JP2018196271A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ＺＶＳが行われる入力電圧範囲をさらに広くするように改善する。【解決手段】電力変換装置は、第１スイッチング素子を所定の周波数及び所定のデューティ比でスイッチングさせる駆動回路を含み、入力されるＥ級入力電圧から第１スイッチング素子のスイッチングによりＥ級直流出力電圧を生成する絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路と、外部から入力される外部直流入力電圧から調整出力電圧を生成し、生成した調整出力電圧をＥ級入力電圧として絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路に出力する電圧調整回路と、を備え、電圧調整回路は、第２スイッチング素子と、第２スイッチング素子のスイッチングにおけるデューティ比を制御するスイッチング制御回路と、を含み、スイッチング制御回路は、Ｅ級直流出力電圧が予め定められた目標電圧に一致するように、デューティ比を制御して調整出力電圧の平均電圧値を調整する。【選択図】図２

Description

本開示は、絶縁型ＤＣ−ＤＣ変換回路を備える電力変換装置に関する。

ノート型パーソナルコンピュータ（ＰＣ）又はタブレット型コンピュータ等に用いられるＡＣ−ＤＣ電力変換装置（一般に、「ＡＣアダプター」と称される）は、小電力（例えば６５Ｗ以下）の場合には、ダイオードブリッジなどの整流回路と、絶縁型ＤＣ−ＤＣ変換回路とを備える。絶縁型ＤＣ−ＤＣ変換回路として、トランジスタ等のスイッチング素子と、コイル及びコンデンサを含む共振回路とを備える共振型スイッチング回路が知られている。このような共振型スイッチング回路は、一般に、共振周波数の近傍で動作させて、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）を行うことにより、スイッチング素子における損失を低下させるように構成されている。しかし、この共振型スイッチング回路では、入力電圧が大きく変化すると、共振条件が変化するため、ＺＶＳを行うことが困難となる。そこで、特許文献１に記載の電力変換装置は、１次側直列共振回路と、２次側並列共振回路とを備え、両者の共振周波数に所定の関係を持たせて、ＺＶＳが行われる入力電圧範囲を広くしている。

特開２００７−２８８８２３号公報

しかしながら、上記特許文献１に記載の電力変換装置では、ＺＶＳが行われる入力電圧範囲をさらに広くするように改善することが望まれている。

本開示の一態様の電力変換装置は、
第１スイッチング素子を所定の周波数及び所定のデューティ比でスイッチングさせる駆動回路を含み、入力されるＥ級入力電圧から前記第１スイッチング素子のスイッチングによりＥ級直流出力電圧を生成する絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路と、
外部から入力される外部直流入力電圧から調整出力電圧を生成し、生成した前記調整出力電圧を前記Ｅ級入力電圧として前記絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路に出力する電圧調整回路と、を備え、
前記電圧調整回路は、第２スイッチング素子と、前記第２スイッチング素子の制御端子に接続され、前記第２スイッチング素子のスイッチングにおけるデューティ比を制御するスイッチング制御回路と、を含み、
前記スイッチング制御回路は、前記Ｅ級直流出力電圧が予め定められた目標電圧に一致するように、前記デューティ比を制御して前記調整出力電圧の平均電圧値を調整するものである。

本開示によれば、さらなる改善を実現できる。

ＡＣ−ＤＣ電力変換装置の構成を概略的に示すブロック図である。 図１に示されるＡＣアダプターの要部を概略的に示す回路図である。 主に降圧回路のシミュレーション結果を概略的に示すタイミングチャートである。 主に絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路のシミュレーション結果を概略的に示すタイミングチャートである。 電圧調整回路のみから形成されるコイル電流の波形を概略的に示す図である。 図５のコイル電流のリップル電流を導出するモデルを概略的に示す図である。 絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路のみから形成されるコイル電流の波形を概略的に示す図である。 図７のコイル電流のリップル電流を導出するモデルを概略的に示す図である。 図２と異なる構成の降圧回路を含むＡＣアダプターの要部を概略的に示す回路図である。 昇圧回路を含むＡＣアダプターの要部を概略的に示す回路図である。 絶縁型Φ２級ＤＣ−ＤＣ変換回路を概略的に示す回路図である。 絶縁型Φ２級ＤＣ−ＤＣ変換回路のシミュレーション結果を概略的に示すタイミングチャートである。 絶縁型Φ２級ＤＣ−ＤＣ変換回路からコイル及びコンデンサを除去した回路のシミュレーション結果を比較例として概略的に示すタイミングチャートである。

（本開示に至った経緯）
まず、本開示に係る一態様の着眼点について説明する。上述のように、ＡＣアダプターでは、入力可能な電圧範囲を広くすることが望まれている。例えば、日本国内だけでなく、海外でも使用可能にするためには、各国の商用電源電圧に対応するために、ＡＣアダプターの入力電圧範囲として、例えばＡＣ８５〜２６４Ｖの広い電圧範囲で使用可能にすることが望まれている。

一方、ノート型ＰＣ又はタブレット型コンピュータ等に用いられるＡＣアダプターは、持ち運びを容易にするために、小型化することが要望されている。ＡＣアダプターを小型化するためには、絶縁型ＤＣ−ＤＣ変換回路を小型化することが必要となる。絶縁型ＤＣ−ＤＣ変換回路の小型化には、回路の動作周波数を高くすることが有効である。

この絶縁型ＤＣ−ＤＣ変換回路には、従来、部品点数の少ないフライバックコンバータが用いられることが多い。しかしながら、フライバックコンバータでは、動作周波数を高くすると、トランジスタのスイッチング時に生じるスイッチング損失が増大する。このため、数百ｋＨｚが限界であり、フライバックコンバータの動作周波数を十分に高くすることは困難となっている。

