JP2023001500A - インバータ回路及び電界結合式非接触給電装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】簡素な回路構成で高周波の複数相交流電力を出力可能な回路技術を提供する。【解決手段】インバータ回路（１）は、直流電源（ＢＴ）に接続される複数の自励発振回路（１０）を有する一次側回路（２）と当該自励発振回路の発振に応じて複数相交流電力を出力する二次側回路（３）とを備え、各自励発振回路（１０）は、送電コイル（Ｎ１１、Ｎ１２）、共振コンデンサ（Ｃ１１）、スイッチング素子ペア（Ｑ１１、Ｑ１２）、駆動コイル（ＮＤ）、及び移相フィルタ（Ｆ２０）を有し、スイッチング素子ペア（Ｑ１１、Ｑ１２）の各制御電極は、他の一つの自励発振回路（１０）の駆動コイル（ＮＤ）から電圧を印加され、スイッチング素子ペア（Ｑ１１、Ｑ１２）の各制御電極へ印加される電圧の位相は、少なくとも移相フィルタ（Ｆ２０）の作用に伴って自励発振回路（１０）ごとに出力電力の相数に応じた移相量でずらされている。【選択図】図１
Description
本発明は、自励発振型の複数相交流電力を出力する回路技術に関する。
モータ制御等のために三相交流出力を得る場合、コイルや磁石の回転或いは他励式回路を用いる手法が一般的である。
下記特許文献１には、直流電源からの出力電圧を電圧変換してインバータに供給するコンバータと、インバータをＰＷＭ制御してモータへの供給電流を制御する制御部とからなるモータ駆動制御装置が開示されている。この手法は、制御部によりインバータのＰＷＭ制御を行っていることから他励式回路を用いる手法と捉えることができる。
下記特許文献１には、直流電源からの出力電圧を電圧変換してインバータに供給するコンバータと、インバータをＰＷＭ制御してモータへの供給電流を制御する制御部とからなるモータ駆動制御装置が開示されている。この手法は、制御部によりインバータのＰＷＭ制御を行っていることから他励式回路を用いる手法と捉えることができる。
しかしながら、複数相交流出力を得るための上述した一般的な手法には問題点がある。例えば、コイルや磁石の回転を用いる手法は、５０Ｈｚ（ヘルツ）又は６０Ｈｚの商用電源周波数に依存した低周波の交流しか出力できないという問題があり、他励式回路を用いる手法は、回路部品が多くなり制御が複雑化するという問題がある。
本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、簡素な回路構成で高周波の複数相交流電力を出力可能な回路技術を提供する。
本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、簡素な回路構成で高周波の複数相交流電力を出力可能な回路技術を提供する。
本発明によれば、直流電源に接続される複数の自励発振回路を有する一次側回路と、該複数の自励発振回路の発振に応じて互いに位相が異なる複数相交流電力を出力する二次側回路とを備えるインバータ回路であって、前記複数の自励発振回路の各々は、送電コイルと、前記送電コイルと共に共振回路を構成する共振コンデンサと、前記送電コイルに接続されるスイッチング素子ペアと、前記共振回路の共振周波数に対応する周波数の誘導起電力が生じるよう構成されており、該誘導起電力に応じて他の一つの自励発振回路の前記スイッチング素子ペアの各制御電極に電圧を印加する駆動コイルと、移相フィルタとを有し、前記二次側回路は、前記複数の自励発振回路の各々の前記送電コイルとそれぞれ磁気結合する複数の受電コイルを有し、前記スイッチング素子ペアの各制御電極は、他の一つの自励発振回路の前記駆動コイルから電圧を印加され、前記他の一つの自励発振回路の前記スイッチング素子ペアの前記各制御電極へ印加される電圧の位相は、少なくとも前記移相フィルタの作用に伴って自励発振回路ごとに出力電力の相数に応じた移相量でずらされているインバータ回路が提供される。
本発明によれば、簡素な回路構成で高周波の複数相交流電力を出力可能な回路技術を提供することができる。
以下、本発明の好ましい実施形態の例（以降、本実施形態と表記する）について説明する。なお、以下に挙げる各実施形態はそれぞれ例示であり、本発明は以下の実施形態の構成に限定されない。
［第一実施形態］
図１は、第一実施形態におけるインバータ回路１の回路図である。
インバータ回路１は、バッテリ装置ＢＴを有する一次側回路２、及び一次側回路２との磁気結合により互いに位相が異なる複数相交流電力を出力する二次側回路３を備える。第一実施形態では、バッテリ装置ＢＴが直流電力を供給するバッテリ装置とされており、二次側回路３から三相交流電力が出力される例が示される。
図１は、第一実施形態におけるインバータ回路１の回路図である。
インバータ回路１は、バッテリ装置ＢＴを有する一次側回路２、及び一次側回路２との磁気結合により互いに位相が異なる複数相交流電力を出力する二次側回路３を備える。第一実施形態では、バッテリ装置ＢＴが直流電力を供給するバッテリ装置とされており、二次側回路３から三相交流電力が出力される例が示される。
〔一次側回路〕
一次側回路２は、バッテリ装置ＢＴに並列に接続される３つの自励発振回路１０（１）、１０（２）及び１０（３）を更に備えている。
図１の例では、自励発振回路１０（１）、１０（２）及び１０（３）の各々は同様の構成を有しており、コレクタ共振型の自励発振回路をそれぞれ構成している。
具体的には、自励発振回路１０（１）は、送電コイルＮ１１（１）及びＮ１２（１）、共振コンデンサＣ１１（１）、スイッチング素子ペアとしてのトランジスタＱ１１（１）及びＱ１２（１）、バイアス回路Ｂ１０（１）、駆動コイルＮＤ（１）、移相フィルタＦ２０（１）等を有しており、自励発振回路１０（２）は、送電コイルＮ１１（２）及びＮ１２（２）、共振コンデンサＣ１１（２）、スイッチング素子ペアとしてのトランジスタＱ１１（２）及びＱ１２（２）、バイアス回路Ｂ１０（２）、駆動コイルＮＤ（２）、移相フィルタＦ２０（２）等を有しており、自励発振回路１０（３）は、送電コイルＮ１１（３）及びＮ１２（３）、共振コンデンサＣ１１（３）、スイッチング素子ペアとしてのトランジスタＱ１１（３）及びＱ１２（３）、バイアス回路Ｂ１０（３）、駆動コイルＮＤ（３）、移相フィルタＦ２０（３）等を有している。
以降の説明では、個々を区別する必要がある場合を除き、括弧書きを外した符号を用いて、いずれか一つの自励発振回路又はその構成要素を指し示すものとする。また、自励発振回路１０を回路１０と略称する場合がある。
一次側回路２は、バッテリ装置ＢＴに並列に接続される３つの自励発振回路１０（１）、１０（２）及び１０（３）を更に備えている。
図１の例では、自励発振回路１０（１）、１０（２）及び１０（３）の各々は同様の構成を有しており、コレクタ共振型の自励発振回路をそれぞれ構成している。
