CN111464036A - 开关状态控制方法、控制电路及反激式变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种开关状态控制电路及控制方法及反激式变换器，通过获得表征输入电压信息的第一电压采样信号，并根据所述第一电压采样信号的变化状态调节所述同步整流管的导通时间，以来调节流过所述副边绕组的负电流的绝对数值，所述负电流用于给所述主功率管的结电容放电，降低所述主功率管的漏源电压。可以实现在不同的输入电压下，主功率管都可以实现ZVS开通，并且负电流大小合适，不会产生多余的环流，实现了自适应控制。

Description

开关状态控制方法、控制电路及反激式变换器
技术领域
本发明涉及一种电力电子技术，更具体地说，涉及一种应用于开关电源中的开关状态控制方法、控制电路及反激式变换器。
背景技术
反激式变换器工作在准谐振状态(QR)时，在副边电流续流结束时，变压器激磁电感与主功率管的结电容之间产生谐振，其谐振的波形如图1所示，为了降低主功率Q1管的损耗，通常在其漏源电压Vdrain_P处于谷底时来控制主功率管的导通，即原边主功率管Q1在漏源电压降低到最低点时导通。然而，其自由谐振的最低点为Vin-NVo(Vin为变换器的输入电压，Vo变换器的输出电压，N为变压器的原副边的匝数比)，当输入电压Vin较高或NVo较小时，谐振到的最低电压Vin-NVo也较高，原边主功率管导通时的电压仍然很大，此时开通开关管会产生较大的开关损耗，较大的开关损耗使开关管难以工作在较高的开关频率。
当副边为同步整流时，可以控制增加同步整流管的导通时间，使副边电流在续流结束后，再反向流一负电流，然后再关掉同步整流管。当同步整流管关掉后，副边电流会转移到原边，给主功率管的结电容放电，从而降低开通时原边漏源的电压，实现零电压开通。
此负电流小的话，原边不能实现零电压开通，开关损耗还是比较大；负电流大，会产生较大的环流，也影响效率。所以，负电流要控制到以这个合适的值，能最优地提高效率。目前常用的控制方法，一种是检测同步整流管的漏源电压与一固定的基准比较，但是这样不能保证在不同的输入电压下都实现零电压开通。从而导致的结果是，低压输入时，负电流过大，产生环流；高压输入时，负电流不够，漏源电压还比较高时，原边功率管就开通，开关损耗还是比较大。
发明内容
有鉴于此，本发明提供了一种，以解决现有的问题。
第一方面，提供一种开关状态控制电路，用于反激式变换器，包括连接在变压器原边绕组的主功率管和连接在副边绕组的同步整流管，其特征在于，包括：第一电压产生电路，用以获得表征输入电压信息的第一电压采样信号；
同步整流控制电路，用以根据所述第一电压采样信号的变化状态调节所述同步整流管的导通时间，以来调节流过所述副边绕组的负电流的绝对数值，所述负电流用于给所述主功率管的结电容放电，降低所述主功率管的漏源电压。
优选地，所述主功率管在其漏源电压谐振至最低时导通。
优选地，所述同步整流控制电路在所述输入电压增大时，增加所述同步整流管的导通时间，以增大流过所述副边绕组的所述负电流的绝对数值；
在所述输入电压减小时，减小所述同步整流管的导通时间，以减小流过所述副边绕组的所述负电流的绝对数值。
优选地，所述同步整流控制电路根据所述第一电压采样信号获得所述输入电压的变化状态，通过调节所述同步整流管的关断时刻来调节所述同步整流管的导通时间。
优选地，所述第一电压产生电路被配置为采样保持电路，用以在所述主功率管导通期间，对所述同步整流管的漏源电压进行采样保持，以获得所述第一电压采样信号。
优选地，所述同步整流控制电路包括：
第二电压产生电路，用以采样所述同步整流管关断预定时间后的所述同步整流管的漏源电压，以获得第二电压采样信号；
调节电路，用以比较所述第二电压采样信号和所述第一电压采样信号，并根据比较结果，调节所述同步整流管的导通时间。
优选地，当所述第二电压采样信号低于所述第一电压采样信号时，所述调节电路在下一开关周期增加所述同步整流管的导通时间；当所述第二电压采样信号高于所述第一电压采样信号时，在下一开关周期减小所述同步整流管的导通时间。