そこで、フライバックコンバータに代えて、Ｅ級スイッチング技術を利用する絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路を用いることが考えられる。Ｅ級スイッチング技術とは、スイッチングの瞬間に、トランジスタに印加される電圧がゼロ、かつ、印加電圧の時間微分の値もゼロとする技術である。スイッチング損失は、スイッチの切り替わりにおいて、トランジスタに内在する寄生容量に貯まっている電荷が一気に放電することによって生じる損失である。トランジスタへの印加電圧がゼロということは、寄生容量に貯まっている電荷がゼロということになる。よって、その瞬間にスイッチが切り替わっても、放電する電荷が無いので損失は発生しない。また、印加電圧の時間微分の値もゼロということは、寄生容量に流れる電流もゼロとすることを意味する。したがって、Ｅ級スイッチングが実現されると、寄生容量への電圧及び電流が共にゼロの瞬間にスイッチを切り替えることになり、スイッチング損失を極めて低く抑えることができる。このため、回路の動作周波数を十分に高くすることができ、その結果、回路の小型化を実現することができる。

しかしながら、絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路を用いることにより回路の小型化を実現することができたとしても、入力電圧範囲を広くするという課題は、依然として残る。すなわち、絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路は、Ｅ級スイッチングを実現するために共振回路を備え、回路の動作周波数を共振周波数の近傍に設定している。一方、絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路をＡＣアダプターに用いるためには、入力電圧が変化しても、回路の出力電圧を一定に維持する必要がある。入力電圧が変化したときに絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧を一定に維持するためには、入力電圧の変化に応じて動作周波数を変化させる必要がある。しかし、絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路の動作周波数が共振周波数から大きく外れるとＥ級スイッチングが実現されなくなるため、動作周波数を大きく変化させることは好ましくない。このため、絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路では、入力電圧範囲を広くすることは困難となっている。

そこで、本発明者は、絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路を単独で用いるのではなくて、絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路に対して別の回路を付加した構成の電力変換装置によって、入力電圧範囲を広くすることが可能であることを見出した。以上の考察により、本発明者は、以下の本開示の各態様を想到するに至った。

本開示の一態様は、
第１スイッチング素子を所定の周波数及び所定のデューティ比でスイッチングさせる駆動回路を含み、入力されるＥ級入力電圧から前記第１スイッチング素子のスイッチングによりＥ級直流出力電圧を生成する絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路と、
外部から入力される外部直流入力電圧から調整出力電圧を生成し、生成した前記調整出力電圧を前記Ｅ級入力電圧として前記絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路に出力する電圧調整回路と、を備え、
前記電圧調整回路は、第２スイッチング素子と、前記第２スイッチング素子の制御端子に接続され、前記第２スイッチング素子のスイッチングにおけるデューティ比を制御するスイッチング制御回路と、を含み、
前記スイッチング制御回路は、前記Ｅ級直流出力電圧が予め定められた目標電圧に一致するように、前記デューティ比を制御して前記調整出力電圧の平均電圧値を調整するものである。

本態様によれば、Ｅ級直流出力電圧が予め定められた目標電圧に一致するように、調整出力電圧の平均電圧値が調整されるので、外部から入力される外部直流入力電圧が、絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路に適した平均電圧値の電圧信号に変換されて、絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路に入力される。このため、外部直流入力電圧の電圧範囲が広くても、外部直流入力電圧に関係なく、絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路により、目標電圧に一致するＥ級直流出力電圧が生成される。したがって、広い電圧範囲の外部直流入力電圧に対応することができる。

また、本態様では、外部直流入力電圧に関係なく、所定の周波数及び所定のデューティ比で、絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路の第１スイッチング素子がスイッチングされる。したがって、本態様によれば、第１スイッチング素子のスイッチングの周波数を高くすることができる。このため、絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路を小型化することができる。その結果、電力変換装置を小型化することが可能となっている。

また、上記態様において、例えば、前記駆動回路は、１ＭＨｚ以上１００ＭＨｚ以下の周波数で前記第１スイッチング素子をスイッチングしてもよい。前記スイッチング制御回路は、１ＭＨｚ未満の周波数で前記第２スイッチング素子をスイッチングしてもよい。

本態様によれば、第１スイッチング素子のスイッチング周波数と第２スイッチング素子のスイッチング周波数とが異なるため、電圧調整回路と絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路との相互干渉を抑制することができる。

また、上記態様において、例えば、前記絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路に含まれ前記電圧調整回路に接続される入力コイルは、前記絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路に含まれる共振用コイルのインダクタンスより大きいインダクタンスを有してもよい。前記絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路に含まれる出力側平滑コンデンサは、前記絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路に含まれる共振用コンデンサの容量より大きく、かつ、前記絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路に含まれる、前記第１スイッチング素子の一対の導通端子間に並列に接続された並列コンデンサの容量より大きい容量を有してもよい。

本態様によれば、絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路に含まれ電圧調整回路に接続される入力コイルと、絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路に含まれる出力側平滑コンデンサとを、電圧調整回路の出力フィルタとして機能させることができる。

また、上記態様において、例えば、前記電圧調整回路は、整流素子を更に含んでもよい。前記スイッチング制御回路は、前記第２スイッチング素子の制御端子に接続されるように構成されてもよい。前記整流素子のカソードは、前記第２スイッチング素子の第１導通端子に接続されるように構成されてもよい。前記外部直流入力電圧は、前記整流素子のアノードと前記第２スイッチング素子の第２導通端子との間に印加されるように構成されてもよい。前記整流素子の前記カソードと前記アノードとは、それぞれ、前記絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路に接続されてもよい。前記調整出力電圧は、前記整流素子の前記カソードと前記アノードとの間に生成されてもよい。

本態様では、整流素子のカソードとアノードとの間には、外部直流入力電圧が第２スイッチング素子によりスイッチングされて、矩形波形状でパルス状の調整出力電圧が生成される。第２スイッチング素子によるスイッチングのデューティ比が制御されると、この矩形波形状でパルス状の調整出力電圧の平均電圧値が調整される。よって、本態様によれば、電圧調整回路を少ない数の回路素子で簡素に構成することができる。

また、上記態様において、例えば、前記絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路と前記電圧調整回路との間に配置された中間バスコンデンサを更に備えてもよい。本態様によれば、中間バスコンデンサによって、絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路と電圧調整回路との相互干渉を抑制することができる。

