JPWO2003015254A1 - モータ駆動制御装置 - Google Patents
モータ駆動制御装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JPWO2003015254A1 JPWO2003015254A1 JP2003520060A JP2003520060A JPWO2003015254A1 JP WO2003015254 A1 JPWO2003015254 A1 JP WO2003015254A1 JP 2003520060 A JP2003520060 A JP 2003520060A JP 2003520060 A JP2003520060 A JP 2003520060A JP WO2003015254 A1 JPWO2003015254 A1 JP WO2003015254A1
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- inverter
- motor
- converter
- voltage
- input voltage
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
-
- B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
- B60—VEHICLES IN GENERAL
- B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
- B60L50/00—Electric propulsion with power supplied within the vehicle
- B60L50/50—Electric propulsion with power supplied within the vehicle using propulsion power supplied by batteries or fuel cells
- B60L50/51—Electric propulsion with power supplied within the vehicle using propulsion power supplied by batteries or fuel cells characterised by AC-motors
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
- H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
- H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
- H02P27/14—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation with three or more levels of voltage
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load
- H02M1/007—Plural converter units in cascade
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P2201/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the converter used
- H02P2201/03—AC-DC converter stage controlled to provide a defined DC link voltage
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P2201/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the converter used
- H02P2201/07—DC-DC step-up or step-down converter inserted between the power supply and the inverter supplying the motor, e.g. to control voltage source fluctuations, to vary the motor speed
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
- Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
- Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
- Y02T10/64—Electric machine technologies in electromobility
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
- Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
- Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
- Y02T10/70—Energy storage systems for electromobility, e.g. batteries
Abstract
バッテリ（Ｂ１）の正極にリアクトル（Ｌ１）の一端を接続し、他端をトランジスタ（Ｑ１）を介し電源ライン、トランジスタ（Ｑ２）を介しアースに接続する。トランジスタ（Ｑ１，Ｑ２）のＰＷＭ制御によって電源ラインに昇圧した任意の電圧を得る。モータの駆動状態に合わせて最適なインバータ入力電圧（電源ライン電圧）を得ることができ、効率を上昇することができ、これによってモータの駆動状況に応じてインバータ入力電圧の最適化を図ることができる。
Description
［技術分野］
直流電源の出力をインバータを介しモータに供給し、モータの駆動を制御するモータ駆動制御装置に関する。
［背景技術］
従来より、ハイブリッド自動車や、電気自動車などでは、走行用のモータを有しており、このモータを駆動して走行する。このため、モータに電力を供給するバッテリが必要であり、高出力のモータに電力を効率的に供給するために、通常数１００Ｖという高電圧のものが利用されている。一方、車両には電力により動作する各種の機器（補機）が搭載されており、これら補機用のバッテリとしては１２Ｖバッテリ（低圧バッテリ）が利用されている。そこで、コンバータを利用して、高圧バッテリの高電圧出力を１２Ｖに降圧して補機用の低圧バッテリを充電している。
また、モータの高回転領域では、それだけ逆起電力が大きくなるため、モータ印加電圧が低いと、高回転領域における最大トルクが小さくなる。
特開平１０−１３６５７０号公報には、バッテリとインバータの間にコンバータを配置し、このコンバータによって、昇圧した電圧をインバータ供給する。これによって、インバータからモータに高電圧を印加することができ、モータの高回転領域における最大トルクを高めることができる。また、この公報では、コンバータを外部からの充電時において整流器として利用することも提案している。
このように、上記公報には、コンバータによってバッテリ電圧を昇圧してモータに供給することが示されている。しかし、この公報は、単に昇圧してモータに供給することを示すだけであって、コンバータの昇圧についてその動作を制御しようとする考え方はなかった。
［発明の開示］
本発明は、モータの駆動状況に応じてインバータ入力電圧の最適化を図ることができるモータ駆動制御装置を提供することを目的とする。
本発明は、直流電源の出力をインバータを介しモータに供給し、モータの駆動を制御するモータ駆動制御装置であって、直流電源からの出力電圧を電圧変換してインバータに供給するコンバータと、インバータをＰＷＭ制御してモータへの供給電流を制御する制御部と、を含み、前記コンバータは、一端が直流電源に接続されるリアクトルと、このリアクトルの他端をインバータの電源側に接続する上側スイッチング素子およびインバータのアース側に接続する下側スイッチング素子の少なくとも２つのスイッチング素子と、を含み、前記制御部は、前記モータの回転数および目標出力トルクに応じて、モータの効率運転に適切なインバータ入力電圧目標値を算出し、この入力電圧目標値となるように、前記コンバータのスイッチング素子をＰＷＭ制御することを特徴とする。
このように、本発明では、コンバータを有しているため、バッテリ電圧よりインバータ入力電圧を高くすることができる。モータ出力はモータへの印加電圧とモータ電流の積であるため、モータへの印加電圧を高くすることで、同一出力時のモータ電流を小さくすることができる。そこで、インバータ入力電圧を高くすることで、インバータの電流容量を小さくすることができ、インバータの小型化低コスト化が可能になる。また、モータの印加電圧を高くすることによって、高回転域の出力が増加するため、結果的にモータの小型化、低コスト化が可能になる。
特に、本発明では、モータの回転数、目標出力トルク（出力トルク指令）に基づいて、その時のモータに最適な印加電圧を算出し、これに基づいてインバータ入力電圧目標値を決定する。このため、その時のモータの動作状態に基づいて最適な電圧の印加によるモータの効率的な運転が行える。特に、最適な電圧を計算してこの電圧に制御するため、電圧を必要以上に上昇することによる効率の悪化を防ぐこともできる。
また、前記コンバータは、前記リアクトルと２つのスイッチング素子の組を３つ設ける３相構成を有することが好適である。この構成により、出力電圧を滑らかにしてリップルの発生を抑制することができる。
また、前記インバータの入力電圧目標値が前記直流電源の電圧より低い場合には、コンバータの上側スイッチング素子をオン、下側スイッチング素子をオフとすることが好適である。モータが低回転の時には、効率よく動作するインバータの入力目標電圧が直流電源の電圧より小さくなる。このときに、コンバータの上側スイッチング素子をオン、下側スイッチング素子をオフすることにより、コンバータの最低動作電圧にすると同時にスイッチング損失が発生しないので効率よく動作することが可能になる。
また、前記コンバータは、バッテリの両端とリアクトルの一端が２つのスイッチング素子を介して接続されるフルブリッジ構成を有することが好適である。この構成により、直流電源出の降圧も可能になり、常に最適なインバータ印加電圧にすることができる。
また、前記コンバータの出力には、別のモータに電流を供給する別のインバータが接続され、前記制御部は、２つのモータの回転数および目標出力から算出した２つのインバータの入力目標電圧の内、高い方の電圧を出力することが好適である。２モータシステムでは、それぞれ単独動作における最も効率がよくなるインバータ入力電圧は異なる場合が多い。インバータ入力電圧が高い場合にはスイッチング損失が増えるだけだが、入力電圧が低い場合にはモータ電流が増加し、モータおよびインバータの両方の損失が増加してしまう。このため、電圧が高い方が効率がよくなる。従って、それぞれのインバータ入力目標電圧の内、高い方を選択することにより、全体としての効率を上昇することができる。
また、前記制御部は、算出した前記インバータの入力目標電圧が所定の上限値を超える場合には、入力目標電圧を前記上限値に設定することが好適である。
