CN104024029B - 电动车控制装置以及电动车 - Google Patents

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Abstract

具备对蓄电池进行升压的功能并且能够实现小型化。实施方式的电动车控制装置具备：转换器，具有将从输入侧供给的交流或直流电压变换为直流电压的二极管和开关元件，其输出侧经由逆变器连接有主电机；蓄电池，经由电抗器与所述转换器连接，用于供给所述主电机用的电源；以及升压斩波电路，由所述转换器具有的所述二极管和所述开关元件构成，用于对所述蓄电池的电压进行升压。

Description

电动车控制装置以及电动车
本申请以日本专利申请2012-000781号(申请日：2012年1月5日)为基础，并且享有该申请的优先权，通过引用将该申请的全部内容包含于此。
技术领域
本实施方式涉及电动车控制装置以及电动车。
背景技术
电气化铁路车辆使用从架空输电线路(overhead line)通过受电弓供给的电力进行驱动。但是，在国外的铁路系统中，在车库的场站内部铁路线(yard line)或者用于维修的维修用铁路线(pit line)上大多没有架设架空输电线路。这种情况下，车辆在没有架设架空输电线路的维修用铁路线移动时，由无需架空输电线路电力的柴油动力的机车将电动车推入维修用铁路线。这样，每当将电动车推入维修用铁路线时都需要使用柴油机动力的机车，因而存在作业效率差的问题。
由此，提出了使用电动车常备的控制电源用的蓄电池低速驱动驱动用主电机的方案。但是，由于控制电源用蓄电池的电压低于通常加压到驱动用的VVVF(变压变频)逆变器的直流侧的主电路电压，电压不足以获得期望的速度即电机旋转数。
这种情况下，作为用于将控制电源用蓄电池的电压升压到VVVF逆变器所需要的电压的结构，提出了一种具备升压斩波电路的技术。此处，关于该技术，引用下述文献并且通过引用将其全部内容包含于此。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2010—252524号公报
附图说明
图1是第一实施方式涉及的电动车的电动车控制装置的主电路结构示意图。
图2是表示升压斩波电路的图，其使用了第一实施方式涉及的电动车控制装置具有的AC(交流)/DC(直流)转换器中包含的部分结构。
图3是表示第一实施方式涉及的电动车控制装置中用于控制升压斩波电路的主电路结构的图。
图4是表示根据电压指令值与三角波的关系而生成的开关信号QY的例子的图。
图5是表示根据开关信号QY的接通/断开周期而增减的放电电流IBATT的例子的图。
图6是表示用于控制第一实施方式涉及的电动车控制装置的VVVF逆变器的结构的图。
图7是表示第二实施方式涉及的电动车控制装置的主电路结构的图。
图8是表示升压斩波电路的图，其使用了第二实施方式涉及的电动车控制装置具有的AC/DC转换器中包含的部分结构。
图9是表示第三实施方式涉及的电动车控制装置的主电路结构的图。
图10是表示根据从VVVF逆变器供给的电力进行驱动的驱动用主电机的例子的图。
图11是表示为了输出同一转矩所必须的D轴电流和Q轴电流、以及损耗的关系图。
具体实施方式
一实施方式的电动车控制装置具备：转换器，具有用于将从输入侧供给的交流或直流电压变换为直流电压的二极管和开关元件，在输出侧经由逆变器连接着主电机；蓄电池，经由电抗器与所述转换器连接，用于所述主电机提供电源；升压斩波电路，由所述转换器具有的所述二极管和所述开关元件构成，用于对所述蓄电池的电压进行升压。
根据上述一实施方式的结构，提供一种具有对蓄电池进行升压的功能并且能够实现小型化的电动车控制装置。
(第一实施方式)
图1是表示第一实施方式涉及的电动车的电动车控制装置100的主电路结构的图。如图1所示，集电装置(以下为受电弓)1连接到未图示的交流架空输电线路，从而对电动车控制装置100供给电力。而且，电动车控制装置100中，受电弓1、交流高速断路器2、变压器3连接到架空输电线路侧。而且，变压器3的负极通过车轮4接地。变压器3对经由受电弓1从交流架空输电线路供给的交流电压进行变压，并将变压后的交流电压供给到AC(交流)/DC(直流)转换器20。