优选地，当所述第二电压采样信号低于所述第一电压采样信号时，所述调节电路增大所述同步整流管的关断阈值；当所述第二电压采样信号高于所述第一电压采样信号时，所述调节电路减小所述同步整流管的关断阈值。
优选地，所述调节电路包括：
误差补偿电路，用以根据所述第一电压采样信号以及所述第二电压采样信号生成表征两者之间的误差大小的误差补偿信号，
导通时间控制电路，用以在所述同步整流管导通期间，当所述同步整流管的漏源电压达到所述误差补偿信号时关断所述同步整流管，从而调节所述导通时间。
优选地，所述误差补偿电路包括：
误差放大器，用以根据接收到的所述第一电压采样信号和所述第二电压采样信号，在输出端产生误差信号；
补偿电路，用以对所述误差信号进行补偿处理以获得所述误差补偿信号。
优选地，所述导通时间控制电路包括：
比较器，其同相输入端和反相输入端分别接收所述同步整流管的漏源电压以及所述误差补偿信号，并输出关断信号以关断所述同步整流管。
优选地，所述预定时间趋近于半个谐振周期，所述谐振周期是指所述原边绕组的电感与所述主功率管结电容之间产生的谐振的周期。第二方面，提供一种反激式变换器，其特征在于，包括：上述中任一项所述的开关状态控制电路。
第三方面，提供一种开关状态控制方法，基于反激式变换器包括连接在变压器原边绕组的主功率管和连接在副边绕组的同步整流管，其特征在于，包括：获得表征输入电压信息的第一电压采样信号，
根据所述第一电压采样信号的变化状态调节所述同步整流管的导通时间，以来调节流过所述副边绕组的负电流的绝对数值，所述负电流用于给所述主功率管的结电容放电，降低所述主功率管的漏源电压。
优选地，所述主功率管在其漏源电压谐振至最低时导通。
优选地，当所述输入电压增大时，增加所述同步整流管的导通时间，以增大流过所述副边绕组的所述负电流的绝对数值；
当所述输入电压减小时，减小所述同步整流管的导通时间，以减小流过所述副边绕组的所述负电流的绝对数值。
优选地，根据所述第一电压采样信号获得所述输入电压的变化状态，通过调节所述同步整流管的关断时刻来调节所述同步整流管的导通时间
优选地，在所述主功率管导通期间，对所述同步整流管的漏源电压进行采样保持，以获得所述第一电压采样信号。
优选地，采样所述同步整流管关断预定时间后的漏源电压，以获得第二电压采样信号，并根据所述第二电压采样信号和所述第一电压采样信号的比较结果，调节所述同步整流管的导通时间。
优选地，在所述第二电压采样信号低于所述第一电压采样信号时，在下一开关周期增加所述同步整流管的导通时间；在所述第二电压采样信号高于所述第一电压采样信号时，在下一开关周期减小所述同步整流管的导通时间。
优选地，根据所述第一电压采样信号和所述第二电压采样信号之间的误差生成一误差补偿信号，
根据所述误差补偿信号调节所述同步整流管的关断阈值，当所述同步整流管导通时，当所述同步整流管的漏源电压达到所述关断阈值时，关断所述同步整流管。
优选地，所述预定时间趋近于半个谐振周期，所述谐振周期是指所述原边绕组的电感与所述主功率管结电容之间产生的谐振的周期。
本发明技术通过获得表征输入电压信息的第一电压采样信号，并根据所述第一电压采样信号的变化状态调节所述同步整流管的导通时间，以来调节流过所述副边绕组的负电流的绝对数值，所述负电流用于给所述主功率管的结电容放电，降低所述主功率管的漏源电压。具体地，通过在主功率管导通期间，对同步整流管的漏源电压进行采样保持并将其作为基准，并在同步整流管关断后半个谐振周期附近，采样同步整流管的漏源电压，然后将采样到的同步整流管的漏源电压与所述基准进行比较，若同步整流管的漏源电压低于该基准，则增加同步整流管的导通时间以增加负电流，副边的负电流传递至原边，加快主功率管的结电容放电；若同步整流管的漏源电压高于该基准，则不增加同步整流管的导通时间。由此可以实现在不同的输入电压下，主功率管都可以实现ZVS开通，并且负电流大小合适，不会产生多余的环流，实现了自适应控制。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。