また、本発明は、一端が直流電源に接続されるリアクトルと、このリアクトルの他端をインバータの電源側に接続する上側スイッチング素子およびインバータのアース側に接続する下側スイッチング素子の少なくとも２つのスイッチング素子と、を含み、直流電源からの出力電圧を電圧変換するコンバータと、このコンバータの出力を受け入れ所定の交流電流に変換する２つのインバータと、この２つのインバータからの交流電流によってそれぞれ駆動される２つのモータと、を含む２モータシステムにおけるモータ駆動制御方法であって、前記２つのモータの回転数および目標出力トルクに応じて、前記２つのモータの効率運転に適切な２つのインバータ入力電圧目標値をそれぞれ算出し、算出した２つのインバータの入力電圧目標値の内、高い方の電圧を目標値として、前記コンバータのスイッチング素子をＰＷＭ制御することを特徴とする。
また、本発明は、一端が直流電源に接続されるリアクトルと、このリアクトルの他端をインバータの電源側に接続する上側スイッチング素子およびインバータのアース側に接続する下側スイッチング素子の少なくとも２つのスイッチング素子と、を含み、直流電源からの出力電圧を電圧変換するコンバータと、このコンバータの出力を受け入れ所定の交流電流に変換する２つのインバータと、この２つのインバータからの交流電流によってそれぞれ駆動される２つのモータと、前記コンバータのスイッチング素子のスイッチングを制御する制御部と、を含む２モータシステムにおけるモータ駆動制御プログラムまたはこのプログラムを記録した媒体であって、前記制御部に、前記２つのモータの回転数および目標出力トルクに応じて、前記２つのモータの効率運転に適切な２つのインバータ入力電圧目標値をそれぞれ算出させ、算出された２つのインバータの入力電圧目標値の内、高い方の電圧を目標値として採用させ、コンバータの出力が採用された目標値となるように、前記コンバータのスイッチング素子をＰＷＭ制御させることを特徴とする。
［発明を実施するための最良の形態］
以下、本発明の実施形態について、図面に基づいて説明する。
図１は、一実施形態の構成を示す図であり、直流電源であるバッテリＢ１は、ニッケル水素、リチウムイオン等の二次電池である。このバッテリＢ１の正極にはリアクトルＬ１の一端が接続されている。リアクトルＬ１の他端は、直列接続されたＮＰＮトランジスタＱ１、Ｑ２の中間点（Ｑ１のエミッタとＱ２のコレクタの接続点）に接続されている。トランジスタＱ１のコレクタは電源ラインに接続され、トランジスタＱ２のエミッタはアースに接続されている。また、各トランジスタＱ１、Ｑ２のコレクタエミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側に電流を流すダイオードＤ１、Ｄ２が配置されている。そして、このリアクトルＬ１、トランジスタＱ１、Ｑ２、ダイオードＤ１、Ｄ２でコンバータ１２が構成されている。
コンバータ１２の出力である電源ラインとアースの間には、コンデンサＣ１が配置されており電源ラインの電圧（インバータ入力電圧）を安定化させている。
電源ラインとアースの間には、ＮＰＮトランジスタＱ３、Ｑ４の直列接続からなるＵ相アームと、ＮＰＮトランジスタＱ５、Ｑ６の直列接続からなるＶ相アームと、ＮＰＮトランジスタＱ７、Ｑ８からなるＷ相アームが配置されている。また、各トランジスタＱ３〜Ｑ８のコレクタエミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側に電流を流すダイオードＤ３〜Ｄ８が配置されている。これらトランジスタＱ３〜Ｑ８、ダイオードＤ３〜Ｄ８によりインバータ１４が構成されている。
各相アームの中間点は、モータＭ１の各相コイルの各相端に接続されている。すなわち、モータＭ１は、３相の永久磁石モータであり、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の３つのコイルの一端が中点で共通接続されて構成されており、Ｕ相コイルの他端がトランジスタＱ３、Ｑ４の中間点、Ｖ相コイルの他端がトランジスタＱ５、Ｑ６の中間点、Ｗ相コイルの他端がトランジスタＱ７、Ｑ８の中間点に接続されている。
そして、バッテリＢ１の出力電圧は、電圧センサ２０により検出され、コンデンサＣ１の両端電圧、すなわちインバータ入力電圧は、電圧センサ２２で検出され、モータＭ１の各相の電流値は電流センサ２４によって検出され、これら検出値が制御装置３０に供給される。制御装置３０は、これらセンサ検出値と、モータ出力指令などに基づいて、インバータ１４における各トランジスタＱ３〜Ｑ８のスイッチングを制御し、モータＭ１の駆動を制御するとともに、コンバータ１２のトランジスタＱ１、Ｑ２のスイッチングを制御する。なお、制御装置３０は、マイクロコンピュータなどで構成され、内部の記憶部材（フラッシュＲＯＭなど）に記録されている所定のプログラム（モータ駆動制御プログラム）を実行することによって、インバータ１４、コンバータ１２の動作を制御する。
ここで、制御装置３０の構成ブロックを図２に示す。モータトルク指令値と、電流センサ２４で検出した各相のモータ電流値と、電圧センサ２２で検出したインバータ入力電圧は、モータ制御用相電圧演算部４０に供給される。モータ制御用相電圧演算部４０は、これら入力される信号から、モータ各相コイルの電圧を計算し、これをインバータ用ＰＷＭ信号変換部４２に供給する。インバータ用ＰＷＭ信号変換部４２は、実際にインバータ１４の各トランジスタＱ３〜Ｑ８をオンオフするＰＷＭ信号を生成し、このＰＷＭ信号をトランジスタＱ３〜Ｑ８のベースに供給することで、各トランジスタＱ３〜Ｑ８のスイッチングを制御して、モータＭ１の各相電流を制御する。
このようにして、モータ駆動電流が制御され、モータトルク指令値に応じたモータ出力トルク制御が行われる。
一方、モータトルク指令値は、インバータ入力電圧指令演算部５０にも供給される。このインバータ入力電圧指令演算部５０には、モータ回転数も供給されており、インバータ入力電圧指令演算部５０は、モータ回転数およびモータトルク指令値からインバータ入力電圧の最適値（目標値）を演算算出する。
この目標値は、コンバータ用デューティー比演算部５２に供給される。このコンバータ用デューティー比演算部５２には、インバータ入力電圧およびバッテリ電圧も供給されており、これらよりインバータ入力電圧をその目標値に設定するためのデューティー比が演算算出される。すなわち、スイッチング素子であるトランジスタＱ１，Ｑ２のオンオフのデューティー比を制御することで、コンバータ１２の出力電圧を制御し、インバータ入力電圧が目標値となるようなデューティー比を演算算出する。そして、この演算結果がコンバータ用ＰＷＭ信号変換部５４に供給され、このコンバータ用ＰＷＭ信号変換部５４がコンバータ１２のトランジスタＱ１，Ｑ２のスイッチングをＰＷＭ制御する。
なお、下側トランジスタＱ２のオンデューティーを大きくすることによって、リアクトルＬ１における電力蓄積が大きくなるため、より高電圧の出力を得ることができる。一方、上側トランジスタＱ１のオンデューティーを大きくすることによって、電源ラインの電圧が下がる。そこで、このトランジスタＱ１、Ｑ２のデューティ比を制御することで、電源ラインの電圧をバッテリＢ１以上の電圧で任意に制御することができる。特に、モータＭ１は回生により発電することができるが、モータＭ１の回生時には、電源ライン電圧が高くなるため、上側トランジスタＱ１がオンされ、電源ラインの電圧が所定値に維持される。
ここで、インバータ入力電圧指令演算部５０における目標値の算出について、図３に基づいて説明する。まず、誘起電圧定数Ｋ（Ｔ）を算出する（Ｓ１１）。永久磁石モータのトルクに対する誘起電圧定数Ｋ（Ｔ）（１回転当たりの線間電圧）の関係は図４に示すようになる。トルクゼロの時には、誘起電圧定数Ｋ（Ｔ）は逆起電圧に相当し、トルクが大きくなるにつれて誘起電圧定数Ｋは大きくなる。この特性を内部にマップとして記憶しておき、モータトルク指令値Ｔに応じて誘起電圧定数Ｋ（Ｔ）を出力する。なお、この特性は、個別のモータ特性により異なり、各モータについて予め求めておく。
次に、モータ最適動作電圧Ｖｍｏｔを算出する（Ｓ１２）。このモータ最適動作電圧は、誘起電圧定数Ｋ（Ｔ）とモータ回転数Ｎの積と、直流電圧と交流電圧の変換係数αから、
Ｖｍｏｔ＝Ｋ（Ｔ）×Ｎ／α
で算出する。なお、変換係数は通常０．６１〜０．７８程度である。
すなわち、モータトルクにより対応する誘起電圧定数Ｋ（Ｔ）が決定され、そのときの回転数から、モータへの印加電圧が決定され、これを変換係数αで除算してインバータ入力電圧（直流電圧）が求められる。
次に、得られた最適動作電圧Ｖｍｏｔがシステム上限電圧Ｖｍａｘより大きいかを判定する（Ｓ１３）。コンバータ１２により昇圧可能な上限電圧は、コンバータ１２およびインバータ１４のスイッチング素子とコンデンサＣ１の耐圧により制限される。
Ｓ１３の判定においてＹＥＳであれば、インバータ入力電圧Ｖｄｃをそのまま設定することはできず、インバータ入力電圧Ｖｄｃ＝Ｖｍａｘとする（Ｓ１４）。一方、Ｓ１３の判定でＮＯであれば、問題ないため、インバータ入力電圧Ｖｄｃ＝Ｖｍｏｔにする（Ｓ１５）。すなわち、図５に示すように、インバータ入力電圧目標値Ｖｄｃは、システム上限電圧Ｖｍａｘまでは回転数に応じて増加するモータ最適動作電圧Ｖｍｏｔに応じて上昇し、システム上限電圧Ｖｍａｘに至った後はその目標値ＶｄｃがそのままＶｍａｘに維持される。
このようにして、インバータ入力電圧指令演算部５０において、インバータ入力電圧目標値Ｖｄｃが算出される。
本実施形態によれば、モータの回転数、出力トルク指令に基づいて、その時のモータに最適な印加電圧を算出し、これに基づいてインバータ入力電圧目標値が決定される。従って、その時のモータの動作状態に基づいて最適な電圧の印加によるモータの効率的な運転が行える。すなわち、モータの高トルク出力時においてインバータ入力電圧およびモータ印加電圧が低いと、それだけ大きな電流を流さなければならない。従って、インバータおよびモータにおけるエネルギーロスが大きくなる。また、線路等における抵抗成分によるロスも大きくなる。本実施形態では、インバータ入力電圧を上昇することで、このような効率の悪化を防止することができる。さらに、最大電流量を小さくできるため、インバータや、モータの小型化、低コスト化も達成できる。
また、最適電圧を計算し、インバータ入力電圧を最適電圧に制御するため、インバータ入力電圧を必要以上に上昇することによる効率の悪化を防ぐこともできる。すなわち、インバータ入力電圧が高いと、スイッチング時の電流と電圧の積が増加し、スイッチングロスが大きくなる。また、モータの高回転域における出力トルクを確保することができるため、結果的にモータの小型化、低コスト化を図ることができる。
次に、図６に、他の実施形態のフローチャートを示す。この例では、算出されたインバータ入力電圧Ｖｄｃがバッテリ電圧より低い場合を想定している。
まず、電圧センサ２０からバッテリ電圧ＶＢを取り込む（Ｓ２１）。次に、モータのトルク指令と、モータ回転数Ｎを取り込む（Ｓ２２，Ｓ２３）。そして、インバータ入力電圧指令演算部５０が上述のようにしてインバータ入力電圧目標値Ｖｄｃを演算算出し（Ｓ２４）、得られた目標値Ｖｄｃがバッテリ電圧ＶＢより大きいかを判定する（Ｓ２５）。この判定でＹＥＳであれば、昇圧を行えばよいため、インバータ入力電圧の目標値をそのままＶｄｃとして（Ｓ２６）、コンバータ用デューティー比演算部５２が、コンバータ１２のデューティー比を算出する（Ｓ２７）。一方、Ｓ２５の判定でＮＯの場合には、コンバータ１２における昇圧は、不要である。そこで、インバータ入力電圧目標値をＶＢとして（Ｓ２８）、コンバータの上側トランジスタＱ１をオンする（Ｓ２９）。これによって、インバータの電源ラインは、リアクトルＬ１を介しバッテリＢ１にそのまま接続される。
従って、本実施形態においては、バッテリ電圧ＶＢによるモータの駆動ができるとともに、モータＭ１の回生時には回生電力はそのままバッテリＢ１に供給される。このため、コンバータ１２におけるスイッチングが不要であり、スイッチング損失をなくすことができる。
図７には、他の実施形態の構成が示されている。この例では、コンバータ１２が３相の構成になっている。リアクトルＬ１，Ｌ２，Ｌ３および、トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ９，Ｑ１０，Ｑ１１，Ｑ１２が設けられている。すなわち、リアクトルＬ２，Ｌ３は、その一端がリアクトルＬ１と一緒にバッテリＢ１の正極に接続されている。また、リアクトルＬ２の他端は、トランジスタＱ９を介し電源ラインに接続され、トランジスタＱ１０を介しアースに接続されている。同様に、リアクトルＬ３の他端は、トランジスタＱ１１を介し電源ラインに接続され、トランジスタＱ１２を介しアースに接続されている。なお、各トランジスタＱ９〜Ｑ１２にもそのエミッタからコレクタに向けて電流を流すダイオードが接続されている。
このようなコンバータ１２においても、各トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ９，Ｑ１０，Ｑ１１，Ｑ１２をスイッチングすることで、リアクトルＬ１，Ｌ２，Ｌ３の他端（インバータ側）に高電圧を発生し、昇圧を行うことができる。特に、このように、３相にすることで、トランジスタを順次オンオフして、リップルの発生を抑制して昇圧することができる。
図８には、さらに他の実施形態の構成が示されている。この例では、コンバータ１２がフルブリッジ形になっている。すなわち、リアクトルＬ１の一端が、バッテリＢ１の正極にそのまま接続されるのではなく、ＮＰＮトランジスタＱ１３を介し、正極に接続されるとともに、ＮＰＮトランジスタＱ１４を介してアースに接続されている。すなわち、リアクトルＬ１の一端はトランジスタＱ１３のエミッタに接続されているとともに、トランジスタＱ１４のコレクタに接続されている。そして、トランジスタＱ１３のコレクタがバッテリＢ１の正極に接続され、トランジスタＱ１４のエミッタがアースに接続されている。なお、トランジスタＱ１３、Ｑ１４にもそのエミッタからコレクタに向けて電流を流すダイオードが接続されている。
この構成によれば、トランジスタＱ１３、Ｑ１４のスイッチングにより、リアクトルＬ１の他端には、バッテリ電圧より低下した電圧を得ることができる。特に、トランジスタＱ１３，Ｑ１４のＰＷＭ制御によって、任意の出力電圧を得ることができる。
そこで、インバータ入力電圧の目標値Ｖｄｃがバッテリ電圧ＶＢより低い場合に、その目標値の出力電圧をコンバータ１２において得ることができる。そこで、この場合にも常に最適効率でモータを駆動することができる。例えば、インバータ入力電圧を低くすることで、インバータのスイッチング素子をフルオンする期間を増加することができ、スイッチング損失を低下することもできる。
図９には、さらに他の実施形態が示されている。この例では、インバータおよびモータが２つ設けられている。電源ラインとアースとの間には、インバータ１４の他にインバータ１６が設けられ、このインバータ１６にモータＭ２が接続されている。このインバータ１６の構成はインバータ１４と同一であり、モータＭ２もその各相のコイル端がインバータ１６の各相のアームの中点に接続されている。また、モータ１６の各相のモータ電流も電流センサ２８によって検出され制御装置３０に供給される。
そして、このような装置の動作について、図１０に基づいて説明する。まず、バッテリ電圧ＶＢを取り込む（Ｓ３１）。次に、モータＭ１のトルク指令１、モータ回転数Ｎ１を取り込む（Ｓ３２，Ｓ３３）。そして、モータＭ１駆動のためのインバータ入力電圧目標値Ｖｄｃ１を演算算出する（Ｓ３４）。次に、モータＭ２のトルク指令２、モータ回転数Ｎ２を取り込む（Ｓ３５，Ｓ３６）。そして、モータＭ２駆動のためのインバータ入力電圧目標値Ｖｄｃ２を演算算出する（Ｓ３７）。
次に、バッテリ電圧ＶＢ、目標値Ｖｄｃ１、Ｖｄｃ２の内どれが一番大きいかを判定する（Ｓ３８）。
この判定でＶＢが一番大きければ、インバータ入力電圧目標値をＶＢとして（Ｓ３９）、コンバータの上側トランジスタＱ１をオンする（Ｓ４０）。
Ｓ３８の判定で、Ｖｄｃ１が一番大きければ、インバータ入力電圧の目標値をＶｄｃ１として（Ｓ４１）、コンバータ１２のデューティー比を算出する（Ｓ４２）。Ｓ３８の判定で、Ｖｄｃ２が一番大きければ、インバータ入力電圧の目標値をＶｄｃ２として（Ｓ４３）、コンバータ１２のデューティー比を算出する（Ｓ４４）。
このように、Ｖｄｃ１と、Ｖｄｃ２の内の高い方の電圧をインバータ入力電圧の目標電圧とする。これは、インバータ入力電圧が最適値より小さい場合の方が大きい場合よりロスが大きいためで、本実施形態の構成により、効率的なモータ駆動が達成できる。
［産業上の利用可能性］
ハイブリッド自動車や、電気自動車の走行用のモータ等の駆動制御に利用することができる。
【図面の簡単な説明】
図１は、実施形態の構成を示す図である。
図２は、制御装置における制御ブロック図である。
図３は、インバータ入力電圧指令演算部の動作を示すフローチャートである。
図４は、トルク指令Ｔと誘起電圧定数Ｋ（Ｔ）の関係を示す図である。
図５は、回転数Ｎとインバータ入力電圧目標値Ｖｄｃの関係を示す図である。
図６は、制御装置における処理動作を示すフローチャートである。
図７は、他の実施形態（３相構成）の構成を示す図である。
図８は、さらに他の実施形態（フルブリッジ構成）の構成を示す図である。
図９は、さらに他の実施形態（２モータシステム）の構成を示す図である。
図１０は、２モータシステムの場合の処理動作を示すフローチャートである。
直流電源の出力をインバータを介しモータに供給し、モータの駆動を制御するモータ駆動制御装置に関する。
［背景技術］
従来より、ハイブリッド自動車や、電気自動車などでは、走行用のモータを有しており、このモータを駆動して走行する。このため、モータに電力を供給するバッテリが必要であり、高出力のモータに電力を効率的に供給するために、通常数１００Ｖという高電圧のものが利用されている。一方、車両には電力により動作する各種の機器（補機）が搭載されており、これら補機用のバッテリとしては１２Ｖバッテリ（低圧バッテリ）が利用されている。そこで、コンバータを利用して、高圧バッテリの高電圧出力を１２Ｖに降圧して補機用の低圧バッテリを充電している。
また、モータの高回転領域では、それだけ逆起電力が大きくなるため、モータ印加電圧が低いと、高回転領域における最大トルクが小さくなる。
特開平１０−１３６５７０号公報には、バッテリとインバータの間にコンバータを配置し、このコンバータによって、昇圧した電圧をインバータ供給する。これによって、インバータからモータに高電圧を印加することができ、モータの高回転領域における最大トルクを高めることができる。また、この公報では、コンバータを外部からの充電時において整流器として利用することも提案している。
このように、上記公報には、コンバータによってバッテリ電圧を昇圧してモータに供給することが示されている。しかし、この公報は、単に昇圧してモータに供給することを示すだけであって、コンバータの昇圧についてその動作を制御しようとする考え方はなかった。
［発明の開示］
本発明は、モータの駆動状況に応じてインバータ入力電圧の最適化を図ることができるモータ駆動制御装置を提供することを目的とする。
本発明は、直流電源の出力をインバータを介しモータに供給し、モータの駆動を制御するモータ駆動制御装置であって、直流電源からの出力電圧を電圧変換してインバータに供給するコンバータと、インバータをＰＷＭ制御してモータへの供給電流を制御する制御部と、を含み、前記コンバータは、一端が直流電源に接続されるリアクトルと、このリアクトルの他端をインバータの電源側に接続する上側スイッチング素子およびインバータのアース側に接続する下側スイッチング素子の少なくとも２つのスイッチング素子と、を含み、前記制御部は、前記モータの回転数および目標出力トルクに応じて、モータの効率運転に適切なインバータ入力電圧目標値を算出し、この入力電圧目標値となるように、前記コンバータのスイッチング素子をＰＷＭ制御することを特徴とする。
このように、本発明では、コンバータを有しているため、バッテリ電圧よりインバータ入力電圧を高くすることができる。モータ出力はモータへの印加電圧とモータ電流の積であるため、モータへの印加電圧を高くすることで、同一出力時のモータ電流を小さくすることができる。そこで、インバータ入力電圧を高くすることで、インバータの電流容量を小さくすることができ、インバータの小型化低コスト化が可能になる。また、モータの印加電圧を高くすることによって、高回転域の出力が増加するため、結果的にモータの小型化、低コスト化が可能になる。
特に、本発明では、モータの回転数、目標出力トルク（出力トルク指令）に基づいて、その時のモータに最適な印加電圧を算出し、これに基づいてインバータ入力電圧目標値を決定する。このため、その時のモータの動作状態に基づいて最適な電圧の印加によるモータの効率的な運転が行える。特に、最適な電圧を計算してこの電圧に制御するため、電圧を必要以上に上昇することによる効率の悪化を防ぐこともできる。
また、前記コンバータは、前記リアクトルと２つのスイッチング素子の組を３つ設ける３相構成を有することが好適である。この構成により、出力電圧を滑らかにしてリップルの発生を抑制することができる。
また、前記インバータの入力電圧目標値が前記直流電源の電圧より低い場合には、コンバータの上側スイッチング素子をオン、下側スイッチング素子をオフとすることが好適である。モータが低回転の時には、効率よく動作するインバータの入力目標電圧が直流電源の電圧より小さくなる。このときに、コンバータの上側スイッチング素子をオン、下側スイッチング素子をオフすることにより、コンバータの最低動作電圧にすると同時にスイッチング損失が発生しないので効率よく動作することが可能になる。
また、前記コンバータは、バッテリの両端とリアクトルの一端が２つのスイッチング素子を介して接続されるフルブリッジ構成を有することが好適である。この構成により、直流電源出の降圧も可能になり、常に最適なインバータ印加電圧にすることができる。
また、前記コンバータの出力には、別のモータに電流を供給する別のインバータが接続され、前記制御部は、２つのモータの回転数および目標出力から算出した２つのインバータの入力目標電圧の内、高い方の電圧を出力することが好適である。２モータシステムでは、それぞれ単独動作における最も効率がよくなるインバータ入力電圧は異なる場合が多い。インバータ入力電圧が高い場合にはスイッチング損失が増えるだけだが、入力電圧が低い場合にはモータ電流が増加し、モータおよびインバータの両方の損失が増加してしまう。このため、電圧が高い方が効率がよくなる。従って、それぞれのインバータ入力目標電圧の内、高い方を選択することにより、全体としての効率を上昇することができる。