如图1所示，本实施方式涉及的电动车控制装置100在变压器3的次级侧具备充电电阻投入用接触器5、充电电阻短路用接触器6、充电电阻7以及AC/DC转换器20。另外，电动车控制装置100在AC/DC转换器20的直流侧具备滤波电容器12和VVVF逆变器13。进一步，电动车控制装置100在VVVF逆变器13的交流侧具备驱动用主电机(MM)14。进一步，电动车控制装置100具备控制电源用蓄电池15、逆流防止用二极管16、电抗器17、正极侧断开用接触器18以及负极侧断开用接触器19。
控制电源用蓄电池15(以下也称作蓄电池15)是对由电动车控制装置100等进行控制的各种系统供给电力的蓄电池。当电动车在没有架空输电线路的场所移动时，本实施方式涉及的控制电源用蓄电池15进一步用于对VVVF逆变器13供给电力。由于控制电源用蓄电池15在存在架空输电线路、第三轨等电力供给源时，会提供未图示的充电器进行充电，因而通常处于满充电。
本实施方式涉及的AC/DC转换器20具有U相和V相的两相。U相包含U相上侧元件8和U相下侧元件9。V相包含V相上侧元件10和V相下侧元件11。U相上侧元件8、U相下侧元件9、V相上侧元件10、V相下侧元件11分别构成为，以反并联的方式将二极管(10a、11a)与IGBT(绝缘栅双极型晶体管)等的开关元件(10b、11b)连接。在本实施方式中，作为具有蓄电池15的升压功能的升压斩波电路，说明了使用V相中包含的结构的例子，但也可以使用U相中包含的结构。
当电动车在有架空输电线路的场所移动时，本实施方式涉及的电动车控制装置100的交流高速断路器2、充电电阻投入用接触器5以及充电电阻短路用接触器6被连接，正极侧断开用接触器18以及负极侧断开用接触器19被断开。由此，从变压器3被供给的电力经由充电电阻7被供给到AC/DC转换器20。而且，AC/DC转换器20将供给的电力的交流电压变换成直流电压。接着，电力从AC/DC转换器20被供给到并列配置的滤波电容器12以及VVVF逆变器13。VVVF逆变器13将从AC/DC转换器20输出的直流电压变换成可变电压可变频率的交流电压，并且将该交流电压供给到用于驱动电动车的驱动用主电机14。由此，电动车能够在没有架空输电线路的场所移动。但是，在国外的铁路系统中，在车库的场站内部铁路线或者用于维修的维修用铁路线上大多没有架设架空输电线路。在这种情况下，为了使电动车移动，也需要进行基于蓄电池15的蓄电池驱动。
本实施方式涉及的电动车控制装置100构成为，AC/DC转换器20与蓄电池15相连接，并且共同使用升压斩波电路的升压所需的半导体元件和AC/DC转换器的半导体元件，从而使得转换器和升压斩波电路形成一体化。下面，对其内容进行说明。
图2是表示升压斩波电路的图，其使用了电动车控制装置100具有的AC/DC转换器20中包含的部分结构。图2示出的例子中，通过由粗线表示的路径上的结构来实现升压斩波电路201。即，升压斩波电路201由蓄电池15、逆流防止用二极管16、电抗器17、V相下侧元件11中包含的开关元件(例如IGBT(绝缘栅双极型晶体管)等)11b、V相上侧元件10中包含的二极管10a、滤波电容器12构成。如图2所示，升压斩波电路201与AC/DC转换器20共用开关元件10b和V相上侧元件10中包含的二极管10a。
升压斩波电路201中使用的电抗器17由蓄电池放电电流和开关频率决定。例如，如果基于蓄电池15的移动限制为3km/h左右，驱动力也限制为最大驱动力的1/5左右，那么消费电力则为30kw左右。然后，如果将蓄电池15的电压设为110V，蓄电池放电电流为270A，将开关频率设为500Hz，容许电流的脉动设为±50A、即峰值间为100A，那么电感值为1mH左右即可。因此，在本实施方式中，可以选定电感值为1mH、额定电流为270A的电抗器17。因此，追加部件不会是影响电动车控制装置100整体大小的较大部件。
