CN114337298B - 可降低原边功率器件导通时刻应力的同步整流方法及电路 - Google Patents
可降低原边功率器件导通时刻应力的同步整流方法及电路 Download PDFInfo
- Publication number
- CN114337298B CN114337298B CN202111563741.7A CN202111563741A CN114337298B CN 114337298 B CN114337298 B CN 114337298B CN 202111563741 A CN202111563741 A CN 202111563741A CN 114337298 B CN114337298 B CN 114337298B
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- synchronous
- turn
- tube
- comparator
- drain
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 title claims abstract description 196
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 32
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 21
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 16
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 16
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 16
- 239000008186 active pharmaceutical agent Substances 0.000 claims description 8
- 239000000758 substrate Substances 0.000 claims description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 18
- 101001134216 Homo sapiens Macrophage scavenger receptor types I and II Proteins 0.000 description 7
- 102100034184 Macrophage scavenger receptor types I and II Human genes 0.000 description 7
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 description 3
- HCUOEKSZWPGJIM-YBRHCDHNSA-N (e,2e)-2-hydroxyimino-6-methoxy-4-methyl-5-nitrohex-3-enamide Chemical compound COCC([N+]([O-])=O)\C(C)=C\C(=N/O)\C(N)=O HCUOEKSZWPGJIM-YBRHCDHNSA-N 0.000 description 2
- 101100460668 Dothistroma septosporum (strain NZE10 / CBS 128990) Nor1 gene Proteins 0.000 description 2
- 101100001773 Oryza sativa subsp. japonica AOC gene Proteins 0.000 description 2
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 description 2
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 2
- 101100464782 Saccharomyces cerevisiae (strain ATCC 204508 / S288c) CMP2 gene Proteins 0.000 description 1
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000002045 lasting effect Effects 0.000 description 1
- 230000002035 prolonged effect Effects 0.000 description 1
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Landscapes
- Rectifiers (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
