている、
    　請求項１に記載の電気車制御装置。
  4. 　前記バッテリは、前記主電動機が搭載されている車両を制御するために電力を供給する請求項１に記載の電気車制御装置。
  5. 　前記入力側から供給される交流電圧において、
    前記交流電圧を変圧し、前記コンバータに変圧した交流電圧を供給する変圧器と、
    前記変圧器の２次巻線側に接続される前記コンバータと、
    　前記昇圧チョッパ回路は、前記変圧器の２次巻線を前記リアクトルとして用いる、
    　請求項１に記載の電気車制御装置。
  6. 　昇圧チョッパ回路による昇圧のためのダイオードとスイッチング素子と、前記コンバータのためのダイオードとスイッチング素子の一部を共用することで、前記コンバータと前記昇圧チョッパ回路が一体化構成される、
    　請求項１に記載の電気車制御装置。
  7. 　前記昇圧チョッパ回路は、フィルタコンデンサをさらに備え、
    前記スイッチング素子のオン／オフ周期を変化させることにより、前記バッテリの電圧を昇圧させる、
    　請求項１に記載の電気車制御装置。
  8. 　前記車両が架線のない場所を移動する場合、前記架線と接触するパンタグラフを非接触にして、前記バッテリから前記インバータに電力が供給される請求項４に記載の電気車制御装置。
  9. 　パンタグラフに接続された交流高速度遮断器と、
    　前記パンタグラフと接続され、前記パンタグラフを介して供給される電圧を前記コンバータ側に供給するトランスと
    　前記コンバータの入力側に接続され、前記トランスの２次側に接続された充電抵抗短絡用接触器と
    　前記バッテリと前記昇圧チョッパ回路との間に接続された開放接触器と
    をさらに備え、
    　前記バッテリの電力で走行する際、前記交流高速度遮断器、前記充電抵抗短絡用接触器を開放させ、前記開放接触器を接続することによって、前記昇圧チョッパ回路が、前記スイッチング素子の通流率に従って昇圧が行われる、
    　請求項４に記載の電気車制御装置。
  10. 　前記車両が架線のある場所を走行する場合、前記交流高速度遮断器、前記充電抵抗短絡用接触器が接続され、前記開放接触器が開放され、前記コンバータは、供給された電力の交流電圧を直流電圧に変換する、
    　請求項９に記載の電気車制御装置。
  11. 　前記主電動機を駆動するために必要な前記フィルタコンデンサの電圧に関するフィルタコンデンサ電圧指令値が設定され、
    　前記フィルタコンデンサ電圧指令値と前記フィルタコンデンサから計測された電圧に基づいて、前記バッテリから流れる放電電流を決めるバッテリ放電電流指令値を演算し、
    　前記バッテリ放電電流指令値と実際のバッテリの放電電流値に基づいて、前記昇圧チョッパ回路の前記スイッチング素子の通流率を演算する、
    　スイッチ制御部をさらに備えた
    　請求項７に記載の電気車制御装置。
  12. 　さらに、バッテリの充電状態を検出するバッテリ状態検出機構を備え、
    　前記バッテリ状態検出機構が、前記バッテリの充電状態を検出し、その検出結果に基づいて、前記インバータへ起動指令を出す、
    　請求項１に記載の電気車制御装置。
  13. 　入力側から供給される交流または直流電圧を直流電圧に変換するダイオードとスイッチング素子を有し、出力側にインバータを介して主電動機が接続されるコンバータと、
    　　前記コンバータと接続されるリアクトルと、前記コンバータが有する前記ダイオードと前記スイッチング素子を含み、バッテリから供給される電圧を昇圧するための、昇圧チョッパ回路と、
    　を備える電気車制御装置。
  14. 　前記リアクトルに接続され、前記主電動機の電源を供給するバッテリを、さらに備えた請求項１３に記載の電気車制御装置。
  15. 　前記昇圧チョッパ回路は、前記コンバータの一相に含まれているダイオード及びスイッチング素子が接続されている請求項１４に記載の電気車制御装置。
  16. 　前記コンバータは、少なくともＵ相とＶ相の２相を有し、さらにダイオードとスイッチング素子からなるＵ相上側素子と、ダイオードとスイッチング素子からなるＵ相下側素子を含み、ダイオードとスイッチング素子からなるＶ相上側素子と、ダイオードとスイッチング素子からなるＶ相下側素子を含み、
    　前記リアクトルは前記Ｕ相上側素子とＵ相下側素子の間、または前記Ｖ相上側素子とＶ相下側素子の間に接続される、
    　請求項１３に記載の電気車制御装置。
  17. 　前記バッテリのマイナス側が前記Ｕ相上側素子とＵ相下側素子の間、または前記Ｖ相上側素子とＶ相下側素子の間に接続される、
    　請求項１３に記載の電気車制御装置。
  18. 　入力側から供給される交流電圧を直流電圧に変換するための複数のダイオードと複数のスイッチング素子を有し、出力側にインバータを介して主電動機が接続されるコンバータと、
    　前記コンバータが有する少なくとも１つのダイオードと少なくとも１つのスイッチング素子と、前記コンバータと接続されるリアクトルを含む昇圧チョッパ回路と、
    　架線からの電力を集電する集電装置と、
    　前記集電装置と接続され、前記集電装置を介して供給される電圧を変圧し、変圧した電圧を前記コンバータ側に供給するトランスと
    前記トランスのマイナス側を接地する車輪と
    を備えた電気車。
  19. 　前記リアクトルに接続され、前記主電動機の電源を供給するバッテリを、さらに備えた請求項１８に記載の電気車。
  20. 　　前記コンバータは、少なくともＵ相とＶ相の２相を有し、Ｕ相、またはＶ相に前記バッテリのマイナス側が接続されるように構成される、
    請求項１９に記載の電気車制御装置。
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