JP7322954B2 - 電力変換装置及びその制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、共振コイルと共振コンデンサから構成された共振回路への入力をスイッチング素子で制御することによって、電源からの電力を変換する電力変換装置及びその制御方法に関する。

従来では、Ｅ級回路を用いた電力変換装置として、特許文献１の共振型電力伝送装置が開示されている。特許文献１に開示された共振型電力伝送装置では、複数のＥ級回路を設け、これらのＥ級回路から出力される電流の位相差を調整して出力電流を合成していた。

特許第５８３２７０２号公報

しかしながら、上述した従来の共振型電力伝送装置では、出力電力が定格付近のときには電流の位相が揃っているので、電力の変換効率は良いが、出力電力を定格付近から変更してしまうと、電力の変換効率が低下してしまうという問題点があった。

そこで、本発明は上記実情に鑑みて提案されたものであり、出力電力を定格付近から変更する場合でも、電力の変換効率の低下を防止して高効率な状態を維持することのできる電力変換装置及びその制御方法を提供することを目的とする。

上述した課題を解決するために、本発明の一態様に係る電力変換装置及びその制御方法は、電力変換装置の出力電力を変化させるときに、スイッチング素子がゼロ電圧スイッチングの条件を満たすように、スイッチング素子のスイッチング周波数と時比率とを同時に変化させる。

本発明によれば、出力電力を定格付近から変更する場合でも、電力の変換効率の低下を防止して高効率な状態を維持することができる。

図１は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。 図２は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置を構成するスイッチング素子の動作を説明するための図である。 図３は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置の入出力電圧比の特性を示す図である。 図４は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置の入力インピーダンスの特性を示す図である。 図５は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置の効率と誤差率との関係を示す図である。 図６は、並列共振回路のインピーダンス特性を示す図である。 図７は、直列共振回路のインピーダンス特性を示す図である。 図８は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置の入出力電圧比の特性を示す図である。 図９は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置を構成するスイッチング素子の動作を説明するための図である。 図１０は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置の効果を説明するための図である。 図１１は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置の効果を説明するための図である。 図１２は、本発明の第２実施形態に係る電力変換装置における演算処理の簡略化を説明するための図である。 図１３は、本発明の第２実施形態に係る電力変換装置の効率と誤差率との関係を示す図である。 図１４は、本発明の第２実施形態に係る電力変換装置の効果を説明するための図である。

［第１実施形態］
以下、本発明を適用した第１実施形態について図面を参照して説明する。図面の記載において同一部分には同一符号を付して説明を省略する。

［電力変換装置の構成］
図１は、本実施形態に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。図１に示すように、本実施形態に係る電力変換装置１は、入力電源３と、電圧共振回路５と、整流回路７と、コントローラ９と、負荷１１から構成されている。電力変換装置１は、入力電源３からの直流電力を交流に変換し、整流回路７で整流した直流電力を負荷１１に供給するＤＣＤＣコンバータである。

電圧共振回路５は、チョークコイルＬｃと、共振コイルＬｒと、共振コンデンサＣｒと、スイッチング素子Ｓと、シャントキャパシタＣｓとを備えている。電圧共振回路５は、スイッチング素子Ｓのオンオフを制御することによって、入力電源３の直流電力を交流電力に変換するＥ級インバータ回路である。尚、スイッチング素子Ｓは、ここでは一例としてＭＯＳＦＥＴの場合について説明する。

図１に示すように、チョークコイルＬｃは、入力電源３とスイッチング素子Ｓとの間に接続されている。共振コイルＬｒと共振コンデンサＣｒは直列に接続されて共振回路を形成し、この共振回路はチョークコイルＬｃとスイッチング素子Ｓの接続点に接続されている。スイッチング素子Ｓは、共振回路への入力をオンオフしており、シャントキャパシタＣｓはスイッチング素子Ｓに並列に接続されている。

整流回路７は、ダイオードＤと、整流コンデンサＣｄと、フィルタコイルＬｆと、フィルタコンデンサＣｆとを備え、ダイオードＤと整流コンデンサＣｄを並列接続した構成により、電圧共振回路５から出力された交流波を整流するＥ級整流器である。

整流回路７では、電圧共振回路５で生成された交流波をダイオードＤによって半波整流し、整流されたエネルギーを整流コンデンサＣｄにチャージする。そして、チャージされたエネルギーを、フィルタコイルＬｆとフィルタコンデンサＣｆによって構成されるＬＣフィルタに伝達し、直流波形として負荷１１に電力伝送を行う。したがって、整流コンデンサＣｄの電圧波形は半波整流された形状をしているが、ＬＣフィルタを通過させることによって、負荷１１に供給される電圧波形は直流となる。

コントローラ９は、スイッチング素子Ｓの導通状態を切り替えることによって、電力変換装置１の出力電力を制御している。具体的に、コントローラ９は、スイッチング素子Ｓのオンオフを制御する駆動信号を生成して、スイッチング素子Ｓの制御端子に出力する。

ここで、図２を参照して、コントローラ９によるスイッチング素子Ｓの制御を説明する。図２は、スイッチング素子Ｓの駆動信号と印加電圧の時間変化を示す図である。図２の横軸は時間を示し、縦軸はスイッチング素子Ｓの駆動信号と、スイッチング素子Ｓの印加電圧を示している。駆動信号は、コントローラ９からスイッチング素子Ｓのゲートに出力されるゲート電圧であり、印加電圧はスイッチング素子Ｓにかかるドレイン－ソース電圧である。

図２に示すように、駆動信号がオンしている間はスイッチング素子Ｓが非導通となり、駆動信号がオフすると、スイッチング素子Ｓは導通して電圧が印加される。本実施形態では、スイッチング素子Ｓに印加される電圧波形が半正弦波状の電圧共振回路を対象としている。ここで、駆動信号のスイッチング周波数ｆは、駆動信号の１周期Ｔの逆数である。また、時比率Ｄは、１周期Ｔに対するオン時間Ｔｏｎの割合であり、Ｄ＝Ｔｏｎ／Ｔと定義される。コントローラ９は、このスイッチング周波数ｆと時比率Ｄを同時に変化させて、電力変換装置１の出力電力を制御している。

尚、コントローラ９は、マイクロコンピュータ、マイクロプロセッサ、ＣＰＵを含む汎用の電子回路とメモリ等の周辺機器から構成されており、電圧共振回路５を制御する機能を有する。コントローラ９の各機能は、１または複数の処理回路によって実装することができる。処理回路は、例えば電気回路を含む処理装置等のプログラムされた処理装置を含み、また実施形態に記載された機能を実行するようにアレンジされた特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）や従来型の回路部品のような装置も含んでいる。

［電力変換装置の制御方法］
次に、本実施形態に係る電力変換装置１の制御方法を説明する。本実施形態では、電力変換装置１の出力電圧Ｖ_０を変化させることによって、出力電力を変化させるときに、スイッチング素子Ｓがゼロ電圧スイッチングの条件を満たすように、スイッチング素子Ｓのスイッチング周波数ｆと時比率Ｄとを同時に変化させている。

図１に示す電力変換装置１は、Ｅ級インバータ回路である電圧共振回路５と、Ｅ級整流器である整流回路７とによって構成されたＥ２級コンバータ回路である。このようなＥ２級コンバータ回路の入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖ_０の比率（入出力電圧比）は、下記の式（１）で表される。

ここで、ｆはスイッチング周波数、Ｄは時比率、Ｌｒは共振コイルＬｒのインダクタンス、ＲＬは負荷１１の抵抗値である。また、φｓは、スイッチング素子Ｓの駆動信号と、共振コイルＬｒ及び共振コンデンサＣｒで形成される直列共振回路に流れる電流との位相差である。

式（１）に示すように、入出力電圧比（Ｖ_０／Ｖｉｎ）はスイッチング周波数ｆと時比率Ｄによって変化させることができる。さらに、入力電源３の入力電圧Ｖｉｎは一定なので、スイッチング周波数ｆと時比率Ｄを同時に変化させることによって、出力電圧Ｖ_０を制御することができる。したがって、コントローラ９は、出力電圧Ｖ_０を変化させるときに、スイッチング素子Ｓのスイッチング周波数ｆと時比率Ｄとを同時に変化させている。

さらに、Ｅ級回路の特徴であるゼロ電圧スイッチング（Ｚｅｒｏ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ：ＺＶＳ）の条件を満たすスイッチング周波数ｆと時比率Ｄは、式（２）で表すことができる。ただし、ＣｓはシャントキャパシタＣｓの静電容量である。