また、上記態様において、例えば、前記スイッチング制御回路は、前記絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路から出力される前記Ｅ級直流出力電圧を検出する出力電圧検出回路と、前記目標電圧と前記Ｅ級直流出力電圧との電圧差がゼロに近づくような補償信号を出力する補償回路と、前記補償信号に基づきパルス幅変調信号を生成し、生成した前記パルス幅変調信号を前記第２スイッチング素子の前記制御端子に出力する信号生成回路と、を有してもよい。

本態様によれば、検出されたＥ級直流出力電圧が目標電圧に一致するように、Ｅ級入力電圧として電圧調整回路から絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路に出力される調整出力電圧の平均電圧値が調整される。したがって、環境温度の変化などによって、調整出力電圧の平均電圧値が変化しても、目標電圧に一致したＥ級直流出力電圧を生成することができる。

また、上記態様において、例えば、外部の商用交流電源に接続するための一対の電源接続端子を含み、前記一対の電源接続端子により接続された前記商用交流電源から入力される交流入力電圧を整流し、整流された整流電圧を前記外部直流入力電圧として前記電圧調整回路に出力する整流回路を更に備えてもよい。本態様によれば、電力変換装置は、ＡＣ−ＤＣ電力変換装置として機能することができる。

（実施の形態）
以下、本開示の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、各図面において、同じ構成要素については同じ符号が用いられ、適宜、詳細な説明は省略される。

（構成）
図１は、本実施形態のＡＣ−ＤＣ電力変換装置（ＡＣアダプター）１の構成を概略的に示すブロック図である。図２は、図１に示されるＡＣアダプター１の要部を概略的に示す回路図である。

ＡＣアダプター１は、整流回路１０、電圧調整回路２０、絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路３０を備える。電圧調整回路２０は、降圧回路２１と、スイッチング制御回路２２とを含む。

整流回路１０は、図２に示されるようにダイオードブリッジで構成され、交流入力電圧Ｖａｉｎを全波整流する。本実施形態では、交流入力電圧Ｖａｉｎとして、ＡＣ８５〜２６５Ｖの電圧範囲が入力可能になっている。整流回路１０により全波整流された直流入力電圧Ｖｃｉが、降圧回路２１に入力される。

降圧回路２１は、図２に示されるように、コンデンサＣｉ、トランジスタＭ２、ダイオードＤ２を含む。コンデンサＣｉは、整流回路１０の正側出力ライン（電源ライン）１０ａと負側出力ライン（アースライン）１０ｂとの間に接続されている。コンデンサＣｉは、整流回路１０から入力された直流入力電圧Ｖｃｉを平滑する。コンデンサＣｉの容量は、本実施形態では１００［μＦ］である。

トランジスタＭ２（第２スイッチング素子の一例に相当）は、本実施形態では、例えば、Ｎチャネル金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）である。トランジスタＭ２の、ドレイン（第２スイッチング素子の第２導通端子の一例に相当）が整流回路１０の電源ライン１０ａに接続され、ソース（第２スイッチング素子の第１導通端子の一例に相当）がダイオードＤ２のカソードに接続され、ゲート（第２スイッチング素子の制御端子の一例に相当）がスイッチング制御回路２２に接続されている。ダイオードＤ２のアノードは、整流回路１０のアースライン１０ｂに接続されている。電圧Ｖｓｑは、ダイオードＤ２（整流素子の一例に相当）の両端に生じる電圧であり、絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路３０に入力される電圧である。

絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路３０は、図２に示されるように、コイルＬｉ，Ｌｒ、トランジスタＭ１、コンデンサＣｐ，Ｃｒ，Ｃｄ，Ｃｏ、トランスＴｒ、ダイオードＤ１を含む。コイルＬｉ（入力コイルの一例に相当）の、一端は降圧回路２１のダイオードＤ２のカソードに接続され、他端はトランジスタＭ１のドレインに接続されている。コイルＬｉのインダクタンスは、本実施形態では２００［μＨ］である。

トランジスタＭ１（第１スイッチング素子の一例に相当）は、本実施形態では、例えば、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。トランジスタＭ１の、ソースがアースライン１０ｂに接続され、ゲートが駆動回路３１に接続されている。コンデンサＣｐ（並列コンデンサの一例に相当）は、トランジスタＭ１のドレインと、アースライン１０ｂとの間に接続されている。コンデンサＣｐの容量は、本実施形態では１５０［ｐＦ］である。コイルＬｒ（共振用コイルの一例に相当）及びコンデンサＣｒ（共振用コンデンサの一例に相当）の直列回路は、トランジスタＭ１のドレインとトランスＴｒの１次巻線Ｔｒ１の一端との間に接続され、直列共振回路を構成する。コイルＬｒのインダクタンスは、本実施形態では１．５［μＨ］であり、コンデンサＣｒの容量は、本実施形態では４００［ｐＦ］である。

トランスＴｒの２次巻線Ｔｒ２の一端は、ダイオードＤ１のアノードに接続され、他端は、絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路３０の出力端子３０ｂに接続されている。トランスＴｒの１次巻線Ｔｒ１と２次巻線Ｔｒ２との巻き数比は、本実施形態では４：１である。トランスＴｒは、絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路３０の入力側と出力側とを電気的に絶縁する。

ダイオードＤ１のカソードは、絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路３０の出力端子３０ａに接続されている。コンデンサＣｄは、ダイオードＤ１に並列に接続されている。コンデンサＣｏ（出力側平滑コンデンサの一例に相当）は、絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路３０の出力端子３０ａ，３０ｂの間に接続されている。コンデンサＣｄの容量は、本実施形態では８．２［ｎＦ］であり、コンデンサＣｏの容量は、本実施形態では１００［μＦ］である。

上述のように、本実施形態では、コンデンサＣｏの容量は、コンデンサＣｐの容量、コンデンサＣｒの容量、コンデンサＣｄの容量より、それぞれ大きく、コイルＬｉのインダクタンスは、コイルＬｒのインダクタンスより大きい。

