TWI835072B - 輸出穩定化電路及dcdc轉換器電路 - Google Patents
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Abstract
本發明之輸出穩定化電路(1)具備包含連接於直流電源(BT)之第一及第二自激振盪電路(10、20)之一次側電路(2)與二次側電路(3)，第一及第二自激振盪電路分別包含供電線圈(N11、N12、N21、N22)、共振電容器(C11、C21)、開關元件對(Q11、Q12、Q21、Q22)及反饋線圈(Nf1、Nf2)，第二自激振盪電路(20)進而包含相移濾波器(F20)，相移濾波器(F20)包含一次側控制線圈(Lf21)，該一次側控制線圈(Lf21)係與二次側電路(3)中所包含之二次側控制線圈(Lc31)磁性耦合且具有電感根據二次側控制線圈中流通之電流而變化之特性。
Description
本發明係關於一種自激振盪型之電路及DCDC轉換器電路。
存在如下變流器電路或電源電路等，其等係不同於他激方式之電路而藉由採用不使用控制IC(Integrated Circuit，積體電路)等之自激振盪型電路而實現電路之簡化。下述專利文獻1中揭示有一種自激共振型電源，其藉由將相當於輸出電壓之電壓信號與基準信號之偏差所對應的誤差信號供給至第一及第二電晶體之各閘極，而使自激振盪頻率變移，從而進行輸出電壓之控制。
[先前技術文獻]
[專利文獻]
[專利文獻1]日本專利特開平11-285262號公報
然而，上述電路中，擔心適用範圍較窄，亦即，因使FET(Field Effect Transistor，場效電晶體)之閘極偏壓上下浮動而導致FET可能陷入不飽和動作；偏離了自激振盪之條件而產生波形異常；因並聯共振部中之無效電流增加而導致FET損耗增大等情形。本發明提供一種與自激振盪之相關條件無關地利用簡單之電路構成而使輸出電壓穩定化的電路技術。
根據本發明，提供一種輸出穩定化電路，其具備：一次側電路，其包含連接於直流電源之第一自激振盪電路及第二自激振盪電路；以及二次側電路，其藉由該第一自激振盪電路及該第二自激振盪電路之振盪而獲得輸出電壓；上述第一自激振盪電路具有：第一供電線圈；第一共振電容器，其與上述第一供電線圈一起構成共振電路；第一開關元件對，其連接於上述第一供電線圈；及第一反饋線圈，其與上述第一供電線圈磁性耦合且分別連接於上述第一開關元件對之各控制電極；上述第二自激振盪電路具有：第二供電線圈；第二共振電容器，其與上述第二供電線圈一起構成共振電路；第二開關元件對，其連接於上述第二供電線圈；第二反饋線圈，其與上述第一反饋線圈磁性耦合且分別連接於上述第二開關元件對之各控制電極；以及相移濾波器，其連接於上述第二反饋線圈與上述第二開關元件對之各控制電極之間；上述二次側電路包含二次側控制線圈，該二次側控制線圈控制根據上述輸出電壓之大小而流通之電流之大小，上述相移濾波器包含一次側控制線圈，該一次側控制線圈係與上述二次側控制線圈磁性耦合且具有電感根據上述二次側控制線圈中流通之電流而變化之特性。
根據上述態樣，可提供一種與自激振盪之相關條件無關地利用簡單之電路構成而使輸出電壓穩定化的電路技術。
以下，對本發明之較佳之實施形態之例(以下，表述為本實施形態)進行說明。再者，以下列舉之各實施形態分別為例示，本發明並不限定於以下實施形態之構成。
[第一實施形態]
圖1係第一實施形態中之電源電路1之電路圖。電源電路1係具備具有電池裝置BT之一次側電路2及自一次側電路2獲得輸出電壓之二次側電路3，且其係對連接於二次側電路3之負載穩定地提供輸出之電路。於第一實施形態中表示以下示例：電池裝置BT設為供給直流電力之電池裝置，二次側電路3包含DC轉換電路，電源電路1整體作為DCDC轉換器電路而發揮功能。
[一次側電路]
一次側電路2進而具備並聯連接於電池裝置BT之主電路10及從屬電路20。主電路10具有供電線圈N11及N12、共振電容器C11、作為開關元件對之電晶體Q11及Q12、偏壓電路B10、反饋線圈Nf1等，藉由其等而構成自激振盪電路。
供電線圈N11與供電線圈N12係經由中間分接頭而串聯連接，中間分接頭經由輸入線圈L11而與電池裝置BT之正極端子連接。以下，於表述為供電線圈N11之一端或供電線圈N12之一端之情況下，意指供電線圈N11及N12之與中間分接頭側為相反側之一端。供電線圈N11之一端經由電晶體Q11而與電池裝置BT之負極端子連接，供電線圈N12之一端經由電晶體Q12而與電池裝置BT之負極端子連接。
共振電容器C11並聯連接於供電線圈N11及N12，與供電線圈N11及N12一起構成共振電路。電晶體Q11及Q12係FET(Field Effect Transistor，場效電晶體)，其可表述為開關元件對。電晶體Q11之汲極連接於供電線圈N11之一端，電晶體Q12之汲極連接於供電線圈N12之一端。電晶體Q11及Q12之各源極連接於電池裝置BT之負極端子。又，電晶體Q11及Q12之閘極連接於偏壓電路B10。
偏壓電路B10由電阻元件R11、R12、R13及R14構成。偏壓電路B10並聯連接於電池裝置BT，將偏壓電壓施加至電晶體Q11及Q12之各閘極。反饋線圈Nf1以與供電線圈N11及N12磁性耦合之方式設置。反饋線圈Nf1之一端連接於電晶體Q11之閘極(控制電極)，反饋線圈Nf1之另一端連接於電晶體Q12之閘極(控制電極)。
從屬電路20除了相移濾波器F20以外，包含與主電路10相同之構成。具體而言，從屬電路20具有供電線圈N21及N22、共振電容器C21、作為開關元件對之電晶體Q21及Q22、偏壓電路B20、反饋線圈Nf2等，藉由其等而構成自激振盪電路。供電線圈N21及N22係與上述供電線圈N11及N12對應，共振電容器C21係與上述共振電容器C11對應，電晶體Q21及Q22係與上述電晶體Q11及Q12對應，偏壓電路B20(電阻元件R21、R22、R23及R24)係與上述偏壓電路B10(電阻元件R11、R12、R13及R14)對應，反饋線圈Nf2係與上述反饋線圈Nf1對應。關於從屬電路20之該等各構成要素，對與主電路10中之對應之各構成要素相同之內容(連接形態等)適當省略說明。
從屬電路20之反饋線圈Nf2以與主電路10中之供電線圈N11及N12以及反饋線圈Nf1磁性耦合之方式設置。進一步而言，反饋線圈Nf2以極性與反饋線圈Nf1為相同方向之方式與反饋線圈Nf1磁性耦合。再者，反饋線圈Nf2不與從屬電路20之供電線圈N21及N22磁性耦合。於本實施形態中，主電路10中之供電線圈N11、供電線圈N12及反饋線圈Nf1、以及從屬電路20之反饋線圈Nf2係與二次側電路3之受電線圈N31一起構成變壓器(第一變壓器)，從屬電路20之供電線圈N21及N22係與二次側電路3之受電線圈N32構成變壓器(第二變壓器)。如此，於本實施形態中，一次側電路2及二次側電路3成為相互電性絕緣之狀態，且構成為藉由第一變壓器及第二變壓器之電磁感應而能夠自一次側電路2向二次側電路3供電。
相移濾波器F20連接於電晶體Q21及Q22之閘極(控制電極)與反饋線圈Nf2之間。相移濾波器F20係由電阻元件Rf21、一次側控制線圈Lf21及電容器Cf21所構成，亦可表述為RLC濾波器。電阻元件Rf21及一次側控制線圈Lf21串聯連接於反饋線圈Nf2，電容器Cf21並聯連接於反饋線圈Nf2。藉此，相移濾波器F20構成低通濾波器。相移濾波器F20藉由此種構成，以使伴隨著磁場而於反饋線圈Nf2中產生之交流電壓之相位延遲的方式發揮作用，該磁場係藉由供電線圈N11或N12之電流而產生於第一變壓器之磁場。
又，相移濾波器F20之一次側控制線圈Lf21係與二次側電路3之下述二次側控制線圈Lc31磁性耦合，且具有電感根據二次側控制線圈Lc31中流通之電流而變化之特性。如此藉由使一次側控制線圈Lf21之電感可變，從而相移濾波器F20之相移大小可變。
除了上述構成以外，一次側電路2還具備保險絲FU及電容器C。保險絲FU係於因一次側電路2之自激振盪電路(主電路10及從屬電路20)之異常而導致產生過大電流之情況下將電池裝置BT與一次側電路2切斷。藉此，可防止伴隨過大電流之電池裝置BT的異常加熱。電容器C吸收伴隨著電池裝置BT之充放電而產生之電壓變化。
[二次側電路]
二次側電路3具備受電線圈N31及N32、整流電路SR30、基準電壓電路RV30等。如上所述，受電線圈N31作為使電源電路1中之供電線圈N11及供電線圈N12當作一次側線圈之二次側線圈而構成變壓器，藉由供電線圈N11或N12之電流而產生感應電動勢。如上所述，受電線圈N32作為使電源電路1中之供電線圈N21及供電線圈N22當作一次側線圈之二次側線圈而構成變壓器，藉由供電線圈N21或N22之電流而產生感應電動勢。受電線圈N31與受電線圈N32係以線圈電壓成為逆相之方式串聯連接。藉此，於由受電線圈N31誘發之電壓與由受電線圈N32誘發之電壓同步之情況下，理論上輸出成為零。
整流電路SR30係與受電線圈N31及N32連接。整流電路SR30具有橋接整流電路及平滑濾波器，且作為全波整流電路而發揮功能，該橋接整流電路係由二極體D31、D32、D33及D34構成，該平滑濾波器係由線圈L31及電容器C31構成。即，整流電路SR30將由受電線圈N31及N32產生之交流電壓進行全波整流及平滑化後轉換為直流電壓。