具体的には、自励発振回路１０（１）は、送電コイルＮ１１（１）及びＮ１２（１）、共振コンデンサＣ１１（１）、スイッチング素子ペアとしてのトランジスタＱ１１（１）及びＱ１２（１）、バイアス回路Ｂ１０（１）、駆動コイルＮＤ（１）、移相フィルタＦ２０（１）等を有しており、自励発振回路１０（２）は、送電コイルＮ１１（２）及びＮ１２（２）、共振コンデンサＣ１１（２）、スイッチング素子ペアとしてのトランジスタＱ１１（２）及びＱ１２（２）、バイアス回路Ｂ１０（２）、駆動コイルＮＤ（２）、移相フィルタＦ２０（２）等を有しており、自励発振回路１０（３）は、送電コイルＮ１１（３）及びＮ１２（３）、共振コンデンサＣ１１（３）、スイッチング素子ペアとしてのトランジスタＱ１１（３）及びＱ１２（３）、バイアス回路Ｂ１０（３）、駆動コイルＮＤ（３）、移相フィルタＦ２０（３）等を有している。
以降の説明では、個々を区別する必要がある場合を除き、括弧書きを外した符号を用いて、いずれか一つの自励発振回路又はその構成要素を指し示すものとする。また、自励発振回路１０を回路１０と略称する場合がある。
送電コイルＮ１１と送電コイルＮ１２とは中間タップを介して直列接続されており、中間タップは、入力コイルＬ１１を介してバッテリ装置ＢＴのプラス端子と接続されている。以降、送電コイルＮ１１の一端又は送電コイルＮ１２の一端と表記した場合には、送電コイルＮ１１及びＮ１２の中間タップ側とは反対側の一端を意味するものとする。
送電コイルＮ１１の一端は、トランジスタＱ１１を介してバッテリ装置ＢＴのマイナス端子と接続されており、送電コイルＮ１２の一端は、トランジスタＱ１２を介してバッテリ装置ＢＴのマイナス端子と接続されている。
送電コイルＮ１１の一端は、トランジスタＱ１１を介してバッテリ装置ＢＴのマイナス端子と接続されており、送電コイルＮ１２の一端は、トランジスタＱ１２を介してバッテリ装置ＢＴのマイナス端子と接続されている。
共振コンデンサＣ１１は、送電コイルＮ１１及びＮ１２に並列接続されており、送電コイルＮ１１及びＮ１２と共に共振回路を構成している。
トランジスタＱ１１及びＱ１２は、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）であり、スイッチング素子ペアと表記できる。トランジスタＱ１１のドレインは送電コイルＮ１１の一端に接続されており、トランジスタＱ１２のドレインは送電コイルＮ１２の一端に接続されている。トランジスタＱ１１及びＱ１２の各ソースはバッテリ装置ＢＴのマイナス端子に接続されている。また、トランジスタＱ１１及びＱ１２のゲートはバイアス回路Ｂ１０に接続されている。
トランジスタＱ１１及びＱ１２は、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）であり、スイッチング素子ペアと表記できる。トランジスタＱ１１のドレインは送電コイルＮ１１の一端に接続されており、トランジスタＱ１２のドレインは送電コイルＮ１２の一端に接続されている。トランジスタＱ１１及びＱ１２の各ソースはバッテリ装置ＢＴのマイナス端子に接続されている。また、トランジスタＱ１１及びＱ１２のゲートはバイアス回路Ｂ１０に接続されている。
バイアス回路Ｂ１０は、抵抗素子Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ１３及びＲ１４により構成されている。バイアス回路Ｂ１０は、バッテリ装置ＢＴに並列接続されており、バイアス電圧をトランジスタＱ１１及びＱ１２の各ゲートに印加する。
駆動コイルＮＤは、送電コイルＮ１１及びＮ１２と磁気結合するよう設けられている。例えば、駆動コイルＮＤは、送電コイルＮ１１及びＮ１２と同じトランスの一次側における補助巻き線として形成される。本実施形態では、駆動コイルＮＤは、送電コイルＮ１１及びＮ１２と極性が逆向きとなるように磁気結合しており、駆動コイルＮＤには送電コイルＮ１１及びＮ１２に生じる発振周波数の逆起電力が生じる。但し、駆動コイルＮＤの極性は、後述するとおり、図１の例に限定されない。
また、駆動コイルＮＤは、その起電力に応じて他の一つの回路１０のスイッチング素子ペアの各制御電極に電圧を印加可能に設けられている。具体的には、駆動コイルＮＤ（１）の一端は、回路１０（３）のトランジスタＱ１１（３）のゲート（制御電極）に接続されており、駆動コイルＮＤ（１）の他端は、回路１０（３）のトランジスタＱ１２（３）のゲート（制御電極）に接続されている。また、駆動コイルＮＤ（２）の一端は、回路１０（１）のトランジスタＱ１１（１）のゲート（制御電極）に接続されており、駆動コイルＮＤ（２）の他端は、回路１０（１）のトランジスタＱ１２（１）のゲート（制御電極）に接続されている。また、駆動コイルＮＤ（３）の一端は、回路１０（２）のトランジスタＱ１１（２）のゲート（制御電極）に接続されており、駆動コイルＮＤ（３）の他端は、回路１０（２）のトランジスタＱ１２（２）のゲート（制御電極）に接続されている。
また、駆動コイルＮＤは、その起電力に応じて他の一つの回路１０のスイッチング素子ペアの各制御電極に電圧を印加可能に設けられている。具体的には、駆動コイルＮＤ（１）の一端は、回路１０（３）のトランジスタＱ１１（３）のゲート（制御電極）に接続されており、駆動コイルＮＤ（１）の他端は、回路１０（３）のトランジスタＱ１２（３）のゲート（制御電極）に接続されている。また、駆動コイルＮＤ（２）の一端は、回路１０（１）のトランジスタＱ１１（１）のゲート（制御電極）に接続されており、駆動コイルＮＤ（２）の他端は、回路１０（１）のトランジスタＱ１２（１）のゲート（制御電極）に接続されている。また、駆動コイルＮＤ（３）の一端は、回路１０（２）のトランジスタＱ１１（２）のゲート（制御電極）に接続されており、駆動コイルＮＤ（３）の他端は、回路１０（２）のトランジスタＱ１２（２）のゲート（制御電極）に接続されている。
本実施形態では、回路１０（１）における送電コイルＮ１１（１）、送電コイルＮ１２（１）及び駆動コイルＮＤ（１）が、二次側回路３の受電コイルＮ３１と共にトランス（第一トランス）を構成しており、回路１０（２）における送電コイルＮ１１（２）、送電コイルＮ１２（２）及び駆動コイルＮＤ（２）が、二次側回路３の受電コイルＮ３２と共にトランス（第二トランス）を構成しており、回路１０（３）における送電コイルＮ１１（３）、送電コイルＮ１２（３）及び駆動コイルＮＤ（３）が、二次側回路３の受電コイルＮ３３と共にトランスを構成している。
このように本実施形態では、一次側回路２及び二次側回路３は、互いに電気的に絶縁された状態になっており、第一トランス、第二トランス及び第三トランスの電磁誘導により一次側回路２から二次側回路３へ送電可能に構成されている。
このように本実施形態では、一次側回路２及び二次側回路３は、互いに電気的に絶縁された状態になっており、第一トランス、第二トランス及び第三トランスの電磁誘導により一次側回路２から二次側回路３へ送電可能に構成されている。
移相フィルタＦ２０は、同じ回路１０内の駆動コイルＮＤと他の回路１０のトランジスタＱ１１及びＱ１２のゲート（制御電極）との間に設けられている。具体的には、移相フィルタＦ２０（１）は、回路１０（１）の駆動コイルＮＤ（１）と回路（３）のトランジスタＱ１１（３）及びＱ１２（３）のゲート（制御電極）との間に設けられており、移相フィルタＦ２０（２）は、回路１０（２）の駆動コイルＮＤ（２）と回路（１）のトランジスタＱ１１（１）及びＱ１２（１）のゲート（制御電極）との間に設けられており、移相フィルタＦ２０（３）は、回路１０（３）の駆動コイルＮＤ（３）と回路（２）のトランジスタＱ１１（２）及びＱ１２（２）のゲート（制御電極）との間に設けられている。