図１に示されるように、スイッチング制御回路２２は、出力電圧検出回路２３、補償回路２４、信号生成回路２５を含む。出力電圧検出回路２３は、絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路３０の出力端子３０ａに接続されている。出力電圧検出回路２３は、絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路３０の出力端子３０ａ，３０ｂの間に出力される直流出力電圧Ｖｄｏｕｔ（Ｅ級直流出力電圧の一例に相当）を検出する。出力電圧検出回路２３は、検出した直流出力電圧Ｖｄｏｕｔを補償回路２４に出力する。補償回路２４は、比例積分（ＰＩ）制御によって、予め定められた目標電圧Ｖｔｇｔ（本実施形態では、例えばＤＣ２１［Ｖ］）と直流出力電圧Ｖｄｏｕｔとの電圧差がゼロに近づくような補償信号を生成する。補償回路２４は、生成した補償信号を信号生成回路２５に出力する。

信号生成回路２５は、トランジスタＭ２のゲートに接続されている。信号生成回路２５は、周波数が一定値（本実施形態では、例えば３００［ｋＨｚ］）で、補償回路２４から出力される補償信号に対応するデューティ比のパルス幅変調（ＰＷＭ）信号ＳｇＭ２を生成する。信号生成回路２５は、Ｖｔｇｔ＞Ｖｄｏｕｔのときは、デューティ比が増大したＰＷＭ信号ＳｇＭ２を生成し、Ｖｔｇｔ＜Ｖｄｏｕｔのときは、デューティ比が低下したＰＷＭ信号ＳｇＭ２を生成する。信号生成回路２５は、生成したＰＷＭ信号ＳｇＭ２をゲート信号としてトランジスタＭ２のゲートに出力する。

信号生成回路２５からトランジスタＭ２のゲートに入力されるＰＷＭ信号ＳｇＭ２のデューティ比によって、電圧調整回路２０から絶縁型ＤＣ−ＤＣ変換回路３０に出力される電圧Ｖｓｑ（調整出力電圧の一例に相当、Ｅ級入力電圧の一例に相当）の電圧値が調整される。

なお、スイッチング制御回路２２は、出力端子３０ａ（トランスＴｒの２次側）と、降圧回路２１（トランスＴｒの１次側）との間で電気的に絶縁されている。スイッチング制御回路２２は、例えば、出力電圧検出回路２３と補償回路２４との間にフォトカプラを接続し、出力電圧検出回路２３の出力信号が、電気的に絶縁されて補償回路２４に入力される構成としてもよい。この場合、出力電圧回路２３の基準電位は、絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路３０のトランスＴｒの２次側と同じになる。また、補償回路２４及び信号生成回路２５の基準電位は、絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路３０のトランスＴｒの１次側と同じになる。電気的に絶縁するために使用する素子は、フォトカプラに限られず、信号を電気的に絶縁して伝達する機能を持つ素子であればよい。また、スイッチング制御回路２２において、電気的に絶縁される場所は、１箇所に限られず、複数箇所でもよい。

駆動回路３１は、トランジスタＭ１のゲートに接続されている。駆動回路３１は、周波数が一定値（本実施形態では、例えば１０［ＭＨｚ］）で、デューティ比が５０％の駆動パルス信号ＳｇＭ１を生成する。駆動回路３１は、生成した駆動パルス信号ＳｇＭ１をゲート信号としてトランジスタＭ１のゲートに出力する。駆動回路３１は、絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路３０の共振周波数近傍の周波数であって、Ｅ級スイッチングが成立する周波数の、駆動パルス信号ＳｇＭ１を生成する。なお、本実施形態では、駆動回路３１は、トランジスタＭ１を一定の周波数でスイッチングさせているが、目標電圧Ｖｔｇｔの微調整のために、所定の範囲で周波数を微小に変化させてもよい。

図３は、主に降圧回路２１のシミュレーション結果を概略的に示すタイミングチャートである。図４は、主に絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路３０のシミュレーション結果を概略的に示すタイミングチャートである。図３、図４のシミュレーションでは、各回路素子は、図２を用いて説明された値が用いられている。

図３において、ＰＷＭ信号ＳｇＭ２は、信号生成回路２５からトランジスタＭ２のゲートに入力されるゲート信号である。本実施形態では、上述のように、ＰＷＭ信号ＳｇＭ２の周波数は３００［ｋＨｚ］である。

直流入力電圧Ｖｃｉ（外部直流入力電圧の一例に相当）は、交流入力電圧Ｖａｉｎが整流回路１０により全波整流され、コンデンサＣｉにより平滑された電圧である。直流入力電圧Ｖｃｉは、本実施形態では、ＤＣ３７４［Ｖ］である。言い換えると、交流入力電圧Ｖａｉｎは、本実施形態では、ＡＣ２６５［Ｖ］である。

電圧Ｖｓｑは、直流入力電圧ＶｃｉがトランジスタＭ２によりスイッチングされて形成された電圧であり、図３に示されるように、矩形波形状でパルス状の電圧である。上述のように、トランジスタＭ２のスイッチングのデューティ比によって、電圧Ｖｓｑの平均値Ｖａｖｅ１が調整される。本実施形態では、Ｖａｖｅ１＝１１１［Ｖ］である。

ドレイン電流ＩｄＭ２は、トランジスタＭ２のドレインからソースへの電流である。コイル電流ＩＬｉは、コイルＬｉに流れる電流である。コイル電流ＩＬｉは、３００［ｋＨｚ］のオーダーで考えると、図３に示されるように、三角波になっている。コイル電流ＩＬｉは、絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路３０に供給される電流の電流源として機能する。

駆動パルス信号ＳｇＭ１は、駆動回路３１により生成され、トランジスタＭ１のゲートにゲート信号として入力される。駆動パルス信号ＳｇＭ１の周波数は、本実施形態では、１０［ＭＨｚ］である。直流出力電圧Ｖｄｏｕｔは、トランスＴｒの２次巻線Ｔｒ２に誘起された電圧が、ダイオードＤ１により整流され、コンデンサＣｏにより平滑されて、絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路３０の出力端子３０ａ，３０ｂ間に出力される電圧である。直流出力電圧Ｖｄｏｕｔは、本実施形態では、ＤＣ２１［Ｖ］である。