基準電壓電路RV30係包含電阻元件R31及R32、分路調節器元件Ic31，且其係使來自二次側電路3之輸出電壓穩定化為基準電壓以上之電路。分路調節器元件Ic31以如下方式進行控制：利用參考端子接收將輸出電壓由電阻元件R31及R32分壓後之電壓之輸入，且將參考・陽極間之電壓設為基準電壓。又，基準電壓電路RV30進而亦具有二次側控制線圈Lc31。於二次側控制線圈Lc31中，流通與分路調節器元件Ic31之電壓控制對應之電流。即，當輸出電壓高於基準電壓時，二次側控制線圈Lc31中流通之電流增加，當輸出電壓低於基準電壓時，二次側控制線圈Lc31中流通之電流減少。
二次側控制線圈Lc31係如上所述與一次側控制線圈Lf21磁性耦合，藉由二次側控制線圈Lc31中流通之電流量而使一次側控制線圈Lf21之電感可變。一次側控制線圈Lf21及二次側控制線圈Lc31形成為1磁路之變壓器，其係對一次線卷與二次線卷施加共通之芯而成。而且，以使該變壓器成為如下電感直流重疊特性之方式構成該變壓器，即，例如二次側控制線圈Lc31中流通之直流電流越大，則一次側控制線圈Lf21之電感減少率越大。藉此，於相移濾波器F20中，根據RLC濾波器特性，一次側控制線圈Lf21之電感值越大，則相移量越大(反饋線圈Nf2之輸出信號與輸入至電晶體Q21及Q22之閘極之信號的相位差越大)。藉由此種構成，可根據來自二次側電路3之輸出電壓而使相移濾波器F20之相移量增減，進而可實現來自二次側電路3之輸出電壓之穩定化。
以下，對具有如上所述之構成之第一實施形態中之電源電路1的動作進行說明。於主電路10中，當自電池裝置BT對偏壓電路B10供給直流電力時，對電晶體Q11之閘極施加經電阻元件R11及R12分割後之電壓作為偏壓電壓，對電晶體Q12之閘極施加經電阻元件R13及R14分割後之電壓作為偏壓電壓。藉此，藉由電晶體特性及電阻元件R11及R13之電阻值等，電晶體Q11或Q12中之任一者先成為接通狀態。
此時，於電晶體Q11成為接通狀態之情況下，於供電線圈N11中流通電流，於電晶體Q11之汲極、源極間流通電流。藉由在作為一次線卷之供電線圈N11中流通電流，而於第一變壓器產生磁場，於作為二次線卷之受電線圈N31產生感應電動勢。受電線圈N31所產生之感應電動勢可根據供電線圈N11與受電線圈N31之線卷比而放大。若於第一變壓器產生磁場，則進而亦於作為一次線卷之反饋線圈Nf1及Nf2藉由自感應而產生反電動勢。
若於反饋線圈Nf1產生反電動勢，則對電晶體Q11施加負電壓且施加至電晶體Q11之偏壓電壓成為臨限值電壓以下，電晶體Q11成為斷開狀態。另一方面，對電晶體Q12施加正電壓而施加至電晶體Q12之偏壓電壓高於臨限值電壓，電晶體Q12成為接通狀態。
若電晶體Q11成為斷開狀態且電晶體Q12成為接通狀態，則於供電線圈N12中流通電流，於電晶體Q12之汲極、源極間流通電流。藉由在作為一次線卷之供電線圈N12中流通電流，而於第一變壓器產生磁場，於作為二次線卷之受電線圈N31產生感應電動勢。如此，於主電路10中，藉由使電晶體Q11及Q12之接通狀態及斷開狀態交替地重複，而於作為一次線卷之供電線圈N11及N12中交替地流通方向相互不同之電流。
另一方面，於從屬電路20中亦同樣地動作。即，當自電池裝置BT對偏壓電路B20供給直流電力時，對電晶體Q21之閘極施加經電阻元件R21及R22分割後之電壓作為偏壓電壓，對電晶體Q22之閘極施加經電阻元件R23及R24分割後之電壓作為偏壓電壓。藉此，藉由電晶體特性以及電阻元件R21及R23之電阻值等，電晶體Q21或Q22中之任一者先成為接通狀態。
此時，於電晶體Q21成為接通狀態之情況下，於供電線圈N21中流通電流，於電晶體Q21之汲極、源極間流通電流。藉由在作為一次線卷之供電線圈N21中流通電流，而於第二變壓器產生磁場，於作為二次線卷之受電線圈N32產生感應電動勢。受電線圈N32中產生之感應電動勢可根據供電線圈N21與受電線圈N32之線卷比而放大。
此時，如上所述，主電路10中亦產生相同之動作，藉由主電路10之第一變壓器中產生之磁場，亦於作為一次線卷之反饋線圈Nf2中藉由自感應而產生反電動勢。此處，反饋線圈Nf2中產生之電壓係藉由相移濾波器F20而相位發生偏移，並施加至電晶體Q21及Q22。此時，對電晶體Q21施加負電壓而施加至電晶體Q21之偏壓電壓成為臨限值電壓以下，電晶體Q21成為斷開狀態。另一方面，對電晶體Q22施加正電壓而施加至電晶體Q22之偏壓電壓高於臨限值電壓，電晶體Q22成為接通狀態。
若電晶體Q21成為斷開狀態且電晶體Q22成為接通狀態，則於供電線圈N22中流通電流，於電晶體Q22之汲極、源極間流通電流。藉由在作為一次線卷之供電線圈N22中流通電流，而於第二變壓器產生磁場，於作為二次線卷之受電線圈N32產生感應電動勢。如此，於從屬電路20中，藉由電晶體Q21及Q22之接通狀態及斷開狀態交替地重複，而於作為一次線卷之供電線圈N21及N22中交替地流通方向相互不同之電流。但是，於從屬電路20中，藉由相移濾波器F20之作用而使反饋線圈Nf2中產生之電壓之相位發生偏移，藉此，電晶體Q21及Q22之接通、斷開之時間點會與主電路10之電晶體Q11及Q12之接通、斷開之時間點發生偏移。結果，供電線圈N21及N22中之電流之開關時間點與供電線圈N11及N12中之電流之開關時間點會偏移。
藉由此種一次側電路2之動作，而於第一變壓器及第二變壓器產生磁場，於二次側電路3中之作為二次線卷之受電線圈N31及N32分別誘發由交替地產生之正負電壓構成的交流電壓。但是，如上所述，由於供電線圈N21及N22中之電流之開關時間點與供電線圈N11及N12中之電流之開關時間點發生偏移，故而由受電線圈N31誘發之交流電壓與由受電線圈N32誘發之交流電壓的相位亦會偏移。
於二次側電路3中，如此由受電線圈N31產生之交流電壓及由受電線圈N32產生之交流電壓合成後輸入至整流電路SR30，藉由全波整流及平滑化而轉換為直流電壓。若將經轉換所得之直流電壓輸入至基準電壓電路RV30，則藉由分路調節器元件Ic31而以輸出電壓成為基準電壓以上之方式進行控制並加以輸出。此時，與輸出電壓對應之電流量於二次側控制線圈Lc31中流通。與二次側控制線圈Lc31磁性耦合之一次側控制線圈Lf21之電感值根據該電流量而變化。伴隨著一次側控制線圈Lf21之電感值之變化，相移濾波器F20之相移量會改變。
於本實施形態中，由於受電線圈N31與受電線圈N32以線圈電壓成為逆相之方式連接，故而受電線圈N31中產生之交流電壓與受電線圈N32中產生之交流電壓越同步(相位越一致)，則輸出電壓越低，相位之偏移越接近90度，則輸出電壓越高。因此，相移濾波器F20藉由上述一次側控制線圈Lf21、電阻元件Rf21及電容器Cf21之作用，於二次側控制線圈Lc31中流通之電流量較大之情況下向受電線圈N31及N32中產生之交流電壓同步之方向進行相移，於該電流量較小之情況下向受電線圈N31及N32中產生之交流電壓之相位偏移之方向進行相移。
因此，根據本實施形態，於既有之集極共振型自激振盪電路中，輸出電壓根據輸入之直流電壓之變動而變動，該情況下，藉由此種相移動作而可利用簡單之電路構成來實現輸出電壓之穩定化。因此，本實施形態中之電源電路1可表述為輸出穩定化電路。
[第一實施形態之變形例]
於上述第一實施形態中例示出作為輸出直流電壓之DCDC轉換器電路之電源電路1，但亦可形成藉由使二次側電路3變形而輸出正弦波電壓之電路構成。圖2係第一實施形態之變形例中之二次側電路3之電路圖。再者，於本變形例中，一次側電路2可為與圖1所示之第一實施形態相同之構成。本變形例中，於二次側電路3中，去除了由二極體D31、D32、D33及D34構成之橋接整流電路。又，基準電壓電路RV31除了具有第一實施形態之基準電壓電路RV30之構成以外，進而具有二極體D35及電容器C32。
於本變形例之二次側電路3中，將由受電線圈N31產生之交流電壓(正弦波電壓)及由受電線圈N32產生之交流電壓(正弦波電壓)合成，藉由低通濾波器(L31及C31)去除高頻雜訊成分之後，輸入至基準電壓電路RV31。於基準電壓電路RV31中，利用二極體D35及電容器C32將交流整流平滑後成為直流，故而此後發揮與第一實施形態之基準電壓電路RV31相同之作用，能夠實現輸出穩定化。
因此，根據本變形例，藉由自低通濾波器(L31及C31)後取得輸出，可成為「經穩定化之正弦波輸出」。
[第二實施形態]
圖3係第二實施形態中之電源電路1之電路圖。第二實施形態中之電源電路1與第一實施形態之不同點在於：在二次側電路3中受電線圈N31與受電線圈N32係以線圈電壓成為同相之方式連接，及相移濾波器F20之構成。以下，針對第二實施形態中之電源電路1，以與第一實施形態不同之內容為中心進行說明，關於與第一實施形態相同之內容則適當省略。
於第二實施形態中，由於受電線圈N31與受電線圈N32係以線圈電壓成為同相之方式連接，故而受電線圈N31中產生之交流電壓與受電線圈N32中產生之交流電壓越同步(相位越一致)，則輸出電壓越高，相位之偏移越接近90度，則輸出電壓越低。因此，相移濾波器F20必須於二次側控制線圈Lc31中流通之電流量較大之情況下向受電線圈N31及N32中產生之交流電壓之相位偏移之方向進行相移，於該電流量較小之情況下向受電線圈N31及N32中產生之交流電壓同步之方向進行相移。因此，於第二實施形態之相移濾波器F20中，第二反饋線圈Nf2與電容器Cf21串聯連接，一次側控制線圈Lf21並聯連接於第二反饋線圈Nf2及電容器Cf21。即，相移濾波器F20藉由構成高通濾波器，而可實現如上所述之相移。
因此，根據第二實施形態，即便於二次側電路3中受電線圈N31與受電線圈N32以線圈電壓成為同相之方式連接之情況下，亦與第一實施形態相同地，可利用簡單之電路構成實現輸出電壓之穩定化。
[第二實施形態之變形例]
於在二次側電路3中受電線圈N31與受電線圈N32以線圈電壓成為同相之方式連接之情況下，亦可使相移濾波器F20之構成與第一實施形態之構成相同。於該情況下，只要使反饋線圈Nf1與反饋線圈Nf2以極性呈相反方向磁性耦合之方式構成即可。若如此，則可使被反饋線圈Nf1誘發之電壓與被反饋線圈Nf2誘發之電壓逆相，故而即便於在二次側電路3中受電線圈N31與受電線圈N32以線圈電壓成為同相之方式連接之情況下，亦可獲得與第一實施形態相同之效果。
以下，列舉實施例，對上述內容進一步詳細地進行說明。但是，以下實施例之記載並不對上述內容施加任何限定。
[實施例1]
於實施例1中，表示藉由模擬而驗證上述第一實施形態之效果所得之結果。圖4係實施例1中之電源電路1之二次側電路3之電路圖。於實施例1之模擬中，不藉由一次側控制線圈Lf21與二次側控制線圈Lc31之磁性耦合進行一次側控制線圈Lf21之電感控制，而是假想地以手動來設定一次側控制線圈Lf21之電感值。因此，於二次側電路3中不設置基準電壓電路RV30，而連接有負載電阻R0。再者，一次側電路2為與圖1所示之第一實施形態相同之構成。
圖5至圖7係表示模擬實施例1之電源電路1中之各點處之電壓變化所得之結果的曲線圖。圖5至圖7中，(a)表示一次側控制線圈Lf21之電感值被設定為第一值之情況下之模擬結果，(b)表示一次側控制線圈Lf21之電感值被設定為較第一值更大之第二值之情況下的模擬結果。
圖5(a)及圖5(b)表示被反饋線圈Nf2誘發之電壓波形(輸出波形)、被反饋線圈Nf2誘發且應用相移濾波器F20之後(通過後)之電壓波形、及向電晶體Q22之閘極輸入之電壓波形。根據圖5(a)可知，於一次側控制線圈Lf21之電感值設為第一值(小)之狀態下，由反饋線圈Nf2產生之電壓之相位係利用相移濾波器F20而大幅度偏移，並施加至電晶體Q22之閘極。另一方面，根據圖5(b)可知，於一次側控制線圈Lf21之電感值設為第二值(大)之狀態下，利用相移濾波器F20所致之相移量較圖5(a)之情況下更小，由反饋線圈Nf2產生之電壓之相位利用相移濾波器F20而稍微偏移，並施加至電晶體Q22之閘極。
圖6(a)及圖6(b)表示主電路10之電晶體Q12之汲極、源極間之電壓波形(輸出波形)、及從屬電路20之電晶體Q22之汲極、源極間之電壓波形(輸出波形)。根據圖6(a)可知，於一次側控制線圈Lf21之電感值設為第一值(小)之狀態下，主電路10之電晶體Q12之電壓波形與從屬電路20之電晶體Q22之電壓波形之相位大幅度偏移。這表示，藉由使反饋線圈Nf2中產生之電壓波形之相移量變大，可使主電路10之電晶體Q11及Q12之開關時間點與從屬電路20之電晶體Q21及Q22之開關時間點大幅度偏移。另一方面，根據圖6(b)可知，於一次側控制線圈Lf21之電感值設為第二值(大)之狀態下，主電路10之電晶體Q12之電壓波形與從屬電路20之電晶體Q22之電壓波形之相位偏移較小。這表示，藉由使反饋線圈Nf2中產生之電壓波形之相移量變小，可使主電路10之電晶體Q11及Q12之開關時間點與從屬電路20之電晶體Q21及Q22之開關時間點的偏移變小。
圖7(a)及圖7(b)表示施加至負載電阻之直流電壓位準與二極體D33之陰極側之全波整流波形。根據圖7(a)可知，於一次側控制線圈Lf21之電感值設為第一值(小)之狀態下，受電線圈N31中產生之電壓波形與受電線圈N32中產生之電壓波形之相位大幅度偏移，經合成之電壓波形之全波整流後之直流電壓位準變得相對較大。另一方面，根據圖7(b)可知，於一次側控制線圈Lf21之電感值設為第二值(大)之狀態下，受電線圈N31中產生之電壓波形與受電線圈N32中產生之電壓波形之相位差較小，故而經合成之電壓波形之全波整流後之直流電壓位準與圖7(a)之情況下相比變小。
如此，根據實施例1，證實了於第一實施形態之電源電路1中，藉由根據一次側控制線圈Lf21之電感值之大小來使相移濾波器F20所致之相移量變化，可控制輸出電壓，進而可實現輸出電壓之穩定化。
[實施例2]
於實施例2中，表示藉由模擬來驗證上述第一實施形態之變形例之效果所得之結果。圖8係實施例2中之電源電路1之二次側電路3之電路圖。於實施例2之模擬中，亦與實施例1相同，假想地以手動來設定一次側控制線圈Lf21之電感值。因此，二次側電路3中未設置基準電壓電路RV30，而連接有負載電阻R0。再者，一次側電路2為與圖1所示之第一實施形態相同之構成。
圖9係表示模擬實施例2之電源電路1中之各點處之電壓變化所得之結果的曲線圖。圖9(a)表示一次側控制線圈Lf21之電感值被設定為第一值之情況下之模擬結果，圖9(b)表示一次側控制線圈Lf21之電感值被設定為較第一值更大之第二值之情況下的模擬結果。再者，實施例2中之一次側電路2之各點之電壓波形係與實施例1(圖5及圖6)相同。
圖9(a)及圖9(b)表示被受電線圈N31誘發之電壓波形(輸出波形)、被受電線圈N32誘發之電壓波形(輸出波形)、及負載電阻之電壓波形。根據圖9(a)可知，於一次側控制線圈Lf21之電感值設為第一值(小)之狀態下，受電線圈N31中產生之電壓波形與受電線圈N32中產生之電壓波形之相位大幅度偏移，經合成之電壓波形變得相對較大。另一方面，根據圖9(b)可知，於一次側控制線圈Lf21之電感值設為第二值(大)之狀態下，受電線圈N31中產生之電壓波形與受電線圈N32中產生之電壓波形之相位差較小，故而經合成之電壓波形與圖9(a)之情況下相比變小。
如此，根據實施例2，證實了即便於二次側電路3採用輸出正弦波電壓之構成之情況下，於第一實施形態之電源電路1中，亦可藉由相移濾波器F20之相移動作而實現輸出電壓之穩定化。
[實施例3]
於實施例3中，表示藉由模擬來驗證上述第二實施形態之效果所得之結果。圖10係實施例3中之電源電路1之二次側電路3之電路圖。於實施例3中，與實施例1及2不同，受電線圈N31及N32係以線圈電壓成為同相之方式連接。於實施例3之模擬中，亦與實施例1相同，假想地以手動來設定一次側控制線圈Lf21之電感值。因此，二次側電路3中未設置基準電壓電路RV30，而連接有負載電阻R0。再者，一次側電路2為與圖3所示之第二實施形態相同之構成。
圖11係表示模擬實施例3之電源電路1中之各點處之電壓變化所得之結果的曲線圖。圖11(a)表示一次側控制線圈Lf21之電感值被設定為第一值(小)之情況下之模擬結果，圖11(b)表示一次側控制線圈Lf21之電感值被設定為較第一值更大之第二值(大)之情況下的模擬結果。
圖11(a)及圖11(b)表示主電路10之電晶體Q12之汲極、源極間之電壓波形(輸出波形)、從屬電路20之電晶體Q22之汲極、源極間之電壓波形(輸出波形)、及施加至負載電阻之直流電壓位準。根據圖11(a)可知，於一次側控制線圈Lf21之電感值設為第一值(小)之狀態下，主電路10之電晶體Q12之電壓波形與從屬電路20之電晶體Q22之電壓波形之相位大幅度偏移，經合成之電壓波形之全波整流後之直流電壓位準變小(2.4 V)。另一方面，根據圖11(b)可知，於一次側控制線圈Lf21之電感值設為第二值(大)之狀態下，主電路10之電晶體Q12之電壓波形與從屬電路20之電晶體Q22之電壓波形之相位偏移較小，經合成之電壓波形之全波整流後之直流電壓位準與圖11(a)之情況下相比變大(12.7 V)。
如此，根據實施例3，證實了於在二次側電路3中將受電線圈N31與受電線圈N32以線圈電壓成為同相之方式連接之第二實施形態之電源電路1中，藉由根據一次側控制線圈Lf21之電感值之大小來使相移濾波器F20所致之相移量變化，亦可控制輸出電壓，進而可實現輸出電壓之穩定化。
上述實施形態及變形例之一部分或全部亦可按照以下方式被特定出。但是，上述實施形態及變形例並不限制於以下之記載。
(1)
一種輸出穩定化電路，其具備：一次側電路，其包含連接於直流電源之第一自激振盪電路及第二自激振盪電路；以及二次側電路，其藉由該第一自激振盪電路及該第二自激振盪電路之振盪而獲得輸出電壓；上述第一自激振盪電路具有：第一供電線圈；第一共振電容器，其與上述第一供電線圈一起構成共振電路；第一開關元件對，其連接於上述第一供電線圈；及第一反饋線圈，其與上述第一供電線圈磁性耦合且分別連接於上述第一開關元件對之各控制電極；上述第二自激振盪電路具有：第二供電線圈；第二共振電容器，其與上述第二供電線圈一起構成共振電路；第二開關元件對，其連接於上述第二供電線圈；第二反饋線圈，其與上述第一反饋線圈磁性耦合且分別連接於上述第二開關元件對之各控制電極；以及相移濾波器，其連接於上述第二反饋線圈與上述第二開關元件對之各控制電極之間；上述二次側電路包含二次側控制線圈，該二次側控制線圈控制根據上述輸出電壓之大小而流通之電流之大小，上述相移濾波器包含一次側控制線圈，該一次側控制線圈係與上述二次側控制線圈磁性耦合且具有電感根據上述二次側控制線圈中流通之電流而變化之特性。
(2)
如(1)之輸出穩定化電路，其中，上述二次側電路進而具有：第一受電線圈，其與上述第一供電線圈一起構成變壓器；及第二受電線圈，其與上述第二供電線圈一起構成變壓器；上述第一受電線圈與上述第二受電線圈係以線圈電壓成為逆相之方式連接，上述第一反饋線圈與上述第二反饋線圈係以極性成為相同方向之方式磁性耦合，上述相移濾波器進而包含並聯連接於上述一次側控制線圈及上述第二反饋線圈之電容器。
(3)
如(1)之輸出穩定化電路，其中，上述二次側電路進而具有：第一受電線圈，其與上述第一供電線圈一起構成變壓器；及第二受電線圈，其與上述第二供電線圈一起構成變壓器；上述第一受電線圈與上述第二受電線圈係以線圈電壓成為同相之方式連接，上述第一反饋線圈與上述第二反饋線圈係以極性成為相反方向之方式磁性耦合，上述相移濾波器進而包含並聯連接於上述一次側控制線圈及上述第二反饋線圈之電容器。
(4)
如(1)之輸出穩定化電路，其中，上述二次側電路進而具有：第一受電線圈，其與上述第一供電線圈一起構成變壓器；及第二受電線圈，其與上述第二供電線圈一起構成變壓器；上述第一受電線圈與上述第二受電線圈係以線圈電壓成為同相之方式連接，上述第一反饋線圈與上述第二反饋線圈係以極性成為相同方向之方式磁性耦合，上述相移濾波器進而包含電容器，上述一次側控制線圈並聯連接於上述相移濾波器之上述電容器及上述第二反饋線圈。
(5)
一種DCDC轉換器電路，其包含(1)至(4)中任一項之輸出穩定化電路，上述二次側電路具有：第一受電線圈，其與上述第一供電線圈一起構成變壓器；第二受電線圈，其與上述第二供電線圈一起構成變壓器；及DC轉換電路，其將由上述第一受電線圈及上述第二受電線圈產生之交流電壓轉換為直流電壓。
該申請案主張以2021年3月24日提出申請之日本申請案(日本專利特願2021-49647)為基礎之優先權，將其揭示之全部內容併入本文中。
1:電源電路
2:一次側電路
3:二次側電路
10:主電路
20:從屬電路
B10,B20:偏壓電路
BT:電池裝置
C,C31,C32,Cf21:電容器
C11,C21:共振電容器
D31,D32,D33,D34,D35:二極體
F20:相移濾波器
FU:保險絲
Ic31:分路調節器元件
L11:輸入線圈
L31:線圈
Lc31:二次側控制線圈
Lf21:一次側控制線圈
N11,N12,N21,N22:供電線圈
N31,N32:受電線圈
Nf1,Nf2:反饋線圈
Q11,Q12,Q21,Q22:電晶體
R0:負載電阻
R11,R12,R13,R14,R21,R22,R23,R24,R31,R32,Rf21:電阻元件
RV30,RV31:基準電壓電路
S30:DC轉換電路
SR30:整流電路
圖1係第一實施形態中之電源電路之電路圖。
圖2係第一實施形態之變形例中之二次側電路之電路圖。
圖3係第二實施形態中之電源電路之電路圖。
圖4係實施例1中之電源電路之二次側電路之電路圖。
圖5(a)及(b)係表示模擬實施例1之電源電路中之各點處之電壓變化所得之結果的曲線圖。
圖6(a)及(b)係表示模擬實施例1之電源電路中之各點處之電壓變化所得之結果的曲線圖。
圖7(a)及(b)係表示模擬實施例1之電源電路中之各點處之電壓變化所得之結果的曲線圖。
圖8係實施例2中之電源電路之二次側電路之電路圖。
圖9(a)及(b)係表示模擬實施例2之電源電路中之各點處之電壓變化所得之結果的曲線圖。
圖10係實施例3中之電源電路之二次側電路之電路圖。
圖11(a)及(b)係表示模擬實施例3之電源電路中之各點處之電壓變化所得之結果的曲線圖。
1:電源電路
2:一次側電路
3:二次側電路
10:主電路
20:從屬電路
B10,B20:偏壓電路
BT:電池裝置
C,C31,Cf21:電容器
C11,C21:共振電容器
D31,D32,D33,D34:二極體
F20:相移濾波器
FU:保險絲
Ic31:分路調節器元件
L11:輸入線圈
L31:線圈
Lc31:二次側控制線圈
Lf21:一次側控制線圈
N11,N12,N21,N22:供電線圈
N31,N32:受電線圈
Nf1,Nf2:反饋線圈
Q11,Q12,Q21,Q22:電晶體
R11,R12,R13,R14,R21,R22,R23,R24,R31,R32,Rf21:電阻元件
RV30:基準電壓電路
SR30:整流電路
Claims (6)
- 一種輸出穩定化電路，其具備：一次側電路，其包含連接於直流電源之第一自激振盪電路及第二自激振盪電路；以及二次側電路，其藉由該第一自激振盪電路及該第二自激振盪電路之振盪而獲得輸出電壓；上述第一自激振盪電路具有：第一供電線圈；第一共振電容器，其與上述第一供電線圈一起構成共振電路；第一開關元件對，其連接於上述第一供電線圈；及第一反饋線圈，其與上述第一供電線圈磁性耦合且分別連接於上述第一開關元件對之各控制電極；上述第二自激振盪電路具有：第二供電線圈；第二共振電容器，其與上述第二供電線圈一起構成共振電路；第二開關元件對，其連接於上述第二供電線圈；第二反饋線圈，其與上述第一反饋線圈磁性耦合且分別連接於上述第二開關元件對之各控制電極；以及相移濾波器，其連接於上述第二反饋線圈與上述第二開關元件對之各控制電極之間；上述二次側電路包含二次側控制線圈，該二次側控制線圈控制根據上述輸出電壓之大小而流通之電流之大小， 上述相移濾波器包含一次側控制線圈，該一次側控制線圈係與上述二次側控制線圈磁性耦合且具有電感根據上述二次側控制線圈中流通之電流而變化之特性。
- 如請求項1之輸出穩定化電路，其中，上述二次側電路進而具有：第一受電線圈，其與上述第一供電線圈一起構成變壓器；及第二受電線圈，其與上述第二供電線圈一起構成變壓器；上述第一受電線圈與上述第二受電線圈係以線圈電壓成為逆相之方式連接，上述第一反饋線圈與上述第二反饋線圈係以極性成為相同方向之方式磁性耦合，上述相移濾波器進而包含並聯連接於上述一次側控制線圈及上述第二反饋線圈之電容器。
- 如請求項1之輸出穩定化電路，其中，上述二次側電路進而具有：第一受電線圈，其與上述第一供電線圈一起構成變壓器；及第二受電線圈，其與上述第二供電線圈一起構成變壓器；上述第一受電線圈與上述第二受電線圈係以線圈電壓成為同相之方式連接，上述第一反饋線圈與上述第二反饋線圈係以極性成為相反方向之方式磁性耦合， 上述相移濾波器進而包含並聯連接於上述一次側控制線圈及上述第二反饋線圈之電容器。
- 如請求項1之輸出穩定化電路，其中，上述二次側電路進而具有：第一受電線圈，其與上述第一供電線圈一起構成變壓器；及第二受電線圈，其與上述第二供電線圈一起構成變壓器；上述第一受電線圈與上述第二受電線圈係以線圈電壓成為同相之方式連接，上述第一反饋線圈與上述第二反饋線圈係以極性成為相同方向之方式磁性耦合，上述相移濾波器進而包含電容器，上述一次側控制線圈並聯連接於上述相移濾波器之上述電容器及上述第二反饋線圈。
- 一種DCDC轉換器電路，其包含請求項1之輸出穩定化電路，上述二次側電路具有：第一受電線圈，其與上述第一供電線圈一起構成變壓器；第二受電線圈，其與上述第二供電線圈一起構成變壓器；及DC轉換電路，其將由上述第一受電線圈及上述第二受電線圈產生之交流電壓轉換為直流電壓。
- 一種DCDC轉換器電路，其包含請求項2至4中任一項之輸出穩定化電路， 上述二次側電路進而具有：DC轉換電路，其將由上述二次側電路之上述第一受電線圈及上述第二受電線圈產生之交流電壓轉換為直流電壓。
Applications Claiming Priority (2)
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|---|---|
| TW202239122A TW202239122A (zh) | 2022-10-01 |
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|---|---|---|---|---|
| US20210006169A1 (en) | 2019-07-04 | 2021-01-07 | Sumida Corporation | Power supply system and dc/dc converter |
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20210006169A1 (en) | 2019-07-04 | 2021-01-07 | Sumida Corporation | Power supply system and dc/dc converter |
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