CN113098286B - 一种lclcl谐振变换器同步整流方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种LCLCL谐振变换器同步整流方法，其基于脉冲检测方式实现了对同步整流过程的自适应动态调整，仅通过简单的系统结构，即可完全避免部分设置了复杂外部电路的同步整流方案中，PCB布线所带来的寄生电感和开关管寄生电容的不利影响，并同时实现了更高的效率和更低的成本。利用本发明所提供的方法，使驱动的上升时间和下降时间都极大缩短，为开关变换器的超高频化奠定了驱动基础。

Description

一种LCLCL谐振变换器同步整流方法

技术领域

本发明属于功率变换器整流技术领域，具体涉及一种LCLCL谐振变换器同步整流方法。

背景技术

对于LLC变换器来说，同步整流技术能够极大降低整流环节的损耗，提高变换器效率。但是LLC谐振变换器的同步整流驱动信号和原边半桥驱动信号是有差别的，这给同步整流驱动的设计带来了极大的挑战，原边半桥的驱动信号通常不能直接用于同步整流，

现有技术中，一些同步整流是基于检测电压V_{ds_SR}实现在副边独立地驱动同步整流MOSFET，不需要原边控制信号。这种手段由于整流MOSFET封装电感会导致电压V_{ds_SR}超前于电流i_SR，同步整流驱动信号的占空比会部分丢失，同步整流MOSFET提前关断。在高频条件下这个问题愈发严重，即使很小的封装电感也会造成很大的相位超前。并且，现有技术还存在同步整流过程的控制器CPU使用率过高的缺陷，使得对于除整流以外的其他功能无法提供足够的CPU空间。为了在同步整流中改善导通损耗等的问题，现有技术所采用的电路结构或者控制器芯片目前仍难以降低成本。

发明内容

为克服上述现有技术中的问题，本发明提供了一种LCLCL谐振变换器同步整流方法，该方法所基于的谐振变换器的高频变压器副边带有中心抽头，中心抽头连接所述输出电容C₀的负极，高频变压器副边正极连接开关管S_R2的集电极，高频变压器副边负极连接开关管S_R1的发射极，开关管S_R2的发射极与开关管S_R1的集电极相连；开关管S_R2的发射极与开关管S_R1的集电极的公共端连接输出电容C₀的正极；负载电阻R₀与输出电容C0并联；各副边开关管的体二极管和比较器负端依次串联，由所述比较器基于负端与正端的阈值电压相比较检测所述体二极管的导通情况，并将结果V_CMP输出，用于进行脉冲检测；

脉冲检测在原边开关管的导通时间的中点被使能，并在原边开关管的关断时间的中点失效，对V_CMP信号的脉冲个数进行计数，判断各副边开关管关断后体二极管是否发生导通；

每隔一定的开关周期对各副边开关管的导通时间进行调整，直到使每次脉冲检测中只计数到一个V_CMP信号脉冲。

进一步地，比较器的输出V_CMP与数字控制器的脉冲检测功能引脚相连，比如控制器的外部中断引脚，利用所述数字控制器根据检测到的脉冲相应的调整副边开关管的通断时间。

进一步地，原边半桥的驱动信号可以当做同步整流驱动的开通信号，并且数字控制器可以控制是否进行脉冲检测，使能脉冲检测功能或使其失效。

进一步地，该方法所基于的LCLCL谐振变换器原边具体由以下元件组成：

前级BUCK变换器包括直流输入电压U_in，后级LLC变换器包括开关管Q₁和开关管Q₂、续流二极管1、续流二极管2、谐振电容C_r、谐振电感L_r、谐振电容C_p、谐振电感L_p、励磁电感L_m；

其中，所述开关管Q₁和开关管Q₂首尾串联，开关管Q₁的集电极连接所述直流输入电压U_in的正极，开关管Q₂的集电极连接开关管Q₁的发射极，开关管Q₂的发射极连接所述直流输入电压U_in的负极；

所述开关管Q₁与所述续流二极管1并联；所述开关管Q₂与所述续流二极管2并联；

所述谐振电容C_r的一端连接开关管Q₁、开关管Q₂的公共端，另一端与谐振电感L_r、励磁电感L_m、谐振电感L_p的一端依次串联，谐振电感L_p的另一端连接直流输入电压U_in的负极，所述谐振电感L_p与谐振电容C_p并联，构成所述的LCLCL拓扑结构；所述励磁电感L_m与所述高频变压器的原边并联。