逆流防止用二极管16设置为用于防止因电流的逆流而导致向蓄电池15充电。
本实施方式涉及的电动车在没有架空输电线路的场所移动时，操纵者进行切换成蓄电池移动的操作，由此，受电弓1下降，并以从控制电源用蓄电池15向VVVF逆变器13供给电力的方式连接电路。
本实施方式涉及的电动车提供蓄电池15的电力在没有架空输电线路的场所移动时，将AC/DC转换器20的交流侧从主电路切开。即，电动车控制装置100使交流高速断路器2、充电电阻投入用接触器5以及充电电阻短路用接触器6断开，连接正极侧断开用接触器18以及负极侧断开用接触器19。然后，升压斩波电路201根据开关元件11b的导通率(conductionratio)进行升压。
由此，本实施方式涉及的电动车控制装置100中，例如，即使蓄电池的电压为110V，可由升压斩波电路201将电压升压到200V～300V之后，从而能够对滤波电容器12进行充电。由于经过升压的电压被供给到VVVF逆变器13，从而能够驱动驱动用主电机14。这样，电动车控制装置100能够使搭载有该电动车控制装置100的电动车在没有架空输电线路的场所移动。
图3是表示在电动车控制装置100中用于控制升压斩波电路201的主电路结构的图。图3示出的主电路结构具备开关控制部301，根据来自蓄电池15的通电进行动作。此外，图3示出的结构是作为用于控制升压斩波电路201的控制系统的例子提出的，也可以使用其它控制系统。
图3示出的开关控制部301通过接通/断开V相下侧元件11中包含的开关元件11b，使得来自蓄电池15的放电电流IBATT流动。即，如果开关控制部301接通V相下侧元件11中包含的开关元件11b，由于蓄电池15通过电抗器17而形成短路，因而电流增加。之后，一旦开关控制部301断开开关元件11b，根据电抗器17中蓄积的能量，电流通过V相上侧元件10的二极管10a侧流入滤波电容器12。此时，放电电流IBATT逐渐减少。如果开关控制部301再次接通V相下侧元件11中包含的开关元件11b，放电电流IBATT则转变为增加。
在本实施方式涉及的电动车控制装置100中，重复该动作，来自蓄电池15的电流被充入滤波电容器12。这样，开关控制部301适当改变V相下侧元件11的开关元件11b的接通/断开周期、即导通率，由此能够使得滤波电容器12的电压高于蓄电池15的电压。
接着，利用图3对开关控制部301的结构进行说明。在本实施方式中，用于驱动驱动用主电机14所需的滤波电容器电压被预先设定为指令值(也称作滤波电容器电压指令值)。例如，想要将施加到滤波电容器12的电压设为300V的情况下，设定300V作为滤波电容器电压指令值。
然后，减法器311将从滤波电容器电压指令值中减去从滤波电容器12测量的电压之后得到的差分电压值输入到比例积分控制器(PI)312。然后，比例积分控制器312根据被输入的差分电压值，计算用于确定从蓄电池15流出的放电电流的指令值(蓄电池放电电流指令值)。
然后，减法器313将从蓄电池放电电流指令值中减去实际的蓄电池放电电流之后的差分电流值输入到比例积分控制器(PI)314。比例积分控制器314根据被输入的差分电流值，计算升压斩波电路201的开关元件11b的导通率(开关元件11b处于接通状态的时间比率)。
接着，PWM(脉宽调制)信号发生器315通过比较导通率和三角波等方法，生成开关元件11b的开关信号QY，以形成规定的开关频率。
图4是表示根据电压指令值和三角波的关系而生成的开关信号QY的例子的图。如图4所示，PWM信号发生器315比较导通率和三角波，在导通率大于三角波的时刻将开关信号QY输出为接通(ON)，在电压指令值小于等于三角波的时刻将开关信号QY输出为断开(OFF)。由此，开关元件11b根据开关信号QY控制接通/断开周期。
图5是表示根据开关信号QY的接通/断开周期而增减的放电电流IBATT的例子的图。如图5所示，开关信号QY处于接通的时域中，放电电流IBATT逐渐增加，开关信号QY处于断开的时域中，放电电流IBATT逐渐减少。