本发明涉及电力电子技术领域，公开了可降低原边功率器件导通时刻应力的同步整流方法，包括以下步骤：S1：连续N个周期(N为大于1的正整数)检测第一同步整流管开启的时间间隔，并当连续M个周期(M为大于1且小于N的正整数)的开启时间间隔维持近似恒定时，进入调整阶段。本发明针对反激原边器件开启式应力大的特点，通过对同步整流的关断控制，来产生一定程度的负电流来帮助原边器件减小开启时刻的应力，有效提高了现有技术的系统效率，降低了现有技术的损耗。
Description
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，具体为可降低原边功率器件导通时刻应力的同步整流方法及电路。
背景技术
在反激变换系统中，原边功率器件在导通瞬间，通常功率器件的漏源电压压差较大，常常在几百伏，导通瞬间的损耗较大，这不仅会影响系统的效率，也会对器件的应力可靠性提出挑战。
如图1所示，采用原边双管导通的有源钳位结构，能够实现原边的零电压开启。图2给出了传统的反激变换器的工作波形，其中Vds_P和Vds_S分别表示原边和次边的功率器件的漏源电压，可以看到在原边功率器件开启的瞬间原边功率器件的漏端电压很高，导通瞬间带来的损耗较大。图3所示的采用原边双管导通的有源钳位结构的工作波形，通过控制上管的导通，在原边产生一定程度的负电流，帮助原边功率器件在下一次开启前的漏端电压泄放到0，相比图2，器件在导通瞬间所承受的应力有显著降低。
对于上述图1和图3中所示的技术，通常需要采用额外的一个600V高压器件和半桥驱动电路，大大增加了系统的复杂程度。
发明内容
本发明的目的在于提供可降低原边功率器件导通时刻应力的同步整流方法及电路，解决背景技术中所提出的问题。
为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：可降低原边功率器件导通时刻应力的同步整流方法，包括以下步骤：
S1：连续N个周期(N为大于1的正整数)检测第一同步整流管开启的时间间隔，并当连续M个周期(M为大于1且小于N的正整数)的开启时间间隔维持近似恒定时，进入调整阶段；
S2：调整阶段开始前，设定参考电压；
S3：设定第一同步整流管的初始关断阈值，这一阶段第二同步整流管保持关断；
S4：调整阶段开始，当第一同步整流管关断后，在一定的时间T0内，检测第一同步整流管的漏源电压是否达到参考电压，若在一定的时间T0内未达到，则下一周期继续增加第一同步整流管的关断阈值；若在一定的时间T0内漏源电压达到参考电压，则将此周期内，第一同步整流管漏源电压从初始关断阈值到关断时刻持续的时间记为第一时间T1并锁存；
S5：控制第二同步整流管在下一周期原边主管导通前开启第一时间T1时刻；
其中，还包括：
开通比较器和关断比较器，开通比较器和关断比较器检测第一同步整流管的漏源电压控制第一驱动电路驱动第一同步整流管；
关断阈值调节、检测模块和计时模块，阈值调节模块调节所述关断比较器的关断阈值，检测模块判断调节是否结束，计时模块对第一同步整流管晚关时间进行计时；
第二驱动电路，第二驱动电路接受所述计时模块的计时信息，控制第二同步整流管在下一次原边功率MOS导通前导通包含计时信息的时间
其中，所述原边功率器件栅极接收控制信号MP，漏极连接原边绕组NP1的一端和二极管DS的阳极，源极及衬底连接采样电阻RP的一端，RP另外一端接地，原边绕组NP1的另外一端连接输入信号Vin、电阻RS的一端及电容CS的一端，电阻RS的另外一端连接电容CS的另外一端及二极管DS的阴极。所述开通比较器负输入端连接第一同步整流管漏极、第二同步整流管漏极、关断比较器的正输入、检测模块的一个输入端及副边绕组NS1的一端，开通比较器的正输入端连接VMOS_ON信号，开通比较器的输出连接第一驱动电路，副边绕组NS1的另外一端连接输出端VO、检测模块的一个输入端和电容C11的一端，电容C11的另外一端接地，所述关断比较器的负输入端和所述关断阈值调节模块相连，所述关断比较器的输出连接第一驱动电路，所述第一驱动电路的输出连接第一同步整流管的栅极，所述检测模块的输出与所述关断阈值调节模块的输入相连接，所述关断阈值调节模块的输出和所述计时模块的输入相连接，所述计时模块的输出与所述第二驱动电路相连接，所述第二驱动电路与所述第二同步整流管的栅极相连接，所述第一同步整流管和第二同步整流管的源极和衬底接地。
作为本发明的一种优选实施方式，所述S2中，设定参考电压的具体过程为采样当前周期同步整流管的漏端电压值，且该漏端电压值为其在关断后的最大值。
作为本发明的一种优选实施方式，所述S3和S4中，设定的第一同步整流管的初始关断阈值为0mV。
作为本发明的一种优选实施方式，所述S4中，一定的时间T0通过预设的方法设置。
作为本发明的一种优选实施方式，所述S4中，第一同步整流管根据漏源电压是否触碰到开启阈值，从而判断是否导通；导通后，第一同步整流管检测漏源电压是否触碰到关断阈值，从而判断是否关断，且关断阈值的增加幅度为20mV每周期。
作为本发明的一种优选实施方式，所述S5中，第二同步整流管导通时，也恢复第一同步整流管的0mV初始关断阈值。
