JP2023001500A - インバータ回路及び電界結合式非接触給電装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】簡素な回路構成で高周波の複数相交流電力を出力可能な回路技術を提供する。【解決手段】インバータ回路(1)は、直流電源(BT)に接続される複数の自励発振回路(10)を有する一次側回路(2)と当該自励発振回路の発振に応じて複数相交流電力を出力する二次側回路(3)とを備え、各自励発振回路(10)は、送電コイル(N11、N12)、共振コンデンサ(C11)、スイッチング素子ペア(Q11、Q12)、駆動コイル(ND)、及び移相フィルタ(F20)を有し、スイッチング素子ペア(Q11、Q12)の各制御電極は、他の一つの自励発振回路(10)の駆動コイル(ND)から電圧を印加され、スイッチング素子ペア(Q11、Q12)の各制御電極へ印加される電圧の位相は、少なくとも移相フィルタ(F20)の作用に伴って自励発振回路(10)ごとに出力電力の相数に応じた移相量でずらされている。【選択図】図1
Description
本発明は、自励発振型の複数相交流電力を出力する回路技術に関する。
モータ制御等のために三相交流出力を得る場合、コイルや磁石の回転或いは他励式回路を用いる手法が一般的である。
下記特許文献1には、直流電源からの出力電圧を電圧変換してインバータに供給するコンバータと、インバータをPWM制御してモータへの供給電流を制御する制御部とからなるモータ駆動制御装置が開示されている。この手法は、制御部によりインバータのPWM制御を行っていることから他励式回路を用いる手法と捉えることができる。
下記特許文献1には、直流電源からの出力電圧を電圧変換してインバータに供給するコンバータと、インバータをPWM制御してモータへの供給電流を制御する制御部とからなるモータ駆動制御装置が開示されている。この手法は、制御部によりインバータのPWM制御を行っていることから他励式回路を用いる手法と捉えることができる。
しかしながら、複数相交流出力を得るための上述した一般的な手法には問題点がある。例えば、コイルや磁石の回転を用いる手法は、50Hz(ヘルツ)又は60Hzの商用電源周波数に依存した低周波の交流しか出力できないという問題があり、他励式回路を用いる手法は、回路部品が多くなり制御が複雑化するという問題がある。
本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、簡素な回路構成で高周波の複数相交流電力を出力可能な回路技術を提供する。
本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、簡素な回路構成で高周波の複数相交流電力を出力可能な回路技術を提供する。
本発明によれば、直流電源に接続される複数の自励発振回路を有する一次側回路と、該複数の自励発振回路の発振に応じて互いに位相が異なる複数相交流電力を出力する二次側回路とを備えるインバータ回路であって、前記複数の自励発振回路の各々は、送電コイルと、前記送電コイルと共に共振回路を構成する共振コンデンサと、前記送電コイルに接続されるスイッチング素子ペアと、前記共振回路の共振周波数に対応する周波数の誘導起電力が生じるよう構成されており、該誘導起電力に応じて他の一つの自励発振回路の前記スイッチング素子ペアの各制御電極に電圧を印加する駆動コイルと、移相フィルタとを有し、前記二次側回路は、前記複数の自励発振回路の各々の前記送電コイルとそれぞれ磁気結合する複数の受電コイルを有し、前記スイッチング素子ペアの各制御電極は、他の一つの自励発振回路の前記駆動コイルから電圧を印加され、前記他の一つの自励発振回路の前記スイッチング素子ペアの前記各制御電極へ印加される電圧の位相は、少なくとも前記移相フィルタの作用に伴って自励発振回路ごとに出力電力の相数に応じた移相量でずらされているインバータ回路が提供される。
本発明によれば、簡素な回路構成で高周波の複数相交流電力を出力可能な回路技術を提供することができる。
以下、本発明の好ましい実施形態の例(以降、本実施形態と表記する)について説明する。なお、以下に挙げる各実施形態はそれぞれ例示であり、本発明は以下の実施形態の構成に限定されない。
[第一実施形態]
図1は、第一実施形態におけるインバータ回路1の回路図である。
インバータ回路1は、バッテリ装置BTを有する一次側回路2、及び一次側回路2との磁気結合により互いに位相が異なる複数相交流電力を出力する二次側回路3を備える。第一実施形態では、バッテリ装置BTが直流電力を供給するバッテリ装置とされており、二次側回路3から三相交流電力が出力される例が示される。
図1は、第一実施形態におけるインバータ回路1の回路図である。
インバータ回路1は、バッテリ装置BTを有する一次側回路2、及び一次側回路2との磁気結合により互いに位相が異なる複数相交流電力を出力する二次側回路3を備える。第一実施形態では、バッテリ装置BTが直流電力を供給するバッテリ装置とされており、二次側回路3から三相交流電力が出力される例が示される。
〔一次側回路〕
一次側回路2は、バッテリ装置BTに並列に接続される3つの自励発振回路10(1)、10(2)及び10(3)を更に備えている。
図1の例では、自励発振回路10(1)、10(2)及び10(3)の各々は同様の構成を有しており、コレクタ共振型の自励発振回路をそれぞれ構成している。
具体的には、自励発振回路10(1)は、送電コイルN11(1)及びN12(1)、共振コンデンサC11(1)、スイッチング素子ペアとしてのトランジスタQ11(1)及びQ12(1)、バイアス回路B10(1)、駆動コイルND(1)、移相フィルタF20(1)等を有しており、自励発振回路10(2)は、送電コイルN11(2)及びN12(2)、共振コンデンサC11(2)、スイッチング素子ペアとしてのトランジスタQ11(2)及びQ12(2)、バイアス回路B10(2)、駆動コイルND(2)、移相フィルタF20(2)等を有しており、自励発振回路10(3)は、送電コイルN11(3)及びN12(3)、共振コンデンサC11(3)、スイッチング素子ペアとしてのトランジスタQ11(3)及びQ12(3)、バイアス回路B10(3)、駆動コイルND(3)、移相フィルタF20(3)等を有している。
以降の説明では、個々を区別する必要がある場合を除き、括弧書きを外した符号を用いて、いずれか一つの自励発振回路又はその構成要素を指し示すものとする。また、自励発振回路10を回路10と略称する場合がある。
一次側回路2は、バッテリ装置BTに並列に接続される3つの自励発振回路10(1)、10(2)及び10(3)を更に備えている。
図1の例では、自励発振回路10(1)、10(2)及び10(3)の各々は同様の構成を有しており、コレクタ共振型の自励発振回路をそれぞれ構成している。
具体的には、自励発振回路10(1)は、送電コイルN11(1)及びN12(1)、共振コンデンサC11(1)、スイッチング素子ペアとしてのトランジスタQ11(1)及びQ12(1)、バイアス回路B10(1)、駆動コイルND(1)、移相フィルタF20(1)等を有しており、自励発振回路10(2)は、送電コイルN11(2)及びN12(2)、共振コンデンサC11(2)、スイッチング素子ペアとしてのトランジスタQ11(2)及びQ12(2)、バイアス回路B10(2)、駆動コイルND(2)、移相フィルタF20(2)等を有しており、自励発振回路10(3)は、送電コイルN11(3)及びN12(3)、共振コンデンサC11(3)、スイッチング素子ペアとしてのトランジスタQ11(3)及びQ12(3)、バイアス回路B10(3)、駆動コイルND(3)、移相フィルタF20(3)等を有している。
以降の説明では、個々を区別する必要がある場合を除き、括弧書きを外した符号を用いて、いずれか一つの自励発振回路又はその構成要素を指し示すものとする。また、自励発振回路10を回路10と略称する場合がある。
送電コイルN11と送電コイルN12とは中間タップを介して直列接続されており、中間タップは、入力コイルL11を介してバッテリ装置BTのプラス端子と接続されている。以降、送電コイルN11の一端又は送電コイルN12の一端と表記した場合には、送電コイルN11及びN12の中間タップ側とは反対側の一端を意味するものとする。
送電コイルN11の一端は、トランジスタQ11を介してバッテリ装置BTのマイナス端子と接続されており、送電コイルN12の一端は、トランジスタQ12を介してバッテリ装置BTのマイナス端子と接続されている。
送電コイルN11の一端は、トランジスタQ11を介してバッテリ装置BTのマイナス端子と接続されており、送電コイルN12の一端は、トランジスタQ12を介してバッテリ装置BTのマイナス端子と接続されている。
共振コンデンサC11は、送電コイルN11及びN12に並列接続されており、送電コイルN11及びN12と共に共振回路を構成している。
トランジスタQ11及びQ12は、FET(Field Effect Transistor)であり、スイッチング素子ペアと表記できる。トランジスタQ11のドレインは送電コイルN11の一端に接続されており、トランジスタQ12のドレインは送電コイルN12の一端に接続されている。トランジスタQ11及びQ12の各ソースはバッテリ装置BTのマイナス端子に接続されている。また、トランジスタQ11及びQ12のゲートはバイアス回路B10に接続されている。
トランジスタQ11及びQ12は、FET(Field Effect Transistor)であり、スイッチング素子ペアと表記できる。トランジスタQ11のドレインは送電コイルN11の一端に接続されており、トランジスタQ12のドレインは送電コイルN12の一端に接続されている。トランジスタQ11及びQ12の各ソースはバッテリ装置BTのマイナス端子に接続されている。また、トランジスタQ11及びQ12のゲートはバイアス回路B10に接続されている。
バイアス回路B10は、抵抗素子R11、R12、R13及びR14により構成されている。バイアス回路B10は、バッテリ装置BTに並列接続されており、バイアス電圧をトランジスタQ11及びQ12の各ゲートに印加する。
駆動コイルNDは、送電コイルN11及びN12と磁気結合するよう設けられている。例えば、駆動コイルNDは、送電コイルN11及びN12と同じトランスの一次側における補助巻き線として形成される。本実施形態では、駆動コイルNDは、送電コイルN11及びN12と極性が逆向きとなるように磁気結合しており、駆動コイルNDには送電コイルN11及びN12に生じる発振周波数の逆起電力が生じる。但し、駆動コイルNDの極性は、後述するとおり、図1の例に限定されない。
また、駆動コイルNDは、その起電力に応じて他の一つの回路10のスイッチング素子ペアの各制御電極に電圧を印加可能に設けられている。具体的には、駆動コイルND(1)の一端は、回路10(3)のトランジスタQ11(3)のゲート(制御電極)に接続されており、駆動コイルND(1)の他端は、回路10(3)のトランジスタQ12(3)のゲート(制御電極)に接続されている。また、駆動コイルND(2)の一端は、回路10(1)のトランジスタQ11(1)のゲート(制御電極)に接続されており、駆動コイルND(2)の他端は、回路10(1)のトランジスタQ12(1)のゲート(制御電極)に接続されている。また、駆動コイルND(3)の一端は、回路10(2)のトランジスタQ11(2)のゲート(制御電極)に接続されており、駆動コイルND(3)の他端は、回路10(2)のトランジスタQ12(2)のゲート(制御電極)に接続されている。
また、駆動コイルNDは、その起電力に応じて他の一つの回路10のスイッチング素子ペアの各制御電極に電圧を印加可能に設けられている。具体的には、駆動コイルND(1)の一端は、回路10(3)のトランジスタQ11(3)のゲート(制御電極)に接続されており、駆動コイルND(1)の他端は、回路10(3)のトランジスタQ12(3)のゲート(制御電極)に接続されている。また、駆動コイルND(2)の一端は、回路10(1)のトランジスタQ11(1)のゲート(制御電極)に接続されており、駆動コイルND(2)の他端は、回路10(1)のトランジスタQ12(1)のゲート(制御電極)に接続されている。また、駆動コイルND(3)の一端は、回路10(2)のトランジスタQ11(2)のゲート(制御電極)に接続されており、駆動コイルND(3)の他端は、回路10(2)のトランジスタQ12(2)のゲート(制御電極)に接続されている。
本実施形態では、回路10(1)における送電コイルN11(1)、送電コイルN12(1)及び駆動コイルND(1)が、二次側回路3の受電コイルN31と共にトランス(第一トランス)を構成しており、回路10(2)における送電コイルN11(2)、送電コイルN12(2)及び駆動コイルND(2)が、二次側回路3の受電コイルN32と共にトランス(第二トランス)を構成しており、回路10(3)における送電コイルN11(3)、送電コイルN12(3)及び駆動コイルND(3)が、二次側回路3の受電コイルN33と共にトランスを構成している。
このように本実施形態では、一次側回路2及び二次側回路3は、互いに電気的に絶縁された状態になっており、第一トランス、第二トランス及び第三トランスの電磁誘導により一次側回路2から二次側回路3へ送電可能に構成されている。
このように本実施形態では、一次側回路2及び二次側回路3は、互いに電気的に絶縁された状態になっており、第一トランス、第二トランス及び第三トランスの電磁誘導により一次側回路2から二次側回路3へ送電可能に構成されている。
移相フィルタF20は、同じ回路10内の駆動コイルNDと他の回路10のトランジスタQ11及びQ12のゲート(制御電極)との間に設けられている。具体的には、移相フィルタF20(1)は、回路10(1)の駆動コイルND(1)と回路(3)のトランジスタQ11(3)及びQ12(3)のゲート(制御電極)との間に設けられており、移相フィルタF20(2)は、回路10(2)の駆動コイルND(2)と回路(1)のトランジスタQ11(1)及びQ12(1)のゲート(制御電極)との間に設けられており、移相フィルタF20(3)は、回路10(3)の駆動コイルND(3)と回路(2)のトランジスタQ11(2)及びQ12(2)のゲート(制御電極)との間に設けられている。
移相フィルタF20は、接続される他の回路10のトランジスタQ11及びQ12の各ゲートへ印加される電圧の位相が移相フィルタF20が属する回路10の発振位相に対して出力電力の相数に応じた移相量で進む又は遅れるように構成される。本実施形態のように三相交流出力の場合には、各回路10のトランジスタQ11及びQ12の各ゲートへ印加される電圧の位相が、他の一つの回路10の発振位相に対して120度遅れた位相となるように、移相フィルタF20のフィルタ定数が設定される。また、本実施形態とは異なるが六相交流出力の場合には、各回路10のトランジスタQ11及びQ12の各ゲートへ印加される電圧の位相が、他の一つの回路10の発振位相に対して60度遅れた位相となるように、当該フィルタ定数が設定される。
後述するように、移相フィルタF20のフィルタ定数(回路定数)は、駆動コイルNDの極性にも関連して設定される。
後述するように、移相フィルタF20のフィルタ定数(回路定数)は、駆動コイルNDの極性にも関連して設定される。
このように本実施形態では、駆動コイルNDに誘起された交流電圧は、移相フィルタF20により位相がずらされて、他の一つの回路10のトランジスタQ11及びQ12の各ゲートへ印加される。結果、他の一つの回路10のトランジスタQ11及びQ12の各ゲートへ印加される電圧の位相は、移相フィルタF20の作用や駆動コイルNDの極性等に伴って回路10ごとに出力電力の相数に応じた移相量でずらされている。
これにより、本実施形態では、二次側回路3から互いに位相が120度異なる(瞬時値がゼロになる)三相交流電力を出力することができる。
これにより、本実施形態では、二次側回路3から互いに位相が120度異なる(瞬時値がゼロになる)三相交流電力を出力することができる。
本実施形態における移相フィルタF20は、抵抗素子R21、コイルL21及びコンデンサC21から構成されており、RLCフィルタと表記することもできる。抵抗素子R21及びコンデンサC21は、駆動コイルNDに対して直列接続されており、コイルL21は、駆動コイルNDに対して並列接続されている。
移相フィルタF20は、このような構成によりローパスフィルタを構成しており、駆動コイルNDに生じる交流電圧の位相を遅らせるよう作用する。
このように本実施形態における移相フィルタF20による移相量は、抵抗素子R21の抵抗値、コイルL21のインダクタンス、又はコンデンサC21のキャパシタンス等のような移相フィルタF20のフィルタ定数を調整することで変えることができる。
移相フィルタF20は、このような構成によりローパスフィルタを構成しており、駆動コイルNDに生じる交流電圧の位相を遅らせるよう作用する。
このように本実施形態における移相フィルタF20による移相量は、抵抗素子R21の抵抗値、コイルL21のインダクタンス、又はコンデンサC21のキャパシタンス等のような移相フィルタF20のフィルタ定数を調整することで変えることができる。
上述した構成の他、一次側回路2は、ヒューズFU及びコンデンサCを備えている。
ヒューズFUは、一次側回路2の回路10の異常により過大電流が生じた場合にバッテリ装置BTを一次側回路2から切り離す。これにより、過大電流に伴うバッテリ装置BTの異常な加熱を防ぐことができる。
コンデンサCは、バッテリ装置BTの充放電に伴う電圧の変化を吸収する。
ヒューズFUは、一次側回路2の回路10の異常により過大電流が生じた場合にバッテリ装置BTを一次側回路2から切り離す。これにより、過大電流に伴うバッテリ装置BTの異常な加熱を防ぐことができる。
コンデンサCは、バッテリ装置BTの充放電に伴う電圧の変化を吸収する。
〔二次側回路〕
二次側回路3は、受電コイルN31、N32及びN33等を備えている。
受電コイルN31は、上述したとおり、一次側回路2の送電コイルN11(1)及びN12(1)を一次側コイルとする二次側コイルとしてトランスを構成しており、送電コイルN11(1)又はN12(1)の電流により誘導起電力を生じる。
受電コイルN32は、上述したとおり、一次側回路2の送電コイルN11(2)及びN12(2)を一次側コイルとする二次側コイルとしてトランスを構成しており、送電コイルN11(2)又はN12(2)の電流により誘導起電力を生じる。
受電コイルN33は、上述したとおり、一次側回路2の送電コイルN11(3)及びN12(3)を一次側コイルとする二次側コイルとしてトランスを構成しており、送電コイルN11(3)又はN12(3)の電流により誘導起電力を生じる。
これら受電コイルN31、N32及びN33は、Y結線(星形結線)で接続されている。
二次側回路3は、受電コイルN31、N32及びN33等を備えている。
受電コイルN31は、上述したとおり、一次側回路2の送電コイルN11(1)及びN12(1)を一次側コイルとする二次側コイルとしてトランスを構成しており、送電コイルN11(1)又はN12(1)の電流により誘導起電力を生じる。
受電コイルN32は、上述したとおり、一次側回路2の送電コイルN11(2)及びN12(2)を一次側コイルとする二次側コイルとしてトランスを構成しており、送電コイルN11(2)又はN12(2)の電流により誘導起電力を生じる。
受電コイルN33は、上述したとおり、一次側回路2の送電コイルN11(3)及びN12(3)を一次側コイルとする二次側コイルとしてトランスを構成しており、送電コイルN11(3)又はN12(3)の電流により誘導起電力を生じる。
これら受電コイルN31、N32及びN33は、Y結線(星形結線)で接続されている。
受電コイルN31、N32及びN33の各々に誘起される交流電圧の位相は、上述したとおり移相フィルタF20の作用により120度ずつ相互にずれており、受電コイルN31、N32及びN33の各々に接続される端子(OUTPUT-U、OUTPUT-V、OUTPUT-W)から三相交流電力が出力される。
以下、上述のような構成を有する第一実施形態におけるインバータ回路1の動作を説明する。
回路10(1)では、バッテリ装置BTからバイアス回路B10(1)に直流電力が供給されると、トランジスタQ11(1)のゲートに抵抗素子R11(1)及びR12(1)で分割された電圧がバイアス電圧として印加され、トランジスタQ12のゲートに抵抗素子R13(1)及びR14(1)で分割された電圧がバイアス電圧として印加される。これにより、トランジスタ特性及び抵抗素子R11(1)及びR13(1)の抵抗値等により、トランジスタQ11(1)又はQ12(1)のどちらかが先にオン状態となる。
回路10(1)では、バッテリ装置BTからバイアス回路B10(1)に直流電力が供給されると、トランジスタQ11(1)のゲートに抵抗素子R11(1)及びR12(1)で分割された電圧がバイアス電圧として印加され、トランジスタQ12のゲートに抵抗素子R13(1)及びR14(1)で分割された電圧がバイアス電圧として印加される。これにより、トランジスタ特性及び抵抗素子R11(1)及びR13(1)の抵抗値等により、トランジスタQ11(1)又はQ12(1)のどちらかが先にオン状態となる。
このとき、トランジスタQ11(1)がオン状態となった場合には、送電コイルN11に電流が流れ、トランジスタQ11(1)のドレイン・ソース間に電流が流れる。
一次巻線である送電コイルN11(1)に電流が流れることで第一トランスに磁界が生じ、二次巻線である受電コイルN31に誘導起電力が生じる。受電コイルN31に発生させる誘導起電力は、送電コイルN11(1)と受電コイルN31との巻線比に応じて増幅させることができる。
第一トランスに磁界が生じると、更に、一次巻線である駆動コイルND(1)にも自己誘導により逆起電力が生じる。
一次巻線である送電コイルN11(1)に電流が流れることで第一トランスに磁界が生じ、二次巻線である受電コイルN31に誘導起電力が生じる。受電コイルN31に発生させる誘導起電力は、送電コイルN11(1)と受電コイルN31との巻線比に応じて増幅させることができる。
第一トランスに磁界が生じると、更に、一次巻線である駆動コイルND(1)にも自己誘導により逆起電力が生じる。
このような動作は、回路10(2)及び回路10(3)の各々でも同様に行われており、第二トランス及び第三トランスに生じる磁界により回路10(3)の駆動コイルND(3)及び回路10(2)の駆動コイルND(2)においても同様に交流電圧が誘起される。
回路10(2)の駆動コイルND(2)に交流電圧が誘起されると、回路10(1)のトランジスタQ11(1)に負の電圧が印加されてそのトランジスタQ11(1)に印加されるバイアス電圧が閾値電圧以下となり、そのトランジスタQ11(1)がオフ状態となる。一方で、トランジスタQ12(1)には正の電圧が印加されてトランジスタQ12(1)に印加されるバイアス電圧が閾値電圧を上回り、トランジスタQ12(1)がオン状態となる。これにより、トランジスタQ11(1)及びQ12(1)のオン/オフ状態が反転することになる。
回路10(2)の駆動コイルND(2)に交流電圧が誘起されると、回路10(1)のトランジスタQ11(1)に負の電圧が印加されてそのトランジスタQ11(1)に印加されるバイアス電圧が閾値電圧以下となり、そのトランジスタQ11(1)がオフ状態となる。一方で、トランジスタQ12(1)には正の電圧が印加されてトランジスタQ12(1)に印加されるバイアス電圧が閾値電圧を上回り、トランジスタQ12(1)がオン状態となる。これにより、トランジスタQ11(1)及びQ12(1)のオン/オフ状態が反転することになる。
トランジスタQ11(1)がオフ状態となりトランジスタQ12(1)がオン状態になると、送電コイルN12(1)に電流が流れ、トランジスタQ12(1)のドレイン・ソース間に電流が流れる。
一次巻線である送電コイルN12(1)に電流が流れることで第一トランスに磁界が生じ、二次巻線である受電コイルN31に誘導起電力が生じる。
このように、各回路10では、トランジスタQ11及びQ12のオン状態及びオフ状態が交互に繰り返されることで、一次巻線である送電コイルN11及びN12に相互に向きが異なる電流が交互に流れる。
一次巻線である送電コイルN12(1)に電流が流れることで第一トランスに磁界が生じ、二次巻線である受電コイルN31に誘導起電力が生じる。
このように、各回路10では、トランジスタQ11及びQ12のオン状態及びオフ状態が交互に繰り返されることで、一次巻線である送電コイルN11及びN12に相互に向きが異なる電流が交互に流れる。
ここで、各回路10は相互に独立して発振しているが、各回路10の発振周波数は駆動コイルNDにより互いの発振タイミングを共有しているため、各回路10は同じ周波数でそれぞれ発振する。但し、本明細書において「同じ周波数」或いは「同一の周波数」との表記は、周波数が完全に一致する意味に加えて、電子回路技術分野において考えられる周波数の微差を含む意味で用いることとする。
一方で、各回路10のトランジスタQ11及びQ12のゲートに印加される電圧の位相は、そのゲートに接続される移相フィルタF20の作用、駆動コイルNDの極性等により、他の回路10の送電コイルN11又はN12に生じる電圧の位相、即ち当該他の回路10の発振位相に対して出力電力の相数に応じた移相量(三相交流出力の場合には120度)分遅れた位相となる。結果、本実施形態では、回路10(1)のトランジスタQ11(1)及びQ12(1)のゲートに印加される電圧の位相は、回路10(2)の発振位相に対して120度遅れた位相とされ、回路10(2)のトランジスタQ11(2)及びQ12(2)のゲートに印加される電圧の位相は、回路10(3)の発振位相に対して120度遅れた位相とされ、回路10(3)のトランジスタQ11(3)及びQ12(3)のゲートに印加される電圧の位相は、回路10(1)の発振位相に対して120度遅れた位相とされる。
これによりトランジスタQ11及びQ12のオン・オフのタイミングが各回路10においてそれぞれずれ、各回路10の発振位相がそれぞれ120度ずつずれることになる。結果、受電コイルN31、N32及びN33の各々に誘起される交流電圧の位相も120度ずつ相互にずれて、三相交流電力が出力される。
従って、本実施形態によれば、制御ICのような複雑な制御を必要とすることなく簡素な回路構成で高周波の三相交流電力を出力することができる。なお、三相交流電力の周波数は、各回路10のインダクタンス等によって、例えば、100kHzから2MHz(メガヘルツ)の高周波帯に設定することが可能である。
従って、本実施形態によれば、制御ICのような複雑な制御を必要とすることなく簡素な回路構成で高周波の三相交流電力を出力することができる。なお、三相交流電力の周波数は、各回路10のインダクタンス等によって、例えば、100kHzから2MHz(メガヘルツ)の高周波帯に設定することが可能である。
[第二実施形態]
図2は、第二実施形態におけるインバータ回路1の一次側回路2の回路図である。
第二実施形態におけるインバータ回路1は、駆動制御コイルNCが新たに設けられている点、駆動コイルNDがその駆動制御コイルNCと磁気結合する点において第一実施形態と異なる。以下、第二実施形態におけるインバータ回路1について第一実施形態と異なる内容を中心に説明し、第一実施形態と同一内容については適宜省略する。
図2は、第二実施形態におけるインバータ回路1の一次側回路2の回路図である。
第二実施形態におけるインバータ回路1は、駆動制御コイルNCが新たに設けられている点、駆動コイルNDがその駆動制御コイルNCと磁気結合する点において第一実施形態と異なる。以下、第二実施形態におけるインバータ回路1について第一実施形態と異なる内容を中心に説明し、第一実施形態と同一内容については適宜省略する。
各回路10は、駆動制御コイルNCを更に有している。
駆動制御コイルNCは、図2に示されるように、送電コイルN11及びN12、並びに共振コンデンサC11に対して並列に接続されている。具体的には、駆動制御コイルNCの一端は、送電コイルN11の一端、共振コンデンサC11の一端、及びトランジスタQ11のドレインに接続されており、駆動制御コイルNCの他端は、送電コイルN12の一端、共振コンデンサC11の他端、及びトランジスタQ12のドレインに接続されている。
但し、駆動制御コイルNCは、図2の構成に限らず、同一回路10内で共振回路を構成している共振コンデンサC11又は送電コイルN11及びN12に並列に接続されるか、或いは、同一回路10内の送電コイルN11及びN12と磁気結合している受電コイル31、32又は33に並列に接続されていればよい。
駆動制御コイルNCは、図2に示されるように、送電コイルN11及びN12、並びに共振コンデンサC11に対して並列に接続されている。具体的には、駆動制御コイルNCの一端は、送電コイルN11の一端、共振コンデンサC11の一端、及びトランジスタQ11のドレインに接続されており、駆動制御コイルNCの他端は、送電コイルN12の一端、共振コンデンサC11の他端、及びトランジスタQ12のドレインに接続されている。
但し、駆動制御コイルNCは、図2の構成に限らず、同一回路10内で共振回路を構成している共振コンデンサC11又は送電コイルN11及びN12に並列に接続されるか、或いは、同一回路10内の送電コイルN11及びN12と磁気結合している受電コイル31、32又は33に並列に接続されていればよい。
更に、駆動制御コイルNCは、同一回路10内の駆動コイルNDと磁気結合されている。駆動制御コイルNCと駆動コイルNDとは駆動制御用のトランスを構成しており、例えば、駆動制御コイルNCが一次側コイルとして駆動コイルNDが二次側コイルとしてトランスを構成する。
このため、第二実施形態では、駆動コイルNDは送電コイルN11及びN12とは磁気結合していない。即ち、各回路10には、駆動コイルNDと駆動制御コイルNCとで構成される駆動制御用トランスと、送電コイルN11及びN12と受電コイルN31、N32又はN33とで構成されるメイントランスとの二種のトランスが設けられている。
ここで、メイントランスは、大電力を扱う場合には大規模化することになるが、駆動制御用トランスは、トランジスタQ11及びQ12のゲート信号タイミングを取ることができればよいため、小型のトランスで十分に実現可能である。
このため、第二実施形態では、駆動コイルNDは送電コイルN11及びN12とは磁気結合していない。即ち、各回路10には、駆動コイルNDと駆動制御コイルNCとで構成される駆動制御用トランスと、送電コイルN11及びN12と受電コイルN31、N32又はN33とで構成されるメイントランスとの二種のトランスが設けられている。
ここで、メイントランスは、大電力を扱う場合には大規模化することになるが、駆動制御用トランスは、トランジスタQ11及びQ12のゲート信号タイミングを取ることができればよいため、小型のトランスで十分に実現可能である。
駆動制御用のトランスにおける駆動制御コイルNC及び駆動コイルNDの極性は、駆動コイルNDに接続される移相フィルタF20のフィルタ定数と共に、その移相フィルタF20を介してトランジスタQ11及びQ12の各ゲートへ印加される電圧の位相が駆動制御コイルNC及び駆動コイルNDが属する回路10の発振位相に対して出力電力の相数に応じた移相量でずれるように決められればよい。図2の例では、駆動制御コイルNCは、同一回路10内の送電コイルN11及びN12と極性が同じ向きとなるように設けられており、かつ同一回路10内の駆動コイルNDとも極性が同じ向きとなるように設けられている。但し、駆動制御コイルNC及び駆動コイルNDの極性は、図2の例に限定されず、駆動制御コイルNCは、同一回路10内の送電コイルN11及びN12と極性が逆向きとなるように設けられてもよいし、駆動コイルNDと極性が逆向きとなるように設けられてもよい。
第二実施形態では、各回路10において、駆動制御コイルNCに各回路10の発振周波数で交流電圧が生じ、これに伴い、その駆動制御コイルNCと磁気結合する駆動コイルNDにも同じ周波数の交流電圧が誘起される。その他の回路動作は、第一実施形態と同様であるため、ここでは説明を省略する。
第二実施形態によれば、第一実施形態と同様の効果に加えて、回路設計の自由度が向上するという更なる効果を得ることができる。具体的には、第一実施形態では、駆動コイルNDが送電コイルN11及びN12と同一トランスを構成しているため、出力電力の大きさ及びトランジスタQ11及びQ12のゲート許容電力を考慮しながら送電コイルN11及びN12並びに駆動コイルNDの巻き線設計をしなければならなかったところ、メイントランスとは別に駆動制御用トランスを設けることで、出力電力の大きさを考慮することなくトランジスタQ11及びQ12のゲート許容電力に合わせて駆動コイルNDの巻き線設計を行えばよい。
[第二実施形態の変形例]
上述のとおり第二実施形態では、移相フィルタF20は、駆動コイルNDと他の回路10のトランジスタQ11及びQ12のゲートとの間に設けられていたが、駆動制御コイルNCに接続されていてもよい。
上述のとおり第二実施形態では、移相フィルタF20は、駆動コイルNDと他の回路10のトランジスタQ11及びQ12のゲートとの間に設けられていたが、駆動制御コイルNCに接続されていてもよい。
図3は、第二実施形態におけるインバータ回路1の変形例を示す回路図である。
本変形例では、移相フィルタF20の抵抗素子R21及びコイルL21が駆動制御コイルNCと直列接続されており、移相フィルタF20のコンデンサC21が駆動制御コイルNCに対して並列に接続されている。
このような移相フィルタF20により、各回路10で送電コイルN11及びN12に生じる交流電圧の位相(発振位相)に対して所定の移相量でずらされた位相の交流電圧が駆動制御コイルNC及び駆動コイルNDに誘起され、結果、その駆動コイルNDに接続されるトランジスタQ11及びQ12の各ゲートへ印加される電圧の位相がその回路10の発振位相に対して出力電力の相数に応じた移相量でずらされる。
本変形例では、移相フィルタF20の抵抗素子R21及びコイルL21が駆動制御コイルNCと直列接続されており、移相フィルタF20のコンデンサC21が駆動制御コイルNCに対して並列に接続されている。
このような移相フィルタF20により、各回路10で送電コイルN11及びN12に生じる交流電圧の位相(発振位相)に対して所定の移相量でずらされた位相の交流電圧が駆動制御コイルNC及び駆動コイルNDに誘起され、結果、その駆動コイルNDに接続されるトランジスタQ11及びQ12の各ゲートへ印加される電圧の位相がその回路10の発振位相に対して出力電力の相数に応じた移相量でずらされる。
このように本変形例と上述の第二実施形態とでは、駆動コイルNDに誘起された交流電圧の位相をずらすか、駆動コイルNDと磁気結合する駆動制御コイルNCに生じる交流電圧の位相をずらすかという移相タイミングが相違している。
しかしながら、本変形例においても第二実施形態と同様の作用効果が奏される。
しかしながら、本変形例においても第二実施形態と同様の作用効果が奏される。
[変形例]
上述の各本実施形態及び変形例におけるインバータ回路1は、各図に示される構成以外の回路構成を更に含んでもよい。
上述の各本実施形態及び変形例におけるインバータ回路1は、各図に示される構成以外の回路構成を更に含んでもよい。
また、上述の各実施形態及び変形例では、主に、三相交流電力を出力する構成が例示されていたが、互いに位相が異なっていれば出力電力の相数は、三相のみに制限されず、二相であってもよいし、四相以上であってもよい。
この場合、出力電力の相数と同数となるように回路10及び受電コイルが設けられればよい。また、各回路10のトランジスタQ11及びQ12の各ゲートへ印加される電圧の位相が回路ごとに出力電力の相数に応じた移相量でずれるように、駆動コイルNDの極性と移相フィルタF20の回路定数が設定されればよい。例えば、四相交流電力を出力する場合には、当該移相量が90度となるように駆動コイルNDの極性や移相フィルタF20の回路定数等が設定される。また、九相交流電力を出力する場合には、当該移相量が140度となるように駆動コイルNDの極性や移相フィルタF20の回路定数等が設定される。
この場合、出力電力の相数と同数となるように回路10及び受電コイルが設けられればよい。また、各回路10のトランジスタQ11及びQ12の各ゲートへ印加される電圧の位相が回路ごとに出力電力の相数に応じた移相量でずれるように、駆動コイルNDの極性と移相フィルタF20の回路定数が設定されればよい。例えば、四相交流電力を出力する場合には、当該移相量が90度となるように駆動コイルNDの極性や移相フィルタF20の回路定数等が設定される。また、九相交流電力を出力する場合には、当該移相量が140度となるように駆動コイルNDの極性や移相フィルタF20の回路定数等が設定される。
また、上述の各実施形態及び変形例では、各回路10内の回路構成が同一とされていたが、各回路10内の回路構成は完全に一致させる必要はなく、各回路10の発振条件或いは発振周波数が略同一となるように、回路10ごとにリーケージ等に対応する異なる回路構成が含まれていてもよい。
図4は、変形例におけるインバータ回路1の二次側回路3の回路図である。
上述の各実施形態及び変形例では、二次側回路3が受電コイルN31、N32及びN33のY結線(星形結線)接続で構成される例が示されたが、受電コイルN31、N32及びN33は、図4に示されるように、デルタ結線で接続されてもよい。
上述の各実施形態及び変形例では、二次側回路3が受電コイルN31、N32及びN33のY結線(星形結線)接続で構成される例が示されたが、受電コイルN31、N32及びN33は、図4に示されるように、デルタ結線で接続されてもよい。
図5は、第二実施形態におけるインバータ回路1の変形例の一部を示す回路図である。
図5に示されるように、本変形例では、移相フィルタF20が、駆動コイルNDに対して並列接続されているコンデンサC21及び駆動コイルNDに直列接続されているコイルL21及び抵抗素子R21により構成されている。
この変形例によれば、駆動制御用トランスのリーケージインダクタンスを利用して移相フィルタF20のコイルL21を省いてもよい。
この変形例においても、移相フィルタF20を介してトランジスタQ11及びQ12の各ゲートへ印加される電圧の位相が各回路10の発振位相に対して出力電力の相数に応じた移相量(例えば120度)で回路10ごとにずれるように、駆動コイルNDの極性や移相フィルタF20の回路定数等が調整されればよく、ひいては、第二実施形態と同様の効果を得ることができる。
図5は第一実施形態の変形例を示したが、第二実施形態におけるインバータ回路1においても同様に変形可能である。
図5に示されるように、本変形例では、移相フィルタF20が、駆動コイルNDに対して並列接続されているコンデンサC21及び駆動コイルNDに直列接続されているコイルL21及び抵抗素子R21により構成されている。
この変形例によれば、駆動制御用トランスのリーケージインダクタンスを利用して移相フィルタF20のコイルL21を省いてもよい。
この変形例においても、移相フィルタF20を介してトランジスタQ11及びQ12の各ゲートへ印加される電圧の位相が各回路10の発振位相に対して出力電力の相数に応じた移相量(例えば120度)で回路10ごとにずれるように、駆動コイルNDの極性や移相フィルタF20の回路定数等が調整されればよく、ひいては、第二実施形態と同様の効果を得ることができる。
図5は第一実施形態の変形例を示したが、第二実施形態におけるインバータ回路1においても同様に変形可能である。
[適用例]
上述の実施形態及び変形例に係るインバータ回路1は、電界結合式非接触給電装置に適用可能である。
図6は、電界結合式非接触給電装置の二次側回路の回路図である。
図6に示される電界結合式非接触給電装置は、三相交流出力を実現しており、二次側回路3に結合電極板C41、C42及びC43が設けられている。そして、結合電極板C41、C42及びC43を介して負荷R51、R52及びR53に電力が供給される。なお、電界結合式非接触給電装置の一次側回路2は、上述の各実施形態及び変形例におけるインバータ回路1の一次側回路2の構成と同一であってもよい。
周波数と結合電極板C41、C42及びC43の電極板間の電圧を同じ条件として必要静電容量を比較した場合、三相交流出力の構成のほうが単相交流出力の構成に比べて43%の静電容量で同じ電力を伝送することができる。
従って、図6に示される三相交流出力の電界結合式非接触給電装置によれば、結合電極板C41、C42及びC43の総面積を単相交流出力の構成に対して約半分に小型化することができる。
上述の実施形態及び変形例に係るインバータ回路1は、電界結合式非接触給電装置に適用可能である。
図6は、電界結合式非接触給電装置の二次側回路の回路図である。
図6に示される電界結合式非接触給電装置は、三相交流出力を実現しており、二次側回路3に結合電極板C41、C42及びC43が設けられている。そして、結合電極板C41、C42及びC43を介して負荷R51、R52及びR53に電力が供給される。なお、電界結合式非接触給電装置の一次側回路2は、上述の各実施形態及び変形例におけるインバータ回路1の一次側回路2の構成と同一であってもよい。
周波数と結合電極板C41、C42及びC43の電極板間の電圧を同じ条件として必要静電容量を比較した場合、三相交流出力の構成のほうが単相交流出力の構成に比べて43%の静電容量で同じ電力を伝送することができる。
従って、図6に示される三相交流出力の電界結合式非接触給電装置によれば、結合電極板C41、C42及びC43の総面積を単相交流出力の構成に対して約半分に小型化することができる。
以下に実施例を挙げ、上述の内容を更に詳細に説明する。但し、以下の実施例の記載は、上述の内容に何ら限定を加えるものではない。
実施例では、上述の第一実施形態の効果をシミュレーションにより検証した結果を図7を用いて説明する。図7は、第一実施形態に係るインバータ回路1における各ポイントでの電圧変化をシミュレートした結果を示すグラフである。
図7(a)には、駆動コイルND(1)に誘起される電圧波形(一点鎖線)と、移相フィルタF20(1)のコイルL21(1)に生じる電圧波形(破線)と、その移相フィルタF20(1)を経由してトランジスタQ12(3)のゲートへ入力される電圧波形(実線)とが示されている。
図7(a)によれば、回路10(1)の駆動コイルND(1)で生じた電圧の位相が移相フィルタF20(1)でずらされて、回路10(3)のトランジスタQ12(3)のゲートへ印加されていることがわかる。本実施例では、駆動コイルNDは、送電コイルN11及びN12と極性が逆向きとなるように磁気結合しているため、駆動コイルND(1)に誘起される交流電圧の位相は、送電コイルN11又はN12に生じる電圧に対して180度遅れている。更に、本実施例では、移相フィルタF20のフィルタ定数により、移相フィルタF20(1)を経由してトランジスタQ12(3)のゲートへ入力される電圧の位相は、駆動コイルND(1)に誘起された電圧に対して60度進められる。
図7(a)には、駆動コイルND(1)に誘起される電圧波形(一点鎖線)と、移相フィルタF20(1)のコイルL21(1)に生じる電圧波形(破線)と、その移相フィルタF20(1)を経由してトランジスタQ12(3)のゲートへ入力される電圧波形(実線)とが示されている。
図7(a)によれば、回路10(1)の駆動コイルND(1)で生じた電圧の位相が移相フィルタF20(1)でずらされて、回路10(3)のトランジスタQ12(3)のゲートへ印加されていることがわかる。本実施例では、駆動コイルNDは、送電コイルN11及びN12と極性が逆向きとなるように磁気結合しているため、駆動コイルND(1)に誘起される交流電圧の位相は、送電コイルN11又はN12に生じる電圧に対して180度遅れている。更に、本実施例では、移相フィルタF20のフィルタ定数により、移相フィルタF20(1)を経由してトランジスタQ12(3)のゲートへ入力される電圧の位相は、駆動コイルND(1)に誘起された電圧に対して60度進められる。
結果、図7(b)に示されるように、各回路10のトランジスタQ12(3)のゲートへ入力される電圧は、回路10ごとに120度ずつ遅れた位相となる。
図7(b)には、トランジスタQ12(1)、Q12(2)及びQ12(3)のドレイン・ソース間の各電圧波形(出力波形)がそれぞれ示されている。図7(b)によれば、トランジスタQ12(1)、Q12(2)及びQ12(3)の各電圧の位相が回路10ごとに120度ずつずらされていることがわかる。
図7(c)には、二次側回路3の出力波形が示されている。
図7(c)によれば、位相が120度ずつずれた三相交流電力が出力されていることがわかる。
図7(b)には、トランジスタQ12(1)、Q12(2)及びQ12(3)のドレイン・ソース間の各電圧波形(出力波形)がそれぞれ示されている。図7(b)によれば、トランジスタQ12(1)、Q12(2)及びQ12(3)の各電圧の位相が回路10ごとに120度ずつずらされていることがわかる。
図7(c)には、二次側回路3の出力波形が示されている。
図7(c)によれば、位相が120度ずつずれた三相交流電力が出力されていることがわかる。
このように本実施例によれば、三相交流電力を出力することができる自励発振型のインバータ回路を実現することができることが実証された。
また、図示していないものの、上述した第二実施形態や各種変形例におけるインバータ回路1において、第一実施形態と同様に、三相交流電力を出力することができる自励発振型のインバータ回路を実現することができることが実証されている。更に言えば、三相交流電力以外の複数相交流電力を出力することができるインバータ回路を実現することができることについても実証されている。
また、図示していないものの、上述した第二実施形態や各種変形例におけるインバータ回路1において、第一実施形態と同様に、三相交流電力を出力することができる自励発振型のインバータ回路を実現することができることが実証されている。更に言えば、三相交流電力以外の複数相交流電力を出力することができるインバータ回路を実現することができることについても実証されている。
上述の実施形態及び変形例の一部又は全部は、次のようにも特定され得る。但し、上述の実施形態及び変形例が以下の記載に制限されるものではない。
(1) 直流電源に接続される複数の自励発振回路を有する一次側回路と、該複数の自励発振回路の発振に応じて互いに位相が異なる複数相交流電力を出力する二次側回路とを備えるインバータ回路であって、
前記複数の自励発振回路の各々は、
送電コイルと、
前記送電コイルと共に共振回路を構成する共振コンデンサと、
前記送電コイルに接続されるスイッチング素子ペアと、
前記共振回路の共振周波数に対応する周波数の誘導起電力が生じるよう構成されており、該誘導起電力に応じて他の一つの自励発振回路の前記スイッチング素子ペアの各制御電極に電圧を印加する駆動コイルと、
移相フィルタと、
を有し、
前記二次側回路は、前記複数の自励発振回路の各々の前記送電コイルとそれぞれ磁気結合する複数の受電コイルを有し、
前記スイッチング素子ペアの各制御電極は、他の一つの自励発振回路の前記駆動コイルから電圧を印加され、
前記他の一つの自励発振回路の前記スイッチング素子ペアの前記各制御電極へ印加される電圧の位相は、少なくとも前記移相フィルタの作用に伴って自励発振回路ごとに出力電力の相数に応じた移相量でずらされている、
インバータ回路。
(2) 前記複数の自励発振回路の少なくとも一つの第一駆動コイルは、同じ自励発振回路内の前記送電コイルと磁気結合しており、
前記第一駆動コイルと同じ自励発振回路内の第一移相フィルタは、前記第一駆動コイルと前記他の一つの自励発振回路の前記スイッチング素子ペアの前記各制御電極との間に設けられている、
(1)に記載のインバータ回路。
(3) 前記複数の自励発振回路の少なくとも一つは、同じ自励発振回路内の前記送電コイル若しくは前記共振コンデンサ、又は該送電コイルと磁気結合している前記受電コイルに並列接続される駆動制御コイルを更に有しており、
前記複数の自励発振回路の少なくとも一つの第二駆動コイルは、同じ自励発振回路内の前記駆動制御コイルと磁気結合されており、
前記第二駆動コイルと同じ自励発振回路内の第二移相フィルタは、前記第二駆動コイルと前記他の一つの自励発振回路の前記スイッチング素子ペアの前記各制御電極との間に設けられている、
(1)又は(2)に記載のインバータ回路。
(4) 前記複数の自励発振回路の少なくとも一つは、同じ自励発振回路内の前記送電コイル若しくは前記共振コンデンサ、又は該送電コイルと磁気結合している前記受電コイルに並列接続される駆動制御コイルを更に有しており、
前記複数の自励発振回路の少なくとも一つの第二駆動コイルは、同じ自励発振回路内の前記駆動制御コイルと磁気結合されており、
前記第二駆動コイルと同じ自励発振回路内の前記移相フィルタは、前記駆動制御コイルに接続されている、
(1)から(3)のいずれか一つに記載のインバータ回路。
(5) (1)から(4)のいずれか一つに記載のインバータ回路を含む、
電界結合式非接触給電装置。
前記複数の自励発振回路の各々は、
送電コイルと、
前記送電コイルと共に共振回路を構成する共振コンデンサと、
前記送電コイルに接続されるスイッチング素子ペアと、
前記共振回路の共振周波数に対応する周波数の誘導起電力が生じるよう構成されており、該誘導起電力に応じて他の一つの自励発振回路の前記スイッチング素子ペアの各制御電極に電圧を印加する駆動コイルと、
移相フィルタと、
を有し、
前記二次側回路は、前記複数の自励発振回路の各々の前記送電コイルとそれぞれ磁気結合する複数の受電コイルを有し、
前記スイッチング素子ペアの各制御電極は、他の一つの自励発振回路の前記駆動コイルから電圧を印加され、
前記他の一つの自励発振回路の前記スイッチング素子ペアの前記各制御電極へ印加される電圧の位相は、少なくとも前記移相フィルタの作用に伴って自励発振回路ごとに出力電力の相数に応じた移相量でずらされている、
インバータ回路。
(2) 前記複数の自励発振回路の少なくとも一つの第一駆動コイルは、同じ自励発振回路内の前記送電コイルと磁気結合しており、
前記第一駆動コイルと同じ自励発振回路内の第一移相フィルタは、前記第一駆動コイルと前記他の一つの自励発振回路の前記スイッチング素子ペアの前記各制御電極との間に設けられている、
(1)に記載のインバータ回路。
(3) 前記複数の自励発振回路の少なくとも一つは、同じ自励発振回路内の前記送電コイル若しくは前記共振コンデンサ、又は該送電コイルと磁気結合している前記受電コイルに並列接続される駆動制御コイルを更に有しており、
前記複数の自励発振回路の少なくとも一つの第二駆動コイルは、同じ自励発振回路内の前記駆動制御コイルと磁気結合されており、
前記第二駆動コイルと同じ自励発振回路内の第二移相フィルタは、前記第二駆動コイルと前記他の一つの自励発振回路の前記スイッチング素子ペアの前記各制御電極との間に設けられている、
(1)又は(2)に記載のインバータ回路。
(4) 前記複数の自励発振回路の少なくとも一つは、同じ自励発振回路内の前記送電コイル若しくは前記共振コンデンサ、又は該送電コイルと磁気結合している前記受電コイルに並列接続される駆動制御コイルを更に有しており、
前記複数の自励発振回路の少なくとも一つの第二駆動コイルは、同じ自励発振回路内の前記駆動制御コイルと磁気結合されており、
前記第二駆動コイルと同じ自励発振回路内の前記移相フィルタは、前記駆動制御コイルに接続されている、
(1)から(3)のいずれか一つに記載のインバータ回路。
(5) (1)から(4)のいずれか一つに記載のインバータ回路を含む、
電界結合式非接触給電装置。
1 インバータ回路
2 一次側回路
3 二次側回路
BT バッテリ装置
Q11、Q12 トランジスタ
N11、N12 送電コイル
N31、N32、N33 受電コイル
C11 共振コンデンサ
B10 バイアス回路
ND 駆動コイル
NC 駆動制御コイル
F20 移相フィルタ
L21 移相フィルタのコイル
C21 移相フィルタのコンデンサ
R21 移相フィルタの抵抗素子
2 一次側回路
3 二次側回路
BT バッテリ装置
Q11、Q12 トランジスタ
N11、N12 送電コイル
N31、N32、N33 受電コイル
C11 共振コンデンサ
B10 バイアス回路
ND 駆動コイル
NC 駆動制御コイル
F20 移相フィルタ
L21 移相フィルタのコイル
C21 移相フィルタのコンデンサ
R21 移相フィルタの抵抗素子
Claims (5)
- 直流電源に接続される複数の自励発振回路を有する一次側回路と、該複数の自励発振回路の発振に応じて互いに位相が異なる複数相交流電力を出力する二次側回路とを備えるインバータ回路であって、
前記複数の自励発振回路の各々は、
送電コイルと、
前記送電コイルと共に共振回路を構成する共振コンデンサと、
前記送電コイルに接続されるスイッチング素子ペアと、
前記共振回路の共振周波数に対応する周波数の誘導起電力が生じるよう構成されており、該誘導起電力に応じて他の一つの自励発振回路の前記スイッチング素子ペアの各制御電極に電圧を印加する駆動コイルと、
移相フィルタと、
を有し、
前記二次側回路は、前記複数の自励発振回路の各々の前記送電コイルとそれぞれ磁気結合する複数の受電コイルを有し、
前記スイッチング素子ペアの各制御電極は、他の一つの自励発振回路の前記駆動コイルから電圧を印加され、
前記他の一つの自励発振回路の前記スイッチング素子ペアの前記各制御電極へ印加される電圧の位相は、少なくとも前記移相フィルタの作用に伴って自励発振回路ごとに出力電力の相数に応じた移相量でずらされている、
インバータ回路。 - 前記複数の自励発振回路の少なくとも一つの第一駆動コイルは、同じ自励発振回路内の前記送電コイルと磁気結合しており、
前記第一駆動コイルと同じ自励発振回路内の第一移相フィルタは、前記第一駆動コイルと前記他の一つの自励発振回路の前記スイッチング素子ペアの前記各制御電極との間に設けられている、
請求項1に記載のインバータ回路。 - 前記複数の自励発振回路の少なくとも一つは、同じ自励発振回路内の前記送電コイル若しくは前記共振コンデンサ、又は該送電コイルと磁気結合している前記受電コイルに並列接続される駆動制御コイルを更に有しており、
前記複数の自励発振回路の少なくとも一つの第二駆動コイルは、同じ自励発振回路内の前記駆動制御コイルと磁気結合されており、
前記第二駆動コイルと同じ自励発振回路内の第二移相フィルタは、前記第二駆動コイルと前記他の一つの自励発振回路の前記スイッチング素子ペアの前記各制御電極との間に設けられている、
請求項1又は2に記載のインバータ回路。 - 前記複数の自励発振回路の少なくとも一つは、同じ自励発振回路内の前記送電コイル若しくは前記共振コンデンサ、又は該送電コイルと磁気結合している前記受電コイルに並列接続される駆動制御コイルを更に有しており、
前記複数の自励発振回路の少なくとも一つの第二駆動コイルは、同じ自励発振回路内の前記駆動制御コイルと磁気結合されており、
前記第二駆動コイルと同じ自励発振回路内の前記移相フィルタは、前記駆動制御コイルに接続されている、
請求項1から3のいずれか一項に記載のインバータ回路。 - 請求項1から4のいずれか一項に記載のインバータ回路を含む、
電界結合式非接触給電装置。
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EP22827890.9A EP4362315A1 (en) | 2021-06-21 | 2022-01-26 | Inverter circuit and electric field coupling non-contact power feeding device |
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JP2021102268A JP2023001500A (ja) | 2021-06-21 | 2021-06-21 | インバータ回路及び電界結合式非接触給電装置 |
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Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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