另外，本实施方式涉及的电动车控制装置100具备根据蓄电池15的电压来控制逆变器13的结构。图6是表示用于控制电动车控制装置100的VVVF逆变器13的结构的图。如图6所示，电动车控制装置100具备蓄电池SOC(State of Charge：蓄电池的充电状态)检测单元601以及蓄电池SOC判定部602。
如图6所示，蓄电池SOC检测单元601检测出蓄电池15的SOC(蓄电池的充电状态)，并将检测结果输出到蓄电池SOC判定部602。而且，蓄电池SOC判定部602具有基于检测结果向VVVF逆变器13发出起动指令的功能。这样，在本实施方式中，蓄电池SOC判定部602在判定蓄电池15的SOC大于等于预设值的情况下，向VVVF逆变器13发出起动指令，使驱动用主电机14驱动。
根据该方法，能够使得滤波电容器12的电压高于蓄电池15的电压。由此，VVVF逆变器13能够向驱动用主电机14施加驱动驱动用主电机14所需的足够的电压。
另外，蓄电池SOC判定部602在判定蓄电池15的SOC小于预设值的情况下，由于来自蓄电池15的电力供给得到抑制，从而能够防止过放电。由此能够防止蓄电池15的劣化。
然而，在图2示出的例子中，示出了使V相上侧元件10的二极管10a与V相下侧元件11的开关元件11b进行斩波动作使电压升压的结构。但是，如不采用如本实施方式的斩波动作，而是使控制开关元件11b的开关信号保持原本的断开状态，那么来自蓄电池的放电电流流向V相上侧元件10的二极管10a。由此，对滤波电容器12施加与蓄电池15相同的电压。如使用该蓄电池15的电压也能够得到充分的驱动力的情况下，可以不进行升压，而是由VVVF逆变器13驱动驱动用主电机14。即使在这种情况下，电抗器17也起到蓄电池15的放电电流的平滑滤波电路的作用。由此降低来自蓄电池15的放电电流的纹波(振动成分)，能够抑制蓄电池15的发热，从而防止蓄电池寿命的缩短。
在本实施方式涉及的电动车控制装置100中说明了下述例子，即：为了进行基于控制电源用的蓄电池15的驱动，控制电源用蓄电池15经由电抗器17和逆流防止用二极管16，并经由正极侧断开用接触器18和负极侧断开用接触器19连接到AC/DC转换器20的一相即图1示例中的V相。即，本实施方式中示出了来自控制电源用蓄电池15的主电路线连接到V相的情况，但也可以是连接到U相的结构。此外，本实施方式涉及的电动控制装置100中，说明了在本实施方式中具备将交流电压变换为直流电压的转换器的例子，也可以具备将从输入侧供给的直流电压变换为直流电压的转换器。
在本实施方式涉及的电动车控制装置100中，将构成交流架空输电线路用的主电路的AC/DC转换器20的部分结构用作升压斩波电路以升高电压，由此能够以高于蓄电池15电压的电压对VVVF逆变器13进行加压。这样，VVVF逆变器13能够对驱动用主电机14施加驱动所需的充分电压。
也就是说，在本实施方式的电动车控制装置中，由于不设置升压斩波用的半导体元件就确保了升压功能，因而能够实现电动车控制装置全体的小型化。
换言之，在本实施方式的电动车控制装置中，由于使用转换器的部分结构实现了升压斩波，因此，根据蓄电池使驱动用主电机驱动时，不需要具备对供给到驱动用主电机的电压进行升压的升压斩波电路。
(第二实施方式)
将AC/DC转换器的部分结构用作升压斩波电路的例子不仅限定于第一实施方式，也可以适用于其它实施方式。由此，在第二实施方式中，说明主电路结构是其它实施方式的情况。
图7是表示第二实施方式涉及的电动车控制装置700的主电路结构的图。此外，在第二实施方式中，对与上述第一实施方式相同的构成要素赋予相同符号并省略该说明。
与第一实施方式的电动车控制装置100相比，图7示出的电动车控制装置700省略了电抗器17，使用变压器3的次级绕组701取代该电抗器17。
图8是表示升压斩波电路的图，其使用了电动车控制装置700具有的AC/DC转换器20中包含的部分结构。图8示出的例子中，通过由粗线表示的路径上的结构来实现升压斩波电路801。即，升压斩波电路801由蓄电池15、逆流防止用二极管16、变压器3的次级绕组701、V相下侧元件11中包含的开关元件(例如晶体管)11b、V相上侧元件10中包含的二极管10a、以及滤波电容器12构成。
如图8所示，升压斩波电路801与AC/DC转换器20共用开关元件11b以及V相上侧元件10中包含的二极管10a，此外，利用变压器3的次级绕组701作为电抗器。
通常，变压器的次级绕组的电感为1mH至2mH左右。因此，可以利用具有充分电感值的变压器3的次级绕组701作为升压斩波电路用的电抗器。
这样，本实施方式涉及的电动车控制装置700与第一实施方式同样地共用AC/DC转换器20中包含的部分元件，此外还使用变压器3的次级绕组701作为电抗器，使蓄电池15的电压升压，向VVVF逆变器13加压，从而使驱动用主电机14驱动。此外，驱动情况下的控制等与第一实施方式相同，省略说明。
这样，本实施方式涉及的电动车控制装置700无需设置新的电抗器，能够进一步削减物品的数量。由此，能够防止成本增加。
进而，本实施方式涉及的电动车控制装置700通过利用变压器3的次级绕组701作为电抗器，能够与第一实施方式同样地实现放电电流的平滑化。
在上述第一～第二实施方式涉及的电动车控制装置中，在交流架空输电线路的电动车中，使用了将交流架空输电线路电压变换为直流电压的AC/DC转换器20的部分结构作为升压斩波电路。
以往通过控制电源用的蓄电池驱动车辆的情况下，由于蓄电池电压低，如果将蓄电池电压直接与驱动用VVVF逆变器的直流连接，因为用于驱动驱动用主电机的电压不足，所以无法获得充分的速度和驱动力，而第一～第二实施方式涉及的电动车控制装置能够解决上述问题。
进而，在以往，利用蓄电池的电压向VVVF逆变器加压时，由于VVVF逆变器的转换，会使得来自蓄电池的放电电流具有纹波(振动成分)，从而产生蓄电池发热、蓄电池寿命缩短的问题。反之，第一～第二实施方式涉及的电动车控制装置通过将电抗器17或变压器3的次级绕组701连接到蓄电池15的输出以使放电电流平滑化，由此能够防止蓄电池15的发热。
这种结构的电动车控制装置在实现第一实施方式的效果之外，通过将构成升压斩波电路的半导体元件或电抗器与主电路中具有的转换器以及主变压器共同使用，还能够削减具有升压功能的电动车控制装置所必要的部件数量，由此实现小型化。另外，由于部件数量的减少，还能够削减成本。进而，由于无需确保用于设置升压斩波电路的空间，因而可以使得其它部件的配置具有灵活性。
(第三实施方式)
图9是表示第三实施方式涉及的电动车控制装置700的主电路结构的图。此外，在第三实施方式中，对与上述第一实施方式相同的构成要素赋予相同符号并省略该说明。
第三实施方式涉及的电动车控制装置700经由电抗器17将低压的蓄电池15连接到AC/DC转换器(单相PWM转换器)20的U相和V相之间。
AC/DC转换器(单相PWM转换器)20的直流侧连接着滤波电容器(平滑电容器)12、VVVF逆变器13以及作为主电机的驱动用主电机14。
此外，本实施方式涉及的电动车控制装置700中，在驱动用主电机14安装有旋转检测器901，用于检测驱动用主电机14的旋转数。另外，在本实施方式中，控制部900根据由旋转检测器901检测出的驱动用主电机14的旋转来执行控制。
本实施方式涉及的控制部900具备PWM控制器911、升压控制器912、PWM控制器913、阻尼控制器914、加法器915、电流控制·矢量控制器916以及指令运算器917。
然后，以来自运行室的指令为基础运算出的转矩指令以及驱动用主电机14的旋转数被输入到控制部900的指令运算器917中。指令运算器917基于转矩指令和旋转数，计算D轴电流指令、Q轴电流指令以及升压电压指令并输出。接着，对D轴电流和Q轴电流进行说明。
图10是表示根据从VVVF逆变器13供给的电力进行驱动的驱动用主电机14的例子的图。如图10所示，驱动用主电机14由V相1003、U相1004以及W相1005的三相构成。驱动用主电机14使用通过对各相的励磁线圈通电而产生的旋转磁场，使轴1002旋转。
而且，在本实施方式中，将三相(UVW)变换为正交两相的αβ轴静止坐标系之后，进一步变换为DQ轴旋转坐标系，进行驱动用主电机14的控制。此外，这些坐标系的变换方法是众所周知的技术，因而省略说明。
接着，在DQ轴坐标系中，如果将D轴设定为驱动用主电机14的次级磁通方向，那么D轴则成为励磁成分，Q轴成为转矩成分。即，D轴电流成为励磁电流成分，Q轴电流成为转矩电流成分。另外，指令运算器917基于DQ轴旋转坐标系输出D轴电流指令以及Q轴电流指令。
返回图9，阻尼控制器914将由电压检测器918检测出的滤波电容器(平滑电容器)12的电压进行伪微分，乘以增益并计算出对于Q轴电流指令的补偿量。然后，加法器915向从指令运算器917输出的Q轴电流指令值加上对于从阻尼控制器914输出的Q轴电流指令的补偿量，并输出补偿后的Q轴电流指令。
D轴电流指令以及补偿后的Q轴电流指令被输入到电流控制·矢量控制器916。接着，电流控制·矢量控制器916向PWM控制器911输出三相电压指令。然后，PWM控制器911基于输入的三相电压指令对内置于VVVF逆变器13的开关元件进行控制。
另外，指令运算器917向升压控制器912输出升压电压指令。升压控制器912通过PI控制等，将AC/DC转换器(单相PWM转换器)20的导通率指令输出到PWM控制器913以使平滑电容器12的电压与升压电压指令一致。在本实施方式涉及的电动车控制装置中，也使用AC/DC转换器20的部分结构来实现升压斩波电路。
PWM控制器913根据被输入的导通率指令切换U相中包含的元件，并使V相中包含的下侧元件常时接通。
此外，也有升压电压指令＝平滑电容器电压的情况。这种情况下，升压率指令为100％，导通率指令变为100％。接着，PWM控制器913使U相中包含的上侧元件常时接通，V相中包含的下侧元件常时接通。
此外，在本实施方式中，说明了使用升压电压指令的例子，也可以使用升压率指令代替升压电压指令。使用该升压率指令控制升压率的情况下，也能够得到与升压电压指令同样的作用效果。
此外，升压率是表示AC/DC转换器20的VVVF逆变器13侧的直流电压相对于AC/DC转换器(单相PWM转换器)20的蓄电池15侧的直流电压的比率。例如，升压率为100％的情况下，导通率变为100％(U相中包含的上侧元件常时接通)，升压率＝200％的情况下，导通率变为50％(U相的上侧元件和下侧元件在占空比(DUTY)为50％时切换)。
阻尼控制器914如上所述将由电压检测器918检测出的平滑电容器12的电压进行伪微分，乘以增益而计算出对于Q轴电流指令的补偿量。而当直流电压上升时，Q轴电流会增加，即，增加转矩并且增加从平滑电容器12流出的电流，与在平滑电容器12并列具备电阻的情况具有同等的作用效果。通过在平滑电容器12并排连接电阻的作用，耗费能量，从而能够防止共振。
对AC/DC转换器(单相PWM转换器)20的控制、即在升压控制器912中，如前述那样，当升压率指令＝100％的情况下，控制部900将U相中包含的上侧元件控制为常时接通，将V相中包含的下侧元件控制为常时接通。这时，阻尼控制器914具有与并排连接于平滑电容器12的电阻同样的作用，能够抑制在平滑电容器12与电抗器17之间产生的共振。此外，升压率指令＝100％意味着停止AC/DC转换器(变相PWM转换器)20的转换，并且减小对VVVF逆变器13施加的电压。由此，能够降低AC/DC转换器(单相PWM转换器)20以及VVVF逆变器13的转换损耗，并降低蓄电池15的电流。
指令运算器917决定基于转矩指令和旋转数的D轴电流指令、Q轴电流指令、升压电压指令，以减低由电机损耗和电力变换损耗构成的总损耗。因此，本实施方式涉及的电动车控制装置通过降低低压的蓄电池15的发热，能够抑制寿命劣化。另外，效率性得以提高，因而能够根据有限的蓄电池容量使电动车移动较长距离。
图11表示，在预先设定旋转数以及向VVVF逆变器13输入的直流电压的情况下，为了输出同一转矩所必须的D轴电流和Q轴电流、以及伴随着电机的运转而产生的发热损耗、即电机铜损的关系图。极低速旋转的情况下，相比于电力变换效率，电机效率较低，电机损耗中的铜损占主导。如图11所示，为了将电机铜损降到最低，只需将D轴电流设定在130A左右即可。此时，调制度为90％左右，因而能够输出。
此时，向VVVF逆变器13输入的直流电压自图11中确定的直流电压进一步降低的情况下，由于调制度与直流电压成反比例增加，调制度有可能超过100％。如果调制度超过100％，则无法进行控制。直流电压降低导致调制度超过100％的情况下，如图11的箭头所示，在指令运算器917输出例如使D轴电流减少的D轴电流指令。如果D轴电流根据该D轴电流指令而减少，则调制度也降低。因此，即使直流电压降低而调制度超过100％的情况下，也可以使调制率向低于100％的数值移动。也就是说，能够抑制调制度伴随直流电压的变化而超过100％。
在前述中对直流电压降低的情况进行了说明。接着，说明在图11中Q轴电流指令较大的情况。如图11所示，在为了输出高转矩导致Q轴电流指令大，损耗较小的条件下，调制度会超过100％。此时，指令运算器917输出使D轴电流减少的D轴电流指令。由此，既能够输出高转矩，又能够将调制度抑制在100％以内。
这样，指令运算器917根据D轴电流指令使损耗最小化，从而控制为输出必要转矩且调制度不超过100％。
如上所述，本实施方式涉及的控制部900对于各旋转的转矩指令执行各种指令，使得在调制度不超过100％的范围内，电动车能够进行低损耗移动。例如，理论上能够通过升压斩波电路(本实施方式中为单相PWM转换器20)的升压控制而任意改变调制度，而实际上增加升压率会导致任一部位的电压或电流增加，受到保护电压和保护电流的制约，此外，由于升压会使单相PWM转换器20以及VVVF逆变器13的损耗增加。
在此，本实施方式涉及的指令运算器917根据转矩指令和旋转，以使总损耗最小化的方式确定D轴电流指令、Q轴电流指令、升压电压指令。由此，能够抑制损耗。
特别是，通过从蓄电池15供给的电力行使的情况下，车辆加速期间要求大转矩和大功率，而进入根据规定速度的等速运行后所需的转矩和功率会降低。即，车辆在加速期间，指令运算器917输出各种指令以执行升压动作。这种情况下，D轴电流指令设定为比损耗最小的电流值更小的电流值，从而损耗虽大而可获得功率。
然后，进入等速运行后要求低转矩和低功率的情况下，指令运算器917输出各种指令(导通率指令为0)以不执行升压动作。这种情况下，D轴电流指令设定为损耗最小的电流值。
此外，关于指令运算器917输出的D轴电流指令、Q轴电流指令的设定方法，即使在没有升压斩波电路(此处为单相PWM转换器20)、且无法任意改变直流电压的装置中也能起到同样的效果和作用。
虽然对本发明的几个实施方式进行了说明，但是这些实施方式是作为例子提出的，并不限定发明的保护范围。这些新颖的实施方式能够以其他各种方式实施，在不偏离发明宗旨的范围内，可以进行各种省略、替换、变更。这些实施方式或其变形包含在发明的保护范围或主旨中，并且包含在权利要求范围所记载的发明和其等同的保护范围内。
例如，在一实施方式中，升压斩波电路201的滤波电容器12由一个电容器构成，也可以是以串联方式连接两个电容器，所述电容器之间接地。
附图符号说明
1：受电弓 2：交流高速断路器 3：变压器
4：车轮 5：充电电阻投入用接触器 6：充电电阻短路用接触器
7：充电电阻 8：U相上侧元件 9：U相下侧元件
10：V相上侧元件 10a：二极管 10b：开关元件
11：V相下侧元件 11a：二极管 11b：开关元件
12：滤波电容器 13：VVVF逆变器 14：驱动用主电机
15：控制电源用蓄电池 16：逆流防止用二极管
17：电抗器 18：正极侧断开用接触器 19：负极侧断开用接触器
20：AC/DC转换器 100：电动车控制装置
201：升压斩波电路 301：开关控制部 311：减法器
312：比例积分控制器 313：减法器
314：比例积分控制器 315：PWM信号发生器
601：蓄电池SOC检测单元 602：蓄电池SOC判定部
700：电动车控制装置 701：次级绕组
801：升压斩波电路 900：控制部 901：旋转检测器
911：PWM控制器 912：升压控制器 913：PWM控制器
914：阻尼控制器 915：加法器
916：电流控制·矢量控制器
917：指令运算器 918：电压检测器

Claims (11)

1.一种电动车控制装置，其具备：
变压器，用于对交流电压进行变压，并且将变压后的交流电压供给到转换器；
转换器，具有将从所述变压器供给的所述变压后的交流电压变换为直流电压的二极管和开关元件，并且，经由逆变器将所述直流电压提供给主电机；
蓄电池，经由电抗器连接在所述转换器，用于为所述转换器提供电力；以及
升压斩波电路，由所述电抗器、所述转换器具有的所述二极管和所述开关元件构成，用于对所述蓄电池的电压进行升压，
所述转换器至少具有U相和V相两相，并且每一相均具有多对以反并联的方式连接的二极管和开关元件，
所述升压斩波电路的二极管和开关元件由所述转换器的任意一相的二极管和开关元件构成，
其中，所述电抗器相当于所述变压器的次级绕组。
2.根据权利要求1所述的电动车控制装置，进一步具备：
逆流防止用二极管，设置在所述蓄电池和所述转换器之间，用于防止充电方向电流流向所述蓄电池。
3.根据权利要求1所述的电动车控制装置，其中，
所述升压斩波电路的所述二极管是所述转换器的任意一相的上侧二极管，并且所述升压斩波电路的所述开关元件是所述转换器的任意一相的下侧开关元件。
4.根据权利要求1所述的电动车控制装置，进一步具备：
充电电阻投入用接触器和充电电阻短路用接触器，设置在所述变压器与所述转换器的输入侧的一端之间；
正极侧断开用接触器，设置在所述蓄电池的正极侧与所述转换器的输入侧的另一端之间；以及
负极侧断开用接触器，设置在所述蓄电池的负极侧与所述转换器的输出侧的负极之间，
其中，当从所述蓄电池向所述转换器提供电力时，所述充电电阻投入用接触器和充电电阻短路用接触器切换到断开状态、并且所述正极侧断开用接触器和负极侧断开用接触器切换到接通状态。
5.根据权利要求1所述的电动车控制装置，进一步具备：
电压检测单元，用于检测所述蓄电池的电压值；
电流检测单元，用于检测从所述蓄电池输出的电流值；以及
控制单元，用于根据检测出的电压值、检测出的电流值和电容电压指令值产生开关信号来控制所述升压斩波电路的所述开关元件。
6.一种电动车，其具备：
集电装置，用于从电源线上接收电力；
变压器，用于对所述电力的交流电压进行变压，并且将变压后的交流电压供给到转换器；
转换器，具有将从所述变压器供给的所述变压后的交流电压变换为直流电压的二极管和开关元件，并且，经由逆变器将所述直流电压提供给主电机；
蓄电池，经由电抗器连接在所述转换器，用于为所述转换器提供电力；以及
升压斩波电路，由所述电抗器、所述转换器具有的所述二极管和所述开关元件构成，用于对所述蓄电池的电压进行升压，
其中，所述电抗器相当于所述变压器的次级绕组。
7.根据权利要求6所述的电动车，其中，
所述转换器至少具有U相和V相两相，并且每一相均具有多对以反并联的方式连接的二极管和开关元件，
所述升压斩波电路的二极管和开关元件由所述转换器的任意一相的二极管和开关元件构成。
8.根据权利要求6所述的电动车，进一步具备：
逆流防止用二极管，设置在所述蓄电池和所述转换器之间，用于防止充电方向电流流向所述蓄电池。
9.根据权利要求7所述的电动车，其中，
所述升压斩波电路的所述二极管是所述转换器的任意一相的上侧二极管，并且所述升压斩波电路的所述开关元件是所述转换器的任意一相的下侧开关元件。
10.根据权利要求6所述的电动车，进一步具备：
充电电阻投入用接触器和充电电阻短路用接触器，设置在所述变压器与所述转换器的输入侧的一端之间；
正极侧断开用接触器，设置在所述蓄电池的正极侧与所述转换器的输入侧的另一端之间；以及
负极侧断开用接触器，设置在所述蓄电池的负极侧与所述转换器的输出侧的负极之间。
11.根据权利要求6所述的电动车，进一步具备：
电压检测单元，用于检测所述蓄电池的电压值；
电流检测单元，用于检测从所述蓄电池输出的电流值；以及
控制单元，用于根据检测出的电压值、检测出的电流值和电容电压指令值产生开关信号来控制所述升压斩波电路的所述开关元件。
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