有益效果

本发明所提供的LCLCL谐振变换器同步整流方法相对于现有技术，至少能够达到以下有益效果：

1、上述本发明所提供的LCLCL谐振变换器同步整流方法，仅通过简单的系统结构，即可完全避免部分设置了复杂外部电路的同步整流方案中，PCB布线所带来的寄生电感和开关管寄生电容的不利影响，并同时实现了更高的效率和更低的成本。

2、利用本发明所提供的方法，使驱动的上升时间和下降时间都极大缩短，为开关变换器的超高频化奠定了驱动基础。

附图说明

图1示出了重载下不同工作频率时LLC变换器的主要波形；

图2示出了现有技术中的同步整流IC的工作波形；

图3示出了本发明所提供方法的原理图；

图4示出了本发明所提供的基于脉冲检测的同步整流方案的控制过程；

图5示出了利用本发明的方法后对CPU使用率的降低效果；

图6示出了基于脉冲检测的同步整流改进方案；

图7示出了每三个周期检测体二极管导通情况；

图8示出了改进的同步整流方案控制过程；

图9示出了基于本发明的实例中输出电压及动态响应波形；

图10示出了基于本发明的实例中谐振腔波形及S₁和S₂软开关波形；

图11示出了基于本发明的实例中二极管D₁和D₂三次谐波注入情况；

图12示出了基于本发明采用矩阵变压器的实例中LCLCL谐振变换器效率对比曲线。

具体实施方式

下文将结合具体实施例对本发明做更进一步的详细说明。应当理解，下列实施例仅为示例性地说明和解释本发明，而不应被解释为对本发明保护范围的限制。凡基于本发明上述内容所实现的技术均涵盖在本发明旨在保护的范围内。

同步整流方式在重载下不同工作频率时，LLC变换器的主要波形如图1所示，其中包括了Q₁的栅极驱动信号V_{gs_Q1}，Q₂的栅极驱动信号V_{gs_Q2}，谐振电流i_Lr，励磁电流i_Lm，变压器副边电流i_SEC，SR₁的栅极驱动信号V_{gs_SR1}，SR₂的栅极驱动信号V_{gs_SR2}。如果开关频率f_s小于谐振频率f_r，同步整流MOSFET(SR)会比原边的开关提前关断。如果f_s>f_r，同步整流MOSFET会比原边开关推迟关断。如果f_s＝f_r，同步整流MOSFET的关断时刻与原边半桥开关相同。此外，SR导通时间T₂还与负载轻重有关。所以原边半桥的驱动信号不能直接用于同步整流。如果同步整流驱动信号与理想的驱动信号相差太大，会造成电流流经同步整流MOSFET的体二极管，使效率下降。部分现有技术为解决此技术问题，设置了额外的电流传感元件，而且会增加额外的损耗。目前，大多数同步整流方案是基于检测同步整流MOSFET的漏源电压V_{ds_SR}，此方案的精确度很大程度上受整流MOSFET的封装影响。在高频下，整流MOSFET的寄生电感对该方案的影响很大。

现有的一些同步整流IC是基于检测电压V_{ds_SR}实现在副边独立地驱动同步整流MOSFET，不需要原边控制信号。这些IC的工作原理如图2(a)所示：最开始时，同步整流MOSFET处于关断状态，当有电流i_SR经过，体二极管开始导通，这导致有很大的MOS管上有很大的压降V_{ds_SR}。体二极管压降V_{ds_SR}与开通阈值电压比较V_{th_on}，若V_{ds_SR}大于V_{th_on}，同步整流IC产生驱动信号，使得同步整流MOSFET导通。在LLC变换器中，整流管中的电流i_SR会先增大后减小，当电流i_SR快减小至0时，V_{ds_SR}也变得很小。此时，电压V_{ds_SR}与关断阈值电压V_{th_off}做比较，若V_{ds_SR}小于V_{th_off}，整流MOSFET关断。但由于整流MOSFET封装电感会导致电压V_{ds_SR}超前于电流i_SR，同步整流驱动信号的占空比会部分丢失，同步整流MOSFET提前关断，如2(b)所示。这个问题在高频下愈发严重，因为很小的封装电感也会造成很大的相位超前。

针对上述同步整流现有技术中所存在的问题和缺陷，本发明提供了一种LCLCL谐振变换器同步整流方法，如图3所示，该方法所基于的谐振变换器的高频变压器副边带有中心抽头，中心抽头连接所述输出电容C₀的负极，高频变压器副边正极连接开关管S_R2的集电极，高频变压器副边负极连接开关管S_R1的发射极，开关管S_R2的发射极与开关管S_R1的集电极相连；开关管S_R2的发射极与开关管S_R1的集电极的公共端连接输出电容C₀的正极；负载电阻R₀与输出电容C0并联；各副边开关管的体二极管和比较器负端依次串联，由所述比较器基于负端与正端的阈值电压相比较检测所述体二极管的导通情况，并将结果V_CMP输出，用于进行脉冲检测；

脉冲检测在原边开关管的导通时间的中点被使能，并在原边开关管的关断时间的中点失效，对V_CMP信号的脉冲个数进行计数，判断各副边开关管关断后体二极管是否发生导通；

每隔一定的开关周期对各副边开关管的导通时间进行调整，直到使每次脉冲检测中只计数到一个V_CMP信号脉冲。

在本发明的一个优选实施方式中，上述基于脉冲检测的控制过程如图4所示，因为在副边开关管开通时刻体二极管有一小段导通时间，所以脉冲计数功能只在图4所示的阴影部分被使能。通过设置脉冲计数在原边开关管开通时间的中点被使能，在原边开关管关断时间的中点失效，这样就能检测同步整流驱动信号的占空比有没有丢失，并且逐步调节同步整流驱动信号的导通时间。在控制的最开始时刻，体二极管有很长的导通时间，如图4(a)所示，此时控制器将同步整流驱动信号的关断时刻延长ΔT，此处ΔT为控制器的最小分辨率，如图4(b)、4(c)所示。关断时刻延长ΔT的过程一直进行到在V_CMP的阴影区间里检测不到脉冲为止，如图4(d)所示。控制器检测不到脉冲时将同步整流驱动信号的关断时刻提前ΔT，回到如图4(c)所示的状态。此时，系统就进入了稳态。在稳态时，驱动信号的关断时刻一直在控制器检测不到体二极管导通和检测到极短的体二极管导通时间这两个状态跳转，如图4(c)、4(d)所示。在这两个区间跳转是自适应同步整流方案的最佳状态。否则如果关断时刻一直停留在没有检测到脉冲的状态，当开关频率增加时，关断时刻不能相应的提前。

在本发明的一个优选实施方式中，采用150MHz的DSP芯片TMS320F28335作为同步整流的数字控制器，其执行基于脉冲检测的同步整流方案过程中，使能或停止脉冲检测需要10个CPU周期，当检测到脉冲并且触发中断调整下一周期的驱动信号导通时间，这过程需要30个CPU周期，如图5所示。综上，进行一次本方案控制最多共需要50个CPU周期。CPU使用率η_SR可由下式计算得到：

其中f_clock是数字控制器的时钟频率，m_total是一个开关周期内的总CPU周期数，m_SR是一个开关周期内需要被用于同步整流控制的CPU周期数，此处，如果用TMS320F28335控制器，m_SR≈50。如果用150MHz的MCU控制开关频率为100kHz的LLC谐振变换器(m_total＝1500)，同步整流控制将占3.3％的CPU使用率，此时控制器将会有充足的剩余资源来进行闭环控制和其他功能控制。

为了降低CPU使用率，本发明的方案中在比较器和数字控制器之间加入了一个脉冲计数器，这样能够实现每几个开关周期调整一次同步整流MOSFET的导通时间。脉冲计数器使得整流MOSFET导通时间每N(N＝2,3,4…)个开关周期调整一次。同步整流MOSFET的开通时刻与原边半桥开关导通时刻同步，因此在MOSFET开通时，体二极管仍有一小段导通时间。在第一个开关周期内整流MOSFET导通后，控制器将脉冲计数器置零；在第N个开关周期整流MOSFET开通后，控制器读出脉冲计数器中V_CMP的脉冲个数来判断在MOSFET关断后是否有体二极管导通。如果结果是“2·(N-1)”，那么说明在整流MOSFET关断后有体二极管导通，否则没有体二极管导通。图7示出了基于本发明的每三个开关周期调整一次同步整流导通时间的实例。

在本发明的另一优选实施方式中，以每两个开关周期控制调整一次同步整流导通时间为例分析改进的同步整流方案，控制过程如图8所示。在最开始时，整流MOSFET关断以后体二极管会导通很长一段时间，在检测窗口脉冲计数器检测到两个脉冲。控制器增加整流MOSFET的导通时间，每两个开关周期整流时间增加ΔT，直到脉冲计数器只计数一个脉冲为止。接着控制器将整流MOSFET的导通时间减小ΔT，在接下来的两个开关周期内控制器又检测到两个脉冲。因此，整流MOSFET的导通时间逐步调整，体二极管的导通时间逐控制周期减小，直到在最优点附近。

通过上述实例可以看出，本发明的方法能够在用最少的辅助电路和器件的情况下实现高频LLC谐振变换器同步整流的优化控制。在另一方面，改进的同步整流方案CPU的使用率也大大降低。因为使用了脉冲计数器，取消了MCU的外部中断功能，每个控制周期执行一次改进的同步整流方案需要不到20个CPU周期，即m_SR<20。降低控制频率是低成本控制高频变换器的常见做法。当每N个开关周期调整一次整流MOSFET的导通时间，在一个数字控制器控制周期内总的CPU周期m_total可由下式得到：

图9-图12示出了基于本发明的一个优选实例，可以看出本发明实现高降压比，宽输入范围的高效率变换且实现了闭环控制。在此实例中，输入400V及更高，输出24V。LCLCL输出电压及动态响应波形如图9所示。开关管S₁和S₂均实现软开关。波形如图10所示。副边二极管实现三次谐波注入，提升了效率。波形如图11所示。由图12可知在过流保护情况下，输入电压仍是400V，但谐振腔电流为500mA，可见，LCLCL变换器未向后级传输能量，此时功率极低，实现了不断电的过流保护，系统的效率可达到96％。以上对本发明的实施方式进行了说明。但是，本发明不限定于上述实施方式。凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种LCLCL谐振变换器同步整流方法，其特征在于：该方法所基于的谐振变换器的高频变压器副边带有中心抽头，中心抽头连接输出电容C₀的负极，高频变压器副边正极连接开关管S_R2的集电极，高频变压器副边负极连接开关管S_R1的发射极，开关管S_R2的发射极与开关管S_R1的集电极相连；开关管S_R2的发射极与开关管S_R1的集电极的公共端连接输出电容C₀的正极；负载电阻R₀与输出电容C0并联；各副边开关管的体二极管和比较器负端依次串联，由所述比较器基于负端与正端的阈值电压相比较检测所述体二极管的导通情况，并将结果V_CMP输出，用于进行脉冲检测；

脉冲检测在原边开关管的导通时间的中点被使能，并在原边开关管的关断时间的中点失效，对V_CMP信号的脉冲个数进行计数，判断各副边开关管关断后体二极管是否发生导通；

每隔一定的开关周期对各副边开关管的导通时间进行调整，直到使每次脉冲检测中只计数到一个V_CMP信号脉冲。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于：比较器的输出V_CMP与数字控制器的脉冲检测功能引脚相连，利用所述数字控制器根据检测到的脉冲相应的调整副边开关管的通断时间。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于：使原边半桥的驱动信号当做同步整流驱动的开通信号，并且由数字控制器控制是否进行脉冲检测，使能脉冲检测功能或使其失效。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于：该方法所基于的LCLCL谐振变换器原边具体由以下元件组成：

前级BUCK变换器包括直流输入电压U_in，后级LLC变换器包括开关管Q₁和开关管Q₂、续流二极管1、续流二极管2、谐振电容C_r、谐振电感L_r、谐振电容C_p、谐振电感L_p、励磁电感L_m；

其中，所述开关管Q₁和开关管Q₂首尾串联，开关管Q₁的集电极连接所述直流输入电压U_in的正极，开关管Q₂的集电极连接开关管Q₁的发射极，开关管Q₂的发射极连接所述直流输入电压U_in的负极；

所述开关管Q₁与所述续流二极管1并联；所述开关管Q₂与所述续流二极管2并联；

所述谐振电容C_r的一端连接开关管Q₁、开关管Q₂的公共端，另一端与谐振电感L_r、励磁电感L_m、谐振电感L_p的一端依次串联，谐振电感L_p的另一端连接直流输入电压U_in的负极，所述谐振电感L_p与谐振电容C_p并联，构成所述的LCLCL拓扑结构；所述励磁电感L_m与所述高频变压器的原边并联。

Images