図４において、ＰＷＭ信号ＳｇＭ２は、図３と同様に、トランジスタＭ２のゲートにゲート信号として入力される信号であり、その周波数は３００［ｋＨｚ］である。ＰＷＭ信号ＳｇＭ２は、図４に示される範囲では、オフの一定値になっている。直流入力電圧Ｖｃｉは、図３と同様に、交流入力電圧Ｖａｉｎが整流回路１０により全波整流され、コンデンサＣｉにより平滑された電圧であり、ＤＣ３７４［Ｖ］である。

駆動パルス信号ＳｇＭ１は、トランジスタＭ１のゲートにゲート信号として入力される信号であり、図３と同様に、その周波数は１０［ＭＨｚ］である。コイル電流ＩＬｉは、図３と同様に、コイルＬｉに流れる電流である。コイル電流ＩＬｉは、１０［ＭＨｚ］のオーダーで考えると、図４に示されるように、定電流として扱うことができる。ドレイン電流ＩｄＭ１は、トランジスタＭ１のドレインからソースへの電流である。コンデンサ電流ＩＣｐは、コンデンサＣｐに流れる電流である。

ドレイン電圧ＶｄＭ１は、トランジスタＭ１のドレイン−ソース間の電圧である。コイルＬｉの機能により、ドレイン電圧ＶｄＭ１の平均値Ｖａｖｅ２は、電圧Ｖｓｑの平均値Ｖａｖｅ１に等しくなる。すなわち、本実施形態ではＶａｖｅ２＝１１１［Ｖ］である。

また、トランジスタＭ１がＥ級スイッチングを行う場合には、ドレイン電圧ＶｄＭ１の最大値Ｖｍａｘは、電圧Ｖｓｑの平均値Ｖａｖｅ１（つまりドレイン電圧ＶｄＭ１の平均値Ｖａｖｅ２）の３．５６倍になる。したがって、ドレイン電圧ＶｄＭ１の最大値Ｖｍａｘは、小数点以下を切り上げると、
Ｖｍａｘ＝１１１×３．５６＝３９６
になる。よって、３９６［Ｖ］に対して余裕を考慮した耐電圧を有するトランジスタＭ１を採用すればよい。

共振電流Ｉｒｅｓは、コイルＬｒ、コンデンサＣｒの共振回路に流れる電流である。ドレイン電圧ＶｄＭ１のオン期間と共振電流Ｉｒｅｓとは、図４に示されるように、ほぼ正弦波状になっている。ダイオード電流ＩＤ１は、トランスＴｒの２次巻線Ｔｒ２に発生した交流電流が、ダイオードＤ１によって半波整流された電流である。

直流出力電圧Ｖｄｏｕｔは、トランスＴｒの２次巻線Ｔｒ２に発生した交流電圧が、ダイオードＤ１によって整流され、コンデンサＣｏによって平滑された電圧である。上述のように、直流出力電圧Ｖｄｏｕｔは、本実施形態では、ＤＣ２１［Ｖ］である。

本実施形態のＡＣアダプター１では、絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路３０が一定周波数で定常的に動作し続け、共振動作が安定して継続することが望ましい。そのためには、電圧調整回路２０と絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路３０との相互干渉の程度が変化しないように、回路定数を設定することが必要となる。電圧調整回路２０と絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路３０との相互干渉の程度が変化しないということは、電圧調整回路２０と絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路３０との境界に配置されているコイルＬｉに流れるコイル電流ＩＬｉ（図２）が、周期的に直流で動作するということと等価である。そのための回路定数の制約条件が、図５〜図８を用いて説明される。

図５は、電圧調整回路２０のみから形成されるコイル電流ＩＬｉの波形を概略的に示す図である。図６は、図５のコイル電流ＩＬｉのリップル電流を導出するモデルを概略的に示す図である。図５、図６では絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路３０が無いものとして計算されている。図５、図６を用いて、電圧調整回路２０によるコイル電流ＩＬｉのリップルが説明される。

このリップル電流導出モデルでは、図６に示されるように、コイルＬｉの左端に、電圧Ｖｓｑ（図３）が印加され、コイルＬｉの右端に、トランジスタＭ１のドレイン電圧ＶｄＭ１の平均電圧Ｖｃｏが印加されている。コイルＬｉの左端に印加される電圧Ｖｓｑは、図３を用いて説明されたように、０［Ｖ］と電圧Ｖｃｉ［Ｖ］とを繰り返す矩形波形状のパルス電圧である。

図５に示されるように、電圧調整回路２０のみから形成されるコイル電流ＩＬｉの波形の周期はＴｓｃであり、平均電流はＩｉであり、リップル電流はΔＩｃである。ここで、トランジスタＭ２の動作周波数ｆｃはｆｃ＝１／Ｔｓｃであり、トランジスタＭ２のオンデューティ比ＤｓｃはＤｓｃ＝Ｖｃｏ／Ｖｃｉである。

図６に示されるリップル電流導出モデルにおいて、リップル電流ΔＩｃを算出すると、
ΔＩｃ
＝（Ｖｃｉ−Ｖｃｏ）Ｖｃｏ／（Ｌｉ・Ｖｃｉ・ｆｃ） （１）
が得られる。なお、Ｌｉは、コイルＬｉのインダクタンスである。

図７は、絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路３０のみから形成されるコイル電流ＩＬｉの波形を概略的に示す図である。図８は、図７のコイル電流ＩＬｉのリップル電流を導出するモデルを概略的に示す図である。図７、図８では、電圧調整回路２０が無いものとして計算されている。図７、図８を用いて、絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路３０によるコイル電流ＩＬｉのリップルが説明される。

このリップル電流導出モデルでは、図８に示されるように、コイルＬｉの左端に、電圧Ｖｓｑ（図３）の平均電圧Ｖｅｉが印加され、コイルＬｉの右端に、トランジスタＭ１のドレイン電圧ＶｄＭ１が印加されている。コイルＬｉの右端に印加されるトランジスタＭ１のドレイン電圧ＶｄＭ１は、図４を用いて説明されたように、０［Ｖ］から最大値Ｖｍａｘ＝３．５６Ｖｅｉ［Ｖ］までの半波整流波形である。