移相フィルタＦ２０は、接続される他の回路１０のトランジスタＱ１１及びＱ１２の各ゲートへ印加される電圧の位相が移相フィルタＦ２０が属する回路１０の発振位相に対して出力電力の相数に応じた移相量で進む又は遅れるように構成される。本実施形態のように三相交流出力の場合には、各回路１０のトランジスタＱ１１及びＱ１２の各ゲートへ印加される電圧の位相が、他の一つの回路１０の発振位相に対して１２０度遅れた位相となるように、移相フィルタＦ２０のフィルタ定数が設定される。また、本実施形態とは異なるが六相交流出力の場合には、各回路１０のトランジスタＱ１１及びＱ１２の各ゲートへ印加される電圧の位相が、他の一つの回路１０の発振位相に対して６０度遅れた位相となるように、当該フィルタ定数が設定される。
後述するように、移相フィルタＦ２０のフィルタ定数（回路定数）は、駆動コイルＮＤの極性にも関連して設定される。
後述するように、移相フィルタＦ２０のフィルタ定数（回路定数）は、駆動コイルＮＤの極性にも関連して設定される。
このように本実施形態では、駆動コイルＮＤに誘起された交流電圧は、移相フィルタＦ２０により位相がずらされて、他の一つの回路１０のトランジスタＱ１１及びＱ１２の各ゲートへ印加される。結果、他の一つの回路１０のトランジスタＱ１１及びＱ１２の各ゲートへ印加される電圧の位相は、移相フィルタＦ２０の作用や駆動コイルＮＤの極性等に伴って回路１０ごとに出力電力の相数に応じた移相量でずらされている。
これにより、本実施形態では、二次側回路３から互いに位相が１２０度異なる（瞬時値がゼロになる）三相交流電力を出力することができる。
これにより、本実施形態では、二次側回路３から互いに位相が１２０度異なる（瞬時値がゼロになる）三相交流電力を出力することができる。
本実施形態における移相フィルタＦ２０は、抵抗素子Ｒ２１、コイルＬ２１及びコンデンサＣ２１から構成されており、ＲＬＣフィルタと表記することもできる。抵抗素子Ｒ２１及びコンデンサＣ２１は、駆動コイルＮＤに対して直列接続されており、コイルＬ２１は、駆動コイルＮＤに対して並列接続されている。
移相フィルタＦ２０は、このような構成によりローパスフィルタを構成しており、駆動コイルＮＤに生じる交流電圧の位相を遅らせるよう作用する。
このように本実施形態における移相フィルタＦ２０による移相量は、抵抗素子Ｒ２１の抵抗値、コイルＬ２１のインダクタンス、又はコンデンサＣ２１のキャパシタンス等のような移相フィルタＦ２０のフィルタ定数を調整することで変えることができる。
移相フィルタＦ２０は、このような構成によりローパスフィルタを構成しており、駆動コイルＮＤに生じる交流電圧の位相を遅らせるよう作用する。
このように本実施形態における移相フィルタＦ２０による移相量は、抵抗素子Ｒ２１の抵抗値、コイルＬ２１のインダクタンス、又はコンデンサＣ２１のキャパシタンス等のような移相フィルタＦ２０のフィルタ定数を調整することで変えることができる。
上述した構成の他、一次側回路２は、ヒューズＦＵ及びコンデンサＣを備えている。
ヒューズＦＵは、一次側回路２の回路１０の異常により過大電流が生じた場合にバッテリ装置ＢＴを一次側回路２から切り離す。これにより、過大電流に伴うバッテリ装置ＢＴの異常な加熱を防ぐことができる。
コンデンサＣは、バッテリ装置ＢＴの充放電に伴う電圧の変化を吸収する。
ヒューズＦＵは、一次側回路２の回路１０の異常により過大電流が生じた場合にバッテリ装置ＢＴを一次側回路２から切り離す。これにより、過大電流に伴うバッテリ装置ＢＴの異常な加熱を防ぐことができる。
コンデンサＣは、バッテリ装置ＢＴの充放電に伴う電圧の変化を吸収する。
〔二次側回路〕
二次側回路３は、受電コイルＮ３１、Ｎ３２及びＮ３３等を備えている。
受電コイルＮ３１は、上述したとおり、一次側回路２の送電コイルＮ１１（１）及びＮ１２（１）を一次側コイルとする二次側コイルとしてトランスを構成しており、送電コイルＮ１１（１）又はＮ１２（１）の電流により誘導起電力を生じる。
受電コイルＮ３２は、上述したとおり、一次側回路２の送電コイルＮ１１（２）及びＮ１２（２）を一次側コイルとする二次側コイルとしてトランスを構成しており、送電コイルＮ１１（２）又はＮ１２（２）の電流により誘導起電力を生じる。
受電コイルＮ３３は、上述したとおり、一次側回路２の送電コイルＮ１１（３）及びＮ１２（３）を一次側コイルとする二次側コイルとしてトランスを構成しており、送電コイルＮ１１（３）又はＮ１２（３）の電流により誘導起電力を生じる。
これら受電コイルＮ３１、Ｎ３２及びＮ３３は、Ｙ結線（星形結線）で接続されている。
二次側回路３は、受電コイルＮ３１、Ｎ３２及びＮ３３等を備えている。
受電コイルＮ３１は、上述したとおり、一次側回路２の送電コイルＮ１１（１）及びＮ１２（１）を一次側コイルとする二次側コイルとしてトランスを構成しており、送電コイルＮ１１（１）又はＮ１２（１）の電流により誘導起電力を生じる。
受電コイルＮ３２は、上述したとおり、一次側回路２の送電コイルＮ１１（２）及びＮ１２（２）を一次側コイルとする二次側コイルとしてトランスを構成しており、送電コイルＮ１１（２）又はＮ１２（２）の電流により誘導起電力を生じる。
受電コイルＮ３３は、上述したとおり、一次側回路２の送電コイルＮ１１（３）及びＮ１２（３）を一次側コイルとする二次側コイルとしてトランスを構成しており、送電コイルＮ１１（３）又はＮ１２（３）の電流により誘導起電力を生じる。
これら受電コイルＮ３１、Ｎ３２及びＮ３３は、Ｙ結線（星形結線）で接続されている。
受電コイルＮ３１、Ｎ３２及びＮ３３の各々に誘起される交流電圧の位相は、上述したとおり移相フィルタＦ２０の作用により１２０度ずつ相互にずれており、受電コイルＮ３１、Ｎ３２及びＮ３３の各々に接続される端子（ＯＵＴＰＵＴ－Ｕ、ＯＵＴＰＵＴ－Ｖ、ＯＵＴＰＵＴ－Ｗ）から三相交流電力が出力される。
以下、上述のような構成を有する第一実施形態におけるインバータ回路１の動作を説明する。
回路１０（１）では、バッテリ装置ＢＴからバイアス回路Ｂ１０（１）に直流電力が供給されると、トランジスタＱ１１（１）のゲートに抵抗素子Ｒ１１（１）及びＲ１２（１）で分割された電圧がバイアス電圧として印加され、トランジスタＱ１２のゲートに抵抗素子Ｒ１３（１）及びＲ１４（１）で分割された電圧がバイアス電圧として印加される。これにより、トランジスタ特性及び抵抗素子Ｒ１１（１）及びＲ１３（１）の抵抗値等により、トランジスタＱ１１（１）又はＱ１２（１）のどちらかが先にオン状態となる。
回路１０（１）では、バッテリ装置ＢＴからバイアス回路Ｂ１０（１）に直流電力が供給されると、トランジスタＱ１１（１）のゲートに抵抗素子Ｒ１１（１）及びＲ１２（１）で分割された電圧がバイアス電圧として印加され、トランジスタＱ１２のゲートに抵抗素子Ｒ１３（１）及びＲ１４（１）で分割された電圧がバイアス電圧として印加される。これにより、トランジスタ特性及び抵抗素子Ｒ１１（１）及びＲ１３（１）の抵抗値等により、トランジスタＱ１１（１）又はＱ１２（１）のどちらかが先にオン状態となる。
このとき、トランジスタＱ１１（１）がオン状態となった場合には、送電コイルＮ１１に電流が流れ、トランジスタＱ１１（１）のドレイン・ソース間に電流が流れる。
一次巻線である送電コイルＮ１１（１）に電流が流れることで第一トランスに磁界が生じ、二次巻線である受電コイルＮ３１に誘導起電力が生じる。受電コイルＮ３１に発生させる誘導起電力は、送電コイルＮ１１（１）と受電コイルＮ３１との巻線比に応じて増幅させることができる。
第一トランスに磁界が生じると、更に、一次巻線である駆動コイルＮＤ（１）にも自己誘導により逆起電力が生じる。
一次巻線である送電コイルＮ１１（１）に電流が流れることで第一トランスに磁界が生じ、二次巻線である受電コイルＮ３１に誘導起電力が生じる。受電コイルＮ３１に発生させる誘導起電力は、送電コイルＮ１１（１）と受電コイルＮ３１との巻線比に応じて増幅させることができる。
第一トランスに磁界が生じると、更に、一次巻線である駆動コイルＮＤ（１）にも自己誘導により逆起電力が生じる。
このような動作は、回路１０（２）及び回路１０（３）の各々でも同様に行われており、第二トランス及び第三トランスに生じる磁界により回路１０（３）の駆動コイルＮＤ（３）及び回路１０（２）の駆動コイルＮＤ（２）においても同様に交流電圧が誘起される。
回路１０（２）の駆動コイルＮＤ（２）に交流電圧が誘起されると、回路１０（１）のトランジスタＱ１１（１）に負の電圧が印加されてそのトランジスタＱ１１（１）に印加されるバイアス電圧が閾値電圧以下となり、そのトランジスタＱ１１（１）がオフ状態となる。一方で、トランジスタＱ１２（１）には正の電圧が印加されてトランジスタＱ１２（１）に印加されるバイアス電圧が閾値電圧を上回り、トランジスタＱ１２（１）がオン状態となる。これにより、トランジスタＱ１１（１）及びＱ１２（１）のオン／オフ状態が反転することになる。
回路１０（２）の駆動コイルＮＤ（２）に交流電圧が誘起されると、回路１０（１）のトランジスタＱ１１（１）に負の電圧が印加されてそのトランジスタＱ１１（１）に印加されるバイアス電圧が閾値電圧以下となり、そのトランジスタＱ１１（１）がオフ状態となる。一方で、トランジスタＱ１２（１）には正の電圧が印加されてトランジスタＱ１２（１）に印加されるバイアス電圧が閾値電圧を上回り、トランジスタＱ１２（１）がオン状態となる。これにより、トランジスタＱ１１（１）及びＱ１２（１）のオン／オフ状態が反転することになる。
トランジスタＱ１１（１）がオフ状態となりトランジスタＱ１２（１）がオン状態になると、送電コイルＮ１２（１）に電流が流れ、トランジスタＱ１２（１）のドレイン・ソース間に電流が流れる。
一次巻線である送電コイルＮ１２（１）に電流が流れることで第一トランスに磁界が生じ、二次巻線である受電コイルＮ３１に誘導起電力が生じる。
このように、各回路１０では、トランジスタＱ１１及びＱ１２のオン状態及びオフ状態が交互に繰り返されることで、一次巻線である送電コイルＮ１１及びＮ１２に相互に向きが異なる電流が交互に流れる。
一次巻線である送電コイルＮ１２（１）に電流が流れることで第一トランスに磁界が生じ、二次巻線である受電コイルＮ３１に誘導起電力が生じる。
このように、各回路１０では、トランジスタＱ１１及びＱ１２のオン状態及びオフ状態が交互に繰り返されることで、一次巻線である送電コイルＮ１１及びＮ１２に相互に向きが異なる電流が交互に流れる。
ここで、各回路１０は相互に独立して発振しているが、各回路１０の発振周波数は駆動コイルＮＤにより互いの発振タイミングを共有しているため、各回路１０は同じ周波数でそれぞれ発振する。但し、本明細書において「同じ周波数」或いは「同一の周波数」との表記は、周波数が完全に一致する意味に加えて、電子回路技術分野において考えられる周波数の微差を含む意味で用いることとする。
一方で、各回路１０のトランジスタＱ１１及びＱ１２のゲートに印加される電圧の位相は、そのゲートに接続される移相フィルタＦ２０の作用、駆動コイルＮＤの極性等により、他の回路１０の送電コイルＮ１１又はＮ１２に生じる電圧の位相、即ち当該他の回路１０の発振位相に対して出力電力の相数に応じた移相量（三相交流出力の場合には１２０度）分遅れた位相となる。結果、本実施形態では、回路１０（１）のトランジスタＱ１１（１）及びＱ１２（１）のゲートに印加される電圧の位相は、回路１０（２）の発振位相に対して１２０度遅れた位相とされ、回路１０（２）のトランジスタＱ１１（２）及びＱ１２（２）のゲートに印加される電圧の位相は、回路１０（３）の発振位相に対して１２０度遅れた位相とされ、回路１０（３）のトランジスタＱ１１（３）及びＱ１２（３）のゲートに印加される電圧の位相は、回路１０（１）の発振位相に対して１２０度遅れた位相とされる。
これによりトランジスタＱ１１及びＱ１２のオン・オフのタイミングが各回路１０においてそれぞれずれ、各回路１０の発振位相がそれぞれ１２０度ずつずれることになる。結果、受電コイルＮ３１、Ｎ３２及びＮ３３の各々に誘起される交流電圧の位相も１２０度ずつ相互にずれて、三相交流電力が出力される。
従って、本実施形態によれば、制御ＩＣのような複雑な制御を必要とすることなく簡素な回路構成で高周波の三相交流電力を出力することができる。なお、三相交流電力の周波数は、各回路１０のインダクタンス等によって、例えば、１００ｋＨｚから２ＭＨｚ（メガヘルツ）の高周波帯に設定することが可能である。
従って、本実施形態によれば、制御ＩＣのような複雑な制御を必要とすることなく簡素な回路構成で高周波の三相交流電力を出力することができる。なお、三相交流電力の周波数は、各回路１０のインダクタンス等によって、例えば、１００ｋＨｚから２ＭＨｚ（メガヘルツ）の高周波帯に設定することが可能である。
［第二実施形態］
図２は、第二実施形態におけるインバータ回路１の一次側回路２の回路図である。
第二実施形態におけるインバータ回路１は、駆動制御コイルＮＣが新たに設けられている点、駆動コイルＮＤがその駆動制御コイルＮＣと磁気結合する点において第一実施形態と異なる。以下、第二実施形態におけるインバータ回路１について第一実施形態と異なる内容を中心に説明し、第一実施形態と同一内容については適宜省略する。
図２は、第二実施形態におけるインバータ回路１の一次側回路２の回路図である。
第二実施形態におけるインバータ回路１は、駆動制御コイルＮＣが新たに設けられている点、駆動コイルＮＤがその駆動制御コイルＮＣと磁気結合する点において第一実施形態と異なる。以下、第二実施形態におけるインバータ回路１について第一実施形態と異なる内容を中心に説明し、第一実施形態と同一内容については適宜省略する。
各回路１０は、駆動制御コイルＮＣを更に有している。
駆動制御コイルＮＣは、図２に示されるように、送電コイルＮ１１及びＮ１２、並びに共振コンデンサＣ１１に対して並列に接続されている。具体的には、駆動制御コイルＮＣの一端は、送電コイルＮ１１の一端、共振コンデンサＣ１１の一端、及びトランジスタＱ１１のドレインに接続されており、駆動制御コイルＮＣの他端は、送電コイルＮ１２の一端、共振コンデンサＣ１１の他端、及びトランジスタＱ１２のドレインに接続されている。
但し、駆動制御コイルＮＣは、図２の構成に限らず、同一回路１０内で共振回路を構成している共振コンデンサＣ１１又は送電コイルＮ１１及びＮ１２に並列に接続されるか、或いは、同一回路１０内の送電コイルＮ１１及びＮ１２と磁気結合している受電コイル３１、３２又は３３に並列に接続されていればよい。
駆動制御コイルＮＣは、図２に示されるように、送電コイルＮ１１及びＮ１２、並びに共振コンデンサＣ１１に対して並列に接続されている。具体的には、駆動制御コイルＮＣの一端は、送電コイルＮ１１の一端、共振コンデンサＣ１１の一端、及びトランジスタＱ１１のドレインに接続されており、駆動制御コイルＮＣの他端は、送電コイルＮ１２の一端、共振コンデンサＣ１１の他端、及びトランジスタＱ１２のドレインに接続されている。
但し、駆動制御コイルＮＣは、図２の構成に限らず、同一回路１０内で共振回路を構成している共振コンデンサＣ１１又は送電コイルＮ１１及びＮ１２に並列に接続されるか、或いは、同一回路１０内の送電コイルＮ１１及びＮ１２と磁気結合している受電コイル３１、３２又は３３に並列に接続されていればよい。
更に、駆動制御コイルＮＣは、同一回路１０内の駆動コイルＮＤと磁気結合されている。駆動制御コイルＮＣと駆動コイルＮＤとは駆動制御用のトランスを構成しており、例えば、駆動制御コイルＮＣが一次側コイルとして駆動コイルＮＤが二次側コイルとしてトランスを構成する。
このため、第二実施形態では、駆動コイルＮＤは送電コイルＮ１１及びＮ１２とは磁気結合していない。即ち、各回路１０には、駆動コイルＮＤと駆動制御コイルＮＣとで構成される駆動制御用トランスと、送電コイルＮ１１及びＮ１２と受電コイルＮ３１、Ｎ３２又はＮ３３とで構成されるメイントランスとの二種のトランスが設けられている。
ここで、メイントランスは、大電力を扱う場合には大規模化することになるが、駆動制御用トランスは、トランジスタＱ１１及びＱ１２のゲート信号タイミングを取ることができればよいため、小型のトランスで十分に実現可能である。
このため、第二実施形態では、駆動コイルＮＤは送電コイルＮ１１及びＮ１２とは磁気結合していない。即ち、各回路１０には、駆動コイルＮＤと駆動制御コイルＮＣとで構成される駆動制御用トランスと、送電コイルＮ１１及びＮ１２と受電コイルＮ３１、Ｎ３２又はＮ３３とで構成されるメイントランスとの二種のトランスが設けられている。
ここで、メイントランスは、大電力を扱う場合には大規模化することになるが、駆動制御用トランスは、トランジスタＱ１１及びＱ１２のゲート信号タイミングを取ることができればよいため、小型のトランスで十分に実現可能である。
駆動制御用のトランスにおける駆動制御コイルＮＣ及び駆動コイルＮＤの極性は、駆動コイルＮＤに接続される移相フィルタＦ２０のフィルタ定数と共に、その移相フィルタＦ２０を介してトランジスタＱ１１及びＱ１２の各ゲートへ印加される電圧の位相が駆動制御コイルＮＣ及び駆動コイルＮＤが属する回路１０の発振位相に対して出力電力の相数に応じた移相量でずれるように決められればよい。図２の例では、駆動制御コイルＮＣは、同一回路１０内の送電コイルＮ１１及びＮ１２と極性が同じ向きとなるように設けられており、かつ同一回路１０内の駆動コイルＮＤとも極性が同じ向きとなるように設けられている。但し、駆動制御コイルＮＣ及び駆動コイルＮＤの極性は、図２の例に限定されず、駆動制御コイルＮＣは、同一回路１０内の送電コイルＮ１１及びＮ１２と極性が逆向きとなるように設けられてもよいし、駆動コイルＮＤと極性が逆向きとなるように設けられてもよい。
第二実施形態では、各回路１０において、駆動制御コイルＮＣに各回路１０の発振周波数で交流電圧が生じ、これに伴い、その駆動制御コイルＮＣと磁気結合する駆動コイルＮＤにも同じ周波数の交流電圧が誘起される。その他の回路動作は、第一実施形態と同様であるため、ここでは説明を省略する。
第二実施形態によれば、第一実施形態と同様の効果に加えて、回路設計の自由度が向上するという更なる効果を得ることができる。具体的には、第一実施形態では、駆動コイルＮＤが送電コイルＮ１１及びＮ１２と同一トランスを構成しているため、出力電力の大きさ及びトランジスタＱ１１及びＱ１２のゲート許容電力を考慮しながら送電コイルＮ１１及びＮ１２並びに駆動コイルＮＤの巻き線設計をしなければならなかったところ、メイントランスとは別に駆動制御用トランスを設けることで、出力電力の大きさを考慮することなくトランジスタＱ１１及びＱ１２のゲート許容電力に合わせて駆動コイルＮＤの巻き線設計を行えばよい。
［第二実施形態の変形例］
上述のとおり第二実施形態では、移相フィルタＦ２０は、駆動コイルＮＤと他の回路１０のトランジスタＱ１１及びＱ１２のゲートとの間に設けられていたが、駆動制御コイルＮＣに接続されていてもよい。
上述のとおり第二実施形態では、移相フィルタＦ２０は、駆動コイルＮＤと他の回路１０のトランジスタＱ１１及びＱ１２のゲートとの間に設けられていたが、駆動制御コイルＮＣに接続されていてもよい。
図３は、第二実施形態におけるインバータ回路１の変形例を示す回路図である。
本変形例では、移相フィルタＦ２０の抵抗素子Ｒ２１及びコイルＬ２１が駆動制御コイルＮＣと直列接続されており、移相フィルタＦ２０のコンデンサＣ２１が駆動制御コイルＮＣに対して並列に接続されている。
このような移相フィルタＦ２０により、各回路１０で送電コイルＮ１１及びＮ１２に生じる交流電圧の位相（発振位相）に対して所定の移相量でずらされた位相の交流電圧が駆動制御コイルＮＣ及び駆動コイルＮＤに誘起され、結果、その駆動コイルＮＤに接続されるトランジスタＱ１１及びＱ１２の各ゲートへ印加される電圧の位相がその回路１０の発振位相に対して出力電力の相数に応じた移相量でずらされる。
本変形例では、移相フィルタＦ２０の抵抗素子Ｒ２１及びコイルＬ２１が駆動制御コイルＮＣと直列接続されており、移相フィルタＦ２０のコンデンサＣ２１が駆動制御コイルＮＣに対して並列に接続されている。
このような移相フィルタＦ２０により、各回路１０で送電コイルＮ１１及びＮ１２に生じる交流電圧の位相（発振位相）に対して所定の移相量でずらされた位相の交流電圧が駆動制御コイルＮＣ及び駆動コイルＮＤに誘起され、結果、その駆動コイルＮＤに接続されるトランジスタＱ１１及びＱ１２の各ゲートへ印加される電圧の位相がその回路１０の発振位相に対して出力電力の相数に応じた移相量でずらされる。
このように本変形例と上述の第二実施形態とでは、駆動コイルＮＤに誘起された交流電圧の位相をずらすか、駆動コイルＮＤと磁気結合する駆動制御コイルＮＣに生じる交流電圧の位相をずらすかという移相タイミングが相違している。
しかしながら、本変形例においても第二実施形態と同様の作用効果が奏される。
しかしながら、本変形例においても第二実施形態と同様の作用効果が奏される。
［変形例］
上述の各本実施形態及び変形例におけるインバータ回路１は、各図に示される構成以外の回路構成を更に含んでもよい。
上述の各本実施形態及び変形例におけるインバータ回路１は、各図に示される構成以外の回路構成を更に含んでもよい。
また、上述の各実施形態及び変形例では、主に、三相交流電力を出力する構成が例示されていたが、互いに位相が異なっていれば出力電力の相数は、三相のみに制限されず、二相であってもよいし、四相以上であってもよい。
この場合、出力電力の相数と同数となるように回路１０及び受電コイルが設けられればよい。また、各回路１０のトランジスタＱ１１及びＱ１２の各ゲートへ印加される電圧の位相が回路ごとに出力電力の相数に応じた移相量でずれるように、駆動コイルＮＤの極性と移相フィルタＦ２０の回路定数が設定されればよい。例えば、四相交流電力を出力する場合には、当該移相量が９０度となるように駆動コイルＮＤの極性や移相フィルタＦ２０の回路定数等が設定される。また、九相交流電力を出力する場合には、当該移相量が１４０度となるように駆動コイルＮＤの極性や移相フィルタＦ２０の回路定数等が設定される。
この場合、出力電力の相数と同数となるように回路１０及び受電コイルが設けられればよい。また、各回路１０のトランジスタＱ１１及びＱ１２の各ゲートへ印加される電圧の位相が回路ごとに出力電力の相数に応じた移相量でずれるように、駆動コイルＮＤの極性と移相フィルタＦ２０の回路定数が設定されればよい。例えば、四相交流電力を出力する場合には、当該移相量が９０度となるように駆動コイルＮＤの極性や移相フィルタＦ２０の回路定数等が設定される。また、九相交流電力を出力する場合には、当該移相量が１４０度となるように駆動コイルＮＤの極性や移相フィルタＦ２０の回路定数等が設定される。
また、上述の各実施形態及び変形例では、各回路１０内の回路構成が同一とされていたが、各回路１０内の回路構成は完全に一致させる必要はなく、各回路１０の発振条件或いは発振周波数が略同一となるように、回路１０ごとにリーケージ等に対応する異なる回路構成が含まれていてもよい。
図４は、変形例におけるインバータ回路１の二次側回路３の回路図である。
上述の各実施形態及び変形例では、二次側回路３が受電コイルＮ３１、Ｎ３２及びＮ３３のＹ結線（星形結線）接続で構成される例が示されたが、受電コイルＮ３１、Ｎ３２及びＮ３３は、図４に示されるように、デルタ結線で接続されてもよい。
上述の各実施形態及び変形例では、二次側回路３が受電コイルＮ３１、Ｎ３２及びＮ３３のＹ結線（星形結線）接続で構成される例が示されたが、受電コイルＮ３１、Ｎ３２及びＮ３３は、図４に示されるように、デルタ結線で接続されてもよい。
図５は、第二実施形態におけるインバータ回路１の変形例の一部を示す回路図である。
図５に示されるように、本変形例では、移相フィルタＦ２０が、駆動コイルＮＤに対して並列接続されているコンデンサＣ２１及び駆動コイルＮＤに直列接続されているコイルＬ２１及び抵抗素子Ｒ２１により構成されている。
この変形例によれば、駆動制御用トランスのリーケージインダクタンスを利用して移相フィルタＦ２０のコイルＬ２１を省いてもよい。
この変形例においても、移相フィルタＦ２０を介してトランジスタＱ１１及びＱ１２の各ゲートへ印加される電圧の位相が各回路１０の発振位相に対して出力電力の相数に応じた移相量（例えば１２０度）で回路１０ごとにずれるように、駆動コイルＮＤの極性や移相フィルタＦ２０の回路定数等が調整されればよく、ひいては、第二実施形態と同様の効果を得ることができる。
図５は第一実施形態の変形例を示したが、第二実施形態におけるインバータ回路１においても同様に変形可能である。
図５に示されるように、本変形例では、移相フィルタＦ２０が、駆動コイルＮＤに対して並列接続されているコンデンサＣ２１及び駆動コイルＮＤに直列接続されているコイルＬ２１及び抵抗素子Ｒ２１により構成されている。
この変形例によれば、駆動制御用トランスのリーケージインダクタンスを利用して移相フィルタＦ２０のコイルＬ２１を省いてもよい。
この変形例においても、移相フィルタＦ２０を介してトランジスタＱ１１及びＱ１２の各ゲートへ印加される電圧の位相が各回路１０の発振位相に対して出力電力の相数に応じた移相量（例えば１２０度）で回路１０ごとにずれるように、駆動コイルＮＤの極性や移相フィルタＦ２０の回路定数等が調整されればよく、ひいては、第二実施形態と同様の効果を得ることができる。
図５は第一実施形態の変形例を示したが、第二実施形態におけるインバータ回路１においても同様に変形可能である。
［適用例］
上述の実施形態及び変形例に係るインバータ回路１は、電界結合式非接触給電装置に適用可能である。
図６は、電界結合式非接触給電装置の二次側回路の回路図である。
図６に示される電界結合式非接触給電装置は、三相交流出力を実現しており、二次側回路３に結合電極板Ｃ４１、Ｃ４２及びＣ４３が設けられている。そして、結合電極板Ｃ４１、Ｃ４２及びＣ４３を介して負荷Ｒ５１、Ｒ５２及びＲ５３に電力が供給される。なお、電界結合式非接触給電装置の一次側回路２は、上述の各実施形態及び変形例におけるインバータ回路１の一次側回路２の構成と同一であってもよい。
周波数と結合電極板Ｃ４１、Ｃ４２及びＣ４３の電極板間の電圧を同じ条件として必要静電容量を比較した場合、三相交流出力の構成のほうが単相交流出力の構成に比べて４３％の静電容量で同じ電力を伝送することができる。
従って、図６に示される三相交流出力の電界結合式非接触給電装置によれば、結合電極板Ｃ４１、Ｃ４２及びＣ４３の総面積を単相交流出力の構成に対して約半分に小型化することができる。
上述の実施形態及び変形例に係るインバータ回路１は、電界結合式非接触給電装置に適用可能である。
図６は、電界結合式非接触給電装置の二次側回路の回路図である。
図６に示される電界結合式非接触給電装置は、三相交流出力を実現しており、二次側回路３に結合電極板Ｃ４１、Ｃ４２及びＣ４３が設けられている。そして、結合電極板Ｃ４１、Ｃ４２及びＣ４３を介して負荷Ｒ５１、Ｒ５２及びＲ５３に電力が供給される。なお、電界結合式非接触給電装置の一次側回路２は、上述の各実施形態及び変形例におけるインバータ回路１の一次側回路２の構成と同一であってもよい。
周波数と結合電極板Ｃ４１、Ｃ４２及びＣ４３の電極板間の電圧を同じ条件として必要静電容量を比較した場合、三相交流出力の構成のほうが単相交流出力の構成に比べて４３％の静電容量で同じ電力を伝送することができる。
従って、図６に示される三相交流出力の電界結合式非接触給電装置によれば、結合電極板Ｃ４１、Ｃ４２及びＣ４３の総面積を単相交流出力の構成に対して約半分に小型化することができる。
以下に実施例を挙げ、上述の内容を更に詳細に説明する。但し、以下の実施例の記載は、上述の内容に何ら限定を加えるものではない。
実施例では、上述の第一実施形態の効果をシミュレーションにより検証した結果を図７を用いて説明する。図７は、第一実施形態に係るインバータ回路１における各ポイントでの電圧変化をシミュレートした結果を示すグラフである。
図７（ａ）には、駆動コイルＮＤ（１）に誘起される電圧波形（一点鎖線）と、移相フィルタＦ２０（１）のコイルＬ２１（１）に生じる電圧波形（破線）と、その移相フィルタＦ２０（１）を経由してトランジスタＱ１２（３）のゲートへ入力される電圧波形（実線）とが示されている。
図７（ａ）によれば、回路１０（１）の駆動コイルＮＤ（１）で生じた電圧の位相が移相フィルタＦ２０（１）でずらされて、回路１０（３）のトランジスタＱ１２（３）のゲートへ印加されていることがわかる。本実施例では、駆動コイルＮＤは、送電コイルＮ１１及びＮ１２と極性が逆向きとなるように磁気結合しているため、駆動コイルＮＤ（１）に誘起される交流電圧の位相は、送電コイルＮ１１又はＮ１２に生じる電圧に対して１８０度遅れている。更に、本実施例では、移相フィルタＦ２０のフィルタ定数により、移相フィルタＦ２０（１）を経由してトランジスタＱ１２（３）のゲートへ入力される電圧の位相は、駆動コイルＮＤ（１）に誘起された電圧に対して６０度進められる。
図７（ａ）には、駆動コイルＮＤ（１）に誘起される電圧波形（一点鎖線）と、移相フィルタＦ２０（１）のコイルＬ２１（１）に生じる電圧波形（破線）と、その移相フィルタＦ２０（１）を経由してトランジスタＱ１２（３）のゲートへ入力される電圧波形（実線）とが示されている。
図７（ａ）によれば、回路１０（１）の駆動コイルＮＤ（１）で生じた電圧の位相が移相フィルタＦ２０（１）でずらされて、回路１０（３）のトランジスタＱ１２（３）のゲートへ印加されていることがわかる。本実施例では、駆動コイルＮＤは、送電コイルＮ１１及びＮ１２と極性が逆向きとなるように磁気結合しているため、駆動コイルＮＤ（１）に誘起される交流電圧の位相は、送電コイルＮ１１又はＮ１２に生じる電圧に対して１８０度遅れている。更に、本実施例では、移相フィルタＦ２０のフィルタ定数により、移相フィルタＦ２０（１）を経由してトランジスタＱ１２（３）のゲートへ入力される電圧の位相は、駆動コイルＮＤ（１）に誘起された電圧に対して６０度進められる。
結果、図７（ｂ）に示されるように、各回路１０のトランジスタＱ１２（３）のゲートへ入力される電圧は、回路１０ごとに１２０度ずつ遅れた位相となる。
図７（ｂ）には、トランジスタＱ１２（１）、Ｑ１２（２）及びＱ１２（３）のドレイン・ソース間の各電圧波形（出力波形）がそれぞれ示されている。図７（ｂ）によれば、トランジスタＱ１２（１）、Ｑ１２（２）及びＱ１２（３）の各電圧の位相が回路１０ごとに１２０度ずつずらされていることがわかる。
図７（ｃ）には、二次側回路３の出力波形が示されている。
図７（ｃ）によれば、位相が１２０度ずつずれた三相交流電力が出力されていることがわかる。
図７（ｂ）には、トランジスタＱ１２（１）、Ｑ１２（２）及びＱ１２（３）のドレイン・ソース間の各電圧波形（出力波形）がそれぞれ示されている。図７（ｂ）によれば、トランジスタＱ１２（１）、Ｑ１２（２）及びＱ１２（３）の各電圧の位相が回路１０ごとに１２０度ずつずらされていることがわかる。
図７（ｃ）には、二次側回路３の出力波形が示されている。
図７（ｃ）によれば、位相が１２０度ずつずれた三相交流電力が出力されていることがわかる。
このように本実施例によれば、三相交流電力を出力することができる自励発振型のインバータ回路を実現することができることが実証された。
また、図示していないものの、上述した第二実施形態や各種変形例におけるインバータ回路１において、第一実施形態と同様に、三相交流電力を出力することができる自励発振型のインバータ回路を実現することができることが実証されている。更に言えば、三相交流電力以外の複数相交流電力を出力することができるインバータ回路を実現することができることについても実証されている。
また、図示していないものの、上述した第二実施形態や各種変形例におけるインバータ回路１において、第一実施形態と同様に、三相交流電力を出力することができる自励発振型のインバータ回路を実現することができることが実証されている。更に言えば、三相交流電力以外の複数相交流電力を出力することができるインバータ回路を実現することができることについても実証されている。
上述の実施形態及び変形例の一部又は全部は、次のようにも特定され得る。但し、上述の実施形態及び変形例が以下の記載に制限されるものではない。
（１） 直流電源に接続される複数の自励発振回路を有する一次側回路と、該複数の自励発振回路の発振に応じて互いに位相が異なる複数相交流電力を出力する二次側回路とを備えるインバータ回路であって、
前記複数の自励発振回路の各々は、
送電コイルと、
前記送電コイルと共に共振回路を構成する共振コンデンサと、
前記送電コイルに接続されるスイッチング素子ペアと、
前記共振回路の共振周波数に対応する周波数の誘導起電力が生じるよう構成されており、該誘導起電力に応じて他の一つの自励発振回路の前記スイッチング素子ペアの各制御電極に電圧を印加する駆動コイルと、
移相フィルタと、
を有し、
前記二次側回路は、前記複数の自励発振回路の各々の前記送電コイルとそれぞれ磁気結合する複数の受電コイルを有し、
前記スイッチング素子ペアの各制御電極は、他の一つの自励発振回路の前記駆動コイルから電圧を印加され、
前記他の一つの自励発振回路の前記スイッチング素子ペアの前記各制御電極へ印加される電圧の位相は、少なくとも前記移相フィルタの作用に伴って自励発振回路ごとに出力電力の相数に応じた移相量でずらされている、
インバータ回路。
（２） 前記複数の自励発振回路の少なくとも一つの第一駆動コイルは、同じ自励発振回路内の前記送電コイルと磁気結合しており、
前記第一駆動コイルと同じ自励発振回路内の第一移相フィルタは、前記第一駆動コイルと前記他の一つの自励発振回路の前記スイッチング素子ペアの前記各制御電極との間に設けられている、
（１）に記載のインバータ回路。
（３） 前記複数の自励発振回路の少なくとも一つは、同じ自励発振回路内の前記送電コイル若しくは前記共振コンデンサ、又は該送電コイルと磁気結合している前記受電コイルに並列接続される駆動制御コイルを更に有しており、
前記複数の自励発振回路の少なくとも一つの第二駆動コイルは、同じ自励発振回路内の前記駆動制御コイルと磁気結合されており、
前記第二駆動コイルと同じ自励発振回路内の第二移相フィルタは、前記第二駆動コイルと前記他の一つの自励発振回路の前記スイッチング素子ペアの前記各制御電極との間に設けられている、
（１）又は（２）に記載のインバータ回路。
（４） 前記複数の自励発振回路の少なくとも一つは、同じ自励発振回路内の前記送電コイル若しくは前記共振コンデンサ、又は該送電コイルと磁気結合している前記受電コイルに並列接続される駆動制御コイルを更に有しており、
前記複数の自励発振回路の少なくとも一つの第二駆動コイルは、同じ自励発振回路内の前記駆動制御コイルと磁気結合されており、
前記第二駆動コイルと同じ自励発振回路内の前記移相フィルタは、前記駆動制御コイルに接続されている、
（１）から（３）のいずれか一つに記載のインバータ回路。
（５） （１）から（４）のいずれか一つに記載のインバータ回路を含む、
電界結合式非接触給電装置。
前記複数の自励発振回路の各々は、
送電コイルと、
前記送電コイルと共に共振回路を構成する共振コンデンサと、
前記送電コイルに接続されるスイッチング素子ペアと、
前記共振回路の共振周波数に対応する周波数の誘導起電力が生じるよう構成されており、該誘導起電力に応じて他の一つの自励発振回路の前記スイッチング素子ペアの各制御電極に電圧を印加する駆動コイルと、
移相フィルタと、
を有し、
前記二次側回路は、前記複数の自励発振回路の各々の前記送電コイルとそれぞれ磁気結合する複数の受電コイルを有し、
前記スイッチング素子ペアの各制御電極は、他の一つの自励発振回路の前記駆動コイルから電圧を印加され、
前記他の一つの自励発振回路の前記スイッチング素子ペアの前記各制御電極へ印加される電圧の位相は、少なくとも前記移相フィルタの作用に伴って自励発振回路ごとに出力電力の相数に応じた移相量でずらされている、
インバータ回路。
（２） 前記複数の自励発振回路の少なくとも一つの第一駆動コイルは、同じ自励発振回路内の前記送電コイルと磁気結合しており、
前記第一駆動コイルと同じ自励発振回路内の第一移相フィルタは、前記第一駆動コイルと前記他の一つの自励発振回路の前記スイッチング素子ペアの前記各制御電極との間に設けられている、
（１）に記載のインバータ回路。
（３） 前記複数の自励発振回路の少なくとも一つは、同じ自励発振回路内の前記送電コイル若しくは前記共振コンデンサ、又は該送電コイルと磁気結合している前記受電コイルに並列接続される駆動制御コイルを更に有しており、
前記複数の自励発振回路の少なくとも一つの第二駆動コイルは、同じ自励発振回路内の前記駆動制御コイルと磁気結合されており、
前記第二駆動コイルと同じ自励発振回路内の第二移相フィルタは、前記第二駆動コイルと前記他の一つの自励発振回路の前記スイッチング素子ペアの前記各制御電極との間に設けられている、
（１）又は（２）に記載のインバータ回路。
（４） 前記複数の自励発振回路の少なくとも一つは、同じ自励発振回路内の前記送電コイル若しくは前記共振コンデンサ、又は該送電コイルと磁気結合している前記受電コイルに並列接続される駆動制御コイルを更に有しており、
前記複数の自励発振回路の少なくとも一つの第二駆動コイルは、同じ自励発振回路内の前記駆動制御コイルと磁気結合されており、
前記第二駆動コイルと同じ自励発振回路内の前記移相フィルタは、前記駆動制御コイルに接続されている、
（１）から（３）のいずれか一つに記載のインバータ回路。
（５） （１）から（４）のいずれか一つに記載のインバータ回路を含む、
電界結合式非接触給電装置。
１ インバータ回路
２ 一次側回路
３ 二次側回路
ＢＴ バッテリ装置
Ｑ１１、Ｑ１２ トランジスタ
Ｎ１１、Ｎ１２ 送電コイル
Ｎ３１、Ｎ３２、Ｎ３３ 受電コイル
Ｃ１１ 共振コンデンサ
Ｂ１０ バイアス回路
ＮＤ 駆動コイル
ＮＣ 駆動制御コイル
Ｆ２０ 移相フィルタ
Ｌ２１ 移相フィルタのコイル
Ｃ２１ 移相フィルタのコンデンサ
Ｒ２１ 移相フィルタの抵抗素子
２ 一次側回路
３ 二次側回路
ＢＴ バッテリ装置
Ｑ１１、Ｑ１２ トランジスタ
Ｎ１１、Ｎ１２ 送電コイル
Ｎ３１、Ｎ３２、Ｎ３３ 受電コイル
Ｃ１１ 共振コンデンサ
Ｂ１０ バイアス回路
ＮＤ 駆動コイル
ＮＣ 駆動制御コイル
Ｆ２０ 移相フィルタ
Ｌ２１ 移相フィルタのコイル
Ｃ２１ 移相フィルタのコンデンサ
Ｒ２１ 移相フィルタの抵抗素子
Claims (5)
- 直流電源に接続される複数の自励発振回路を有する一次側回路と、該複数の自励発振回路の発振に応じて互いに位相が異なる複数相交流電力を出力する二次側回路とを備えるインバータ回路であって、
前記複数の自励発振回路の各々は、
送電コイルと、
前記送電コイルと共に共振回路を構成する共振コンデンサと、
前記送電コイルに接続されるスイッチング素子ペアと、
前記共振回路の共振周波数に対応する周波数の誘導起電力が生じるよう構成されており、該誘導起電力に応じて他の一つの自励発振回路の前記スイッチング素子ペアの各制御電極に電圧を印加する駆動コイルと、
移相フィルタと、
を有し、
前記二次側回路は、前記複数の自励発振回路の各々の前記送電コイルとそれぞれ磁気結合する複数の受電コイルを有し、
前記スイッチング素子ペアの各制御電極は、他の一つの自励発振回路の前記駆動コイルから電圧を印加され、
前記他の一つの自励発振回路の前記スイッチング素子ペアの前記各制御電極へ印加される電圧の位相は、少なくとも前記移相フィルタの作用に伴って自励発振回路ごとに出力電力の相数に応じた移相量でずらされている、
インバータ回路。 - 前記複数の自励発振回路の少なくとも一つの第一駆動コイルは、同じ自励発振回路内の前記送電コイルと磁気結合しており、
前記第一駆動コイルと同じ自励発振回路内の第一移相フィルタは、前記第一駆動コイルと前記他の一つの自励発振回路の前記スイッチング素子ペアの前記各制御電極との間に設けられている、
請求項１に記載のインバータ回路。 - 前記複数の自励発振回路の少なくとも一つは、同じ自励発振回路内の前記送電コイル若しくは前記共振コンデンサ、又は該送電コイルと磁気結合している前記受電コイルに並列接続される駆動制御コイルを更に有しており、
前記複数の自励発振回路の少なくとも一つの第二駆動コイルは、同じ自励発振回路内の前記駆動制御コイルと磁気結合されており、
前記第二駆動コイルと同じ自励発振回路内の第二移相フィルタは、前記第二駆動コイルと前記他の一つの自励発振回路の前記スイッチング素子ペアの前記各制御電極との間に設けられている、
請求項１又は２に記載のインバータ回路。 - 前記複数の自励発振回路の少なくとも一つは、同じ自励発振回路内の前記送電コイル若しくは前記共振コンデンサ、又は該送電コイルと磁気結合している前記受電コイルに並列接続される駆動制御コイルを更に有しており、
前記複数の自励発振回路の少なくとも一つの第二駆動コイルは、同じ自励発振回路内の前記駆動制御コイルと磁気結合されており、
前記第二駆動コイルと同じ自励発振回路内の前記移相フィルタは、前記駆動制御コイルに接続されている、
請求項１から３のいずれか一項に記載のインバータ回路。 - 請求項１から４のいずれか一項に記載のインバータ回路を含む、
電界結合式非接触給電装置。
Priority Applications (4)
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|---|---|---|---|
| JP2021102268A JP2023001500A (ja) | 2021-06-21 | 2021-06-21 | インバータ回路及び電界結合式非接触給電装置 |
| EP22827890.9A EP4362315A1 (en) | 2021-06-21 | 2022-01-26 | Inverter circuit and electric field coupling non-contact power feeding device |
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Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2021102268A JP2023001500A (ja) | 2021-06-21 | 2021-06-21 | インバータ回路及び電界結合式非接触給電装置 |
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|---|---|---|---|
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