ゼロ電圧スイッチングとは、スイッチング素子Ｓの印加電圧が０ボルトになってから、スイッチング素子Ｓをターンオンまたはターンオフすることである。スイッチング周波数ｆと時比率Ｄが式（２）を満たしている場合には、図１に示すＥ２級コンバータ回路において、ゼロ電圧スイッチングが達成されている。

したがって、コントローラ９は、出力電圧Ｖ_０を変化させるときに、式（２）に示すゼロ電圧スイッチングの条件を満たすように、スイッチング素子Ｓのスイッチング周波数ｆと時比率Ｄとを同時に変化させる。例えば、出力しようとする出力電圧Ｖ_０が決まると、入力電圧Ｖｉｎは一定なので、式（１）と式（２）からスイッチング周波数ｆを消去すれば、時比率Ｄを算出することができ、算出した時比率Ｄを用いてスイッチング周波数ｆも算出することができる。これにより、コントローラ９は、出力電圧Ｖ_０を変化させる場合であっても、算出したスイッチング周波数ｆと時比率Ｄに設定することによって、ゼロ電圧スイッチングの条件を達成した状態で電力変換装置１を制御することができる。

ここで、スイッチング周波数ｆと時比率Ｄを同時に変化させる方法を、図３を参照して具体的に説明する。図３は、式（２）を満たす条件でスイッチング素子Ｓのスイッチング周波数ｆと時比率Ｄを変化させた場合に、式（１）によって算出される入出力電圧比（Ｖ_０／Ｖｉｎ）を示す図である。直線Ｇが入出力電圧比（入出力ゲイン）である。すなわち、直線Ｇ上の点は、ゼロ電圧スイッチングの条件を満たしたスイッチング周波数ｆと時比率Ｄを表している。

図３に示すように、負荷１１に印加される出力電圧Ｖ_０を上昇させる場合には、入力電圧Ｖｉｎは一定なので、スイッチング周波数ｆを低下させるのと同時に、時比率Ｄを上昇させればよい。逆に、出力電圧Ｖ_０を低下させる場合には、スイッチング周波数ｆを上昇させるのと同時に、時比率Ｄを低下させる。

また、本実施形態に係る電力変換装置１において、式（２）を満たしている場合には、図１の回路を駆動する動作点が誘導性を有するという条件も満たしている。この条件を説明するために、図４を参照する。図４は、図１の回路の入力インピーダンスの周波数特性を示す図であり、横軸はスイッチング周波数ｆ、縦軸は入力インピーダンスＺである。

図４に示すように、図１の回路の入力インピーダンスＺはスイッチング周波数ｆに応じて変化しているが、図１の回路がゼロ電圧スイッチングの条件を満たすためには、動作点が図４の誘導性（遅れ位相）領域に設定されている必要がある。したがって、出力電圧Ｖ_０を変化させるときに、上述した式（２）を満たすように算出されたスイッチング周波数ｆは、図４の誘導性領域の範囲内に位置している。

そこで、式（２）を用いてスイッチング周波数ｆを算出する代わりに、図４の誘導性領域の範囲内にある周波数をスイッチング周波数ｆとして選択してもよい。誘導性領域の範囲内にあるすべての周波数が式（２）を満たしているわけではないが、後述する許容誤差を考慮すれば、誘導性領域の範囲内にある周波数を選択しておけば問題はない。そして、選択したスイッチング周波数ｆを用いて、式（２）から時比率Ｄを算出し、これらのスイッチング周波数ｆと時比率Ｄに設定すれば、低スイッチング損失で高効率な動作が可能な電力変換装置１を実現することができる。

尚、本実施形態では、図１に示すようにＤＣ－ＤＣコンバータを一例として説明したが、ＤＣ－ＤＣコンバータに限定されるものではなく、Ｅ級回路を用いた電力変換装置であれば、その他の構成であってもよい。例えば、電圧共振回路５と整流回路７の間に、絶縁トランスが接続されていてもよいし、電圧源である入力電源３とチョークコイルＬｃの代わりに入力電流源を設置してもよい。また、整流回路７はブリッジ型の全波整流回路であってもよい。

［許容誤差］
次に、式（２）に示したスイッチング周波数ｆの許容誤差について説明する。本実施形態では、式（２）を満たすようにスイッチング周波数ｆと時比率Ｄを同時に変化させることによって、低スイッチング損失で高効率な動作を可能にしているが、式（２）には回路パラメータ等の誤差要因が含まれている。

そのため、式（２）で算出されたスイッチング周波数ｆに完全に一致させる必要はなく、±２０％の範囲内であれば、低スイッチング損失で高効率な動作は可能である。例えば、図５にスイッチング周波数ｆの誤差率と回路の効率との関係を示す。誤差率は、式（２）で算出されたスイッチング周波数ｆとの違いを示している。

図５に示すように、式（２）で算出されたスイッチング周波数ｆから±２０％以内の範囲にある周波数を使用していれば、回路の効率はほとんど低下していない。しかし、誤差率が２０％を超えると、急激に効率が悪化することが分かる。

これは、図１のＥ２級コンバータ回路に含まれる２つの共振回路、すなわち直列共振回路と並列共振回路による２つの共振点の半値幅の範囲内であれば、急激なＱ値の低下を抑制することができ、その範囲が±２０％であることを意味している。すなわち、共振点の半値幅の範囲内であれば、ゼロ電圧スイッチングを達成できるので、低スイッチング損失を実現し、効率の悪化を抑制することができる。ただし、Ｅ２級コンバータ回路に含まれるインバータ（電圧共振回路５）の負荷Ｑ値（ＱＬ）は正弦波出力を必要とするので、ＱＬ＞５となる。

尚、Ｑ値とは、共振点を形成するコイルのＱｕａｌｉｔｙ ｆａｃｔｏｒのことであり、図６に並列共振回路のインピーダンス特性を示し、ｆ_０は共振周波数、Δｆは半値幅を示す。共振周波数ｆ_０は、

で表すことができる。また、半値幅Δｆは、

で表すことができる。尚、Ｌはコイルのインダクタンス、Ｃはコンデンサの静電容量、ｒはコイルの寄生抵抗である。

式（４）に示すように、コイルの損失が小さくてコイルの寄生抵抗ｒが小さくなれば、半値幅が狭くなり、鋭い共振特性を示すようになる。図７は直列共振回路（または反共振回路）のインピーダンス特性である。インピーダンス特性が極大値ではなく、極小値を有すること以外は、図６に示す並列共振回路と同様な特性を示している。

また、負荷Ｑ値（ＱＬ）とは、負荷に対するインダクタンスのＱｕａｌｉｔｙ ｆａｃｔｏｒのことであり、

と表すことができる。尚、ＲＬは負荷の等価抵抗値であり、ｆはスイッチング周波数、Ｌは共振コイルＬｒのインダクタンスである。したがって、ＱＬ＞５は、共振コイルＬｒに流れる電流が正弦波状になるための必要条件である。

［第１実施形態の効果］
以上、詳細に説明したように、本実施形態に係る電力変換装置１では、出力電力を変化させるときに、スイッチング素子Ｓがゼロ電圧スイッチングの条件を満たすように、スイッチング素子Ｓのスイッチング周波数ｆと時比率Ｄとを同時に変化させている。これにより、出力電力を定格付近から広範囲に変更させる場合でも、スイッチング損失を低下させることができるので、電力の変換効率の低下を防止して高効率な状態を維持することができる。また、追加して回路を設ける必要がないので、装置の大型化を防止することができる。

ここで、図８～１１を参照して、本実施形態に係る電力変換装置１の効果を具体的に説明する。図８は、式（２）を満たす条件でスイッチング素子Ｓのスイッチング周波数ｆと時比率Ｄを変化させた場合に、式（１）によって算出される入出力電圧比（Ｖ_０／Ｖｉｎ）を示す図である。図中の点線が、式（２）を満たしてゼロ電圧スイッチングの条件を満たしている入出力電圧比である。

図９は、図８に示す３点（Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３）における波形であり、波形の横軸は時間、縦軸の上段はスイッチング素子Ｓのゲート信号（Ｖｇｓ）、下段はスイッチング素子Ｓのドレイン－ソース電圧（Ｖｄｓ）である。Ｐ１、Ｐ２は点線上にあるので、式（２）を満たしており、図９の波形はゼロ電圧スイッチングの条件を満たしていることが分かる。すなわち、スイッチング素子Ｓにかかる電圧Ｖｄｓが０ボルトに低下したタイミングで、ゲート電圧Ｖｇｓが印加されている。一方、Ｐ３は点線上にないので、式（２）を満たしておらず、図９の波形はゼロ電圧スイッチングの条件を満たしていないことが分かる。すなわち、スイッチング素子Ｓにかかる電圧Ｖｄｓがゼロボルトに低下していないタイミングで、ゲート電圧Ｖｇｓが印加されている。

このように、本実施形態に係る電力変換装置１では、出力電力を変化させるときに、スイッチング素子Ｓがゼロ電圧スイッチングの条件を満たすように、スイッチング素子Ｓのスイッチング周波数ｆと時比率Ｄとを同時に変化させている。この結果、出力電力を定格付近から広範囲に変化させたとしても、スイッチング損失を低下させることができるので、電力の変換効率の低下を防止して高効率な状態を維持することができる。

以下、図１０、図１１を参照して、本実施形態に係る電力変換装置１がスイッチング損失を低下させ、高効率を維持できることを具体的に説明する。図１０は、本実施形態に係る電力変換装置１の出力電力に対する損失特性を示している。また、図１１は、本実施形態に係る電力変換装置１の出力電力に対する効率特性を示している。

まず、図１０に示すように、従来のＥ級回路の損失特性を示す点線は、最大出力電力、つまり定格付近では低損失であるが、出力電力が低下するにつれて損失が増加している。その結果、図１１に示すように、従来のＥ級回路の効率特性を示す点線も、最大出力電力、つまり定格付近では高効率であるが、出力電力が低下するにつれて効率が低下している。これは、従来のＥ級回路でも、定格付近ではＥ級動作であるゼロ電圧スイッチングを達成しているが、出力電力を変化させると、ゼロ電圧スイッチングを達成できずにスイッチング損失が悪化し、効率が低下するためである。

これに対して、本実施形態に係る電力変換装置１では、ゼロ電圧スイッチングの条件を満たすように、スイッチング周波数ｆと時比率Ｄを同時に変化させている。したがって、図１０、１１の実線で示すように、出力電力が変化したとしても、低スイッチング損失と高効率を実現させることができる。つまり、従来のＥ級回路と比べて、広範囲の出力電力範囲において低スイッチング損失を実現して高効率な状態を維持することができる。

また、本実施形態に係る電力変換装置１では、電力変換装置１の出力電力を上昇させる場合には、スイッチング周波数ｆを低下させるのと同時に、時比率Ｄを上昇させる。これにより、出力電力を上昇させる場合でも、ゼロ電圧スイッチングの条件を満たすことができるので、スイッチング損失を低下させて高効率な状態を維持することができる。

さらに、本実施形態に係る電力変換装置１では、電力変換装置１の出力電力を低下させる場合には、スイッチング周波数ｆを上昇させるのと同時に、時比率Ｄを低下させる。これにより、出力電力を低下させる場合でも、ゼロ電圧スイッチングの条件を満たすことができるので、スイッチング損失を低下させて高効率な状態を維持することができる。

また、本実施形態に係る電力変換装置１では、スイッチング周波数ｆと時比率Ｄが式（２）を満たすように、スイッチング周波数ｆと時比率Ｄとを同時に変化させる。これにより、電力変換装置１がゼロ電圧スイッチングの条件を満たした状態で動作するので、出力電力を広範囲に変化させる場合でも、スイッチング損失を低下させて高効率な状態を維持することができる。

さらに、本実施形態に係る電力変換装置１は、Ｅ級インバータを備えたＤＣＤＣコンバータで構成されている。これにより、低スイッチング損失で高効率な回路を具体的に実現することができ、特に回路の小型化と低コスト化を実現することができる。

［第２実施形態］
以下、本発明を適用した第２実施形態について図面を参照して説明する。ただし、本実施形態に係る電力変換装置１の構成は、図１に示す第１実施形態の構成と同一である。

［電力変換装置の制御方法］
本実施形態に係る電力変換装置１の制御方法を説明する。第１実施形態では、Ｅ級回路の特徴であるゼロ電圧スイッチングの条件を満たすスイッチング周波数ｆと時比率Ｄの関係を式（２）で表していたが、本実施形態では、式（２）を簡略化したことが第１実施形態と相違している。

本実施形態では、Ｅ級回路において、スイッチング素子Ｓの入力インピーダンスＺｄｓを数式化し、式（２）で決まる動作点を、ラプラス平面上に配置して数式の簡略化を図っている。スイッチング素子Ｓの入力インピーダンスＺｄｓは、以下の式（６）で表すことができる。

図１２は、ラプラス平面上に、インピーダンスの極、零点を配置した極・零点マップである。式（２）を簡略化するために、ラプラス平面上に示す動作点は、ゼロ電圧スイッチングの条件を満たすために、インピーダンスＺｄｓの極配置が重要となる。図１２に示すように、左半平面の極、零点のうちで、虚軸に近い極、零点が回路動作における支配根（極・零点）となり、虚軸から遠い極、零点が回路動作における非支配根（極・零点）となる。そして、ラプラス平面上の左半平面で、尚且つ虚軸の正領域の極、零点を、虚軸の正負対象性を利用し、重み解析を実施して簡略化すると、式（２）を式（７）に簡略化することができる。つまり、動作点近傍における近似式は、実験により規則性を確認することで、演算を簡略化できることが分かった。

ここで、式（７）において、α、βはゼロ電圧スイッチングの条件を満たす回路のパラメータによって決まる定数である。すなわち、回路の仕様、例えば定格電力や入出力電圧によって決まる定数で既知の情報である。また、Ｐは出力電力を表し、Ｐ＝Ｖ_０ ^２／ＲＬで表すことができる。ＲＬは、負荷１１の等価負荷抵抗値であり、このＲＬは既知の情報なので、スイッチング周波数ｆと時比率Ｄを同時に変化させることで、式（１）と式（７）によって出力電圧Ｖ_０を制御することができる。

このように、本実施形態では、式（２）で示すゼロ電圧スイッチングの条件を簡略化し、式（７）に示すように、スイッチング周波数ｆと時比率Ｄの積を出力電圧Ｖ_０の指数関数で表している。したがって、本実施形態では、スイッチング周波数ｆと時比率Ｄとの積が電力変換装置１の出力電圧Ｖ_０の指数関数を満たすように、スイッチング周波数ｆと時比率Ｄとを同時に変化させている。

また、式（７）は、スイッチング周波数ｆと時比率Ｄの積を、負荷１１の抵抗値の関数としても表している。したがって、本実施形態では、スイッチング周波数ｆと時比率Ｄとの積が負荷１１の抵抗値ＲＬの関数を満たすように、スイッチング周波数ｆと時比率Ｄとを同時に変化させている。コントローラ９は、負荷１１の抵抗値ＲＬを検出し、この抵抗値ＲＬと、出力しようとする出力電圧Ｖ_０とを、式（７）に入力することによって、スイッチング周波数ｆと時比率Ｄの積を求めている。例えば、負荷１１がバッテリである場合には、負荷１１の電圧と電流を検出することによって、抵抗値ＲＬを求めることができる。

［許容誤差］
次に、式（７）を用いる場合のスイッチング周波数ｆの許容誤差について説明する。本実施形態では、式（７）を満たすようにスイッチング周波数ｆと時比率Ｄを同時に変化させることによって、低スイッチング損失で高効率な動作を可能にしているが、式（７）には近似による誤差要因が含まれている。

そのため、式（７）で算出されたスイッチング周波数ｆに完全に一致させる必要はなく、±１０％の範囲内であれば、低スイッチング損失で高効率な動作は可能である。例えば、図１３にスイッチング周波数ｆの誤差率と回路の効率との関係を示す。誤差率は、式（７）で算出されたスイッチング周波数ｆとの違いである。

図１３に示すように、式（７）で算出されたスイッチング周波数ｆから±１０％以内の範囲にある周波数を使用していれば、回路の効率はほとんど低下していない。しかし、誤差率が１０％を超えると、急激に効率が悪化することが分かる。

これは、式（７）が式（２）を近似したものであるため、式（２）の支配根を近似化したことが理由である。式（２）の場合では誤差率が共振点の半値幅に起因していたのに対して、式（７）では式（２）の誤差に加えて近似化による誤差も追加されている。そのため、式（２）の場合では図５に示すように許容誤差は±２０％であったが、式（７）の場合では許容誤差が±１０％の範囲に狭くなっている。

［第２実施形態の効果］
上述したように、本実施形態に係る電力変換装置１では、スイッチング周波数ｆと時比率Ｄとの積が、式（７）を満たすように、スイッチング周波数ｆと時比率Ｄとを同時に変化させる。これにより、演算処理を簡略化することができるので、高速で低コストな電力変換装置を実現することができる。

例えば、図１４に示すように、式（２）を用いてスイッチング周波数ｆと時比率Ｄを算出した場合と比較して、式（７）を用いて算出した場合には、演算時間を９０％低下させることができる。

このように、式（７）を用いることによって、式（２）を用いた場合よりも簡易的にスイッチング周波数ｆと時比率Ｄを算出することができる。特に、高周波数の下で動作する回路では、演算時間の短縮は重要であり、式（７）を用いることによって、回路の高速化や小型化を実現することができる。また、スイッチング素子Ｓを制御するためのＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）やＦＰＧＡ（ｆｉｅｌｄ－ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ｇａｔｅ ａｒｒａｙ）の低コスト化を実現することも可能となる。

さらに、本実施形態に係る電力変換装置１では、スイッチング周波数ｆと時比率Ｄとの積が電力変換装置１の出力電圧の指数関数を満たすように、スイッチング周波数ｆと時比率Ｄとを同時に変化させる。これにより、演算処理を簡易化することができるので、高速で低コストな電力変換装置を実現することができる。

また、本実施形態に係る電力変換装置１では、スイッチング周波数ｆと時比率Ｄとの積が電力変換装置１に接続された負荷１１の抵抗値の関数を満たすように、スイッチング周波数ｆと時比率Ｄとを同時に変化させる。これにより、演算処理を簡易化することができるので、高速で低コストな電力変換装置を実現することができる。

なお、上述の実施形態は本発明の一例である。このため、本発明は、上述の実施形態に限定されることはなく、この実施形態以外の形態であっても、本発明に係る技術的思想を逸脱しない範囲であれば、設計などに応じて種々の変更が可能であることは勿論である。

１ 電力変換装置
３ 入力電源
５ 電圧共振回路
７ 整流回路
９ コントローラ
１１ 負荷
Ｌｃ チョークコイル
Ｌｒ 共振コイル
Ｃｒ 共振コンデンサ
Ｓ スイッチング素子
Ｃｓ シャントキャパシタ
Ｄ ダイオード
Ｃｄ 整流コンデンサ
Ｌｆ フィルタコイル
Ｃｆ フィルタコンデンサ

Claims (10)

1. 共振コイルと共振コンデンサから構成された共振回路への入力をスイッチング素子で制御することによって、電源からの電力を変換する電力変換装置の制御方法であって、
   前記電力変換装置の出力電力を変化させるときに、
   前記スイッチング素子がゼロ電圧スイッチングの条件を満たすように、
   前記スイッチング素子のスイッチング周波数と時比率とを同時に変化させ、
   前記スイッチング周波数は、前記共振回路を駆動する動作点が誘導性を有する誘導性領域の範囲内に位置するように設定され、
   前記スイッチング周波数と前記時比率との積が前記電力変換装置の出力電圧の指数関数を満たすように、前記スイッチング周波数と前記時比率とを同時に変化させる
   ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
2. 共振コイルと共振コンデンサから構成された共振回路への入力をスイッチング素子で制御することによって、電源からの電力を変換する電力変換装置の制御方法であって、
   前記電力変換装置の出力電力を変化させるときに、
   前記スイッチング素子がゼロ電圧スイッチングの条件を満たすように、
   前記スイッチング素子のスイッチング周波数と時比率とを同時に変化させ、
   前記スイッチング周波数は、前記共振回路を駆動する動作点が誘導性を有する誘導性領域の範囲内に位置するように設定され、
   前記スイッチング周波数と前記時比率との積が前記電力変換装置に接続された負荷の抵抗値の関数を満たすように、前記スイッチング周波数と前記時比率とを同時に変化させる
   ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
3. 共振コイルと共振コンデンサから構成された共振回路への入力をスイッチング素子で制御することによって、電源からの電力を変換する電力変換装置の制御方法であって、
   前記電力変換装置の出力電力を変化させるときに、
   前記スイッチング素子がゼロ電圧スイッチングの条件を満たすように、
   前記スイッチング素子のスイッチング周波数と時比率とを同時に変化させ、
   前記スイッチング周波数は、前記共振回路を駆動する動作点が誘導性を有する誘導性領域の範囲内に位置するように設定され、
   前記スイッチング周波数がｆ、前記時比率がＤ、前記共振コイルのインダクタンスがＬｒ、前記スイッチング素子に並列に接続されたシャントキャパシタの静電容量がＣｓ、前記スイッチング素子の駆動信号と前記共振回路に流れる電流との位相差がφｓである場合に、
   前記スイッチング周波数と前記時比率が、以下の式（１）を満たすように、前記スイッチング周波数と前記時比率とを同時に変化させる
   ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
   

   
4. 前記電力変換装置の出力電力を上昇させる場合には、前記スイッチング周波数を低下させるのと同時に、前記時比率を上昇させることを特徴とする請求項１～３のいずれか１項に記載の電力変換装置の制御方法。
5. 前記電力変換装置の出力電力を低下させる場合には、前記スイッチング周波数を上昇させるのと同時に、前記時比率を低下させることを特徴とする請求項１～３のいずれか１項に記載の電力変換装置の制御方法。
6. 前記スイッチング周波数がｆ、前記時比率がＤ、前記電力変換装置の出力電圧がＶ_０、前記電力変換装置に接続された負荷の抵抗値がＲＬ、αとβが定数である場合に、
   前記スイッチング周波数と前記時比率との積が、以下の式（２）を満たすように、前記スイッチング周波数と前記時比率とを同時に変化させることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置の制御方法。
   

   
7. 前記電力変換装置は、Ｅ級インバータを備えたＤＣＤＣコンバータであることを特徴とする請求項１～６のいずれか１項に記載の電力変換装置の制御方法。
8. 共振コイルと共振コンデンサから構成された共振回路への入力をスイッチング素子で制御することによって、電源からの電力を変換する電力変換装置であって、
   前記電力変換装置のコントローラは、
   前記電力変換装置の出力電力を変化させるときに、
   前記スイッチング素子がゼロ電圧スイッチングの条件を満たすように、
   前記スイッチング素子のスイッチング周波数と時比率とを同時に変化させ、
   前記スイッチング周波数は、前記共振回路を駆動する動作点が誘導性を有する誘導性領域の範囲内に位置するように設定され、
   前記スイッチング周波数と前記時比率との積が前記電力変換装置の出力電圧の指数関数を満たすように、前記スイッチング周波数と前記時比率とを同時に変化させる
   ことを特徴とする電力変換装置。
9. 共振コイルと共振コンデンサから構成された共振回路への入力をスイッチング素子で制御することによって、電源からの電力を変換する電力変換装置であって、
   前記電力変換装置のコントローラは、
   前記電力変換装置の出力電力を変化させるときに、
   前記スイッチング素子がゼロ電圧スイッチングの条件を満たすように、
   前記スイッチング素子のスイッチング周波数と時比率とを同時に変化させ、
   前記スイッチング周波数は、前記共振回路を駆動する動作点が誘導性を有する誘導性領域の範囲内に位置するように設定され、
   前記スイッチング周波数と前記時比率との積が前記電力変換装置に接続された負荷の抵抗値の関数を満たすように、前記スイッチング周波数と前記時比率とを同時に変化させる
   ことを特徴とする電力変換装置。
10. 共振コイルと共振コンデンサから構成された共振回路への入力をスイッチング素子で制御することによって、電源からの電力を変換する電力変換装置であって、
    前記電力変換装置のコントローラは、
    前記電力変換装置の出力電力を変化させるときに、
    前記スイッチング素子がゼロ電圧スイッチングの条件を満たすように、
    前記スイッチング素子のスイッチング周波数と時比率とを同時に変化させ、
    前記スイッチング周波数は、前記共振回路を駆動する動作点が誘導性を有する誘導性領域の範囲内に位置するように設定され、
    前記スイッチング周波数がｆ、前記時比率がＤ、前記共振コイルのインダクタンスがＬｒ、前記スイッチング素子に並列に接続されたシャントキャパシタの静電容量がＣｓ、前記スイッチング素子の駆動信号と前記共振回路に流れる電流との位相差がφｓである場合に、
    前記スイッチング周波数と前記時比率が、以下の式（１）を満たすように、前記スイッチング周波数と前記時比率とを同時に変化させる
    ことを特徴とする電力変換装置。
    

    

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