JP3816449B2 - モータ駆動装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、モータを駆動するためのインバータ回路を備えたモータ駆動装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、印加電圧の高調波成分に基づきモータに発生する鉄損による損失を低減し得て、モータを高い効率で駆動することができるモータの駆動装置がある。
この装置では、インバータ主回路の電源極性に対して逆極性を有するバッテリと、リアクトル（インダクタンス素子）と、バッテリとインバータ主回路との間に設けられた駆動用チョッパ回路と、この駆動用チョッパ回路をオンオフ制御してインバータ主回路に印加する電圧を制御すると共に、インバータ主回路にＰＷＭ信号を与えて前記モータの駆動を制御する制御手段とを具備している。また、制御手段は、インバータ主回路の電源極性に対して逆極性を有するバッテリと、インバータ主回路との間に設けられた駆動用チョッパ回路をオンオフ制御してインバータ主回路に印加する電圧を制御し、インバータ主回路に与えるＰＷＭ信号のデューティ比が常に１００％となるようにモータを駆動することにより、モータの印加電圧に含まれる高調波成分を抑制している（例えば、特許文献１参照。）。
【０００３】
【特許文献１】
特開平９−５１６８３号公報
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、このような装置では、モータの印加電圧に含まれる高調波成分を抑制することはできるものの、バッテリとインダクタンス素子と駆動用チョッパ回路のスイッチング素子とが作る閉回路において、スイッチング素子が導通と遮断を繰り返すと、インダクタンス素子に発生する逆起電力による電圧（チョッパ回路の出力電圧）とバッテリの電圧（チョッパ回路の入力電圧）の両方が同一極性で合成されてスイッチング素子に印加されるため、スイッチング素子の素子耐圧を大きくする必要があった。
【０００５】
また、チョッパ回路の入出力電圧が同一極性で合成される前述の閉回路では、回路を流れる電流、すなわちインダクタンス素子を流れる電流が増加するため、インダクタンス素子の電流容量を大きくする必要があった。
そのため、スイッチング素子やインダクタンス素子が小型化できず、またコストも上昇するため、装置自体の小型化やコストダウンもできないという問題があった。
更に、インバータ回路を直接バッテリの電圧で駆動したい場合でも、バッテリとインバータを直結することができず、必ずチョッパ回路のスイッチング素子、及びインダクタンス素子を介してインバータを駆動しなければならないため、スイッチング素子、及びインダクタンス素子による損失が発生し、回路の動作効率が悪いという問題があった。
【０００６】
本発明は、上記課題に鑑みてなされたもので、小型化と低価格化を実現可能なモータ駆動装置を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、請求項１の発明に係るモータ駆動装置は、モータ（例えば実施の形態の３相ブラシレスモータ４）を駆動するための電力を蓄える蓄電装置（例えば実施の形態の高電位バッテリ２）と、前記蓄電装置の正極側端子に直列に接続されると共に、自己の導通方向とは逆向きの電流を流せる転流ダイオード（例えば実施の形態の転流ダイオードＤ１）を備え、前記蓄電装置の正極側端子から電流が流れ出る方向に導通する第１のスイッチング素子（例えば実施の形態のスイッチング素子Ｑ１）と、前記蓄電装置と前記第１のスイッチング素子との直列回路に並列に接続されると共に、自己の導通方向とは逆向きの電流を流せる転流ダイオード（例えば実施の形態の転流ダイオードＤ２）を備え、前記第１のスイッチング素子から前記蓄電装置の負極側端子の方向へ導通する第２のスイッチング素子（例えば実施の形態のスイッチング素子Ｑ２）と、前記第１のスイッチング素子が前記第２のスイッチング素子と接続する接点に、一方の端子が接続されたインダクタンス素子（例えば実施の形態のインダクタンスＬ１）と、一方の入力端子が前記蓄電装置の負極端子に接続されると共に、前記モータに対して前記蓄電装置が蓄える電力を供給するために設けられたインバータ回路（例えば実施の形態の３相インバータ回路３）と、前記インダクタンス素子のもう一方の端子と、前記インバータ回路のもう一方の入力端子との間に接続されると共に、自己の導通方向とは逆向きの電流を流せる転流ダイオード（例えば実施の形態の転流ダイオードＤ３）を備え、前記インバータ回路から前記インダクタンス素子の方向へ導通する第３のスイッチング素子（例えば実施の形態のスイッチング素子Ｑ３）と、前記インダクタンス素子が前記第３のスイッチング素子と接続する接点と、前記蓄電装置の負極側端子との間に接続されると共に、自己の導通方向とは逆向きの電流を流せる転流ダイオード（例えば実施の形態の転流ダイオードＤ４）を備え、前記インダクタンス素子から前記蓄電装置の負極側端子の方向へ導通する第４のスイッチング素子（例えば実施の形態のスイッチング素子Ｑ４）とを具備するモータ駆動装置において、前記インバータ回路の入力端子間に平滑用のコンデンサ（例えば実施の形態のコンデンサＣ１）を設けると共に、前記蓄電装置と前記インバータ回路とを電気的に遮断する場合、第１のスイッチング素子を遮断してメインコンタクタとして利用し、前記コンデンサへの突入電流防止のために、前記コンデンサをプリチャージする場合、前記第３のスイッチング素子を常時導通させると共に、前記第１のスイッチング素子の導通と遮断を繰り返しながら徐々に導通する時間を長くし、前記コンデンサをディスチャージする場合、前記第２のスイッチング素子を常時導通させると共に、前記第３のスイッチング素子の導通と遮断を繰り返しながら前記コンデンサに充電された電荷を前記インダクタンス素子に消費させることを特徴とする。
【０００８】
以上の構成を備えたモータ駆動装置は、前記第１のスイッチング素子を常時導通させ、前記第２、第３のスイッチング素子を常時遮断させると共に、前記第４のスイッチング素子の導通と遮断を繰り返すことにより、蓄電装置の電圧の昇圧動作とモータの駆動制御を行い、前記第２、第３、第４のスイッチング素子を常時遮断させると共に、前記第１のスイッチング素子の導通と遮断を繰り返すことにより、蓄電装置の電圧の降圧動作とモータの駆動制御を行うことができる。また、前記第３のスイッチング素子を常時導通させ、前記第１、第４のスイッチング素子を常時遮断させると共に、前記第２のスイッチング素子の導通と遮断を繰り返すことにより、蓄電装置の電圧の昇圧動作とモータの回生制御を行い、前記第１、第２、第４のスイッチング素子を常時遮断させると共に、前記第３のスイッチング素子の導通と遮断を繰り返すことにより、蓄電装置の電圧の降圧動作とモータの回生制御を行うことができる。
また、第１のスイッチング素子、あるいは第３のスイッチング素子を用いて、メインコンタクタやプリチャージ回路、更にはディスチャージ抵抗またはディスチャージ回路の機能を代替することができる。
【０００９】
請求項２の発明に係るモータ駆動装置は、請求項１に記載のモータ駆動装置において、前記インダクタンス素子の両端の間を短絡するスイッチ（例えば実施の形態のスイッチ５）を備えたことを特徴とする。
【００１０】
以上の構成を備えたモータ駆動装置は、スイッチを用いて、インダクタンス素子の両端の間を短絡すると、第１、第３のスイッチング素子のみを介して蓄電装置をインバータ回路へ接続することができる。
【００１１】
請求項３の発明に係るモータ駆動装置は、請求項１に記載のモータ駆動装置において、前記蓄電装置の正極端子と、前記インバータ回路が前記第３のスイッチング素子と接続する接点との間を短絡するスイッチ（例えば実施の形態のスイッチ６）を備えたことを特徴とする。
【００１２】
以上の構成を備えたモータ駆動装置は、スイッチを用いて、蓄電装置の正極端子と、インバータ回路が第３のスイッチング素子と接続する接点との間を短絡すると、蓄電装置をインバータ回路へ直接接続することができる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。
［第１の実施の形態］
図１は、本発明の第１の実施の形態のモータ駆動装置を示す回路図である。
本実施の形態のモータ駆動装置は、例えばエンジンの出力を補助して車両を走行させるための走行モータを備えたハイブリット車両（ＨＥＶ：Hybrid Electric Vehicles）等において、走行モータを駆動する際に有用な装置であって、図１において、昇降圧チョッパ回路１は、スイッチング素子の高速なＯＮ（導通）、ＯＦＦ（遮断）動作によりインダクタンスに発生する逆起電力を利用して、入力された電圧を昇圧、あるいは降圧して出力するチョッパ回路であり、入力側には電圧Ｅｉの高電位バッテリ２が接続され、出力側には３相インバータ回路３が接続されている。
【００１６】
また、３相インバータ回路３は、制御部（図示せず）からのデューティ比１００［％］のＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御により、駆動時には、昇降圧チョッパ回路１により昇圧、または降圧されて入力側に印加された直流電力を３相交流電力に変換し、出力側に接続された３相ブラシレスモータ４を駆動させ、回生時には、３相ブラシレスモータ４の起電力を直流電力に変換して入力側に発生させ、昇降圧チョッパ回路１により昇圧、または降圧された電力により高電位バッテリ２を充電する回生動作を行うインバータ回路である。
【００１７】
また、昇降圧チョッパ回路１について更に詳細に説明すると、昇降圧チョッパ回路１は、入力側に接続された高電位バッテリ２の正極側端子に直列に接続されると共に、自己の導通方向とは逆向きの電流を流せる転流ダイオード（フライホイールダイオード：Free Wheeling Diode ）Ｄ１を備え、高電位バッテリ２の正極側端子から電流が流れ出る方向に導通するスイッチング素子Ｑ１と、高電位バッテリ２とスイッチング素子Ｑ１との直列回路に並列に接続されると共に、自己の導通方向とは逆向きの電流を流せる転流ダイオードＤ２を備え、スイッチング素子Ｑ１から高電位バッテリ２の負極側端子の方向へ導通するスイッチング素子Ｑ２と、スイッチング素子Ｑ１がスイッチング素子Ｑ２と接続する接点に、一方の端子が接続されたインダクタンスＬ１とを備えている。
【００１８】
また、昇降圧チョッパ回路１は、インダクタンスＬ１のもう一方の端子と、３相インバータ回路３の入力端子との間に接続されると共に、自己の導通方向とは逆向きの電流を流せる転流ダイオードＤ３を備え、３相インバータ回路３からインダクタンスＬ１の方向へ導通するスイッチング素子Ｑ３と、インダクタンスＬ１がスイッチング素子Ｑ３と接続する接点と、高電位バッテリ２の負極側端子との間に接続されると共に、自己の導通方向とは逆向きの電流を流せる転流ダイオードＤ４を備え、インダクタンスＬ１から高電位バッテリ２の負極側端子の方向へ導通するスイッチング素子Ｑ４とを備えている。
【００１９】
一方、３相インバータ回路３について更に詳細に説明すると、３相インバータ回路３は、直流電力が印加される入力端子の両端に、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６をＵ相、スイッチング素子Ｑ７、Ｑ８をＶ相、スイッチング素子Ｑ９、Ｑ１０をＷ相として３相ブリッジ接続したインバータ回路であって、それぞれのスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ１０には、自己の導通方向とは逆向きの電流を流せる転流ダイオードＤ５〜Ｄ１０が１対１で接続される。
【００２０】
また、３相インバータ回路３のスイッチング素子Ｑ５とスイッチング素子Ｑ６との接点（Ｕ相出力端子）、スイッチング素子Ｑ７とスイッチング素子Ｑ８との接点（Ｖ相出力端子）、スイッチング素子Ｑ９とスイッチング素子Ｑ１０との接点（Ｗ相出力端子）のそれぞれには、３相ブラシレスモータ４のＵ相入力端子、Ｖ相入力端子、Ｗ相入力端子が接続されている。
更に、３相インバータ回路３の入力端子には、印可された直流電力を平滑化するコンデンサＣ１が接続されている。
【００２１】
（昇圧駆動）
次に、高電位バッテリ２の電圧Ｅｉを、昇降圧チョッパ回路１により昇圧して３相ブラシレスモータ４を駆動する、本実施の形態のモータ駆動装置の「昇圧駆動」について、図面を参照して説明する。「昇圧駆動」を行う場合、スイッチング素子Ｑ１は常時ＯＮとし、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３は常時ＯＦＦとする。図２は、図１においてスイッチング素子Ｑ１を常時ＯＮとし、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３を常時ＯＦＦとした場合の等価回路である。なお、図２では、スイッチング素子Ｑ１のＯＮ抵抗については省略して示す。
【００２２】
このような状態で、まず、スイッチング素子Ｑ４をＯＮすると、図２に「Ａ」と示す方向の電流が流れる。次に、スイッチング素子Ｑ４をＯＦＦすると、インダクタンスＬ１の逆起電力と高電位バッテリ２の電力とにより、図２に「Ｂ」と示す方向の電流が流れる。
従って、スイッチング素子Ｑ４をスイッチングしてＯＮ、ＯＦＦを繰り返した場合、スイッチング素子Ｑ４の通電率Ｄｕｔｙ＿Ａにより、スイッチング素子Ｑ３との接点側を高電位とする、（１）式に基づく電圧ＥｏがコンデンサＣ１に印加される。
Ｅｏ＝１／（１−Ｄｕｔｙ＿Ａ）×Ｅｉ ・・・（１）
【００２３】
従って、スイッチング素子Ｑ１を常時ＯＮとし、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３を常時ＯＦＦとすると共に、スイッチング素子Ｑ４を通電率Ｄｕｔｙ＿Ａでスイッチングすると、３相インバータ回路３は、高電位バッテリ２の電圧Ｅｉより昇圧された電圧Ｅｏの電力により３相ブラシレスモータ４を駆動することができる。
【００２４】
（降圧駆動）
次に、高電位バッテリ２の電圧Ｅｉを、昇降圧チョッパ回路１により降圧して３相ブラシレスモータ４を駆動する、本実施の形態のモータ駆動装置の「降圧駆動」について、図面を参照して説明する。「降圧駆動」を行う場合、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４は常時ＯＦＦとする。
図３は、図１においてスイッチング素子Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４を常時ＯＦＦとした場合の等価回路である。
【００２５】
このような状態で、まず、スイッチング素子Ｑ１をＯＮすると、図３に「Ｃ」と示す方向の電流が流れる。次に、スイッチング素子Ｑ１をＯＦＦすると、インダクタンスＬ１の逆起電力により、図３に「Ｄ」と示す方向の電流が流れる。
従って、スイッチング素子Ｑ１をスイッチングしてＯＮ、ＯＦＦを繰り返した場合、スイッチング素子Ｑ１の通電率Ｄｕｔｙ＿Ｂにより、スイッチング素子Ｑ３との接点側を高電位とする、（２）式に基づく電圧ＥｏがコンデンサＣ１に印加される。
Ｅｏ＝Ｄｕｔｙ＿Ｂ×Ｅｉ ・・・（２）
【００２６】
従って、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４を常時ＯＦＦとすると共に、スイッチング素子Ｑ１を通電率Ｄｕｔｙ＿Ｂでスイッチングすると、３相インバータ回路３は、高電位バッテリ２の電圧Ｅｉより降圧された電圧Ｅｏの電力により３相ブラシレスモータ４を駆動することができる。
【００２７】
（昇圧回生）
次に、３相ブラシレスモータ４が発生する電力により３相インバータ回路３の入力端子に発生した電圧Ｅｏ（スイッチング素子Ｑ３との接点側を高電位とする）を、昇降圧チョッパ回路１により昇圧して高電位バッテリ２を充電する、本実施の形態のモータ駆動装置の「昇圧回生」について、図面を参照して説明する。「昇圧回生」を行う場合、スイッチング素子Ｑ３は常時ＯＮとし、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４は常時ＯＦＦとする。
図４は、図１においてスイッチング素子Ｑ３を常時ＯＮとし、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４を常時ＯＦＦとした場合の等価回路である。なお、図４では、スイッチング素子Ｑ３のＯＮ抵抗については省略して示す。
【００２８】
このような状態で、まず、スイッチング素子Ｑ２をＯＮすると、図４に「Ｅ」と示す方向の電流が流れる。次に、スイッチング素子Ｑ２をＯＦＦすると、インダクタンスＬ１の逆起電力と３相ブラシレスモータ４の起電力とにより、図４に「Ｆ」と示す方向の電流が流れる。
従って、スイッチング素子Ｑ２をスイッチングしてＯＮ、ＯＦＦを繰り返した場合、スイッチング素子Ｑ２の通電率Ｄｕｔｙ＿Ｃにより、（３）式に基づく電圧Ｅｉが高電位バッテリ２に印加される。
Ｅｉ＝１／（１−Ｄｕｔｙ＿Ｃ）×Ｅｏ ・・・（３）
【００２９】
従って、スイッチング素子Ｑ３を常時ＯＮとし、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４を常時ＯＦＦとすると共に、スイッチング素子Ｑ２を通電率Ｄｕｔｙ＿Ｃでスイッチングすると、３相インバータ回路３は、３相ブラシレスモータ４の発生する電力による電圧Ｅｏより昇圧された電圧Ｅｉの電力により、高電位バッテリ２を充電することができる。
【００３０】
（降圧回生）
次に、３相ブラシレスモータ４が発生する電力により３相インバータ回路３の入力端子に発生した電圧Ｅｏ（スイッチング素子Ｑ３との接点側を高電位とする）を、昇降圧チョッパ回路１により降圧して高電位バッテリ２を充電する、本実施の形態のモータ駆動装置の「降圧回生」について、図面を参照して説明する。「降圧回生」を行う場合、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ４は常時ＯＦＦとする。
図５は、図１においてスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ４を常時ＯＦＦとした場合の等価回路である。
【００３１】
このような状態で、まず、スイッチング素子Ｑ３をＯＮすると、図５に「Ｇ」と示す方向の電流が流れる。次に、スイッチング素子Ｑ３をＯＦＦすると、インダクタンスＬ１の逆起電力により、図４に「Ｈ」と示す方向の電流が流れる。
従って、スイッチング素子Ｑ３をスイッチングしてＯＮ、ＯＦＦを繰り返した場合、スイッチング素子Ｑ３の通電率Ｄｕｔｙ＿Ｄにより、（４）式に基づく電圧Ｅｉが高電位バッテリ２に印加される。
Ｅｉ＝Ｄｕｔｙ＿Ｄ×Ｅｏ ・・・（４）
【００３２】
従って、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ４を常時ＯＦＦとすると共に、スイッチング素子Ｑ３を通電率Ｄｕｔｙ＿Ｄでスイッチングすると、３相インバータ回路３は、３相ブラシレスモータ４の発生する電力による電圧Ｅｏより降圧された電圧Ｅｉの電力により、高電位バッテリ２を充電することができる。
【００３３】
なお、本実施の形態のモータ駆動装置において、スイッチング素子Ｑ１を、コンデンサＣ１のディスチャージ後、常時ＯＦＦすることにより、高電位バッテリ２と３相インバータ回路３とを電気的に遮断するメインコンタクタとして利用することができる。また、本実施の形態のモータ駆動装置において、「降圧駆動」の制御時に、スイッチング素子Ｑ１の通電率Ｄｕｔｙ＿Ｂを徐々に大きくしながらスイッチングすることにより、コンデンサＣ１への突入電流防止のために、コンデンサＣ１を徐々に充電しプリチャージすることができる。
【００３４】
更に、コンデンサＣ１をディスチャージする場合、スイッチング素子Ｑ１をＯＦＦし、その後スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３をＯＮすると共に、スイッチング素子Ｑ３をスイッチングすることにより、コンデンサＣ１に充電されている電荷をインダクタンスＬ１に消費させ、コンデンサＣ１をディスチャージすることができる。なお、この時、スイッチング素子Ｑ１をＯＮしてコンデンサＣ１に充電されている電荷により高電位バッテリ２を充電しても良い。
【００３５】
以上説明したように、本実施の形態のモータ駆動装置は、機能を分散したスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４の制御により、「昇圧駆動」、「降圧駆動」、「昇圧回生」、「降圧回生」の４つの動作を自由に制御することができる。
従って、従来技術のモータ駆動装置と比較して、低い素子耐圧のスイッチング素子と低電流容量のインダクタンスとを用いて、従来と同様の機能を備えたモータ駆動装置を実現することができるという効果が得られる。
また、従来と比較して低い素子耐圧のスイッチング素子と低電流容量のインダクタンスとを用いて回路を実現するため、回路を小型化することができる。
【００３６】
また、スイッチング素子の素子耐圧を小さくすると、導通時のＯＮ電圧（ＯＮ抵抗）を小さくすることができるので、スイッチング素子での損失が低減できると共に、インダクタンスに流れる電流も小さくなるため、インダクタンスでの損失も低減できる。従って、昇降圧チョッパ回路での損失が低減できるため、効率的にモータを駆動することができると共に、昇降圧チョッパ回路を冷却する冷却部の小型化が可能であり、回路の小型化と冷却部の小型化に伴い、例えばモータ駆動装置を車両に搭載する際に、その配置等における自由度が高まるという効果が得られる。
更に、各スイッチング素子を用いてメインコンタクタ機能、プリチャージ機能、ディスチャージ機能を実現することで、これらの機能に必要な部品を削減し、組立工数やコストを低減することができるという効果が得られる。
【００３７】
以下、具体的に各スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４に印加される電圧を図面を参照して説明する。
図６（１）は、「昇圧駆動」動作時に、（ａ）に示すスイッチング素子Ｑ４のＯＮ、ＯＦＦにより、各スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４に印加される電圧を（ｂ）〜（ｅ）に示した図である。図６（１）に示すように、スイッチング素子Ｑ４のＯＮ時に、スイッチング素子Ｑ２へ高電位バッテリ２の電圧Ｅｉが、スイッチング素子Ｑ３へ昇降圧チョッパ回路１の出力電圧Ｅｏ（モータ誘起電圧）がそれぞれ印加され、スイッチング素子Ｑ４のＯＦＦ時に、スイッチング素子Ｑ２へ高電位バッテリ２の電圧Ｅｉが、スイッチング素子Ｑ４へ昇降圧チョッパ回路１の出力電圧Ｅｏがそれぞれ印加される。
【００３８】
また、図６（２）は、「降圧駆動」動作時に、（ａ）に示すスイッチング素子Ｑ１のＯＮ、ＯＦＦにより、各スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４に印加される電圧を（ｂ）〜（ｅ）に示した図である。図６（２）に示すように、スイッチング素子Ｑ１のＯＮ時に、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４へ高電位バッテリ２の電圧Ｅｉが印加され、スイッチング素子Ｑ１のＯＦＦ時に、スイッチング素子Ｑ１へ高電位バッテリ２の電圧Ｅｉが、スイッチング素子Ｑ４へ昇降圧チョッパ回路１の出力電圧Ｅｏ（モータ誘起電圧）がそれぞれ印加される。
【００３９】
また、図７（１）は、「昇圧回生」動作時に、（ａ）に示すスイッチング素子Ｑ２のＯＮ、ＯＦＦにより、各スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４に印加される電圧を（ｂ）〜（ｅ）に示した図である。図７（１）に示すように、スイッチング素子Ｑ２のＯＮ時に、スイッチング素子Ｑ１へ高電位バッテリ２の電圧Ｅｉが、スイッチング素子Ｑ４へ昇降圧チョッパ回路１の出力電圧Ｅｏ（モータ誘起電圧）がそれぞれ印加され、スイッチング素子Ｑ２のＯＦＦ時に、スイッチング素子Ｑ２へ高電位バッテリ２の電圧Ｅｉが、スイッチング素子Ｑ４に昇降圧チョッパ回路１の出力電圧Ｅｏがそれぞれ印加される。
【００４０】
更に、図７（２）は、「降圧回生」動作時に、（ａ）に示すスイッチング素子Ｑ３のＯＮ、ＯＦＦにより、各スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４に印加される電圧を（ｂ）〜（ｅ）に示した図である。図７（２）に示すように、スイッチング素子Ｑ３のＯＮ時に、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４へ昇降圧チョッパ回路１の出力電圧Ｅｏ（モータ誘起電圧）が印加され、スイッチング素子Ｑ３のＯＦＦ時に、スイッチング素子Ｑ２へ高電位バッテリ２の電圧Ｅｉが、スイッチング素子Ｑ３へ昇降圧チョッパ回路１の出力電圧Ｅｏがそれぞれ印加される。
【００４１】
このように、スイッチング素子Ｑ１の耐圧は高電位バッテリ２の最大電圧Ｅｉ、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４の耐圧は昇降圧チョッパ回路１の出力最大電圧Ｅｏ（モータ最大回転時の誘起電圧）となる。例えば、高電位バッテリ２の最大電圧Ｅｉが２００［Ｖ］、昇降圧チョッパ回路１の出力最大電圧Ｅｏが４００［Ｖ］の時、従来技術のモータ駆動装置におけるスイッチング素子の耐圧は６００［Ｖ］（＝Ｅｉ＋Ｅｏ）必要であるのに対し、本実施の形態ではスイッチング素子Ｑ１の耐圧は２００［Ｖ］（＝Ｅｉ）、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４の耐圧は４００［Ｖ］（＝Ｅｏ）となる。
【００４２】
また、「昇圧駆動」動作時に、インダクタンスＬ１に流れる電流は、昇圧比によらず従来技術のモータ駆動装置におけるインダクタンスの電流より低電流となる。
具体的には、図２に示す回路において、スイッチング素子Ｑ４の通電率Ｄｕｔｙ＿Ａ、３相インバータ回路３に流れる負荷電流をＩｏとする場合、インダクタンスＬ１に流れる電流ＩＬは、（５）式によって求められる。
ＩＬ＝１／（１−Ｄｕｔｙ＿Ａ）×Ｉｏ ・・・（５）
従って、出力電圧Ｅｏを高電位バッテリ２の電圧Ｅｉに対して２倍にするには、前述の（１）式により、
Ｅｏ／Ｅｉ＝１／（１−Ｄｕｔｙ＿Ａ）＝２
より、Ｄｕｔｙ＿Ａ＝１／２と計算されるので、（５）式よりＩＬ＝２×Ｉｏとなる。
【００４３】
これに対して、図８（１）に示す従来技術のモータ駆動装置における昇降圧チョッパ回路では、スイッチング素子５２の通電率をＤｕｔｙ、３相インバータ５４に流れる負荷電流をＩｏとする場合、インダクタンス５３に流れる電流ＩＬは、（６）式によって求められる。
ＩＬ＝１／（１−Ｄｕｔｙ）×Ｉｏ ・・・（６）
従って、出力電圧Ｅｏをバッテリ５１の電圧Ｅｉに対して２倍にするには、
Ｅｏ／Ｅｉ＝Ｄｕｔｙ／（１−Ｄｕｔｙ）＝２ ・・・（７）
より、Ｄｕｔｙ＝２／３と計算されるので、（６）式よりＩＬ＝３×Ｉｏとなり、従来技術のモータ駆動装置では負荷電流Ｉｏの３倍の電流がインダクタンス５３に流れることがわかる。
【００４４】
図８（２）は、出力電圧Ｅｏと入力電圧Ｅｉ（バッテリの電圧）との比を横軸に、インダクタンス電流ＩＬと負荷電流Ｉｏとの比を縦軸にして、従来技術のモータ駆動装置と本実施の形態（本発明）のモータ駆動装置とについて、インダクタンスに流れる電流ＩＬの大きさを比較したグラフである。図８（２）に示すように、昇圧動作時には、昇降圧用インダクタンスに流れる電流は、昇圧比によらず本実施の形態のモータ駆動装置の方が、従来技術のモータ駆動装置よりも低いことがわかる。
【００４５】
［第２の実施の形態］
図９は、本発明の第２の実施の形態のモータ駆動装置を示す回路図である。図９において、図１と同一の符号を付与した構成要素は、第１の実施の形態で説明した構成要素と同一の動作を行う構成要素であるので、ここでは説明を省略する。
本発明の第２の実施の形態のモータ駆動装置は、第１の実施の形態のモータ駆動装置と同様に、例えばハイブリット車両等の走行モータを駆動する際に有用な装置であって、第１の実施の形態のモータ駆動装置を構成するインダクタンスＬ１と並列に、インダクタンスＬ１の両端端子間を短絡させるスイッチ５を設けたことを特徴とする。
【００４６】
なお、スイッチ５は、スイッチング素子の導通方向を交互に組み合わせて、どちらの方向にも電流を流すことを可能とした双方向のスイッチユニットでも良いし、機械的に端子間を短絡する開閉装置でも良い。
【００４７】
従って、本実施の形態のモータ駆動装置では、高電位バッテリ２の電圧Ｅｉをそのまま３相インバータ回路３へ印加して３相ブラシレスモータ４を駆動する場合、あるいは３相ブラシレスモータ４の発生する電力により高電位バッテリ２を充電する回生動作時に、スイッチ５をＯＮ（短絡）すると、インダクタンスＬ１に電流を通さずに済むので、インダクタンスＬ１における損失を発生させずに、スイッチング素子及び転流ダイオードの導通時の抵抗分によるわずかな損失だけで、回路を動作させることができる。
【００４８】
以上説明したように、本実施の形態のモータ駆動装置は、低い素子耐圧のスイッチング素子と低電流容量のインダクタンスとを用い、従来技術のモータ駆動装置と比較して、スイッチング素子とインダクタンスでの損失を低減することにより、従来より効率的でかつ小型化が可能な、従来と同様の機能を備えたモータ駆動装置を実現することで、例えば車両に搭載する際の配置等における自由度が高まるという効果が得られると共に、特に、インダクタンスＬ１における損失の発生を防止することで、高電位バッテリ２の電圧Ｅｉをそのまま３相インバータ回路３へ印加して３相ブラシレスモータ４を駆動する場合、回路の損失を抑えて、更に効率的にモータを駆動することができるという効果が得られる。
【００４９】
［第３の実施の形態］
図１０は、本発明の第３の実施の形態のモータ駆動装置を示す回路図である。図１０において、図１と同一の符号を付与した構成要素は、第１の実施の形態で説明した構成要素と同一の動作を行う構成要素であるので、ここでは説明を省略する。
本発明の第３の実施の形態のモータ駆動装置は、第１の実施の形態のモータ駆動装置と同様に、例えばハイブリット車両等の走行モータを駆動する際に有用な装置であって、第１の実施の形態のモータ駆動装置を構成するスイッチング素子Ｑ１、インダクタンスＬ１、スイッチング素子Ｑ３を直列に接続した直列回路と並列に、高電位バッテリ２とスイッチング素子Ｑ１との接点と、コンデンサＣ１とスイッチング素子Ｑ３との接点との間を短絡させるスイッチ６を設けたことを特徴とする。
【００５０】
なお、スイッチ６も、第２の実施の形態で説明したスイッチ５と同様に、スイッチング素子の導通方向を交互に組み合わせて、どちらの方向にも電流を流すことを可能とした双方向のスイッチユニットでも良いし、機械的に端子間を短絡する開閉装置でも良い。
【００５１】
従って、本実施の形態のモータ駆動装置では、高電位バッテリ２の電圧Ｅｉをそのまま３相インバータ回路３へ印加して３相ブラシレスモータ４を駆動する場合、あるいは３相ブラシレスモータ４の発生する電力により高電位バッテリ２を充電する回生動作時に、スイッチ６をＯＮ（短絡）すると、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、転流ダイオードＤ１、Ｄ３、及びインダクタンスＬ１に電流を通さずに済むので、スイッチング素子、転流ダイオード、及びインダクタンスＬ１における損失を発生させずに回路を動作させることができる。
【００５２】
以上説明したように、本実施の形態のモータ駆動装置は、低い素子耐圧のスイッチング素子と低電流容量のインダクタンスとを用い、従来技術のモータ駆動装置と比較して、スイッチング素子とインダクタンスでの損失を低減することにより、従来より効率的でかつ小型化が可能な、従来と同様の機能を備えたモータ駆動装置を実現することで、例えば車両に搭載する際の配置等における自由度が高まるという効果が得られると共に、特に、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、転流ダイオードＤ１、Ｄ３、及びインダクタンスＬ１における損失の発生を防止することで、高電位バッテリ２の電圧Ｅｉをそのまま３相インバータ回路３へ印加して３相ブラシレスモータ４を駆動する場合、回路の損失を排除して、最も効率的にモータを駆動することができるという効果が得られる。
【００５３】
なお、上述の第１から第３の実施の形態におけるスイッチング素子には、ＭＯＳＦＥＴや逆阻止サイリスタ、ＧＴＯ（Gate Turn Off thyristor ）、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタ）等を用いることができる。その場合、ＭＯＳＦＥＴ等の寄生ダイオードが存在する素子には、転流ダイオードを設けなくても良い。
【００５４】
【発明の効果】
以上の如く、本発明のモータ駆動装置によれば、機能を分散した複数のスイッチング素子の制御により、「昇圧駆動」、「降圧駆動」、「昇圧回生」、「降圧回生」の４つの動作を自由に制御することができる。
従って、従来技術のモータ駆動装置と比較して、低い素子耐圧のスイッチング素子と低電流容量のインダクタンスとを用いて、従来と同様の機能を備えたモータ駆動装置を実現することができるという効果が得られる。また、従来と比較して低い素子耐圧のスイッチング素子と低電流容量のインダクタンスとを用いて回路を実現するため、回路を小型化することができるという効果が得られる。
【００５５】
更に、スイッチング素子の素子耐圧を小さくすると、導通時のＯＮ電圧（ＯＮ抵抗）を小さくすることができるので、スイッチング素子での損失が低減できると共に、インダクタンスに流れる電流も小さくなるため、インダクタンスでの損失が低減できる。従って、昇降圧チョッパ回路での損失が低減できるため、昇降圧チョッパ回路を冷却する冷却部の小型化が可能であり、従来に比較して更に効率的な回路を実現することができるという効果が得られる。
【００５６】
また、本発明のモータ駆動装置によれば、インダクタンス素子の両端の間を短絡すると、第１、第３のスイッチング素子のみを介して蓄電装置をインバータ回路へ接続することができる。更に、蓄電装置の正極端子と、インバータ回路が第３のスイッチング素子と接続する接点との間を短絡すると、蓄電装置をインバータ回路へ直接接続することができる。
従って、蓄電装置の電圧をそのまま３相インバータ回路へ印加してモータを駆動する場合、更に効率的にモータを駆動することができるという効果が得られる。
【００５７】
更に、本発明のモータ駆動装置によれば、第１のスイッチング素子、あるいは第３のスイッチング素子を用いて、メインコンタクタやプリチャージ回路、更にはディスチャージ抵抗またはディスチャージ回路の機能を代替することができる。
従って、モータ駆動装置からこれらの機能を実現するための部品を削減し、モータ駆動装置の組立工数やコストを低減することができるという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１の実施の形態のモータ駆動装置を示す回路図である。
【図２】 同実施の形態のモータ駆動装置の「昇圧駆動」動作時における等価回路を示す回路図である。
【図３】 同実施の形態のモータ駆動装置の「降圧駆動」動作時における等価回路を示す回路図である。
【図４】 同実施の形態のモータ駆動装置の「昇圧回生」動作時における等価回路を示す回路図である。
【図５】 同実施の形態のモータ駆動装置の「降圧回生」動作時における等価回路を示す回路図である。
【図６】 同実施の形態のモータ駆動装置の各スイッチング素子に印可される電圧を示す図である。
【図７】 同実施の形態のモータ駆動装置の各スイッチング素子に印可される電圧を示す図である。
【図８】 同実施の形態のモータ駆動装置のインダクタンスに流れる電流を、従来技術と比較する図である。
【図９】 本発明の第２の実施の形態のモータ駆動装置を示す回路図である。
【図１０】 本発明の第３の実施の形態のモータ駆動装置を示す回路図である。
【符号の説明】
１・・・昇降圧チョッパ回路
２・・・高電位バッテリ
３・・・３相インバータ回路
４・・・３相ブラシレスモータ
５、６・・・スイッチ
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６、Ｑ７、Ｑ８、Ｑ９、Ｑ１０・・・スイッチング素子
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６、Ｄ７、Ｄ８、Ｄ９、Ｄ１０・・・転流ダイオード
Ｌ１・・・インダクタンス
Ｃ１・・・コンデンサ

Claims (3)

1. モータを駆動するための電力を蓄える蓄電装置と、
   前記蓄電装置の正極側端子に直列に接続されると共に、自己の導通方向とは逆向きの電流を流せる転流ダイオードを備え、前記蓄電装置の正極側端子から電流が流れ出る方向に導通する第１のスイッチング素子と、
   前記蓄電装置と前記第１のスイッチング素子との直列回路に並列に接続されると共に、自己の導通方向とは逆向きの電流を流せる転流ダイオードを備え、前記第１のスイッチング素子から前記蓄電装置の負極側端子の方向へ導通する第２のスイッチング素子と、
   前記第１のスイッチング素子が前記第２のスイッチング素子と接続する接点に、一方の端子が接続されたインダクタンス素子と、
   一方の入力端子が前記蓄電装置の負極端子に接続されると共に、前記モータに対して前記蓄電装置が蓄える電力を供給するために設けられたインバータ回路と、
   前記インダクタンス素子のもう一方の端子と、前記インバータ回路のもう一方の入力端子との間に接続されると共に、自己の導通方向とは逆向きの電流を流せる転流ダイオードを備え、前記インバータ回路から前記インダクタンス素子の方向へ導通する第３のスイッチング素子と、
   前記インダクタンス素子が前記第３のスイッチング素子と接続する接点と、前記蓄電装置の負極側端子との間に接続されると共に、自己の導通方向とは逆向きの電流を流せる転流ダイオードを備え、前記インダクタンス素子から前記蓄電装置の負極側端子の方向へ導通する第４のスイッチング素子とを具備するモータ駆動装置において、
   前記インバータ回路の入力端子間に平滑用のコンデンサを設けると共に、
   前記蓄電装置と前記インバータ回路とを電気的に遮断する場合、第１のスイッチング素子を遮断してメインコンタクタとして利用し、
   前記コンデンサへの突入電流防止のために、前記コンデンサをプリチャージする場合、前記第３のスイッチング素子を常時導通させると共に、前記第１のスイッチング素子の導通と遮断を繰り返しながら徐々に導通する時間を長くし、
   前記コンデンサをディスチャージする場合、前記第２のスイッチング素子を常時導通させると共に、前記第３のスイッチング素子の導通と遮断を繰り返しながら前記コンデンサに充電された電荷を前記インダクタンス素子に消費させることを特徴とするモータ駆動装置。
2. 前記インダクタンス素子の両端の間を短絡するスイッチを備えたことを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。
3. 前記蓄電装置の正極端子と、前記インバータ回路が前記第３のスイッチング素子と接続する接点との間を短絡するスイッチを備えたことを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。

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