図７に示されるように、絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路３０のみから形成されるコイル電流ＩＬｉの波形の周期はＴｓｅであり、平均電流はＩｉであり、リップル電流はΔＩｅである。ここで、トランジスタＭ１の動作周波数ｆｅはｆｅ＝１／Ｔｓｅであり、トランジスタＭ１のオンデューティ比は５０％に固定されている。

図８に示されるリップル電流導出モデルにおいて、リップル電流ΔＩｅを算出すると、
ΔＩｅ
＝０．５Ｖｅｉ／（Ｌｉ・ｆｅ） （２）
が得られる。

コイルＬｉに流れるコイル電流ＩＬｉが直流であるためには、電圧調整回路２０及び絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路３０それぞれのリップル電流によるコイル電流ＩＬｉの平均電流Ｉｉからの減少分（つまりΔＩｃ／２及びΔＩｅ／２）を加算したものが、平均電流Ｉｉより小さくなる必要がある。このため、
Ｉｉ≧ΔＩｃ／２＋ΔＩｅ／２ （３）
が得られる。式（３）を変形すると、
Ｉｉ−ΔＩｃ／２≧ΔＩｅ／２ （４）
が得られる。式（４）に、式（１）と式（２）とを代入すると、式（５）が得られる。

式（５）において、本実施形態の回路構成では、図６に記載のトランジスタＭ１のドレイン電圧ＶｄＭ１の平均電圧Ｖｃｏと、図８に記載の電圧Ｖｓｑの平均電圧Ｖｅｉとが等しくなるので、式（５）においてＶｃｏ＝Ｖｅｉ＝Ｖｏとおける。すると、式（６）が得られる。式（６）を変形すると、式（７）が得られる。

以上より、式（７）を満たすように回路定数を設定すると、電圧調整回路２０と絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路３０とが、安定して動作することが可能になる。

具体的には、例えば、トランジスタＭ１の動作周波数ｆｅをｆｅ＝３〜２０ＭＨｚに設定し、トランジスタＭ２の動作周波数ｆｃをｆｃ＝２００〜３００ｋＨｚに設定してもよい。言い換えると、トランジスタＭ１の動作周波数ｆｅをトランジスタＭ２の動作周波数ｆｃの１０倍以上に設定してもよい。このように互いの動作周波数を大きく異ならせることにより、電圧調整回路２０と絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路３０との相互干渉を小さくすることができる。

また、例えば、コイルＬｉのインダクタンスを、コイルＬｒのインダクタンスより大きい値とし、コンデンサＣｏの容量を、コンデンサＣｐ，Ｃｒ，Ｃｓの容量より大きい値としてもよい。このように設定することにより、コイルＬｉ及びコンデンサＣｏを、電圧調整回路２０（降圧回路２１）の出力側のフィルタとして機能させることができる。

（効果）
以上説明されたように、本実施形態のＡＣアダプター１は、整流回路１０と絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路３０との間に電圧調整回路２０を備えている。そして、絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路３０から出力される直流出力電圧Ｖｄｏｕｔが目標電圧Ｖｔｇｔに一致するように、トランジスタＭ２のオンデューティ比がスイッチング制御回路２２によって制御されている。したがって、交流入力電圧Ｖａｉｎが例えばＡＣ８５〜２６５［Ｖ］に変化して、直流入力電圧ＶｃｉがＤＣ１２０〜３７４［Ｖ］に変化した場合でも、絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路３０に入力される電圧Ｖｓｑを目標電圧Ｖｔｇｔに応じた一定の値にすることができる。このため、絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路３０は、交流入力電圧Ｖａｉｎの電圧値に関係なく、一定、かつ、ＭＨｚオーダーの高い周波数で動作することができる。その結果、絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路３０を小型化することができる。したがって、本実施形態によれば、交流入力電圧Ｖａｉｎの電圧範囲が広く、小型化されたＡＣアダプター１を実現することができる。

（変形された実施形態）
（１）上記実施形態において、各回路素子の値は一例であり、図２に記載された値に限られない。また、上記実施形態では、目標電圧ＶｔｇｔをＤＣ２１［Ｖ］に設定しているが、これに限られない。補償回路２４を変更することにより、目標電圧Ｖｔｇｔを変更することも可能である。

（２）上記実施形態において、電圧調整回路２０は、降圧回路２１を含んでいるが、降圧回路の構成は、図２に示される構成に限られない。また、電圧調整回路２０が含む回路は、降圧回路に限られない。

図９は、図２と異なる構成の降圧回路２１Ａを含むＡＣアダプター１Ａの要部を概略的に示す回路図である。図９に示されるＡＣアダプター１Ａは、整流回路１０、電圧調整回路２０Ａ、中間バスコンデンサＣｃ、絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路３０を備える。電圧調整回路２０Ａは、降圧回路２１Ａと、スイッチング制御回路２２とを含む。降圧回路２１Ａは、コンデンサＣｉ、トランジスタＭ２、ダイオードＤ２、コイルＬｃ（出力コイルの一例に相当）を含む。

コンデンサＣｉは、整流回路１０の電源ライン１０ａとアースライン１０ｂとの間に接続されている。トランジスタＭ２の、ドレインが整流回路１０の電源ライン１０ａに接続され、ゲートがスイッチング制御回路２２に接続され、ソースがダイオードＤ２のカソードとコイルＬｃの一端との接続点４１に接続されている。ダイオードＤ２のアノードは、整流回路１０のアースライン１０ｂに接続されている。コイルＬｃの他端は、絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路３０のコイルＬｉに接続されている。中間バスコンデンサＣｃは、コイルＬｃとコイルＬｉとを接続するライン４２と、電圧調整回路２０Ａと絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路３０との間のアースライン１０ｂと、の間に接続されている。中間バスコンデンサＣｃの容量は、大容量（例えば１００［μＦ］）に設定されている。

ダイオードＤ２のカソード（接続点４１）に形成される矩形波の電圧波形は、コイルＬｃを通ると、ほぼ一定値の直流電圧に変化する。さらに中間バスコンデンサＣｃは、ライン４２の電位を十分に平滑する。中間バスコンデンサＣｃは、電圧調整回路２０Ａと絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路３０との間の相互干渉を抑制する。

図９に示される降圧回路２１Ａは、一般的な降圧チョッパ回路である。図９に示される実施形態でも、上記実施形態と同様に、絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路３０を小型化することができる。

図９に示される降圧回路２１Ａにおいて、コイルＬｃ及び中間バスコンデンサＣｃは、出力側のフィルタとして機能する。このため、上記実施形態のように、コイルＬｉ及びコンデンサＣｏがフィルタとして機能する必要はない。

なお、上記実施形態（図２）は、図９に示されるコイルＬｃ及び中間バスコンデンサＣｃを備えていないため、回路の部品点数が図９に示される実施形態より少ない。したがって、一般的な降圧チョッパ回路である降圧回路２１Ａと中間バスコンデンサＣｃとが絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路３０に接続された図９に示される実施形態より、回路構成が簡素化された上記実施形態（図２）の方が、好ましい。

図１０は、昇圧回路を含むＡＣアダプター１Ｂの要部を概略的に示す回路図である。図１０に示されるＡＣアダプター１Ｂは、整流回路１０、電圧調整回路２０Ｂ、中間バスコンデンサＣｃ、絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路３０を備える。電圧調整回路２０Ｂは、昇圧回路２６と、スイッチング制御回路２２とを含む。昇圧回路２６は、コンデンサＣｉ、トランジスタＭ２、ダイオードＤ２、コイルＬｃを含む。

コンデンサＣｉは、整流回路１０の電源ライン１０ａとアースライン１０ｂとの間に接続されている。コイルＬｃの一端は、電源ライン１０ａに接続され、コイルＬｃの他端は、トランジスタＭ２のドレインとダイオードＤ２のアノードとの接続点４３に接続されている。トランジスタＭ２のゲートはスイッチング制御回路２２に接続され、ソースはアースライン１０ｂに接続されている。

ダイオードＤ２のカソードは、絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路３０のコイルＬｉに接続されている。中間バスコンデンサＣｃは、ダイオードＤ２のカソードとコイルＬｉとを接続するライン４４と、電圧調整回路２０Ｂと絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路３０との間のアースライン１０ｂと、の間に接続されている。

図１０に示される昇圧回路２６は、一般的な昇圧チョッパ回路である。図１０に示される実施形態でも、上記実施形態と同様に、絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路３０を小型化することができる。図１０に示される実施形態は、交流入力電圧Ｖａｉｎの電圧値が低い場合に有用である。

図９、図１０に示される実施形態では、中間バスコンデンサＣｃによって、電圧調整回路２０Ａ〜２０Ｃと絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路３０との相互干渉が、それぞれ抑制されている。したがって、図９、図１０に示される実施形態では、上記式（９）の制約条件を満たす必要はない。

（３）上記実施形態において、絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路３０の構成は、図２に示される回路に限られない。絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路３０の変形例として、絶縁型Φ２級ＤＣ−ＤＣ変換回路が用いられてもよい。

図１１は、絶縁型Φ２級ＤＣ−ＤＣ変換回路３０Ａを概略的に示す回路図である。絶縁型Φ２級ＤＣ−ＤＣ変換回路３０Ａは、図１１に示されるように、コイルＬｒ２及びコンデンサＣｒ２からなる直列共振回路が、絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路３０（図２）に付加された回路である。

コイルＬｒ２及びコンデンサＣｒ２からなる直列共振回路は、コイルＬｉとトランジスタＭ１のドレインとを接続するライン４７と、コンデンサＣｉとトランジスタＭ１のソースとを接続するライン４８と、の間に接続されている。新たに付加されたコイルＬｒ２及びコンデンサＣｒ２からなる直列共振回路の共振周波数は、コイルＬｒ及びコンデンサＣｒからなる直列共振回路の共振周波数の２倍に設定されている。

絶縁型Φ２級ＤＣ−ＤＣ変換回路３０Ａにおいても、トランジスタＭ１では、Ｅ級スイッチングが行われる。したがって、本明細書では、絶縁型Φ２級ＤＣ−ＤＣ変換回路３０Ａは、絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路の一種として取り扱われる。

図１２は、絶縁型Φ２級ＤＣ−ＤＣ変換回路３０Ａのシミュレーション結果を概略的に示すタイミングチャートである。図１３は、絶縁型Φ２級ＤＣ−ＤＣ変換回路３０Ａ（図１１）からコイルＬｒ２及びコンデンサＣｒ２を除去した回路（すなわち、絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路）のシミュレーション結果を比較例として概略的に示すタイミングチャートである。

なお、図１１に示されるように、電圧調整回路２０のうち、コンデンサＣｉのみが接続されている。このため、図１２、図１３のシミュレーションでは、降圧されることなく、直流入力電圧Ｖｃｉとして、Ｖｃｉ＝ＤＣ３７４［Ｖ］が、そのまま印加されている。

また、図１２、図１３に示されるように、トランジスタＭ１のゲートに入力される駆動パルス信号ＳｇＭ１の、周波数は３．２［ＭＨｚ］（すなわち、周期０．３１２５［μｓ］）であり、オンデューティ比は５０［％］である。

また、絶縁型Φ２級ＤＣ−ＤＣ変換回路３０Ａの特徴は、トランジスタＭ１のドレイン電圧ＶｄＭ１の最大値が絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路に比べて低下することである。すなわち、図１３（絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路）では、トランジスタＭ１のドレイン電圧ＶｄＭ１の最大値は、１．３３［ｋＶ］であり、直流入力電圧Ｖｃｉ（ＤＣ３７４［Ｖ］）の３．５６倍になっている。一方、図１２（絶縁型Φ２級ＤＣ−ＤＣ変換回路３０Ａ）では、トランジスタＭ１のドレイン電圧ＶｄＭ１の最大値は、１．１０［ｋＶ］であり、直流入力電圧Ｖｃｉ（ＤＣ３７４［Ｖ］）の２．９４倍になっている。

このため、絶縁型Φ２級ＤＣ−ＤＣ変換回路３０Ａでは、トランジスタＭ１として、絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路に比べて低い耐電圧の素子を使用することができる。