图1为现有技术的准谐振的波形图；
图2为本发明包括准谐振控制电路的反激式变换器的示意图；
图3为本发明包括准谐振控制电路的反激式变换器的工作波形图；
图4为本发明的同步整流控制电路的结构图。
具体实施方式
以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。
此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。
同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。
除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。
图2为本发明包括开关状态控制电路的反激式变换器的示意图。如图2所示，反激式变换器包括整流电路，用以对交流输入电压进行整流，以获得直流输入电压，以及由原边绕组L_P和副边绕组L_S构成的变压器，另外，还有连接在变压器原边绕组L_P的主功率管Q1和连接在副边绕组L_S的同步整流管Q2以及开关状态控制电路10。其中，在工作时，原边绕组L_P与主功率管Q1的结电容(寄生电容)产生谐振，在一种优选实施方式中，可以由辅助绕组接收原边谐振信号，并输入原边控制电路以开启主功率管Q1，目的是在谐振的最低值时开启主功率管Q1。并且，主功率管Q1的导通时间可以由输出电压反馈环路决定，采集表征反激式变换器的输出电压Vo的信号并据此产生一输出电压反馈信号，并输出电压反馈信号输入至原边控制电路，以关断主功率管Q1。可以理解的是，在本发明实施例中，不对主功率管Q1的控制方式做限制，只要能满足系统的控制需求的任何控制方式均可。
开关状态控制电路10，包括第一电压产生电路11以及同步整流控制电路12。
具体地，第一电压产生电路11，被配置为采样保持电路，用以在主功率管Q1导通期间，对同步整流管Q2的漏源电压Vdrain_S进行采样保持，以获得表征输入电压Vin信息的第一电压采样信号V1。优选地，同步整流管Q2的漏源电压Vdrain_S与输入电压Vin以及输出电压相关，故第一电压采样信号V1可以为同步整流管Q2的漏源电压Vdrain_S本身，也可以是与同步整流管Q2的漏源电压Vdrain_S成比例的一个电压，比如0.85*漏源电压Vdrain_S。
具体地，同步整流控制电路12，用以根据第一电压采样信号V1的变化状态调节同步整流管Q2的导通时间，以来调节流过副边绕组的负电流的绝对数值，所述负电流用于给主功率管Q1的结电容放电，降低主功率管Q1的漏源电压。优选地，同步整流控制电路12用以采样同步整流管Q2关断预定时间Td后的漏源电压Vdrain_S，以获得第二电压采样信号V2，并在第二电压采样信号V2低于第一电压采样信号V1时，在下一开关周期增加同步整流管Q2的导通时间以增大副边产生的流过副边绕组的负电流的绝对数值；在第二电压采样信号V2高于第一电压采样信号V1时，在下一开关周期减小同步整流管Q2的导通时间以减小副边产生的流过副边绕组的负电流的绝对数值。进一步地，同步整流控制电路12通过调节同步整流管Q2的关断时刻来调节同步整流管Q2的导通时间。其中，预定时间Td趋近于半个谐振周期，所述谐振周期是指原边绕组L_P的电感与主功率管Q1结电容之间产生的谐振的周期。
由于本发明的核心思想是提供一种能够自适应控制流过副边绕组的负电流的绝对数值大小的开关状态控制电路，不论是高压输入还是低压输入，都可以较好地实现原边零电压开通。输入电压低时，负电流小或者没有负电流；输入电压高时，负电流大。基于此，下面来阐述本发明的工作原理：
图3为本发明包括开关状态控制电路的反激式变换器的工作波形图，参考图3，第一电压产生电路11，用以在主功率管Q1导通期间，对同步整流管Q2的漏源电压Vdrain_S进行采样保持，以获得第一电压采样信号V1。优选地，可以在主功率管Q1导通后的一段消隐时间结束后，对同步整流管Q2的漏源电压Vdrain_S进行采样保持，以消除尖峰电压对采样准确性的影响。由于该采样行为为实时采样，在主功率管Q1导通期间，同步整流管Q2的漏源电压Vdrain_S维持在幅值Vo+Vin/N，这里，N为原副边匝比，因此，当输入电压Vin变化的时候，第一电压采样信号V1也随之变化，当输入电压Vin较低时，第一电压采样信号V1较低，当输入电压Vin较高时，第一电压采样信号V1也较高，即第一电压采样信号V1随着输入电压Vin的变化成正相关变化。另外，同步整流控制电路12，用以采样同步整流管Q2关断预定时间Td后的漏源电压Vdrain_S，以获得第二电压采样信号V2，由于预定时间Td趋近于半个谐振周期，在同步整流管Q2关断后的Td时刻，同步整流管Q2漏源电压Vdrain_S为最高点，而又由于原副边绕组的互感，主功率管Q1的漏源电压Vdrain_P的波形可近似为同步整流管Q2的漏源电压Vdrain_S的取反，故主功率管Q1的漏源电压Vdrain_P在此时谐振至最低点。
在本发明中，将第一电压采样信号V1作为比较基准，与第二电压采样信号V2进行比较，在第二电压采样信号V2低于第一电压采样信号V1时，即表征在谐振的谷底时，同步整流管Q2漏源电压Vdrain_S小于基准，也即此时主功率管Q1的漏源电压Vdrain_P较高，表征原边绕组L_P的电感与主功率管Q1结电容不能谐振至零，则在下一开关周期增加同步整流管Q2的导通时间以增大副边产生的流过副边绕组的负电流的绝对数值，副边的负电流传递至原边，加快主功率管Q1的结电容放电，使得下一开关周期表征原边绕组L_P的电感与主功率管Q1结电容能够谐振至零，以实现主功率管Q1的零电压开通；在第二电压采样信号V2高于第一电压采样信号V1时，即表征在谐振的谷底时，同步整流管Q2漏源电压Vdrain_S大于基准，也即此时主功率管Q1的漏源电压Vdrain_P较低，表征原边绕组L_P的电感与主功率管Q1结电容能够谐振至零，则在下一开关周期减小同步整流管Q2的导通时间以减小副边产生的流过副边绕组的负电流的绝对数值，主功率管便可实现零电压开通。
至此可知，本发明的开关状态控制电路，通过获得表征输入电压信息的第一电压采样信号，并根据所述第一电压采样信号的变化状态调节所述同步整流管的导通时间，以来调节流过所述副边绕组的负电流的绝对数值，所述负电流用于给所述主功率管的结电容放电，降低所述主功率管的漏源电压。具体地，通过在主功率管导通期间，对同步整流管的漏源电压进行采样保持并将其作为基准，并在同步整流管关断后半个谐振周期附近，采样同步整流管的漏源电压，然后将采样到的同步整流管的漏源电压与所述基准进行比较，若同步整流管的漏源电压低于该基准，则增加同步整流管的导通时间以增加流过副边绕组的负电流的绝对数值，副边的负电流传递至原边，加快主功率管的结电容放电；若同步整流管的漏源电压高于该基准，则减小同步整流管的导通时间以减小流过副边绕组的负电流的绝对数值。由此可以实现在不同的输入电压下，主功率管都可以实现ZVS开通，并且负电流大小合适，不会产生多余的环流，实现了自适应控制。
图4为本发明的一个优选的同步整流控制电路12的结构图。该实施例用以在第二电压采样信号V2低于第一电压采样信号V1时，在下一开关周期增加同步整流管Q2的关断阈值以增大副边产生的流过副边绕组的负电流的绝对数值；在第二电压采样信号V2高于第一电压采样信号V1时，在下一开关周期减小同步整流管Q2的关断阈值以减小副边产生的流过副边绕组的负电流的绝对数值。参考图4，同步整流控制电路12，包括第二电压产生电路121以及调节电路122。调节电路122包括误差补偿电路1221以及导通时间控制电路1222。第二电压产生电路121，用以采样同步整流管Q2关断预定时间Td后的漏源电压Vdrain_S，以获得第二电压采样信号V2；调节电路122，用以比较所述第二电压采样信号和所述第一电压采样信号，并根据比较结果，调节所述同步整流管Q2的导通时间。
误差补偿电路1221，，根据第一电压采样信号V1以及第二电压采样信号V2生成一误差补偿信号VC。具体地，误差补偿电路1221包括：误差放大器EA，其同相输入端和反相输入端分别接收第一电压采样信号V1以及第二电压采样信号V2，输出误差信号，误差信号经过补偿电路进行补偿处理以获得误差补偿信号VC。这里，补偿电路不限于仅由电阻构成，也可以是由电容构成，或者电容和电阻的其他组合方式构成。
导通时间控制电路1222，用以在同步整流管Q2导通期间，当同步整流管Q2的漏源电压Vdrain_S达到误差补偿信号VC时关断同步整流管Q2，从而通过调节其导通时间达到调节流过副边绕组的负电流的绝对数值大小的目的。也即，将误差补偿信号VC作为同步整流管Q2的关断阈值。具体地，导通时间控制电路1222包括：比较器CMP，其同相输入端和反相输入端分别接收同步整流管的漏源电压Vdrain_S以及所述误差补偿信号VC，并输出关断信号PWM_off以关断同步整流管Q2。
将第一电压采样信号V1作为比较基准，与第二电压采样信号V2进行比较，在第二电压采样信号V2低于第一电压采样信号V1时，误差补偿信号VC增大，即同步整流管Q2的关断阈值增大，在同步整流管Q2导通期间，同步整流管Q2的漏源电压Vdrain_S达到误差补偿信号VC的时间将变长，从而使得同步整流管Q2的导通时间增加以增大副边产生的流过副边绕组的负电流的绝对数值，副边的负电流传递至原边，加快主功率管Q1的结电容放电，使得下一开关周期表征原边绕组L_P的电感与主功率管Q1结电容能够谐振至零，以实现主功率管Q1的零电压开通；在第二电压采样信号V2高于第一电压采样信号V1时，误差补偿信号VC减小，即同步整流管Q2的关断阈值减小，在同步整流管Q2导通期间，同步整流管Q2的漏源电压Vdrain_S达到误差补偿信号VC的时间将变短，从而使得同步整流管Q2的导通时间减小以减小副边产生的流过副边绕组的负电流的绝对数值，不会产生多余的环流。
以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (23)

1.一种开关状态控制电路，用于反激式变换器，包括连接在变压器原边绕组的主功率管和连接在副边绕组的同步整流管，其特征在于，包括：
第一电压产生电路，用以获得表征输入电压信息的第一电压采样信号；
同步整流控制电路，用以根据所述第一电压采样信号的变化状态调节所述同步整流管的导通时间，以来调节流过所述副边绕组的负电流的绝对数值，所述负电流用于给所述主功率管的结电容放电，降低所述主功率管的漏源电压。
2.根据权利要求1所述的开关状态控制电路，其特征在于，所述主功率管在其漏源电压谐振至最低时导通。
3.根据权利要求1所述的开关状态控制电路，其特征在于，所述同步整流控制电路在所述输入电压增大时，增加所述同步整流管的导通时间，以增大流过所述副边绕组的所述负电流的绝对数值；
在所述输入电压减小时，减小所述同步整流管的导通时间，以减小流过所述副边绕组的所述负电流的绝对数值。
4.根据权利要求1所述的开关状态控制电路，其特征在于，所述同步整流控制电路根据所述第一电压采样信号获得所述输入电压的变化状态，通过调节所述同步整流管的关断时刻来调节所述同步整流管的导通时间。
5.根据权利要求1所述的开关状态控制电路，其特征在于，所述第一电压产生电路被配置为根据所述同步整流管的漏源电压生成所述第一电压采样信号。
6.根据权利要求5所述的开关状态控制电路，其特征在于，所述第一电压产生电路被配置为采样保持电路，用以在所述主功率管导通期间，对所述同步整流管的漏源电压进行采样保持，以获得所述第一电压采样信号。
7.根据权利要求6所述的开关状态控制电路，其特征在于，所述同步整流控制电路包括：
第二电压产生电路，用以采样所述同步整流管关断预定时间后的所述同步整流管的漏源电压，以获得第二电压采样信号；
调节电路，用以比较所述第二电压采样信号和所述第一电压采样信号，并根据比较结果，调节所述同步整流管的导通时间。
8.根据权利要求7所述的开关状态控制电路，其特征在于，当所述第二电压采样信号低于所述第一电压采样信号时，所述调节电路在下一开关周期增加所述同步整流管的导通时间；当所述第二电压采样信号高于所述第一电压采样信号时，在下一开关周期减小所述同步整流管的导通时间。
9.根据权利要求6所述的开关状态控制电路，其特征在于，当所述第二电压采样信号低于所述第一电压采样信号时，所述调节电路增大所述同步整流管的关断阈值；当所述第二电压采样信号高于所述第一电压采样信号时，所述调节电路减小所述同步整流管的关断阈值。
10.根据权利要求7所述的开关状态控制电路，其特征在于，所述调节电路包括：
误差补偿电路，用以根据所述第一电压采样信号以及所述第二电压采样信号生成表征两者之间的误差大小的误差补偿信号，
导通时间控制电路，用以在所述同步整流管导通期间，当所述同步整流管的漏源电压达到所述误差补偿信号时关断所述同步整流管，从而调节所述导通时间。
11.根据权利要求10所述的开关状态控制电路，其特征在于，所述误差补偿电路包括：
误差放大器，用以根据接收到的所述第一电压采样信号和所述第二电压采样信号，在输出端产生误差信号；
补偿电路，用以对所述误差信号进行补偿处理以获得所述误差补偿信号。
12.根据权利要求10所述的开关状态控制电路，其特征在于，所述导通时间控制电路包括：
比较器，其同相输入端和反相输入端分别接收所述同步整流管的漏源电压以及所述误差补偿信号，并输出关断信号以关断所述同步整流管。
13.根据权利要求7所述的开关状态控制电路，其特征在于，所述预定时间趋近于半个谐振周期，所述谐振周期是指所述原边绕组的电感与所述主功率管结电容之间产生的谐振的周期。
14.一种反激式变换器，其特征在于，包括：
根据权利要求1-13中任一项所述的开关状态控制电路。
15.一种开关状态控制方法，基于反激式变换器包括连接在变压器原边绕组的主功率管和连接在副边绕组的同步整流管，其特征在于，包括：
获得表征输入电压信息的第一电压采样信号，
根据所述第一电压采样信号的变化状态调节所述同步整流管的导通时间，以来调节流过所述副边绕组的负电流的绝对数值，所述负电流用于给所述主功率管的结电容放电，降低所述主功率管的漏源电压。
16.根据权利要求15所述的开关状态控制方法，其特征在于，所述主功率管在其漏源电压谐振至最低时导通。
17.根据权利要求15所述的开关状态控制方法，其特征在于，当所述输入电压增大时，增加所述同步整流管的导通时间，以增大流过所述副边绕组的所述负电流的绝对数值；
当所述输入电压减小时，减小所述同步整流管的导通时间，以减小流过所述副边绕组的所述负电流的绝对数值。
18.根据权利要求15所述的开关状态控制方法，其特征在于，根据所述第一电压采样信号获得所述输入电压的变化状态，通过调节所述同步整流管的关断时刻来调节所述同步整流管的导通时间。
19.根据权利要求15所述的开关状态控制方法，其特征在于，在所述主功率管导通期间，对所述同步整流管的漏源电压进行采样保持，以获得所述第一电压采样信号。
20.根据权利要求19所述的开关状态控制方法，其特征在于，采样所述同步整流管关断预定时间后的漏源电压，以获得第二电压采样信号，并根据所述第二电压采样信号和所述第一电压采样信号的比较结果，调节所述同步整流管的导通时间。
21.根据权利要求20所述的开关状态控制方法，其特征在于，在所述第二电压采样信号低于所述第一电压采样信号时，在下一开关周期增加所述同步整流管的导通时间；在所述第二电压采样信号高于所述第一电压采样信号时，在下一开关周期减小所述同步整流管的导通时间。
22.根据权利要求21所述的开关状态控制方法，其特征在于，根据所述第一电压采样信号和所述第二电压采样信号之间的误差生成一误差补偿信号，
根据所述误差补偿信号调节所述同步整流管的关断阈值，当所述同步整流管导通时，当所述同步整流管的漏源电压达到所述关断阈值时，关断所述同步整流管。
23.根据权利要求20所述的开关状态控制方法，其特征在于，所述预定时间趋近于半个谐振周期，所述谐振周期是指所述原边绕组的电感与所述主功率管结电容之间产生的谐振的周期。
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