可降低原边功率器件导通时刻应力的同步整流电路，包括第一同步整流管，第二同步整流管，还包括：
开通比较器和关断比较器，开通比较器和关断比较器检测第一同步整流管的漏源电压控制第一驱动电路驱动第一同步整流管；
关断阈值调节、检测模块和计时模块，阈值调节模块调节所述关断比较器的关断阈值，检测模块判断调节是否结束，计时模块对第一同步整流管晚关时间进行计时；
第二驱动电路，第二驱动电路接受所述计时模块的计时信息，控制第二同步整流管在下一次原边功率MOS导通前导通包含计时信息的时间。
作为本发明的一种优选实施方式，所述开通比较器输入和第一同步整流管漏极相连，所述关断比较器的输入和第一同步整流管漏极相连，所述关断比较器的输入和所述关断阈值调节模块相连，所述关断比较器的输出连接第一驱动电路，所述第一驱动电路的输出连接第一同步整流管的栅极，所述检测模块的输入与第一同步整流管漏极相连，所述检测模块的输出与所述关断阈值调节模块的输入相连接，所述关断比较器的输出和所述计时模块的输入相连接，所述第一同步整流管漏极和所述计时模块的输入相连接，所述计时模块的输出与所述第二驱动电路相连接，所述第二驱动电路与所述第二同步整流管的栅极相连接。
与现有技术相比，本发明提供了可降低原边功率器件导通时刻应力的同步整流方法及电路，具备以下有益效果：
该可降低原边功率器件导通时刻应力的同步整流方法及电路，在使用时，同步整流控制电路分别驱动第一同步整流管和第二同步整流管，当系统工作在断续模式且负载稳定的条件下时，控制第一同步整流管导通并逐周期延长关断时刻，以获得不同程度的负电流，直到第一同步整流管的漏源电压能在一个较短的设定时间内上升到前一周期的电压最大值，锁存此时第一同步整流管漏源电压从零到第一同步整流管关断的时间，计时作为第一时间，控制第二同步整流管在下次原边功率管导通前导通第一时间，从而实现原边功率管导通时的零电压开启，本发明针对反激原边器件开启式应力大的特点，通过对同步整流的关断控制，来产生一定程度的负电流来帮助原边器件减小开启时刻的应力，有效提高了现有技术的系统效率，降低了现有技术的损耗。
附图说明
通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：
图1为现有技术中有源钳位反激拓扑的示意图
图2为现有技术中普通反激工作时的电压波形图
图3为现有技术中有源钳位反激工作时的电压波形图
图4为本发明同步整流工作时的波形图
图5为本发明同步整流工作时进入调整模式前的工作波形图
图6为本发明同步整流不同时刻关断时的负电流与漏源电压示意图
图7为本发明漏源采样电压示意图
图8为本发明参考时间设定与谐振周期相对关系的波形图
图9为本发明同步整流进入调整模式后的工作波形图
图10为本发明同步整流处于调整模式中突发负载变化时的工作波形图
图11为本发明同步整流电路的系统框图
图12为本发明同步整流电路中检测模块的一个实施例
图13为本发明同步整流电路中关断阈值调节模块的一个实施例
图14为本发明同步整流电路中计时模块的一个实施例
图15为本发明同步整流电路中采样控制信号S1和S2的波形示意图。
具体实施方式
为使本发明实现的技术手段、创作特征、达成目的与功效易于明白了解，下面结合具体实施方式，进一步阐述本发明。
请参阅图4-图15，本发明提供一种技术方案：可降低原边功率器件导通时刻应力的同步整流方法，如图4所示，示意了本发明同步整流稳定工作时的波形，波形显示了一个周期内，第一同步整流管漏源电压Vds_S，变压器原边功率管的漏源电压Vds_P，表征第一同步整流管的栅极驱动信号VG_SR1，表征第二同步整流管的栅极驱动信号VG_SR2和表征流过变压器次级的电流Is，本发明的同步整流方法包含以下步骤：
第一步：连续N个周期(N为大于1的正整数)检测第一同步整流管开启的时间间隔，并当连续M(M为大于1且小于N的正整数)个周期的开启时间间隔维持近似恒定时，进入调整阶段；
请参阅图5，图5示意了本发明同步整流工作时进入调整模式前的工作波形图，图中分别给出了第一同步整流管漏源电压Vds_S，表征周期长度的电压Vramp1和表征进入调整模式的使能信号Begin，当连续M个周期都满足Vramp1的最大值近似相等，则Begin信号拉高，开始进入调整模式；
第二步：调整阶段开始前，首先采样当前周期同步整流管漏端电压在关断后的最大值作为第一参考电压Vref1；
参看图4，即第一同步整流管开启前第一同步整流管漏源电压的最大值；
第三步：设定第一同步整流管的初始关断阈值VMOS_OFF为0mV，逐步增加第一同步整流管在每个周期的关断阈值，这一阶段第二同步整流管保持关断；
第四步：调整阶段开始，当第一同步整流管关断后，在一定的时间T0内，检测第一同步整流管的漏源电压是否达到参考电压Vref1，若在一定的时间T0内未达到，则下一周期继续增加第一同步整流管的关断阈值；若在一定的时间T0内漏源电压达到Vref1，则将此周期内，第一同步整流管漏源电压从0mV到关断时刻持续的时间记为第一时间T1并锁存；
第五步：控制第二同步整流管在下一周期原边主管导通前开启第一时间T1时刻。