また、前記制御部は、算出した前記インバータの入力目標電圧が所定の上限値を超える場合には、入力目標電圧を前記上限値に設定することが好適である。
また、本発明は、一端が直流電源に接続されるリアクトルと、このリアクトルの他端をインバータの電源側に接続する上側スイッチング素子およびインバータのアース側に接続する下側スイッチング素子の少なくとも２つのスイッチング素子と、を含み、直流電源からの出力電圧を電圧変換するコンバータと、このコンバータの出力を受け入れ所定の交流電流に変換する２つのインバータと、この２つのインバータからの交流電流によってそれぞれ駆動される２つのモータと、を含む２モータシステムにおけるモータ駆動制御方法であって、前記２つのモータの回転数および目標出力トルクに応じて、前記２つのモータの効率運転に適切な２つのインバータ入力電圧目標値をそれぞれ算出し、算出した２つのインバータの入力電圧目標値の内、高い方の電圧を目標値として、前記コンバータのスイッチング素子をＰＷＭ制御することを特徴とする。
また、本発明は、一端が直流電源に接続されるリアクトルと、このリアクトルの他端をインバータの電源側に接続する上側スイッチング素子およびインバータのアース側に接続する下側スイッチング素子の少なくとも２つのスイッチング素子と、を含み、直流電源からの出力電圧を電圧変換するコンバータと、このコンバータの出力を受け入れ所定の交流電流に変換する２つのインバータと、この２つのインバータからの交流電流によってそれぞれ駆動される２つのモータと、前記コンバータのスイッチング素子のスイッチングを制御する制御部と、を含む２モータシステムにおけるモータ駆動制御プログラムまたはこのプログラムを記録した媒体であって、前記制御部に、前記２つのモータの回転数および目標出力トルクに応じて、前記２つのモータの効率運転に適切な２つのインバータ入力電圧目標値をそれぞれ算出させ、算出された２つのインバータの入力電圧目標値の内、高い方の電圧を目標値として採用させ、コンバータの出力が採用された目標値となるように、前記コンバータのスイッチング素子をＰＷＭ制御させることを特徴とする。
［発明を実施するための最良の形態］
以下、本発明の実施形態について、図面に基づいて説明する。
図１は、一実施形態の構成を示す図であり、直流電源であるバッテリＢ１は、ニッケル水素、リチウムイオン等の二次電池である。このバッテリＢ１の正極にはリアクトルＬ１の一端が接続されている。リアクトルＬ１の他端は、直列接続されたＮＰＮトランジスタＱ１、Ｑ２の中間点（Ｑ１のエミッタとＱ２のコレクタの接続点）に接続されている。トランジスタＱ１のコレクタは電源ラインに接続され、トランジスタＱ２のエミッタはアースに接続されている。また、各トランジスタＱ１、Ｑ２のコレクタエミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側に電流を流すダイオードＤ１、Ｄ２が配置されている。そして、このリアクトルＬ１、トランジスタＱ１、Ｑ２、ダイオードＤ１、Ｄ２でコンバータ１２が構成されている。
コンバータ１２の出力である電源ラインとアースの間には、コンデンサＣ１が配置されており電源ラインの電圧（インバータ入力電圧）を安定化させている。
電源ラインとアースの間には、ＮＰＮトランジスタＱ３、Ｑ４の直列接続からなるＵ相アームと、ＮＰＮトランジスタＱ５、Ｑ６の直列接続からなるＶ相アームと、ＮＰＮトランジスタＱ７、Ｑ８からなるＷ相アームが配置されている。また、各トランジスタＱ３〜Ｑ８のコレクタエミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側に電流を流すダイオードＤ３〜Ｄ８が配置されている。これらトランジスタＱ３〜Ｑ８、ダイオードＤ３〜Ｄ８によりインバータ１４が構成されている。
各相アームの中間点は、モータＭ１の各相コイルの各相端に接続されている。すなわち、モータＭ１は、３相の永久磁石モータであり、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の３つのコイルの一端が中点で共通接続されて構成されており、Ｕ相コイルの他端がトランジスタＱ３、Ｑ４の中間点、Ｖ相コイルの他端がトランジスタＱ５、Ｑ６の中間点、Ｗ相コイルの他端がトランジスタＱ７、Ｑ８の中間点に接続されている。
そして、バッテリＢ１の出力電圧は、電圧センサ２０により検出され、コンデンサＣ１の両端電圧、すなわちインバータ入力電圧は、電圧センサ２２で検出され、モータＭ１の各相の電流値は電流センサ２４によって検出され、これら検出値が制御装置３０に供給される。制御装置３０は、これらセンサ検出値と、モータ出力指令などに基づいて、インバータ１４における各トランジスタＱ３〜Ｑ８のスイッチングを制御し、モータＭ１の駆動を制御するとともに、コンバータ１２のトランジスタＱ１、Ｑ２のスイッチングを制御する。なお、制御装置３０は、マイクロコンピュータなどで構成され、内部の記憶部材（フラッシュＲＯＭなど）に記録されている所定のプログラム（モータ駆動制御プログラム）を実行することによって、インバータ１４、コンバータ１２の動作を制御する。
ここで、制御装置３０の構成ブロックを図２に示す。モータトルク指令値と、電流センサ２４で検出した各相のモータ電流値と、電圧センサ２２で検出したインバータ入力電圧は、モータ制御用相電圧演算部４０に供給される。モータ制御用相電圧演算部４０は、これら入力される信号から、モータ各相コイルの電圧を計算し、これをインバータ用ＰＷＭ信号変換部４２に供給する。インバータ用ＰＷＭ信号変換部４２は、実際にインバータ１４の各トランジスタＱ３〜Ｑ８をオンオフするＰＷＭ信号を生成し、このＰＷＭ信号をトランジスタＱ３〜Ｑ８のベースに供給することで、各トランジスタＱ３〜Ｑ８のスイッチングを制御して、モータＭ１の各相電流を制御する。
このようにして、モータ駆動電流が制御され、モータトルク指令値に応じたモータ出力トルク制御が行われる。
一方、モータトルク指令値は、インバータ入力電圧指令演算部５０にも供給される。このインバータ入力電圧指令演算部５０には、モータ回転数も供給されており、インバータ入力電圧指令演算部５０は、モータ回転数およびモータトルク指令値からインバータ入力電圧の最適値（目標値）を演算算出する。
この目標値は、コンバータ用デューティー比演算部５２に供給される。このコンバータ用デューティー比演算部５２には、インバータ入力電圧およびバッテリ電圧も供給されており、これらよりインバータ入力電圧をその目標値に設定するためのデューティー比が演算算出される。すなわち、スイッチング素子であるトランジスタＱ１，Ｑ２のオンオフのデューティー比を制御することで、コンバータ１２の出力電圧を制御し、インバータ入力電圧が目標値となるようなデューティー比を演算算出する。そして、この演算結果がコンバータ用ＰＷＭ信号変換部５４に供給され、このコンバータ用ＰＷＭ信号変換部５４がコンバータ１２のトランジスタＱ１，Ｑ２のスイッチングをＰＷＭ制御する。
なお、下側トランジスタＱ２のオンデューティーを大きくすることによって、リアクトルＬ１における電力蓄積が大きくなるため、より高電圧の出力を得ることができる。一方、上側トランジスタＱ１のオンデューティーを大きくすることによって、電源ラインの電圧が下がる。そこで、このトランジスタＱ１、Ｑ２のデューティ比を制御することで、電源ラインの電圧をバッテリＢ１以上の電圧で任意に制御することができる。特に、モータＭ１は回生により発電することができるが、モータＭ１の回生時には、電源ライン電圧が高くなるため、上側トランジスタＱ１がオンされ、電源ラインの電圧が所定値に維持される。
ここで、インバータ入力電圧指令演算部５０における目標値の算出について、図３に基づいて説明する。まず、誘起電圧定数Ｋ（Ｔ）を算出する（Ｓ１１）。永久磁石モータのトルクに対する誘起電圧定数Ｋ（Ｔ）（１回転当たりの線間電圧）の関係は図４に示すようになる。トルクゼロの時には、誘起電圧定数Ｋ（Ｔ）は逆起電圧に相当し、トルクが大きくなるにつれて誘起電圧定数Ｋは大きくなる。この特性を内部にマップとして記憶しておき、モータトルク指令値Ｔに応じて誘起電圧定数Ｋ（Ｔ）を出力する。なお、この特性は、個別のモータ特性により異なり、各モータについて予め求めておく。
次に、モータ最適動作電圧Ｖｍｏｔを算出する（Ｓ１２）。このモータ最適動作電圧は、誘起電圧定数Ｋ（Ｔ）とモータ回転数Ｎの積と、直流電圧と交流電圧の変換係数αから、
Ｖｍｏｔ＝Ｋ（Ｔ）×Ｎ／α
で算出する。なお、変換係数は通常０．６１〜０．７８程度である。
すなわち、モータトルクにより対応する誘起電圧定数Ｋ（Ｔ）が決定され、そのときの回転数から、モータへの印加電圧が決定され、これを変換係数αで除算してインバータ入力電圧（直流電圧）が求められる。
次に、得られた最適動作電圧Ｖｍｏｔがシステム上限電圧Ｖｍａｘより大きいかを判定する（Ｓ１３）。コンバータ１２により昇圧可能な上限電圧は、コンバータ１２およびインバータ１４のスイッチング素子とコンデンサＣ１の耐圧により制限される。
Ｓ１３の判定においてＹＥＳであれば、インバータ入力電圧Ｖｄｃをそのまま設定することはできず、インバータ入力電圧Ｖｄｃ＝Ｖｍａｘとする（Ｓ１４）。一方、Ｓ１３の判定でＮＯであれば、問題ないため、インバータ入力電圧Ｖｄｃ＝Ｖｍｏｔにする（Ｓ１５）。すなわち、図５に示すように、インバータ入力電圧目標値Ｖｄｃは、システム上限電圧Ｖｍａｘまでは回転数に応じて増加するモータ最適動作電圧Ｖｍｏｔに応じて上昇し、システム上限電圧Ｖｍａｘに至った後はその目標値ＶｄｃがそのままＶｍａｘに維持される。
このようにして、インバータ入力電圧指令演算部５０において、インバータ入力電圧目標値Ｖｄｃが算出される。
本実施形態によれば、モータの回転数、出力トルク指令に基づいて、その時のモータに最適な印加電圧を算出し、これに基づいてインバータ入力電圧目標値が決定される。従って、その時のモータの動作状態に基づいて最適な電圧の印加によるモータの効率的な運転が行える。すなわち、モータの高トルク出力時においてインバータ入力電圧およびモータ印加電圧が低いと、それだけ大きな電流を流さなければならない。従って、インバータおよびモータにおけるエネルギーロスが大きくなる。また、線路等における抵抗成分によるロスも大きくなる。本実施形態では、インバータ入力電圧を上昇することで、このような効率の悪化を防止することができる。さらに、最大電流量を小さくできるため、インバータや、モータの小型化、低コスト化も達成できる。
また、最適電圧を計算し、インバータ入力電圧を最適電圧に制御するため、インバータ入力電圧を必要以上に上昇することによる効率の悪化を防ぐこともできる。すなわち、インバータ入力電圧が高いと、スイッチング時の電流と電圧の積が増加し、スイッチングロスが大きくなる。また、モータの高回転域における出力トルクを確保することができるため、結果的にモータの小型化、低コスト化を図ることができる。
次に、図６に、他の実施形態のフローチャートを示す。この例では、算出されたインバータ入力電圧Ｖｄｃがバッテリ電圧より低い場合を想定している。
まず、電圧センサ２０からバッテリ電圧ＶＢを取り込む（Ｓ２１）。次に、モータのトルク指令と、モータ回転数Ｎを取り込む（Ｓ２２，Ｓ２３）。そして、インバータ入力電圧指令演算部５０が上述のようにしてインバータ入力電圧目標値Ｖｄｃを演算算出し（Ｓ２４）、得られた目標値Ｖｄｃがバッテリ電圧ＶＢより大きいかを判定する（Ｓ２５）。この判定でＹＥＳであれば、昇圧を行えばよいため、インバータ入力電圧の目標値をそのままＶｄｃとして（Ｓ２６）、コンバータ用デューティー比演算部５２が、コンバータ１２のデューティー比を算出する（Ｓ２７）。一方、Ｓ２５の判定でＮＯの場合には、コンバータ１２における昇圧は、不要である。そこで、インバータ入力電圧目標値をＶＢとして（Ｓ２８）、コンバータの上側トランジスタＱ１をオンする（Ｓ２９）。これによって、インバータの電源ラインは、リアクトルＬ１を介しバッテリＢ１にそのまま接続される。
従って、本実施形態においては、バッテリ電圧ＶＢによるモータの駆動ができるとともに、モータＭ１の回生時には回生電力はそのままバッテリＢ１に供給される。このため、コンバータ１２におけるスイッチングが不要であり、スイッチング損失をなくすことができる。
図７には、他の実施形態の構成が示されている。この例では、コンバータ１２が３相の構成になっている。リアクトルＬ１，Ｌ２，Ｌ３および、トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ９，Ｑ１０，Ｑ１１，Ｑ１２が設けられている。すなわち、リアクトルＬ２，Ｌ３は、その一端がリアクトルＬ１と一緒にバッテリＢ１の正極に接続されている。また、リアクトルＬ２の他端は、トランジスタＱ９を介し電源ラインに接続され、トランジスタＱ１０を介しアースに接続されている。同様に、リアクトルＬ３の他端は、トランジスタＱ１１を介し電源ラインに接続され、トランジスタＱ１２を介しアースに接続されている。なお、各トランジスタＱ９〜Ｑ１２にもそのエミッタからコレクタに向けて電流を流すダイオードが接続されている。
このようなコンバータ１２においても、各トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ９，Ｑ１０，Ｑ１１，Ｑ１２をスイッチングすることで、リアクトルＬ１，Ｌ２，Ｌ３の他端（インバータ側）に高電圧を発生し、昇圧を行うことができる。特に、このように、３相にすることで、トランジスタを順次オンオフして、リップルの発生を抑制して昇圧することができる。
図８には、さらに他の実施形態の構成が示されている。この例では、コンバータ１２がフルブリッジ形になっている。すなわち、リアクトルＬ１の一端が、バッテリＢ１の正極にそのまま接続されるのではなく、ＮＰＮトランジスタＱ１３を介し、正極に接続されるとともに、ＮＰＮトランジスタＱ１４を介してアースに接続されている。すなわち、リアクトルＬ１の一端はトランジスタＱ１３のエミッタに接続されているとともに、トランジスタＱ１４のコレクタに接続されている。そして、トランジスタＱ１３のコレクタがバッテリＢ１の正極に接続され、トランジスタＱ１４のエミッタがアースに接続されている。なお、トランジスタＱ１３、Ｑ１４にもそのエミッタからコレクタに向けて電流を流すダイオードが接続されている。
この構成によれば、トランジスタＱ１３、Ｑ１４のスイッチングにより、リアクトルＬ１の他端には、バッテリ電圧より低下した電圧を得ることができる。特に、トランジスタＱ１３，Ｑ１４のＰＷＭ制御によって、任意の出力電圧を得ることができる。
そこで、インバータ入力電圧の目標値Ｖｄｃがバッテリ電圧ＶＢより低い場合に、その目標値の出力電圧をコンバータ１２において得ることができる。そこで、この場合にも常に最適効率でモータを駆動することができる。例えば、インバータ入力電圧を低くすることで、インバータのスイッチング素子をフルオンする期間を増加することができ、スイッチング損失を低下することもできる。
図９には、さらに他の実施形態が示されている。この例では、インバータおよびモータが２つ設けられている。電源ラインとアースとの間には、インバータ１４の他にインバータ１６が設けられ、このインバータ１６にモータＭ２が接続されている。このインバータ１６の構成はインバータ１４と同一であり、モータＭ２もその各相のコイル端がインバータ１６の各相のアームの中点に接続されている。また、モータ１６の各相のモータ電流も電流センサ２８によって検出され制御装置３０に供給される。
そして、このような装置の動作について、図１０に基づいて説明する。まず、バッテリ電圧ＶＢを取り込む（Ｓ３１）。次に、モータＭ１のトルク指令１、モータ回転数Ｎ１を取り込む（Ｓ３２，Ｓ３３）。そして、モータＭ１駆動のためのインバータ入力電圧目標値Ｖｄｃ１を演算算出する（Ｓ３４）。次に、モータＭ２のトルク指令２、モータ回転数Ｎ２を取り込む（Ｓ３５，Ｓ３６）。そして、モータＭ２駆動のためのインバータ入力電圧目標値Ｖｄｃ２を演算算出する（Ｓ３７）。
次に、バッテリ電圧ＶＢ、目標値Ｖｄｃ１、Ｖｄｃ２の内どれが一番大きいかを判定する（Ｓ３８）。
この判定でＶＢが一番大きければ、インバータ入力電圧目標値をＶＢとして（Ｓ３９）、コンバータの上側トランジスタＱ１をオンする（Ｓ４０）。
Ｓ３８の判定で、Ｖｄｃ１が一番大きければ、インバータ入力電圧の目標値をＶｄｃ１として（Ｓ４１）、コンバータ１２のデューティー比を算出する（Ｓ４２）。Ｓ３８の判定で、Ｖｄｃ２が一番大きければ、インバータ入力電圧の目標値をＶｄｃ２として（Ｓ４３）、コンバータ１２のデューティー比を算出する（Ｓ４４）。
このように、Ｖｄｃ１と、Ｖｄｃ２の内の高い方の電圧をインバータ入力電圧の目標電圧とする。これは、インバータ入力電圧が最適値より小さい場合の方が大きい場合よりロスが大きいためで、本実施形態の構成により、効率的なモータ駆動が達成できる。
［産業上の利用可能性］
ハイブリッド自動車や、電気自動車の走行用のモータ等の駆動制御に利用することができる。
【図面の簡単な説明】
図１は、実施形態の構成を示す図である。
図２は、制御装置における制御ブロック図である。
図３は、インバータ入力電圧指令演算部の動作を示すフローチャートである。
図４は、トルク指令Ｔと誘起電圧定数Ｋ（Ｔ）の関係を示す図である。
図５は、回転数Ｎとインバータ入力電圧目標値Ｖｄｃの関係を示す図である。
図６は、制御装置における処理動作を示すフローチャートである。
図７は、他の実施形態（３相構成）の構成を示す図である。
図８は、さらに他の実施形態（フルブリッジ構成）の構成を示す図である。
図９は、さらに他の実施形態（２モータシステム）の構成を示す図である。
図１０は、２モータシステムの場合の処理動作を示すフローチャートである。
Claims (8)
- 直流電源の出力をインバータを介しモータに供給し、モータの駆動を制御するモータ駆動制御装置であって、
直流電源からの出力電圧を電圧変換してインバータに供給するコンバータと、
インバータをＰＷＭ制御してモータへの供給電流を制御する制御部と、
を含み、
前記コンバータは、一端が直流電源に接続されるリアクトルと、このリアクトルの他端をインバータの電源側に接続する上側スイッチング素子およびインバータのアース側に接続する下側スイッチング素子の少なくとも２つのスイッチング素子と、を含み、
前記制御部は、前記モータの回転数および目標出力トルクに応じて、モータの効率運転に適切なインバータ入力電圧目標値を算出し、この入力電圧目標値となるように、前記コンバータのスイッチング素子をＰＷＭ制御するモータ駆動制御装置。 - 請求項１に記載の装置において、
前記コンバータは、前記リアクトルと２つのスイッチング素子の組を３つ設ける３相構成を有するモータ駆動制御装置。 - 請求項１または２に記載の装置において、
前記インバータの入力電圧目標値が前記直流電源の電圧より低い場合には、コンバータの上側スイッチング素子をオン、下側スイッチング素子をオフとするモータ駆動制御装置。 - 請求項１または２に記載の装置において、
前記コンバータは、バッテリの両端とリアクトルの一端が２つのスイッチング素子を介して接続されるフルブリッジ構成を有するモータ駆動制御装置。 - 請求項１〜４のいずれか１つに記載の装置において、
前記コンバータの出力には、別のモータに電流を供給する別のインバータが接続され、
前記制御部は、２つのモータの回転数および目標出力トルクから算出した２つのインバータの入力電圧目標値の内、高い方の電圧を出力するモータ駆動制御装置。 - 請求項１〜５のいずれか１つに記載の装置において、
前記制御部は、算出した前記インバータの入力目標電圧が所定の上限値を超える場合には、入力目標電圧を前記上限値に設定するモータ駆動制御装置。 - 一端が直流電源に接続されるリアクトルと、このリアクトルの他端をインバータの電源側に接続する上側スイッチング素子およびインバータのアース側に接続する下側スイッチング素子の少なくとも２つのスイッチング素子と、を含み、直流電源からの出力電圧を電圧変換するコンバータと、
このコンバータの出力を受け入れ所定の交流電流に変換する２つのインバータと、
この２つのインバータからの交流電流によってそれぞれ駆動される２つのモータと、
を含む２モータシステムにおけるモータ駆動制御方法であって、
前記２つのモータの回転数および目標出力トルクに応じて、前記２つのモータの効率運転に適切な２つのインバータ入力電圧目標値をそれぞれ算出し、
算出した２つのインバータの入力電圧目標値の内、高い方の電圧を目標値として、前記コンバータのスイッチング素子をＰＷＭ制御するモータ駆動制御方法。 - 一端が直流電源に接続されるリアクトルと、このリアクトルの他端をインバータの電源側に接続する上側スイッチング素子およびインバータのアース側に接続する下側スイッチング素子の少なくとも２つのスイッチング素子と、を含み、直流電源からの出力電圧を電圧変換するコンバータと、
このコンバータの出力を受け入れ所定の交流電流に変換する２つのインバータと、
この２つのインバータからの交流電流によってそれぞれ駆動される２つのモータと、
前記コンバータのスイッチング素子のスイッチングを制御する制御部と、
を含む２モータシステムにおけるモータ駆動制御プログラムであって、
前記制御部に、
前記２つのモータの回転数および目標出力トルクに応じて、前記２つのモータの効率運転に適切な２つのインバータ入力電圧目標値をそれぞれ算出させ、
算出された２つのインバータの入力電圧目標値の内、高い方の電圧を目標値として採用させ、
コンバータの出力が採用された目標値となるように、前記コンバータのスイッチング素子をＰＷＭ制御させる、
モータ駆動制御プログラム。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001234824 | 2001-08-02 | ||
| JP2001234824 | 2001-08-02 | ||
| PCT/JP2002/007800 WO2003015254A1 (fr) | 2001-08-02 | 2002-07-31 | Appareil de commande d'entrainement de moteur |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPWO2003015254A1 true JPWO2003015254A1 (ja) | 2004-12-02 |
| JP3797361B2 JP3797361B2 (ja) | 2006-07-19 |
Family
ID=19066364
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2003520060A Expired - Lifetime JP3797361B2 (ja) | 2001-08-02 | 2002-07-31 | モータ駆動制御装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US7164253B2 (ja) |
| EP (1) | EP1414145B1 (ja) |
| JP (1) | JP3797361B2 (ja) |
| KR (2) | KR20070055584A (ja) |
| CN (1) | CN1537355A (ja) |
| WO (1) | WO2003015254A1 (ja) |
Families Citing this family (82)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3632657B2 (ja) * | 2001-12-20 | 2005-03-23 | トヨタ自動車株式会社 | 電圧変換装置 |
| JP4467257B2 (ja) * | 2002-06-28 | 2010-05-26 | 株式会社日立製作所 | データベース管理方法および装置並びにその処理プログラム |
| JP3928559B2 (ja) * | 2003-01-10 | 2007-06-13 | トヨタ自動車株式会社 | 電圧変換装置、故障処理をコンピュータに実行させるプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体および故障処理方法 |
| JP2004260964A (ja) * | 2003-02-27 | 2004-09-16 | Shigumaa Giken Kk | 文書細断装置 |
| JP4280573B2 (ja) * | 2003-07-31 | 2009-06-17 | トヨタ自動車株式会社 | 負荷駆動装置 |
| JP4364651B2 (ja) * | 2004-01-07 | 2009-11-18 | 三菱電機株式会社 | 昇圧装置及びモータ制御装置 |
| JP4193704B2 (ja) * | 2004-01-20 | 2008-12-10 | トヨタ自動車株式会社 | 電源装置およびそれを搭載する自動車 |
| JP4001120B2 (ja) * | 2004-02-19 | 2007-10-31 | トヨタ自動車株式会社 | 電圧変換装置 |
| US7378808B2 (en) * | 2004-05-25 | 2008-05-27 | Caterpillar Inc. | Electric drive system having DC bus voltage control |
| JP3938179B2 (ja) * | 2004-11-18 | 2007-06-27 | 松下電器産業株式会社 | 交流電源直結型ブラシレスｄｃモータおよびそれを搭載した電気機器 |
| JP2006246618A (ja) * | 2005-03-03 | 2006-09-14 | Sanden Corp | インバータ装置 |
| CN100435470C (zh) * | 2005-03-09 | 2008-11-19 | 丰田自动车株式会社 | 负载驱动装置，车辆以及负载驱动装置的异常处理方法 |
| JP4218671B2 (ja) * | 2005-10-13 | 2009-02-04 | トヨタ自動車株式会社 | ハイブリッド車両の動力出力装置 |
| WO2007064020A1 (ja) * | 2005-11-29 | 2007-06-07 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | 電気自動車用ｄｃ－ｄｃコンバータ |
| JP4710588B2 (ja) * | 2005-12-16 | 2011-06-29 | トヨタ自動車株式会社 | 昇圧コンバータの制御装置 |
| KR101156768B1 (ko) * | 2005-12-26 | 2012-06-18 | 두산인프라코어 주식회사 | 보조 전원을 구비한 모터 드라이브 시스템 |
| BRPI0621324A2 (pt) * | 2006-02-06 | 2011-12-06 | Abb Research Ltd | sistema de acionamento de prensa mecánica aperfeiçoado |
| JP4274188B2 (ja) * | 2006-02-08 | 2009-06-03 | トヨタ自動車株式会社 | ハイブリッド車両の駆動装置 |
| JP4640200B2 (ja) * | 2006-02-10 | 2011-03-02 | トヨタ自動車株式会社 | 電圧変換装置および電圧変換器の制御方法 |
| DE102006009312A1 (de) * | 2006-03-01 | 2007-09-06 | Jungheinrich Aktiengesellschaft | Flurförderzeug mit einem Ladegerät |
| JP4665809B2 (ja) * | 2006-03-24 | 2011-04-06 | トヨタ自動車株式会社 | 電動機駆動制御システム |
| JP4802849B2 (ja) | 2006-05-09 | 2011-10-26 | トヨタ自動車株式会社 | モータ駆動装置 |
| JP4179351B2 (ja) * | 2006-07-07 | 2008-11-12 | トヨタ自動車株式会社 | 電源システムおよびそれを備えた車両、電源システムの制御方法、ならびに電源システムの制御をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取可能な記録媒体 |
| KR101384063B1 (ko) * | 2006-08-30 | 2014-04-09 | 티에치케이 가부시끼가이샤 | 영구 자석 계자형 리니어 모터용 전력 공급 장치 및 영구 자석 계자형 모터용 ｐｗｍ 인버터 |
| GB0618751D0 (en) * | 2006-09-22 | 2006-11-01 | Switched Reluctance Drives Ltd | Operating electrical machines from a DC link |
| US7609050B2 (en) * | 2007-02-20 | 2009-10-27 | Gm Global Technology Operations, Inc. | Method and system for determing current in an electrical component in a power conversion system |
| JP4221494B2 (ja) | 2007-03-29 | 2009-02-12 | トヨタ自動車株式会社 | ハイブリッド車両の制御装置 |
| WO2008136212A1 (ja) * | 2007-04-27 | 2008-11-13 | Meidensha Corporation | モータ駆動装置 |
| JP2008295280A (ja) | 2007-04-27 | 2008-12-04 | Meidensha Corp | モータ駆動装置 |
| JP4816575B2 (ja) * | 2007-06-06 | 2011-11-16 | トヨタ自動車株式会社 | 電源システムおよびそれを備えた車両、ならびに電源システムの制御方法およびその制御方法をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取可能な記録媒体 |
| JP2009095099A (ja) * | 2007-10-04 | 2009-04-30 | Univ Of Ryukyus | 永久磁石同期電動機のパルス振幅変調制御装置 |
| US7652443B2 (en) * | 2007-10-24 | 2010-01-26 | Gm Global Technology Operations, Inc. | Method and system for controlling a power inverter in electric drives |
| US8217616B2 (en) | 2007-11-02 | 2012-07-10 | HJamilton Sundstrand Corporation | Electric motor control with buck boost converter |
| JP2009148073A (ja) * | 2007-12-14 | 2009-07-02 | Mazda Motor Corp | バッテリの充電方法および充電装置 |
| JP4424427B2 (ja) | 2008-03-18 | 2010-03-03 | トヨタ自動車株式会社 | 車両の制御装置および制御方法 |
| JP4512145B2 (ja) * | 2008-03-21 | 2010-07-28 | ファナック株式会社 | モータ制御装置 |
| ATE512497T1 (de) * | 2008-06-09 | 2011-06-15 | Grundfos Management As | Kreiselpumpenaggregat |
| JP5029914B2 (ja) * | 2008-07-31 | 2012-09-19 | アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 | 回転電機制御システム及び車両駆動システム |
| US20100102568A1 (en) * | 2008-10-23 | 2010-04-29 | Rodolphe Juan Jacques Bonin | Electric Power Generating System Using Permanent Magent Motors |
| JP5375956B2 (ja) * | 2009-05-27 | 2013-12-25 | トヨタ自動車株式会社 | 電圧変換装置の制御装置およびそれを搭載した車両、電圧変換装置の制御方法 |
| JP5246508B2 (ja) * | 2009-05-28 | 2013-07-24 | アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 | 電動機駆動装置の制御装置 |
| CN102510815A (zh) * | 2009-07-03 | 2012-06-20 | Inkar-M科研生产企业股份有限公司 | 电动车辆 |
| CA2771315A1 (en) * | 2009-08-17 | 2011-02-24 | Mitsubishi Electric Corporation | Electric power converter of electric rolling stock |
| JP5297953B2 (ja) * | 2009-09-08 | 2013-09-25 | トヨタ自動車株式会社 | 電動車両の電動機駆動システム |
| JP5481236B2 (ja) * | 2010-03-10 | 2014-04-23 | Ｎｔｎ株式会社 | 電気自動車のモータ駆動システム |
| JP5662410B2 (ja) | 2010-06-24 | 2015-01-28 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 電気自動車用電力供給装置 |
| CN103250342B (zh) | 2010-12-08 | 2016-04-27 | 丰田自动车株式会社 | 电机用电压转换控制装置 |
| NO2678933T3 (ja) | 2011-04-01 | 2018-01-27 | ||
| CN102959852B (zh) | 2011-04-18 | 2015-07-01 | 丰田自动车株式会社 | 电机用电压转换控制装置 |
| FR2979770B1 (fr) | 2011-09-01 | 2013-09-13 | Converteam Technology Ltd | Convertisseur de puissance elevee avec des transistors de faible puissance connectes en parallele |
| KR101283892B1 (ko) * | 2011-12-07 | 2013-07-08 | 기아자동차주식회사 | 친환경 차량에서 ｄｃ-ｄｃ컨버터 제어장치 및 방법 |
| DE102012202173B4 (de) * | 2012-02-14 | 2013-08-29 | Siemens Aktiengesellschaft | Verfahren zum Betrieb eines mehrphasigen, modularen Multilevelstromrichters |
| ES2638186T3 (es) * | 2013-03-27 | 2017-10-19 | Abb Technology Ag | Inversor de accionamiento compartido por diferentes motores en un vehículo |
| JP2015014278A (ja) * | 2013-07-08 | 2015-01-22 | ヤマハ発動機株式会社 | 始動発電機及びその制御方法 |
| CN104333291B (zh) * | 2013-07-22 | 2017-08-04 | 西门子公司 | 电机驱动控制装置及控制方法 |
| JP5664733B1 (ja) * | 2013-09-24 | 2015-02-04 | ダイキン工業株式会社 | 直接形電力変換装置の制御方法 |
| JP5794273B2 (ja) * | 2013-10-07 | 2015-10-14 | ダイキン工業株式会社 | 直接形電力変換装置の制御方法 |
| CN105829226B (zh) * | 2013-12-18 | 2020-04-14 | 奥的斯电梯公司 | 用于再生多电平驱动器的pwm策略 |
| CN103738153B (zh) * | 2013-12-19 | 2016-09-28 | 广西科技大学 | 一种新能源汽车的电驱动系统 |
| DE102014203781A1 (de) * | 2014-02-28 | 2015-09-03 | Schmidhauser Ag | Frequenzumrichter |
| JP6001587B2 (ja) | 2014-03-28 | 2016-10-05 | 株式会社デンソー | 電力変換装置 |
| JP2015220968A (ja) * | 2014-05-21 | 2015-12-07 | 株式会社ジェイテクト | 回転電機制御装置 |
| JP6301748B2 (ja) | 2014-06-23 | 2018-03-28 | トヨタ自動車株式会社 | 電動車両 |
| US9399407B2 (en) * | 2014-08-19 | 2016-07-26 | General Electric Company | Vehicle propulsion system having an energy storage system and optimized method of controlling operation thereof |
| JP6256314B2 (ja) * | 2014-11-19 | 2018-01-10 | トヨタ自動車株式会社 | 車両 |
| JP6183339B2 (ja) * | 2014-12-02 | 2017-08-23 | トヨタ自動車株式会社 | ハイブリッド自動車 |
| CN108781037A (zh) * | 2016-03-18 | 2018-11-09 | 本田技研工业株式会社 | 电力控制装置及车辆 |
| US10224849B2 (en) | 2016-06-06 | 2019-03-05 | Deere & Company | System and method for an inverter for self-excitation of an induction machine |
| US10014807B2 (en) * | 2016-06-06 | 2018-07-03 | Deere & Company | System and method for an inverter for self-excitation of an induction machine |
| JP6336005B2 (ja) | 2016-11-04 | 2018-06-06 | 三菱電機株式会社 | パワードライブユニットの制御装置および制御方法 |
| JP6503413B2 (ja) * | 2017-05-31 | 2019-04-17 | 本田技研工業株式会社 | Ｄｃ／ｄｃコンバータおよび電気機器 |
| JP2019057993A (ja) * | 2017-09-20 | 2019-04-11 | トヨタ自動車株式会社 | 電力変換回路 |
| US10611363B2 (en) * | 2017-10-12 | 2020-04-07 | Ford Global Technologies, Llc | Methods and system for operating a variable voltage controller |
| JP6954205B2 (ja) | 2018-03-28 | 2021-10-27 | トヨタ自動車株式会社 | 電力変換器 |
| US11870377B2 (en) | 2018-12-24 | 2024-01-09 | Quantentech Limited | Multi-phase motor/generator system with harmonic injection |
| EP3726719A1 (en) * | 2019-04-15 | 2020-10-21 | Infineon Technologies Austria AG | Power converter and power conversion method |
| JP7406379B2 (ja) * | 2020-01-09 | 2023-12-27 | 株式会社日立産機システム | 電力変換システムおよびそれによるモータ制御方法 |
| JP6997236B2 (ja) | 2020-03-06 | 2022-01-17 | 本田技研工業株式会社 | モータ制御装置 |
| JP6907364B1 (ja) | 2020-03-06 | 2021-07-21 | 日立Astemo株式会社 | モータ制御装置 |
| JP2023001500A (ja) | 2021-06-21 | 2023-01-06 | スミダコーポレーション株式会社 | インバータ回路及び電界結合式非接触給電装置 |
| CN114384845A (zh) * | 2022-01-06 | 2022-04-22 | 盐城工学院 | 一种基于单片机的电机扭力大小智能控制系统 |
| CN115416495A (zh) * | 2022-08-12 | 2022-12-02 | 华为数字能源技术有限公司 | 一种用于驱动电机的控制器及其相关设备 |
Family Cites Families (31)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4292531A (en) * | 1977-12-27 | 1981-09-29 | General Electric Company | Electrical propulsion process and system for a traction vehicle with an on-board source of power |
| US4263535A (en) * | 1978-09-29 | 1981-04-21 | Bucyrus-Erie Company | Motor drive system for an electric mining shovel |
| GB2098367B (en) | 1981-05-08 | 1985-03-06 | Marconi Co Ltd | A controllable power source |
| US4467408A (en) * | 1982-12-29 | 1984-08-21 | General Electric Company | Means for controlling a forced commutated ac-to-dc electric rectifying circuit to avoid commutation failure |
| JPH0817597B2 (ja) | 1984-06-22 | 1996-02-21 | 株式会社日立製作所 | 交流電動機の駆動装置 |
| JP2584287B2 (ja) * | 1988-08-29 | 1997-02-26 | ファナック株式会社 | トグル式型締装置 |
| JPH0728555B2 (ja) * | 1989-06-02 | 1995-03-29 | 三菱電機株式会社 | 可変速駆動装置 |
| JPH03128691A (ja) * | 1989-07-27 | 1991-05-31 | Seiko Epson Corp | 電圧形ｐｗｍコンバータ・インバータシステムとその制御方式 |
| JP2798988B2 (ja) * | 1989-07-28 | 1998-09-17 | 株式会社東芝 | 空気調和装置用可調整交流電源装置 |
| US5359154A (en) * | 1989-12-15 | 1994-10-25 | Anritsu Corporation | Conveyor apparatus having plural conveyors with equalized conveying speeds controlled by an inverter means |
| US5373195A (en) * | 1992-12-23 | 1994-12-13 | General Electric Company | Technique for decoupling the energy storage system voltage from the DC link voltage in AC electric drive systems |
| US5420777A (en) * | 1993-06-07 | 1995-05-30 | Nec Corporation | Switching type DC-DC converter having increasing conversion efficiency at light load |
| US5396214A (en) * | 1993-10-21 | 1995-03-07 | General Electric Company | Dynamic braking grid resistor configuration for reducing EMI in an electric traction motor vehicle |
| JP3597591B2 (ja) | 1994-12-05 | 2004-12-08 | 関西電力株式会社 | モータの駆動装置 |
| US5589743A (en) * | 1995-03-03 | 1996-12-31 | General Electric Company | Integrated cranking inverter and boost converter for a series hybrid drive system |
| JP3245334B2 (ja) * | 1995-08-03 | 2002-01-15 | 本田技研工業株式会社 | 電動車両の電源制御装置 |
| JP3746334B2 (ja) | 1996-08-22 | 2006-02-15 | トヨタ自動車株式会社 | 永久磁石型同期モータの駆動制御装置及び方法 |
| JP3613907B2 (ja) | 1996-10-18 | 2005-01-26 | 株式会社デンソー | スイッチング電源装置 |
| JP3277825B2 (ja) | 1996-10-25 | 2002-04-22 | トヨタ自動車株式会社 | 充電装置 |
| KR100323931B1 (ko) * | 1997-08-07 | 2002-08-08 | 가부시끼가이샤 도시바 | 전동기제어장치및이제어장치를이용한공기조화기 |
| JPH1169882A (ja) | 1997-08-27 | 1999-03-09 | Mitsubishi Electric Corp | 空気調和機のモータ駆動装置 |
| JPH11299290A (ja) * | 1998-04-17 | 1999-10-29 | Hitachi Ltd | 交流電動機駆動システム |
| JP3367423B2 (ja) * | 1998-05-26 | 2003-01-14 | トヨタ自動車株式会社 | モータシステム異常検出方法、異常検出装置、および、その異常検出機能を備えたモータシステム |
| JP3385986B2 (ja) * | 1998-12-18 | 2003-03-10 | 本田技研工業株式会社 | シリーズハイブリッド車の出力制御装置 |
| EP1052769B1 (en) * | 1999-05-14 | 2016-01-06 | Nissan Motor Co., Ltd. | Inverter and motor |
| JP2000324891A (ja) | 1999-05-14 | 2000-11-24 | Nissan Motor Co Ltd | インバータ駆動モータ |
| WO2001021431A1 (fr) | 1999-09-20 | 2001-03-29 | Hitachi, Ltd. | Dynamoteur de vehicule hybride et procede de commande dudit moteur |
| JP2001157487A (ja) * | 1999-11-26 | 2001-06-08 | Nissan Motor Co Ltd | 回転電機の制御装置 |
| JP4489238B2 (ja) | 2000-03-29 | 2010-06-23 | 正行 服部 | 電動機制御装置 |
| JP4023171B2 (ja) * | 2002-02-05 | 2007-12-19 | トヨタ自動車株式会社 | 負荷駆動装置、負荷駆動装置における電力貯蔵装置の充電制御方法および充電制御をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取可能な記録媒体 |
| US6831442B2 (en) * | 2002-07-03 | 2004-12-14 | General Motors Corporation | Utilizing zero-sequence switchings for reversible converters |
-
2002
- 2002-07-31 EP EP02755717.2A patent/EP1414145B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2002-07-31 US US10/484,385 patent/US7164253B2/en not_active Expired - Lifetime
- 2002-07-31 KR KR1020077007835A patent/KR20070055584A/ko not_active Application Discontinuation
- 2002-07-31 WO PCT/JP2002/007800 patent/WO2003015254A1/ja active Application Filing
- 2002-07-31 JP JP2003520060A patent/JP3797361B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 2002-07-31 KR KR1020047001231A patent/KR100739391B1/ko active IP Right Grant
- 2002-07-31 CN CNA028151097A patent/CN1537355A/zh active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3797361B2 (ja) | 2006-07-19 |
| US7164253B2 (en) | 2007-01-16 |
| US20040165868A1 (en) | 2004-08-26 |
| WO2003015254A1 (fr) | 2003-02-20 |
| EP1414145B1 (en) | 2019-12-25 |
| CN1537355A (zh) | 2004-10-13 |
| EP1414145A1 (en) | 2004-04-28 |
| KR20040019372A (ko) | 2004-03-05 |
| KR100739391B1 (ko) | 2007-07-13 |
| KR20070055584A (ko) | 2007-05-30 |
| EP1414145A4 (en) | 2008-10-29 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3797361B2 (ja) | モータ駆動制御装置 | |
| US8884564B2 (en) | Voltage converter and voltage converter system including voltage converter | |
| JP3692993B2 (ja) | 駆動装置および動力出力装置 | |
| JP4462243B2 (ja) | 負荷駆動装置およびそれを備える車両 | |
| EP1649590B1 (en) | Load driver capable of suppressing overcurrent | |
| US20090027933A1 (en) | Voltage link control of a dc-ac boost converter system | |
| KR101695693B1 (ko) | 전기 자동차 및 이의 구동 방법 | |
| JPS5961402A (ja) | バツテリ駆動車の充電装置 | |
| JP3879528B2 (ja) | 電圧変換装置 | |
| CN108482102B (zh) | 混合动力驱动系统 | |
| JP5062245B2 (ja) | 負荷駆動装置およびそれを備える車両 | |
| JP6671402B2 (ja) | 車両用電源装置 | |
| JP3931734B2 (ja) | 電気負荷駆動装置 | |
| JP5694046B2 (ja) | 制御装置 | |
| JP4853289B2 (ja) | 電源装置およびそれを備える車両 | |
| JP2010220306A (ja) | モータの制御装置 | |
| JP6221824B2 (ja) | 電力変換器の制御装置 | |
| JP5755583B2 (ja) | 電力制御システム | |
| KR101649651B1 (ko) | 전기 자동차 및 이의 구동 방법 | |
| JP2014093883A (ja) | 動力出力装置 | |
| JP2020137347A (ja) | 電圧変換装置 | |
| JP2010259227A (ja) | モータの制御装置 | |
| JP2004180421A (ja) | モータ駆動装置 | |
| JP2014003860A (ja) | 電源装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20051227 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20060328 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20060410 |
|
| R151 | Written notification of patent or utility model registration |
Ref document number: 3797361 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R151 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090428 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100428 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100428 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110428 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120428 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120428 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130428 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140428 Year of fee payment: 8 |
|
| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313113 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |