JP2015216824A - トラクションモータ駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】本発明は、信頼性及び効率を向上可能なトラクションモータ駆動装置を提供することをその目的としている。
【解決手段】
２つの電池の接続を切り換える直並列切換回路は、２つの並列リレー及び１つの直列リレーをもつ。２つの電池からインバータへ供給される電源電流は、直並列切換回路のすべてのリレーがオフされる期間に遮断される。この電池が並列接続される並列モードにおいて、２つの電池は、互いに異なる１つの安全リレー及び互いに異なる１つの並列リレーを順次通じてインバータに給電する。電池は、逆流防止ダイオードを有する昇圧チョッパを通じてインバータに電源電流を給電する。この逆流防止ダイオードは、電源電流の通過を許容する。
【選択図】図４

Description

本発明は、トラクションモータ駆動装置に関する。

本発明は特に、２つの電池の接続を切換える電池接続切換式のトラクションモータ駆動装置に関する。

モータのバックEMF（逆起電力）がモータ回転数とともに上昇するので、モータ印加電圧が一定である時、モータのトルクは高速回転領域で減少する。したがって、電池は、トラクションモータが高速領域でトルクを発生するために高電圧をインバータに印加する必要がある。

トラクションモータは、低速領域で大きなトルクを発生する必要がある。しかし、高電圧が低速領域のモータを駆動するインバータに印加される時、モータ駆動装置の回路損失は増加する。このため、特許文献１は、高速領域においてバッテリ電圧を昇圧する昇圧チョッパをもつモータ駆動装置を提案している。しかしながら、昇圧チョッパは、モータ駆動装置の損失と製造コストを増加する。その結果、昇圧チョッパを冷却するために、モータ駆動装置は、大型の冷却装置を必要とする。

図１は、昇圧チョッパを有するトラクションモータ駆動装置を示す。バッテリ１から給電される昇圧チョッパ８は、トラクションモータMGを駆動するインバータ７にDCリンク電圧を印加する。バイパスリレー８０、リアクトル８１、クランプスイッチ８２及び出力スイッチ８３からなる昇圧チョッパ８は、昇圧されたDCリンク電圧をインバータ７に印加する。平滑キャパシタ６A及び６Bはリップル電圧を低減する。

昇圧チョッパ８の昇圧動作は、低速領域において停止される。バッテリ１は、バイパスリレー８０を通じてインバータ７に給電するので、昇圧チョッパ８の損失は、低速領域において低減される。しかし、バイパスリレー８０かオンされる時、インバータ７のリップル電圧がバイパスリレー８０を通じてバッテリ１に印加されるため、バッテリ１の損失が増加してしまう。さらに、バイパスリレー８０は頻繁に開閉されるため、バイパスリレー８０の故障が懸念される。

昇圧チョッパ８の損失が昇圧比の増加とともに増加するので、バッテリ１の電圧はできるだけ高くされる。２つの安全リレー２１-２２は、負荷回路の短絡事故が発生した時にバッテリ１を負荷回路から安全に分離する。直列接続された２つの安全リレー２１-２２がオフされるため、安全リレー２１-２２の１つがオン故障を発生しても、バッテリ１を確実に分離することができる。

直列接続された補助リレー２０及び電流制限抵抗９０は、平滑キャパシタ６Aがプリチャージされる時に発生する突入電流を制限する。これにより、安全リレー２１-２２の接点がこの突入電流により溶着する問題が回避される。

特許文献２は、電池接続切換方式のトラクションモータ駆動装置を提案している。図２は、このモータ駆動装置を示す。直並列切換回路を構成するリレーユニット１０は、直列リレー３及び２つの並列リレー４-５からなる。この電池接続切換方式によれば、図１に示される昇圧チョッパ８の電力損失を避けることができる。

しかし、平滑キャパシタ６Aに印加されるDCリンク電圧は、バッテリ１-２の直並列切換動作により急変する。これは、直並列切換動作により平滑キャパシタ６Bを流れる突入電流が大幅に増加する。この突入電流は、リレー３-５の電気的寿命を大幅に低下させる。さらに、バッテリ１-２は３つのリレーを経由してインバータ７に電流を供給するので、リレーの合計損失が増加する。

平滑キャパシタ６Bの静電容量を減らすことにより、この突入電流を低減することができる。しかし、平滑キャパシタ６Bの静電容量を減らすことにより、バッテリ１-２のリップル電流損失が増加し、高周波ノイズが増加する。このバッテリのリップル電流損失について更に説明する。インバータなどのスイッチング回路は、一般に所定のキャリヤ周波数でPWMスイッチングされる。キャリヤ周波数（基本波）及びその奇数高調波により主に構成される高周波リップル電流は、直流電源にリップル電流損失を発生する。たとえば、デユーティ比が５０％の矩形波電流は、電力が等しい直流電流と比べて２倍の損失を発生する。

このリップル電流損失を低減するために、平滑キャパシタが、スイッチング回路と並列に接続される。この平滑キャパシタは、高周波リップル電流をバイパスことにより、直流電源のリップル電流損失を低減する。このバイパス効果を向上するために、平滑キャパシタの静電容量を増加する必要がある。しかし、たとえば電気自動車（EV)やハイブリッド車（HV)を駆動するトラクションモータ駆動装置に採用される高耐圧の平滑キャパシタは大きなサイズをもち、高価となる。所定の静電容量をもつ平滑キャパシタの体積及び重量は、その耐圧の二乗に略比例する。さらに、長い平均配線長をもつ大型の平滑キャパシタは、平滑効果を抑制する。

特開２００５-１６０２８４号公報 特開２０１０−５７２８８号公報

本発明の１つの目的は、効率及び信頼性を向上可能なトラクションモータ駆動装置を提供することである。本発明のもう１つの目的は、モータトルクの望ましくない変動を抑止可能なトラクションモータ駆動装置を提供することである。

本発明の第１の様相によれば、２つの直流電流源は、直並列切換回路を通じてインバータに電源電流を供給する。直並列切換回路の直列リレー及び２つの並列リレーの切換により、２つの直流電流源の直列接続状態と並列接続状態とが切り換えられる。インバータは、このリレー切換が実行される電池接続切換期間にモータ電流を低減する。好適には、モータ電流は最小とされる。リレーのアーク電流が低減されるので、リレーの寿命が改善され、リレーの接点溶着などの事故が減る。

好適な態様によれば、トラクションモータを駆動するインバータは、エンジン駆動の発電機を制御するための第２インバータと並列に接続される。発電機から第２インバータを通じてインバータに供給される発電電流は、電池接続切換期間に増加される。好適には、発電電流の平均値は電池接続切換期間にインバータのモータ電流の平均値とほぼ等しくされる。これにより、電池接続の切換に随伴するトラクションモータのトルク変動も抑止される。

好適な態様において、トラクションモータを駆動するインバータが発電電流を出力する回生制動中に電池接続の切換動作を実行する時、第２インバータは、発電機をモータとして駆動する。これにより、インバータが出力する発電電流は第２インバータを通じて発電機に吸収される。好適には、インバータの発電電流の平均値は、ほぼ第２インバータのモータ電流の平均値に等しい。これにより、電池接続切換期間にインバータから直流電流源に流れる電流を低減することができる。したがって、リレーの寿命が改善され、リレーの接点溶着などの事故が減る。トラクションモータのトルク変動も抑止される。

好適な態様によれば、直列リレー及び２つの並列リレーの全てがオフされるフルオープン期間が、電池接続切換期間内に設定される。このフルオープン期間にインバータの発電電流を制御することにより、インバータに印加されるDCリンク電圧をリレー切換後の電圧値に接近させる。これにより、電池接続の切換により平滑キャパシタに流れる突入電流が低減される。この切換前後に発生するトラクションモータのトルク変動を抑制することができる。

好適な態様において、トラクションモータの高速領域において、直列リレー及び２つの並列リレーのすべてがオフされる独立モードが実行される。これにより、第２インバータの発電電流だけがインバータを通じてトラクションモータに供給される。これにより、トラクションモータの回転数に応じて第２インバータの発電電圧を増加することにより、トラクションモータのバックEMFが２つの直流電流源の合計電圧よりも高くなる高速領域において、トラクションモータを駆動することができる。

好適態様において、直並列切換回路は、電源電流をインダクタを通じてインバータに供給する。これにより、直並列切換回路のオンにより、平滑キャパシタに流れる突入電流を低減することができる。さらに、インバータが発生する高周波リップル電流が直流電流源に追加損失を発生するのを抑制することができる。しかし、インダクタは、並列リレー又は直列リレーが遮断される時、サージ電圧を発生する。このサージ電圧は、イダクタと並列接続された還流ダイオードにより防止される。

好適な態様において、所定個数の直列共振回路が平滑キャパシタと並列接続される。各直列共振回路は、インバータのPWMキャリヤ及び/又はその低次高調波と本質的に等しい直列共振周波数をもつ。これにより、平滑キャパシタを小型化することができ、平滑キャパシタの損失を低減することができる。

本発明の第２の様相によれば、直列リレーを通じて直列接続された２つの電池の合計電圧は、２つの安全リレーを通じて出力される。第１の電池及び第２の電池が並列接続される並列モードにおいて、２つの並列リレーは、互いに異なる安全リレーを経由してインバータにそれぞれ電源電流を供給する。これにより、直並列切換回路の信頼性を向上し、リレー損失を低減することができる。なお、この第２の様相は、上記第１の様相と独立に実施することができる。

好適な態様において、２つの並列リレーは、共通の電磁コンタクタにより構成され、２つの安全リレーは、共通の電磁コンタクタにより構成される。これにより、信頼性の低下を回避しつつコンパクトな直並列切換回路を実現することができる。

本発明の第３の様相によれば、直流電流源は、逆流防止ダイオードを有する昇圧チョッパを通じて前記インバータに接続される。この逆流防止ダイオードは、昇圧チョッパの昇圧動作が停止される時、直流電流源からインバータへの給電を許容する。これにより、昇圧チョッパの昇圧動作が停止される期間における回路損失を低減することができる。さらに、昇圧チョッパの昇圧動作が停止される期間にインバータから直流電流源に流れる高周波リップル電流を低減できるため、直流電流源の損失を低減することができる。

図１は、従来のトラクションモータ駆動装置を示す配線図である。

図２は、従来のトラクションモータ駆動装置を示す配線図である。

図３は、第１実施形態のトラクションモータ駆動装置を示すブロック図である。

図４は、図３に示されるモータ駆動装置の詳しい配線図である。

図５は、並列モードから直列モードへの電池接続切換動作を示すタイミングチャートである。

図６は、直列モードから並列モードへの電池接続切換動作を示すタイミングチャートである。

図７は、図５及び図６に示される電池接続切換制御を示すフローチャートである。

図８は、バッテリと燃料電池とを有するモータ駆動装置を示す配線図である。

図９は、第２実施形態の２モータタイプのトラクションモータ駆動装置を示す配線図である。

図１０は、図９に示されるモータ駆動装置の電池接続切換制御を示すタイミングチャートである。

図１１は、図９に示されるトラクションモータのトルク-速度特性を示す図である。

図１２は、DCリンク電圧と速度との関係を示す図である。

図１３は、第３実施形態のトラクションモータ駆動装置を示す配線図である。

図１４は、第４実施形態のトラクションモータ駆動装置を示す配線図である。

第１実施形態
第１実施形態が図３-図７を参照して説明される。図３は、図略の３相トラクションモータを駆動するモータ駆動装置を示す配線図である。このモータ駆動装置は、リレーユニット１０、コントロールユニット１１及びスイッチングユニット１２を有している。リレーユニット１０は、２つのバッテリ（電池）１-２の間の空間に配置されている。これにより、バッテリ１-２とリレーユニット１０との間の配線損失を低減することができる。リレーユニット１０の出力端子ペアは、高電位ケーブル１３及び低電位ケーブル１４を通じてスイッチングユニット１２の入力端子ペアに接続されている。

リレーユニット１０は、直列リレー３、並列リレー４-５及び安全リレー２１-２２を有している。直列リレー３及び並列リレー４-５は、バッテリ１-２の接続を切り換えるための直並列切換回路を構成している。並列リレー４-５は、１つの共通のプランジャに固定された２つの可動接点により構成されている。言い換えれば、並列リレー４-５は、実質的に２つの可動接点をもつ１つの電磁コンタクタにより構成されている。安全リレー２１-２２も、１つの共通のプランジャに固定された２つの可動接点により構成されている。言い換えれば、安全リレー２１-２２は、実質的に２つの可動接点をもつ１つの電磁コンタクタにより構成されている。結局、リレーユニット１０は、３つの電磁コンタクタにより構成されている。

スイッチングユニット１２は、平滑回路９及びインバータ７を有している。平滑回路９は、インバータ７が発生する高周波リップル電流をバイパスすることにより、バッテリ１-２のリップル電流損失を低減する。バッテリ１-２の電圧は、リレーユニット１０及び平滑回路９を通じてインバータ７に印加される。スイッチング回路としてのインバータ７は、図略のトラクションモータに３相交流電圧を印加する。コントロールユニット１１は、インバータ７及びリレーユニット１０の各リレー３-５及び２１-２２を制御する。

図４は、図３に示されるモータ駆動装置の詳しい配線図である。最初に、リレーユニット１０が説明される。直列リレー３は、バッテリ１の負極とバッテリ２の正極とを接続している。バッテリ１の正極は、安全リレー２１を通じて高電位ケーブル１３に接続されている。バッテリ２の負極は、安全リレー２２を通じて低電位ケーブル１４に接続されている。並列リレー４は、バッテリ１の負極と低電位ケーブル１４とを接続している。並列リレー５は、バッテリ２の正極と高電位ケーブル１３とを接続している。

バッテリ１-２を直列接続する直列モードによれば、直列リレー３がオンされ、並列リレー４-５はオフされる。バッテリ１-２を並列接続する並列モードによれば、直列リレー３がオフされ、並列リレー４-５をオンされる。コントロールユニット１１は、並列モード、直列モード及び切換モードをもつ。切換モードによれば、並列モード及び直列モードが切り換えられる。

このリレーユニット１０の利点が以下に説明される。第１に、並列リレー４-５が実質的に共通の電磁コンタクタにより構成されているにもかかわらず、リレーユニット１０は、優れた信頼性をもつことができる。たとえば、安全リレー２１の接点が溶着する時、安全リレー２２はオフできない。しかし、直列リレー３及び並列リレー４-５をオフすることにより、バッテリ１-２からインバータ７への電流は安全に遮断することができる。

第２に、バッテリ１は、３つのリレー３、５及び２１が同時にオンされない限り短絡されない。同様に、バッテリ２は、３つのリレー３、４及び２２が同時にオンされない限り短絡されない。したがって、バッテリ１-２がリレーの接点溶着により短絡される危険は大幅に低減される。

第３に、一般に大電流が流れる並列モードにおいて、バッテリ１はリレー４及び２１を通じて放電し、バッテリ２もリレー５及び２２を通じて放電する。言い換えれば、並列モードによれば、バッテリ１-２はそれぞれ２つのリレーを通じてインバータ７に接続される。このため、並列モードにおけるリレーユニット１０の損失は、図２に示される従来のリレーユニット１０と比べて低減される。図２によれば、バッテリ１-２は、並列モードにおいてそれぞれ３つのリレーを通じて放電するので、リレー損失が増加する。結局、リレーユニット１０は、簡素な構造と高い信頼性とより少ないリレー損失とをもつ。

次に、スイッチング回路を構成するインバータ７が説明される。３相インバータ７は、U相レグ、V相レグ及びW相レグからなる。U相レグは、直列接続された上アームスイッチ７１及び下アームスイッチ７４からなる。V相レグは、直列接続された上アームスイッチ７２及び下アームスイッチ７５からなる。W相レグは、直列接続された上アームスイッチ７３と下アームスイッチ７６からなる。バッテリ１及び２は、高電位DCリンク線７H及び低電位DCリンク線７Lを通じてインバータ７に直流電流を供給する。

次に、平滑回路９が説明される。平滑回路９は、インダクタ９１、還流ダイオード９２、平滑キャパシタ６、共振インダクタ９３-９５及び共振キャパシタ９６-９８を有している。高電位ケーブル１３は、並列接続されたインダクタ９１及び還流ダイオード９２を通じて高電位DCリンク線７Hに接続されている。還流ダイオード９２のカソードは、高電位ケーブル１３に接続され、還流ダイオード９２のアノードは高電位DCリンク線７Hに接続されている。低電位ケーブル１４は、低電位DCリンク線７Lに接続されている。

平滑キャパシタ６は、高電位DCリンク線７H及び低電位DCリンク線７Lを接続している。共振インダクタ９３及び共振キャパシタ９６は、直列共振回路９Aを構成している。共振インダクタ９４及び共振キャパシタ９７は、直列共振回路９Bを構成している。共振インダクタ９５及び共振キャパシタ９８は、直列共振回路９Cを構成している。実際には、直列共振回路９A-９Cはそれぞれ、配線インダクタンスや浮遊容量を含む。３つの直列共振回路９A-９Cは、平滑キャパシタ６及びインバータ７と並列に接続されている。

インダクタ９１及び平滑キャパシタ６は、インバータ７からバッテリ１-２へ流れる高周波リップル電流を低減するフィルタを構成している。ただし、還流ダイオード９２がインダクタ９１と並列接続されているので、インバータ７からバッテリ１-２に流れる高周波リップル電流の正の半波成分は、還流ダイオード９２を通じて流れる。

さらに、インダクタ９１は、バッテリ１-２から平滑キャパシタ６へ流れる突入電流を抑制する。この突入電流は、安全リレー２１-２２がオンされる時、及び、直列リレー３がオンされる時、発生する。平滑キャパシタ６がこの突入電流により充電される時間は短いため、インダクタ９１のインダクタンスは比較的小さくてよい。

還流ダイオード９２は、バッテリ１-２からインバータ７へ流れる電流が急減する時、インダクタ９１のサージ電圧を抑制する。一般に、この電流急減は、リレーユニット１０のリレー２１-２２又は３-５のオフにより発生する。たとえば、安全リレー２１-２２がオフされる時、還流ダイオード９２は、インダクタ９１の電流を循環する。これにより、大きなサージ電圧が安全リレー２１-２２に印加されない。同様に、直列リレー３又は並列リレー４ー５がオフされる時も、大きなサージ電圧が直列リレー３又は並列リレー４ー５に印加されない。このため、リレー３-５及び２１-２２の接点寿命及び信頼性を大幅に延長することができる。

PWMスイッチングされるインバータ７は高周波リップル電流を発生する。この高周波リップル電流は、PWMキャリヤ周波数をもつ基本波電流成分及びその奇数高調波成分を含む。高周波リップル電流の基本波成分と等しい直列共振周波数をもつ直列共振回路９Aは、殆どの基本波成分をバイパスする。第３高調波成分と等しい直列共振周波数をもつ直列共振回路９Bは、殆どの第３高調波成分をバイパスする。第５高調波成分と等しい直列共振周波数をもつ直列共振回路９Cは、殆どの第５高調波成分をバイパスする。

直列共振回路９A-９Cが基本波成分及び低次高調波成分をバイパスし、平滑キャパシタ６がさらに高次の高調波成分をバイパスするので、バッテリ１-２のリップル電流流損失が大幅に低減される。さらに、平滑キャパシタ６を流れる高周波リップル電流も大幅に減少するため、平滑キャパシタ６の損失を低減することができる。

キャリヤ周波数が高い時、共振インダクタ９３-９５のインダクタンス値及び共振キャパシタ９６-９７の静電容量値が非常に小さくなる。したがって、直列共振回路９A-９Cは、平滑キャパシタ６に比べて大幅にコンパクトになる。たとえば、インダクタ９３-９５のインダクタンスはそれぞれ１０マイクロH以下とされ、キャパシタ９６ー９８の静電容量はそれぞれ１０マイクロF以下とされる。直列共振回路を追加することにより、平滑キャパシタ６を流れる高次の高調波成分を減らすことも可能である。

平滑キャパシタ６の交流インピーダンスは、高次の高調波成分に対して非常に小さくなる。したがって、平滑キャパシタ６の静電容量を大幅に低減することができる。その結果、平滑キャパシタ６はコンパクトとなり、その損失も低減される。さらに、平滑キャパシタ６の静電容量が低減されるので、安全リレー２１-２２又はリレー３-５のオンにより平滑キャパシタ６に流れる突入電流を低減することができる。これは、リレー３-５及び安全リレー２１-２２の電気的寿命を延長する。

コントロールユニット１１により実行される切換モードが図５-図７を参照して説明される。まず並列モードから直列モードへの切換動作が図５を参照して説明される。インバータ７を制御することにより、バッテリ１-２からインバータ７へ供給されるインバータ電流Iiが時点ｔ１にて最小値にされる。たとえばインバータ７のすべての上アームスイッチ７１-７３をオフし、すべての下アームスイッチ７４-７６をオンすることにより、インバータ供給電流Iiはゼロとなる。これにより、下アームスイッチ７４-７６は、トラクションモータ８にフリーホィーリング電流を流す。その他、同期モータの位相角をゼロに調整したり、誘導モータの滑り率をゼロに調整することにより、モータトルクをゼロに制御してもよい。モータトルクがゼロとなる時、インバータ電流Iiは最小となる。

次の時点ｔ２において、並列リレー４-５がオフされる。インバータ電流Iiがほぼゼロであり、かつ、インダクタ９１の電流が還流ダイオード９２を通じて循環するため、並列リレー４-５のスパークは大幅に低減される。

次の時点ｔ３において、直列リレー３がオンされる。これにより、突入電流が、直列接続されたバッテリ１-２から平滑キャパシタ６へ流れる。しかし、平滑キャパシタ６の静電容量が小さいので、突入電流は大幅に低減される。さらに、インダクタ９１がこの突入電流を抑制する。これにより、直列リレー３の電気的寿命が改善される。

次の時点ｔ４において、インバータ７は正常な動作を再開する。インバータ７に印加されるDCリンク電圧が高いため、インバータ７のデユーティ比が減少される。その結果、インバータ電流Iiは減少する。結局、リレー３-５の開閉動作が時点ｔ１から時点ｔ４までのインバータ休止期間Ti内に実施されるので、リレー３-５の電気的寿命が延長される。

次に、直列モードから並列モードへの切り換え動作が図６を参照して説明される。インバータ７を制御することにより、インバータ７に供給されるインバータ電流Iiが時点ｔ１にて最小値にされる。次の時点ｔ２において直列リレー３がオフされる。インバータ電流Iiがほぼゼロとなるため、直列リレー３のスパークは大幅に低減される。還流ダイオード９２がインダクタ９１の電流を還流するので、インダクタ９１は直列リレー３のスパークを促進しない。

次の時点ｔ３において、並列リレー４-５がオンされる。平滑キャパシタ６からバッテリ１-２へ突入電流が流れる。しかし、直列共振回路９A-９Cが平滑キャパシタ６の静電容量を低減するので、この突入電流は低減される。なお、直列リレー３がオフされた後、平滑キャパシタ６からインバータ７へ電流を供給することにより、平滑キャパシタ６の電圧を低下させてもよい。並列リレー４-５は、平滑キャパシタ６の電圧がほぼバッテリ１の電圧に等しくなった時点でオフされる。

次の時点ｔ４において、インバータ７は正常な動作を再開する。結局、リレー３-５の開閉動作が時点ｔ１から時点ｔ４までのインバータ休止期間Ti内に実施されるので、リレー３-５の電気的寿命が延長される。

図７は、この切換モードを示すフローチャートである。最初に、運転モードの切換が指令されたか否かが判定される(ステップS１００）。この実施形態によれば、運転者が低速モード、制動モードを手動で選択する。しかし、コントロールユニット１１がトルク指令値及び速度指令値に基づいて、モードの１つを自動的に選択することも可能である。コントロールユニット１１は、運転モードの切換が指令される時、この切換モードを実行する。

並列モードは、低速大トルク領域で選択されることが有利である。直列モードは、高速領域で選択されることが有利である。ステップS１００にてモードの切換が指令されたと判定されたら、インバータ７のすべての上アームスイッチ７１ー７３がオフされ、すべての下アームスイッチ７４ー７６がオンされる(ステップS１０２）。これにより、バッテリ１-２からインバータ７への電流供給が遮断される。

次に、新しく選択されたモードが直列モードか否かが判定される(ステップS１０４）。Yesであれば、並列リレー４-５がオフされる(ステップS１０６）。その後、直列リレー３がオンされる(ステップS１０８）。ステップS１０４にてNoであれば、直列リレー３がオフされる(ステップS１１０）。その後、並列リレー４-５がオンされる(ステップS１１２）。その後、インバータ７の運転が再開される(ステップS１１４）。

この直並列切換方式の利点が以下に説明される。第１に、リレー３-５がインバータ休止期間Ti内において開閉されるので、直列リレー３及び並列リレー４-５の寿命が大幅に延長され、かつ故障確率が減少する。第２に、インダクタ９１が平滑キャパシタ６の突入電流を抑制するので、リレー３-５の寿命はさらに延長され、リレー３-５の信頼性はさらに向上する。第３に、インバータ７が発生する高周波リップル電圧がインダクタ９１により遮断されるため、バッテリ１-２のリップル損失が低減される。第４に、平滑キャパシタ６の静電容量は、インダクタ９１の追加により低減される。

第５に、インダクタ９１のサージ電圧が還流ダイオード９２により抑制されるので、たとえリレー３-５又は２１-２２が遮断されても、インダクタ９１はサージ電圧を発生しない。その結果、リレー３-５又は２１-２２の電気的寿命及び信頼性が改善される。第６に、直列共振回路９A-９CがPWMキャリヤ周波数成分及び低次高調波成分をバイパスするため、平滑キャパシタ６がコンパクトとなる。第７に、並列リレー４-５は、安全リレー２１-２２を迂回してインバータ７にバッテリ電流を供給するので、リレーユニット１０の抵抗損失が低減される。第８に、バッテリ１-２は、互いに独立動作する３つのリレーが同時にオン故障しない限り、短絡されないので、バッテリ１-２の安全性が向上する。第９に、並列リレー４-５が共通のプランジャに固定され、安全リレー２１-２２が共通のプランジャに固定されるので、リレーユニット１０がコンパクトとなる。

変形態様が図８を参照して説明される。図８によれば、図４に示されるバッテリ２の代わりに燃料電池２Bが採用される。逆流防止ダイオード２Aが燃料電池２Bと直列に接続されている。２つの並列リレー４-５はそれぞれ独立の電磁コンタクタにより構成されることができる。並列リレー４がオンされ、並列リレー５がオフされる時、燃料電池２Bだけがインバータ７に接続される。並列リレー４がオフされ、並列リレー５がオンされる時、バッテリ１だけがインバータ７に接続される。並列リレー４-５の両方がオンされる時、バッテリ１及び燃料電池２Bは並列接続される。この変形態様によれば、トラクションモータのバックEMFが燃料電池２Bの電圧を超える高速運転領域において、直列モードが採用される。バッテリ１の容量及び燃料電池２Bの発電量が不足する時、並列モードが採用される。

第２実施形態
第２実施形態のトラクションモータ駆動装置が図９-図１２を参照して説明される。このトラクションモータ駆動装置は、２モータ型のハイブリッド車に適用される。第２インバータ７２が図４に示されるモータ駆動装置に追加される。インバータ７と並列に接続されたこの第２インバータ７２は、エンジンにより駆動される発電機MG２に接続されている。インバータ７はトラクションモータMG１に接続されている。回生制動が指令される時、トラクションモータMG１は発電機となる。エンジン始動やトルクアシストが指令される時、発電機MG２はモータとなる。

図９に示されるモータ駆動装置は、図４に示されるモータ駆動装置と本質的に同じ動作を行う。ただし、図９に示されるモータ駆動装置によれば、バッテリ１-２の接続を切り換える切換モードにおいて、インバータ休止期間Ti（図５及び図６参照）は省略される。その代わりに、リレー３-５が切り換えられる切換モードにおいて、第２インバータ７２が必要な電流をインバータ７に供給する。これにより、切換モードにおいて、リレー３-５がインバータ７及び７２に供給する電流を減らすことができる。

図９に示されるモータ駆動装置の切換モードが図１０を参照して詳しく説明される。バッテリ１-２がインバータ７及び第２インバータ７２に供給するバッテリ電流Ibは、インバータ７の消費電流Imと第２インバータ７２の発電電流Igの差となる。平滑回路９の電流は無視される。各電流Ib、Im及びIgに含まれる高周波リップル電流は無視される。

コントロールユニット１１は、トラクションモータMG１のトルク指令値及び回転数に基づいて自動的にモードを選択する。まず、並列モードから直列モードへ切り換える切換制御が説明される。並列リレー４-５は、時点ｔ１以前においてオンされている。この並列モードによれば、並列接続されたバッテリ１-２はバッテリ電流Ibをインバータ７に供給し、第２インバータ７２は発電電流Igをインバータ７に供給している。したがって、インバータ７を流れるモータ電流Imは電流和（Ib+Ig）に等しい。

発電電流Igが時点ｔ１にて急増される。この発電電流Igの急増は、たとえば発電機MG２に供給するｄ軸電流Idの増加により実施される。これにより、平滑キャパシタ６の電圧であるDCリンク電圧Vdcが上昇するので、バッテリ電流Ibがほぼゼロとなる。モータ電流Imが発電電流Igにほぼ等しくなる時点ｔ２にて、並列リレー４-５がオフされる。これにより、並列リレー４-５はスパークを発生しない。

次に、発電電流Igを増加することにより、DCリンク電圧Vdcは並列リレー４-５がオフされる時点ｔ２から徐々に上昇される。インバータ７は、このDCリンク電圧Vdcの上昇に応じてPWMデユーティ比を減らしてモータトルクの変化を補償する。インバータ７によるこのPWMデユーティ比の低減により、モータ電流Imは減少する。

DCリンク電圧Vdcがほぼバッテリ１-２の合計電圧と等しくなる時点ｔ３にて、直列リレー３がオンされる。発電電流Igがモータ電流Imのすべてを賄っているため、直列リレー３を流れるバッテリ電流Ibはほぼゼロとなる。さらに、DCリンク電圧Vdcがほぼバッテリ１-２の合計電圧に等しいので、平滑キャパシタ６Bへの突入電流はほぼゼロである。したがって、直列リレー３のスパークは防止される。

直列リレー３のオンが完了した後、インバータ７２の発電電流Igが時点ｔ４にて低減される。これにより、直列接続されたバッテリ１-２は、バッテリ電流Ibを流す。結局、リレー３-５のスパークは、この切換制御により防止される。時点ｔ１から時点ｔ４までの期間はバッテリ休止期間と呼ばれる。リレー３-５の全てがオフされるフルオープン期間（ｔ２-ｔ３）は、このバッテリ休止期間（ｔ１-ｔ４）内に配置される。

次に、直列モードから並列モードへ切り換えるための切換制御が説明される。直列リレー３は時点ｔ５までオンされている。この直列モードにおいて、直列接続されているバッテリ１-２はバッテリ電流Ibをインバータ７に供給し、インバータ７２は発電電流Igをインバータ７に供給している。したがって、インバータ７を流れるモータ電流Imは、電流和（Ib+Ig）に等しい。

発電電流Igが時点ｔ５にて急増される。その結果、DCリンク電圧Vdcが上昇し、バッテリ電流Ibがほぼゼロとなる。モータ電流Imは発電電流Igにほぼ等しくなる時点ｔ６にて、直列リレー３がオフされる。バッテリ電流Ibはほぼゼロてあるため、直列リレー３はスパークを発生しない。

次に、発電電流Igの制御により、DCリンク電圧Vdcは時点ｔ６から徐々に低下させられる。インバータ７は、このDCリンク電圧Vdcの低下に応じてPWMデユーティ比を徐々に増やしてモータトルクの変化を補償する。インバータ７のこのPWMデユーティ比の増加により、モータ電流Imは増加する。モータ電流Imの増加を可能とするため、発電電流Igは増加される。

DCリンク電圧Vdcがほぼバッテリ１又は２のどちらかの電圧とほぼ等しくなる時点ｔ７にて、並列リレー４-５がオンされる。発電電流Igがモータ電流Imにほぼ等しいため、並列リレー４-５を流れるバッテリ電流Ibはほぼゼロとなる。さらに、DCリンク電圧Vdcが１つのバッテリの電圧にほぼ等しいので、平滑キャパシタ６への突入電流はほぼゼロとなる。したがって、並列リレー４-５のスパークは防止される。

結局、期間（ｔ１-ｔ４及びｔ５-ｔ８）に発電機MG２の発電電流Igを制御することにより、時点ｔ２、ｔ３、ｔ６及びｔ７におけるバッテリ電流Ibはほぼゼロに制御される。その結果、リレー３-５のスパークはほぼゼロとなる。時点ｔ５から時点ｔ８までの期間はバッテリ休止期間と呼ばれる。リレー３-５の全てがオフされるフルオープン期間（ｔ６-ｔ７）は、このバッテリ休止期間（ｔ５-ｔ８）内に配置される。

インバータ７が発電電流を出力する回生制動時中にも電池接続切換動作を実行することもできる。バッテリ休止期間（ｔ１-ｔ４、ｔ５-ｔ８）において、インバータ７は、第２インバータ７２に発電電流を供給する。第２インバータ７２は、受け取った発電電流により、発電機MG２をモータとして駆動し、発電機MG２に結合されたエンジンを駆動する。これにより、インバータ７がバッテリ休止期間（ｔ１-ｔ４、ｔ５-ｔ８）にバッテリ１、２へ発電電流を供給するのを防止することができる。

このモータ駆動装置は、既に説明した第１実施形態の利点をもつ。さらに、このモータ駆動装置は、リレーの切換前の電圧から切換後の電圧までDCリンク電圧Vdcを徐々に変更するので、平滑キャパシタ６への突入電流をほぼゼロとすることができる。さらに、DCリンク電圧Vdcの変化速度を緩和できるので、インバータ７のPWMデユーティ比の調整によるモータトルクの補償が容易となる。

図１１は、図９に示されるトラクションモータMG１のトラクションモータの運転領域を示す。回転数NとトルクTとにより規定されるこの運転領域は、低速領域１００１、中速領域１００２、高速領域１００３、第１切換領域１００４及び第２切換領域１００５に分割されている。低速領域１００１において並列モードが採用され、中速領域１００２において直列モードが採用される。後述する独立モードが高速領域１００３において採用される。第１切換領域１００４において、並列モードと直列モードとのどちらかが採用される。第２切換領域１００５において、直列モードと独立モードのどちらかが採用される。切換領域１００４及び１００５は一種のヒステリシス領域を構成する。低速領域１００１において並列モードを採用するので、低速領域１００１におけるバッテリ１-２の損失を低減することができる。

高速領域１００３において採用される独立モードが以下に説明される。この独立モードによれば、直列リレー３及び並列リレー４-５のすべてがオフされる。これにより、バッテリ１-２はインバータ７及び第２インバータ７２から切り離され、整流器として動作する第２インバータ７２がインバータ７に電流を供給する。インバータ７の消費電流Imは、インバータ７２の発電電流Igと等しくなる。トラクションモータMG１に供給されるｄ軸電流Id１、及び、発電機MG２に供給されるｄ軸電流Id２を制御することにより、トラクションモータMG１の回転数と発電機MG２の回転数は一致する必要が無い。

この独立モードによれば、DCリンク電圧Vdcは、バッテリ１-２の合計電圧よりも高くすることができる。その結果、トラクションモータMG１は、高速領域１００３でトルクを発生することができる。

図１２は、図１１に示されるモータトルクTが所定値Tthである時のDCリンク電圧Vdcとモータ回転数Nとの関係を示す。DCリンク電圧Vdcは、インバータ７に印加される直流電圧を意味する。回転数Nが第１回転数値Nth１より低い低速領域１００１において、DCリンク電圧Vdcは１つのバッテリの電圧Vbにほぼ等しい。回転数Nが第２回転数値Nth２より高い中速領域１００２において、DCリンク電圧Vdcはバッテリ電圧Vbの２倍にほぼ等しい。回転数Nが第３回転数値Nth３より高い高速領域１００３において、DCリンク電圧Vdcは、バッテリ電圧Vbの２倍よりも高く、かつ、モータ回転数Nの増加に応じて上昇する。

第３実施形態
第３実施形態のトラクションモータ駆動装置が図１３を参照して説明される。このモータ駆動装置は、リレーユニット１０とインバータ７との間に昇圧チョッパ１５を有する点が、図４に示されるモータ駆動装置と異なっている。互いに並列接続された平滑キャパシタ６X及び直列共振回路９AXからなる第２の平滑回路９Xが、インバータ７と並列接続されている。直列接続されたインダクタ９３及びキャパシタ９６からなる直列共振回路９Aは、昇圧チョッパ１５のPWMキャリヤ周波数に等しい直列共振周波数をもつ。

直列接続されたインダクタ９３X及びキャパシタ９６Xからなる直列共振回路９AXは、インバータ７のPWMキャリヤ周波数に等しい直列共振周波数をもつ。この実施形態によれば、昇圧チョッパ１５のPWMキャリヤ周波数は、インバータ７のPWMキャリヤ周波数又はその奇数高調波に等しい。好適には、インバータ７及び/又は昇圧チョッパ１５のPWMキャリヤ周波数及び/又は位相は、インバータ７及び/又は昇圧チョッパ１５に印加される直流電圧に含まれる高周波リップル電圧が最小となるように制御される。

昇圧チョッパ１５は、リアクトル１５１、クランプスイッチ１５２、出力スイッチ１５３からなる周知の回路構成をもつ。出力スイッチ１５３及びクランプスイッチ１５２は、パワートランジスタ及び逆並列ダイオードにより構成される。さらに、この昇圧チョッパ１５は、バイパスダイオード１５４をもつ。クランプスイッチ１５２は、リアクトル１５１の出力端と低電位DCリンク線７Lとを接続する。出力スイッチ１５３は、リアクトル１５１の出力端と高電位DCリンク線７Hとを接続する。バイパスダイオード１５４のアノードはリアクトル１５１の入力端に接続され、バイパスダイオード１５４のカソードは高電位DCリンク線７Hに接続されている。クランプスイッチ１５２及び出力スイッチ１５３の相補スイッチング動作により、昇圧チョッパ１５は、周知の昇圧動作及び逆方向降圧動作を実行する。

リレーユニット１０の高電位出力端は、高電位ケーブル１３及びインダクタ９１を通じてリアクトル１５１の入力端に接続されている。還流ダイオード９２は、インダクタ９１と並列に接続されている。並列接続された直列共振回路９A及び平滑キャパシタ６は、リアクトル１５１の入力端と低電位DCリンク線７Lとを接続している。直列共振回路９Aは、直列接続されたリアクトル９３及びキャパシタ９６からなる。

昇圧チョッパ１５及びインバータ７が発生する高周波リップル電流の主要成分が直列共振回路（９A及び９AX）をバイパスするため、平滑キャパシタ６及び６Xの静電容量を大幅に低減することができる。平滑キャパシタ６Xの小型化は、昇圧チョッパ１５及びインバータ７を一相スイッチング法で運転するのに有効である。一相スイッチング法については、本発明者により出願されている。

第４実施形態
第４実施形態のトラクションモータ駆動装置が図１４を参照して説明される。このモータ駆動装置は、図４に示されるモータ駆動装置と同じである。すなわち、このモータ駆動装置によれば、還流ダイオード９２が直列接続された還流ライン７Bが、平滑回路９の入力端子をインバータ７の正の直流端子７０に接続している。このトラクションモータ駆動装置の他の構成は、図４に示されるトラクションモータ駆動装置と同じである。還流ライン７Bは、シールド被覆されている。

高電位DCリンク線７Hは、配線インダクタンス９９Lをもつ。インダクタ９１及び配線インダクタンス９９Lに印加される電圧がリレーユニット１０（図４参照)のリレーの開閉及びインバータ７のスイッチングにより急減する時、インダクタ９１及び配線インダクタンス９９Lに蓄積された磁気エネルギーは、還流ダイオード９２を通じて流れる還流電流を形成する。その結果、インダクタ９１及び配線インダクタンス９９Lが発生するサージ電圧は大幅に抑制される。さらに、インバータ７の上アームスイッチがオフされる時、インバータ７の正の直流端子７０に印加されるサージ電圧は大幅に減少される。

Claims (13)

1. トラクションモータを駆動するためのインバータと、前記インバータと並列接続される平滑キャパシタと、前記インバータ及び前記平滑キャパシタへ供給される電源電流を制御するコントロールユニットとを備えるトラクションモータ駆動装置において、
   前記電源電流は、２つの直流電流源を直列接続するための直列リレーと、前記２つの直流電流源を並列接続するための並列リレーとを有する直並列切換回路を通じて前記インバータ及び前記平滑キャパシタへ供給され、
   前記コントロールユニットは、前記直列リレー及び前記並列リレーの状態が切換えられる電池接続切換期間に前記インバータを制御することにより、前記電源電流を低減することを特徴とするトラクションモータ駆動装置。
2. 前記コントロールユニットは、前記インバータを制御することにより、前記電池接続切換期間に前記電源電流を遮断する請求項１記載のトラクションモータ駆動装置。
3. 前記インバータは、エンジン駆動の発電機を制御するための第２インバータと並列に接続され、
   前記コントロールユニットは、前記第２インバータから前記インバータへ供給される発電電流を前記電池接続切換期間に増加する請求項１記載のトラクションモータ駆動装置。
4. 前記コントロールユニットは、前記発電機を制御することにより、前記インバータから前記トラクションモータへ流れるモータ電流に本質的に等しい前記発電電流を前記電池接続切換期間に前記第２インバータから前記インバータへ供給する請求項３記載のトラクションモータ駆動装置。
5. 前記電池接続切換期間は、前記直列リレー及び前記並列リレーの全てがオフされるフルオープン期間を含み、
   前記コントロールユニットは、前記フルオープン期間に前記発電電流を制御することにより、前記インバータに印加されるDCリンク電圧を前記直並列切換回路の切換後の電圧値に接近させる請求項３記載のトラクションモータ駆動装置。
6. 前記コントロールユニットは、前記トラクションモータ（MG１）の高速領域において前記直列リレー及び前記並列リレーの全てをオフすることにより、前記インバータ及び前記第２インバータを前記２つの直流電流源から分離する独立モードを実行する請求項３記載のパワースイッチング装置。
7. 前記直並列切換回路は、２つの安全リレーを含み、
   前記２つの直流電流源は、互いに異なる前記並列リレー及び互いに異なる前記安全リレーを順次通じて前記電源電流を前記インバータに供給する請求項１記載のトラクションモータ駆動装置。
8. 前記直並列切換回路は、前記電源電流をインダクタを通じて前記インバータに供給し、
   前記インダクタは、還流ダイオードと並列接続され、
   前記還流ダイオードのアノードは、前記インバータ側に接続され、
   前記還流ダイオードのカソードは、前記直並列切換回路側に接続される請求項１記載のトラクションモータ駆動装置。
9. 前記インバータの一対の入力端子は、前記平滑キャパシタ及び少なくとも１つの直列共振回路と並列に接続され、
   前記直列共振回路は、前記インバータのPWMキャリヤ及び/又はその低次高調波と本質的に等しい直列共振周波数をもつ請求項１記載のトラクションモータ駆動装置。
10. 前記電源電流は、逆流防止ダイオードを有する昇圧チョッパを通じて前記インバータに供給され、
    前記逆流防止ダイオードは、前記昇圧チョッパの昇圧動作が停止される時、前記直流電流源から前記インバータへの給電を許容する請求項１記載のトラクションモータ駆動装置。
11. トラクションモータを駆動するためのインバータと、前記インバータと並列接続される平滑キャパシタと、前記インバータ及び前記平滑キャパシタへ供給される電源電流を制御するコントロールユニットとを備えるトラクションモータ駆動装置において、
    前記直並列切換回路は、２つの安全リレーを含み、
    前記２つの直流電流源は、互いに異なる前記並列リレー及び互いに異なる前記安全リレーを順次通じて前記電源電流を前記インバータに供給することを特徴とするトラクションモータ駆動装置。
12. 前記２つの並列リレーは、共通の電磁コンタクタにより構成され、
    前記２つの安全リレーは、共通の電磁コンタクタにより構成される請求項１１記載のトラクションモータ駆動装置。
13. トラクションモータを駆動するためのインバータと、前記インバータと並列接続される平滑キャパシタと、前記インバータ及び前記平滑キャパシタへ供給される電源電流を制御するコントロールユニットとを備えるトラクションモータ駆動装置において、
    前記電源電流は、逆流防止ダイオードを有する昇圧チョッパを通じて前記インバータに供給され、
    前記逆流防止ダイオードは、前記昇圧チョッパの昇圧動作が停止される時、前記直流電流源から前記インバータへの給電を許容することを特徴とするトラクションモータ駆動装置。

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