（４）上記実施形態（図２）及び上記変形された実施形態（図９、図１０）では、コンデンサＣｉは電圧調整回路２０，２０Ａ，２０Ｂ，２０Ｃに含まれるものとして記載されているが、コンデンサＣｉは整流回路１０に含まれると考えてもよい。この場合でも、回路におけるコンデンサＣｉの接続状態は同じであり、直流入力電圧Ｖｃｉも同じである。

（５）上記実施形態（図２）及び上記変形された実施形態（図９、図１０）では、電圧フィードバック制御を行っているが、これに限られない。例えば、制御応答を向上するためにフィードフォワード制御を行ってもよい。例えば、フィードフォワード制御により生成される信号は目標電圧Ｖｔｇｔに応じた固定されたデューティ比及び周波数である。このフィードフォワード制御より生成した信号と、フィードバック制御より生成した信号とを組み合わせて、トランジスタＭ２をスイッチングしてもよい。また、電圧フィードバックのみの制御よりも制御応答を向上するために、電圧調整回路２０における任意の電流を検出し、フィードバック制御の信号生成に利用してもよい。

（６）上記実施形態（図２）及び上記変形された実施形態（図９、図１０）において、ダイオードＤ２に並列にトランジスタ（第３スイッチング素子）を接続してもよい。この場合、トランジスタＭ２のオフ期間中のうち、所定の期間でトランジスタ（第３スイッチング素子）をオンにする、いわゆる同期整流動作をさせてもよい。この実施形態によれば、電圧調整回路３０の効率を向上することができる。

（７）上記実施形態（図２）及び上記変形された実施形態（図９、図１０）において、整流回路１０の出力電圧Ｖｃｉと、電圧調整回路２０のドレイン電流とを検出し、検出値を補償回路２４から出力される補償信号の生成に利用して、交流入力電源の力率を改善させてもよい。

（８）上記実施形態（図２）及び上記変形された実施形態（図９、図１０）において、絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路３０の構成は、図示された構成に限られず、Ｅ級スイッチングが実現される構成であればよい。例えば、大電力化のために、トランスＴｒの２次側の整流部（ダイオードＤ１）をセンタータップ方式としてもよい。また、効率向上のために、ダイオードＤ１に代えてトランジスタを採用し、同期整流動作をさせてもよい。

本開示は、例えば、ＡＣアダプターに使用される電力変換装置に利用可能である。

１，１Ａ〜１Ｃ ＡＣアダプター
２０，２０Ａ〜２０Ｃ 電圧調整回路
２２ スイッチング制御回路
２３ 出力電圧検出回路
２４ 補償回路
２５ 信号生成回路
３０ 絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路
３０Ａ 絶縁型Φ２級ＤＣ−ＤＣ変換回路
３１ 駆動回路
Ｃｃ 中間バスコンデンサ
Ｃｏ コンデンサ
Ｄ２ ダイオード
Ｌｃ，Ｌｉ，Ｌｒ コイル
Ｍ１，Ｍ２ トランジスタ

Claims (7)

1. 第１スイッチング素子を所定の周波数及び所定のデューティ比でスイッチングさせる駆動回路を含み、入力されるＥ級入力電圧から前記第１スイッチング素子のスイッチングによりＥ級直流出力電圧を生成する絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路と、
   外部から入力される外部直流入力電圧から調整出力電圧を生成し、生成した前記調整出力電圧を前記Ｅ級入力電圧として前記絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路に出力する電圧調整回路と、を備え、
   前記電圧調整回路は、第２スイッチング素子と、前記第２スイッチング素子の制御端子に接続され、前記第２スイッチング素子のスイッチングにおけるデューティ比を制御するスイッチング制御回路と、を含み、
   前記スイッチング制御回路は、前記Ｅ級直流出力電圧が予め定められた目標電圧に一致するように、前記デューティ比を制御して前記調整出力電圧の平均電圧値を調整する、
   電力変換装置。
2. 前記駆動回路は、１ＭＨｚ以上１００ＭＨｚ以下の周波数で前記第１スイッチング素子をスイッチングし、
   前記スイッチング制御回路は、１ＭＨｚ未満の周波数で前記第２スイッチング素子をスイッチングする、
   請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路に含まれ前記電圧調整回路に接続される入力コイルは、前記絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路に含まれる共振用コイルのインダクタンスより大きいインダクタンスを有し、
   前記絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路に含まれる出力側平滑コンデンサは、前記絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路に含まれる共振用コンデンサの容量より大きく、かつ、前記絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路に含まれる、前記第１スイッチング素子の一対の導通端子間に並列に接続された並列コンデンサの容量より大きい容量を有する、
   請求項１又は２に記載の電力変換装置。
4. 前記電圧調整回路は、整流素子を更に含み、
   前記スイッチング制御回路は、前記第２スイッチング素子の制御端子に接続されるように構成され、
   前記整流素子のカソードは、前記第２スイッチング素子の第１導通端子に接続されるように構成され、
   前記外部直流入力電圧は、前記整流素子のアノードと前記第２スイッチング素子の第２導通端子との間に印加されるように構成され、
   前記整流素子の前記カソードと前記アノードとは、それぞれ、前記絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路に接続され、
   前記調整出力電圧は、前記整流素子の前記カソード及び前記アノード間に生成される、
   請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 前記絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路と前記電圧調整回路との間に配置された中間バスコンデンサを更に備える、
   請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 前記スイッチング制御回路は、
   前記絶縁型Ｅ級ＤＣ−ＤＣ変換回路から出力される前記Ｅ級直流出力電圧を検出する出力電圧検出回路と、
   前記目標電圧と前記Ｅ級直流出力電圧との電圧差がゼロに近づくような補償信号を出力する補償回路と、
   前記補償信号に基づきパルス幅変調信号を生成し、生成した前記パルス幅変調信号を前記第２スイッチング素子の前記制御端子に出力する信号生成回路と、を有する、
   請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
7. 外部の商用交流電源に接続するための一対の電源接続端子を含み、前記一対の電源接続端子により接続された前記商用交流電源から入力される交流入力電圧を整流し、整流された整流電圧を前記外部直流入力電圧として前記電圧調整回路に出力する整流回路を更に備える、
   請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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