在上述的步骤中，一旦进入调整阶段，就需要控制第一同步整流管的关断时刻比正常关断时刻更晚，即所谓的晚关断，参看图6，图6示意性给出了第一同步整流管不同程度晚关时的漏源电压Vds_S、次边电流Is和表征第一同步整流管栅极开关的驱动信号VG_SR1；在图6中，A点表示正常关断，A点对应的漏源电压Vds_S为0mV，整个过程的漏源电压变化曲线为Vds1，A点关断几乎没有产生负电流，因此表征负电流大小的I_neg1几乎为0；如果第一同步整流管在B点关断，即比A点更推迟关断，将产生一定程度的负电流I_neg2，整个过程的漏源电压变化曲线为Vds2；如果第一同步整流管在C点关断，即比B点更推迟关断，将产生更大程度的负电流I_neg3，整个过程的漏源电压变化曲线为Vds3，可以看到在关断后，Vds_S的波形都会在负电流的作用下上升到一个比较高的电位后再开始谐振，上升的高度取决于负电流存在的时间以及负电流的大小，因此只要晚关的时间恰当，在获取足够大的负电流的情况下，同步整流管关断后的漏源电压可以上升到几乎与前一个周期的漏源电压最大值Vref1相近的电位。值得特别注意的是，以上描述中，设计的负电流是指电流方向的改变，是相对于由于初始电流方向发生改变的定义，并不是数学意义上的正负，另外，当上述描述的物理过程发生时，整个系统都工作在电流断续模式而非电流连续模式，在此予以说明。
参考图7所示，在第一同步整流管关断之后的一个设定时间T0内需要检测第一同步整流管的漏源电压Vds的瞬时值，图7中的Vds_S表示第一同步整流管的漏源电压波形，Tdet1、Tdet2和Tdet3分别对应在所述图6中A、B、C三点关断后的采样控制信号。当在A点关断时，即正常时刻关断时，Tdet1信号在A点变高，持续一个时间Tset后变低，在Tdet1信号的下降沿采样得到第一同步整流管的漏源电压的瞬时值为VSA1；同理在B点关断时，在Tdet2信号的下降沿采样得到第一同步整流管的漏源电压的瞬时值为VSA2；在C点关断时在Tdet3信号的下降沿采样得到第一同步整流管的漏源电压的瞬时值为VSA3，图7中前一个周期内漏源电压的最大值用VREF1表示。
通过调整获得合适的负电流，当负电流足够时，在合适的采样时间内采样获得的第一同步整流管的漏源电压的瞬时值将最大程度接近VREF1。
图8示意性给出了图7中Tdet1或Tdet2或Tdet3信号中采样信号高电平有效的时间Tset与第一同步整流管漏源电压在正常关断后的谐振周期的关系，本发明中的Tset时间设定为小于二分之一的谐振周期的一个时间长度。
图9示意性给出了本发明同步整流方法中调整阶段的工作波形，图中给出了进入稳态前四个周期的工作波形，Vds_S是第一同步整流管的漏源电压，Vds_P是对应原边功率MOS的漏源电压，VG_SR1是表征第一同步整流管开关的驱动信号，VG_SR2是表征第二同步整流管开关的驱动信号。在第一个周期Cycle1内，第一同步整流管比正常关断还要晚关一段时间，关断后第一同步整流管的漏源电压在所述Tset时间内上升到的电压值小于Vref1，则下一周期继续增大第一同步整流管的关断阈值，较上一周期的关断阈值增大20mV；在第二个周期Cycle2内，第一同步整流管晚关更长时间，关断后第一同步整流管的漏源电压在所述Tset时间内上升到的值仍旧小于Vref1，则下一周期继续增大第一同步整流管的关断阈值，较上一周期的关断阈值增大20mV；在第三个周期Cycle3内，第一同步整流管晚关更长时间，关断后第一同步整流管的漏源电压在所述Tset时间内上升到Vref1或接近Vref1或超过Vref1，则该周期内锁定第一同步整流管晚关的时间作为第一时间T1。下一周期，即Cycle4周期内，第一同步整流管恢复正常关断，即恢复关断阈值VMOS_OFF为0mV，并控制第二同步整流管在下一次原边开启前导通所述第一时间T1。之后只要负载保持不变，则工作状态保持不变，第二同步整流管在下一周期原边MOS开启之前，始终导通T1时间。如果负载发生突变，如在图10所示的第三个周期内负载突变导致第一同步整流管相邻两次开启的时间发生突变，则在当前周期屏蔽第二同步整流管的导通，重新等待负载稳定，重复图5所示的检测过程，等Begin信号再次有效后重新进入调整阶段直至稳定工作。
本发明提供一种技术方案：可降低原边功率器件导通时刻应力的同步整流电路，如图11所示，图11给出了本发明中同步整流电路的系统框图，包括第一同步整流管，第二同步整流管，所述开通比较器输入和第一同步整流管漏极相连，所述关断比较器的输入和第一同步整流管漏极相连，所述关断比较器的输入和所述关断阈值调节模块相连，所述关断比较器的输出连接第一驱动电路，所述第一驱动电路的输出连接第一同步整流管的栅极，所述检测模块的输入与第一同步整流管漏极相连，所述检测模块的输出与所述关断阈值调节模块的输入相连接，所述关断比较器的输出和所述计时模块的输入相连接，所述第一同步整流管漏极和所述计时模块的输入相连接，所述计时模块的输出与所述第二驱动电路相连接，所述第二驱动电路与所述第二同步整流管的栅极相连接。
当第一同步整流管MSR1的漏源电压下降到开通比较器的开启阈值电压VMOS_ON时，控制第一驱动电路打开第一同步整流管MSR1，当第一同步整流管MSR1的漏源电压上升到关断比较器的关断阈值VMOS_OFF时，控制第一驱动电路关断MSR1。还包括检测模块和关断阈值调节模块，检测模块检测MSR1关断后在一较短时间T0(前文所述Tset时间)内漏源电压上升的电压值并与前一周期采样获得的Vref1进行比较，根据比较结果控制关断阈值调节模块调节下一周期的关断阈值VMOS_OFF，当检测模块检测到不再需要调整关断阈值时，将此周期内第一开关管漏源电压从0mV上升到VMOS_OFF的时间作为第一时间T1传递给计时模块，计时模块控制第二驱动电路在之后的周期中，导通第二同步整流管导通T1时间。
图12给出了本发明中同步整流电路中检测模块的一个实施例，(所述sws经过R1与MP1的源极连接，所述sws经过R1和运放OP1的反相输入端相连接，所述V0通过R2和运放OP1的正相输入端相连接，所述运放OP1的输出与MP1的栅极连接，MP1漏极通过R3接地，MP1漏极还分别连接电容C3、开关S2和运放op2的正向输入端，所述开关S2的另一端连接电容C4，所述OP2的输出端与二极管D1阳极连接，所述二极管D1阴极与OP2负向输入端连接，所述二极管D1阴极还与电容C1的一端和开关S1的一端连接，S1的另一端与电容C2连接)，Vref1表征前一个周期第一同步整流管MSR1的漏源电压SWS的最大值，VSA表征第一同步整流管MSR1关断后Tset时间内漏源电压SWS上升到的最大瞬时值。参看图15，定性给出了S1和S2的控制信号与第一同步整流管MSR1的漏源电压SWS波形变化的时刻对应关系，其中S2的设定时间为前文所述的Tset。
图13为本发明同步整流电路中关断阈值调节模块的一个实施例，根据Vref1和VSA之间的差值，调节Sup和Sdn交替导通，从而在电容C5上产生控制电压，然后通过运放OP3产生控制电流，控制电流在Roff上产生控制电压VMOS_OFF作为关断比较器的关断阈值。
图14本发明同步整流电路中计时模块的一个实施例，漏源电压信号输出到比较器CPM2和比较器CPM3的正向输入端，CMP2的反向输入端连接地电位，CPM3的反向输入端连接关断阈值VMOS_OFF,CMP3的输出端与或非门Nor2的输入端相连，CMP2的输出端与或非门Nor1的输入端相连，Nor1和Nor2构成锁存器，产生的脉宽信号T1锁存后，控制第二驱动电路驱动第二同步整流管开通T1时刻。
其中，还包括：
开通比较器和关断比较器，开通比较器和关断比较器检测第一同步整流管的漏源电压控制第一驱动电路驱动第一同步整流管；
关断阈值调节、检测模块和计时模块，阈值调节模块调节所述关断比较器的关断阈值，检测模块判断调节是否结束，计时模块对第一同步整流管晚关时间进行计时；
第二驱动电路，第二驱动电路接受所述计时模块的计时信息，控制第二同步整流管在下一次原边功率MOS导通前导通包含计时信息的时间
本实施例中，所述原边功率器件栅极接收控制信号MP，漏极连接原边绕组NP1的一端和二极管DS的阳极，源极及衬底连接采样电阻RP的一端，RP另外一端接地，原边绕组NP1的另外一端连接输入信号Vin、电阻RS的一端及电容CS的一端，电阻RS的另外一端连接电容CS的另外一端及二极管DS的阴极。所述开通比较器负输入端连接第一同步整流管漏极、第二同步整流管漏极、关断比较器的正输入、检测模块的一个输入端及副边绕组NS1的一端，开通比较器的正输入端连接VMOS_ON信号，开通比较器的输出连接第一驱动电路，副边绕组NS1的另外一端连接输出端VO、检测模块的一个输入端和电容C11的一端，电容C11的另外一端接地，所述关断比较器的负输入端和所述关断阈值调节模块相连，所述关断比较器的输出连接第一驱动电路，所述第一驱动电路的输出连接第一同步整流管的栅极，所述检测模块的输出与所述关断阈值调节模块的输入相连接，所述关断阈值调节模块的输出和所述计时模块的输入相连接，所述计时模块的输出与所述第二驱动电路相连接，所述第二驱动电路与所述第二同步整流管的栅极相连接，所述第一同步整流管和第二同步整流管的源极和衬底接地
以上显示和描述了本发明的基本原理和主要特征和本发明的优点，对于本领域技术人员而言，显然本发明不限于上述示范性实施例的细节，而且在不背离本发明的精神或基本特征的情况下，能够以其他的具体形式实现本发明。因此，无论从哪一点来看，均应将实施例看作是示范性的，而且是非限制性的，本发明的范围由所附权利要求而不是上述说明限定，因此旨在将落在权利要求的等同要件的含义和范围内的所有变化囊括在本发明内。不应将权利要求中的任何附图标记视为限制所涉及的权利要求。
此外，应当理解，虽然本说明书按照实施方式加以描述，但并非每个实施方式仅包含一个独立的技术方案，说明书的这种叙述方式仅仅是为清楚起见，本领域技术人员应当将说明书作为一个整体，各实施例中的技术方案也可以经适当组合，形成本领域技术人员可以理解的其他实施方式。
Claims (7)
1.可降低原边功率器件导通时刻应力的同步整流方法，其特征在于：包括以下步骤：
S1：连续N个周期检测第一同步整流管开启的时间间隔，并当连续M个周期的开启时间间隔维持近似恒定时，进入调整阶段，其中，N为大于1的正整数，M为大于1且小于N的正整数；
S2：调整阶段开始前，设定参考电压；
S3：设定第一同步整流管的初始关断阈值，这一阶段第二同步整流管保持关断；
S4：调整阶段开始，当第一同步整流管关断后，在一定的时间T0内，检测第一同步整流管的漏源电压是否达到参考电压，若在一定的时间T0内未达到，则下一周期继续增加第一同步整流管的关断阈值；若在一定的时间T0内漏源电压达到参考电压，则将此周期内，第一同步整流管漏源电压从初始关断阈值到关断时刻持续的时间记为第一时间T1并锁存；
S5：控制第二同步整流管在下一周期原边主管导通前开启第一时间T1时刻；
其中，还包括：
开通比较器和关断比较器，开通比较器和关断比较器检测第一同步整流管的漏源电压控制第一驱动电路驱动第一同步整流管；
关断阈值调节、检测模块和计时模块，阈值调节模块调节所述关断比较器的关断阈值，检测模块判断调节是否结束，计时模块对第一同步整流管晚关时间进行计时；
第二驱动电路，第二驱动电路接受所述计时模块的计时信息，控制第二同步整流管在下一次原边功率MOS导通前导通包含计时信息的时间
其中，所述原边功率器件栅极接收控制信号MP，漏极连接原边绕组NP1的一端和二极管DS的阳极，源极及衬底连接采样电阻RP的一端，RP另外一端接地，原边绕组NP1的另外一端连接输入信号Vin、电阻RS的一端及电容CS的一端，电阻RS的另外一端连接电容CS的另外一端及二极管DS的阴极，所述开通比较器负输入端连接第一同步整流管漏极、第二同步整流管漏极、关断比较器的正输入、检测模块的一个输入端及副边绕组NS1的一端，开通比较器的正输入端连接VMOS_ON信号，开通比较器的输出连接第一驱动电路，副边绕组NS1的另外一端连接输出端VO、检测模块的一个输入端和电容C11的一端，电容C11的另外一端接地，所述关断比较器的负输入端和所述关断阈值调节模块相连，所述关断比较器的输出连接第一驱动电路，所述第一驱动电路的输出连接第一同步整流管的栅极，所述检测模块的输出与所述关断阈值调节模块的输入相连接，所述关断阈值调节模块的输出和所述计时模块的输入相连接，所述计时模块的输出与所述第二驱动电路相连接，所述第二驱动电路与所述第二同步整流管的栅极相连接，所述第一同步整流管和第二同步整流管的源极和衬底接地。
2.根据权利要求1所述的可降低原边功率器件导通时刻应力的同步整流方法，其特征在于：所述S2中，设定参考电压的具体过程为采样当前周期同步整流管的漏端电压值，且该漏端电压值为其在关断后的最大值。
3.根据权利要求1所述的可降低原边功率器件导通时刻应力的同步整流方法，其特征在于：所述S3和S4中，设定的第一同步整流管的初始关断阈值为0mV。
4.根据权利要求1所述的可降低原边功率器件导通时刻应力的同步整流方法，其特征在于：所述S4中，一定的时间T0通过预设的方法设置。
5.根据权利要求1或3所述的可降低原边功率器件导通时刻应力的同步整流方法，其特征在于：所述S4中，第一同步整流管根据漏源电压是否触碰到开启阈值，从而判断是否导通；导通后，第一同步整流管检测漏源电压是否触碰到关断阈值，从而判断是否关断，且关断阈值的增加幅度为20mV每周期。
6.根据权利要求1所述的可降低原边功率器件导通时刻应力的同步整流方法，其特征在于：所述S5中，第二同步整流管导通时，也恢复第一同步整流管的0mV初始关断阈值。
7.可降低原边功率器件导通时刻应力的同步整流电路，包括第一同步整流管，第二同步整流管，其特征在于：还包括：
开通比较器和关断比较器，开通比较器和关断比较器检测第一同步整流管的漏源电压控制第一驱动电路驱动第一同步整流管；
关断阈值调节、检测模块和计时模块，阈值调节模块调节所述关断比较器的关断阈值，检测模块判断调节是否结束，计时模块对第一同步整流管晚关时间进行计时；
第二驱动电路，第二驱动电路接受所述计时模块的计时信息，控制第二同步整流管在下一次原边功率MOS导通前导通包含计时信息的时间；
所述原边功率器件栅极接收控制信号MP，漏极连接原边绕组NP1的一端和二极管DS的阳极，源极及衬底连接采样电阻RP的一端，RP另外一端接地，原边绕组NP1的另外一端连接输入信号Vin、电阻RS的一端及电容CS的一端，电阻RS的另外一端连接电容CS的另外一端及二极管DS的阴极，所述开通比较器负输入端连接第一同步整流管漏极、第二同步整流管漏极、关断比较器的正输入、检测模块的一个输入端及副边绕组NS1的一端，开通比较器的正输入端连接VMOS_ON信号，开通比较器的输出连接第一驱动电路，副边绕组NS1的另外一端连接输出端VO、检测模块的一个输入端和电容C11的一端，电容C11的另外一端接地，所述关断比较器的负输入端和所述关断阈值调节模块相连，所述关断比较器的输出连接第一驱动电路，所述第一驱动电路的输出连接第一同步整流管的栅极，所述检测模块的输出与所述关断阈值调节模块的输入相连接，所述关断阈值调节模块的输出和所述计时模块的输入相连接，所述计时模块的输出与所述第二驱动电路相连接，所述第二驱动电路与所述第二同步整流管的栅极相连接，所述第一同步整流管和第二同步整流管的源极和衬底接地。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202111563741.7A CN114337298B (zh) | 2021-12-20 | 2021-12-20 | 可降低原边功率器件导通时刻应力的同步整流方法及电路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202111563741.7A CN114337298B (zh) | 2021-12-20 | 2021-12-20 | 可降低原边功率器件导通时刻应力的同步整流方法及电路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN114337298A CN114337298A (zh) | 2022-04-12 |
| CN114337298B true CN114337298B (zh) | 2024-02-02 |
Family
ID=81052883
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN202111563741.7A Active CN114337298B (zh) | 2021-12-20 | 2021-12-20 | 可降低原边功率器件导通时刻应力的同步整流方法及电路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN114337298B (zh) |
Citations (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN104767405A (zh) * | 2014-01-06 | 2015-07-08 | 百富(澳门离岸商业服务)有限公司 | 使用受调制次级侧同步整流的功率转换器 |
| CN110380618A (zh) * | 2019-07-05 | 2019-10-25 | 西安矽力杰半导体技术有限公司 | 开关状态控制方法、控制电路及反激式变换器 |
| CN110896271A (zh) * | 2019-11-08 | 2020-03-20 | 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 | 零电压开通控制电路、方法及应用其的开关电源 |
| CN112290789A (zh) * | 2020-10-23 | 2021-01-29 | 广州金升阳科技有限公司 | 一种不对称半桥反激变换器启动控制方法及其控制电路 |
| CN113131747A (zh) * | 2021-03-16 | 2021-07-16 | 广州金升阳科技有限公司 | 反激变换器控制方法及其控制装置 |
| CN113708638A (zh) * | 2021-08-20 | 2021-11-26 | 深圳市必易微电子股份有限公司 | 一种同步整流控制电路、控制方法和反激式开关电源 |
| CN113726166A (zh) * | 2021-05-07 | 2021-11-30 | 杰华特微电子股份有限公司 | 反激变换器及其控制方法 |
| CN113783402A (zh) * | 2021-08-04 | 2021-12-10 | 西安矽力杰半导体技术有限公司 | 一种自适应控制电路及控制方法 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9356535B2 (en) * | 2013-08-14 | 2016-05-31 | Stmicroelectronics S.R.L. | Control method for rectifier of switching converters |
| CN110601540A (zh) * | 2019-08-21 | 2019-12-20 | 杰华特微电子（杭州）有限公司 | 有源钳位反激电路及其控制方法 |
-
2021
- 2021-12-20 CN CN202111563741.7A patent/CN114337298B/zh active Active
Patent Citations (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN104767405A (zh) * | 2014-01-06 | 2015-07-08 | 百富(澳门离岸商业服务)有限公司 | 使用受调制次级侧同步整流的功率转换器 |
| CN110380618A (zh) * | 2019-07-05 | 2019-10-25 | 西安矽力杰半导体技术有限公司 | 开关状态控制方法、控制电路及反激式变换器 |
| CN110896271A (zh) * | 2019-11-08 | 2020-03-20 | 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 | 零电压开通控制电路、方法及应用其的开关电源 |
| CN112290789A (zh) * | 2020-10-23 | 2021-01-29 | 广州金升阳科技有限公司 | 一种不对称半桥反激变换器启动控制方法及其控制电路 |
| CN113131747A (zh) * | 2021-03-16 | 2021-07-16 | 广州金升阳科技有限公司 | 反激变换器控制方法及其控制装置 |
| CN113726166A (zh) * | 2021-05-07 | 2021-11-30 | 杰华特微电子股份有限公司 | 反激变换器及其控制方法 |
| CN113783402A (zh) * | 2021-08-04 | 2021-12-10 | 西安矽力杰半导体技术有限公司 | 一种自适应控制电路及控制方法 |
| CN113708638A (zh) * | 2021-08-20 | 2021-11-26 | 深圳市必易微电子股份有限公司 | 一种同步整流控制电路、控制方法和反激式开关电源 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN114337298A (zh) | 2022-04-12 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US11736030B2 (en) | Switching circuit, synchronous rectification control circuit and control method thereof | |
| US8917068B2 (en) | Quasi-resonant controlling and driving circuit and method for a flyback converter | |
| US11165355B2 (en) | Clamping switch abnormality detection method, clamping switch abnormality detection circuit and switch circuit | |
| US7495934B2 (en) | Adaptive synchronous rectification control circuit and method thereof | |
| TWI737238B (zh) | 用於控制同步整流系統的控制電路及方法 | |
| US20120300520A1 (en) | Switching mode power supply with synchronous rectifying control circuit | |
| CN112688570B (zh) | 反激式开关电源及其控制方法 | |
| CN112803722B (zh) | 隔离式开关变换器及其控制器和控制方法 | |
| JP3839737B2 (ja) | 直流電圧変換回路 | |
| US20060171179A1 (en) | Low audible noise power supply method and controller therefor | |
| US11606039B2 (en) | Synchronous rectifier circuit, control circuit and control method thereof | |
| CN113162418B (zh) | 一种自适应的准谐振检测电路及方法 | |
| CN111193411A (zh) | 同步整流管控制电路及反激式电压变换电路和控制方法 | |
| CN111786560A (zh) | 一种同步整流控制方法、控制电路及开关电源 | |
| CN113872428B (zh) | 一种氮化镓晶体管的驱动控制电路、方法、设备、介质 | |
| CN111786563A (zh) | 同步整流控制电路及开关电源 | |
| CN113726166B (zh) | 反激变换器及其控制方法 | |
| CN110831284B (zh) | 一种led驱动电源及其控制器 | |
| CN114337298B (zh) | 可降低原边功率器件导通时刻应力的同步整流方法及电路 | |
| CN114189160B (zh) | 一种有源钳位反激拓扑中钳位管轻载导通控制方法及电路 | |
| CN112130049B (zh) | 功率开关器件的软开关检测电路和开关损耗动态优化方法 | |
| CN113783402A (zh) | 一种自适应控制电路及控制方法 | |
| CN114364097A (zh) | 用于led驱动电路的缓冲电路、led驱动电路及其控制方法 | |
| CN112737339A (zh) | 一种自适应软驱动控制电路 | |
| CN113098286B (zh) | 一种lclcl谐振变换器同步整流方法 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant |