CN114400899A - 一种新型零电压切换控制电路、方法及电压变换器 - Google Patents

一种新型零电压切换控制电路、方法及电压变换器 Download PDF

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Abstract

本发明公开了新型零电压切换控制电路及控制方法，通过控制器芯片控制第一开关单元切换输入绕组的通断，以及控制第二开关单元切换辅助绕组与一负电压准位的通断；其中，在接通输入绕组之前，预先将电压变换器的辅助绕组与负电压准位接通，基于输入绕组与辅助绕组之间的耦合作用，使得输入绕组产生负电流，将第一开关单元中寄生电容跨电压能量释放，进一步使输入绕组极性反转，并将第一开关单元跨电压下拉至切换电位。本发明不仅可以在连续模式CCM或者非连续模式QR/DCM下实现零电压切换，降低第一电子开关的切换损耗，而且可以将原本在连续模式CCM操作下交越的初级电流与次级电流相互错开，避免近似短路的跨导通现象的出现，降低二次侧同步整流控制难度。

Description

一种新型零电压切换控制电路、方法及电压变换器
技术领域
本发明属于电源技术领域，尤其涉及一种新型零电压切换控制电路、方法及电压变换器。
背景技术
近年来，手机及笔电等消费型电子产品的电源充电器走向小型化的市场需求正快速增加，然而，成为此一目标的最大障碍，即是电源变换器的工作频率无法大幅提高，其中最核心的原因，就是功率晶体随着提高工作频率而造成巨大的切换损失将导致转换效率大幅降低，而这些损失掉的功率(热能)由于充电器本身为密封状态，便无法藉由散热器有效散逸。
这种半导体功率晶体的切换损失主要来自于其输出寄生电容Coss(Coss＝Cds+Cgd)，该损失可由以下公式计算得知，当工作频率越高则切换损失随之成正比增加，如要降低切换损失，则以降低切换时的电压为最有效的方法。
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对此，市场上已有主动式钳位(Active Clamp)技术可以达到零电压切换(ZeroVoltage Switching，ZVS)，然而该架构组件数量多、成本过高、体积大、占空间、工作原理复杂，以及该电源变换器无法在CCM(连续导通模式)下达到ZVS，以获得效率进一步提升等种种因素而无法成为市场主流。
具体地，图1为一典型的电压变换器，输入端交流电压经整流滤波之后，再经过功率晶体Q1的频率切换产生初级电流id，再透过变压器TX将能量转换成次级电流iD。Q1在切换过程当中，漏极D与源极S间会产生跨压Vds，若不管Vds而进行硬切换，则会带来巨大的损耗。图2为一典型的电压变换器DCM硬切换操作波形，由Id与iD电流波形可以看出，这是一个非连续模式DCM(Dis-Continue Current Mode)的操作波形，在此模式操作下，Vds波形伴随着自由震荡的Ringing，早期的控制器IC没有任何控制机制的话，就会带来巨大的切换损耗。同样地，图3所示的一典型的电压变换器CCM硬切换操作波形，其也就会带来巨大的切换损耗。
2000年左右，市场上开始关注到上述硬切换所带来的巨大损耗对于效率的影响甚大，于是如图4所示的所谓波谷切换(Valley-Switching)以及如图5所示的半共振QR(Quasi-Resonant)的技术应运而生。
但是由于QR技术能使变换器有一段相当长的区域工作在DCM与CCM的临界点(Boundary point)，因此又被称为Boundary Mode(BCM)或Critical Mode(CrM)。尽管QR技术能够大幅降低切换损失，同时又能够让系统操作在Boundary Mode，降低导通损失，然而，变换器真正的效率最低点其实是Low-Line 90Vac，而在90Vac条件下，导通损失仍然是主导效率的关键因素，CCM的导通损失要比DCM来的更小。
可惜的是，QR技术必须仰赖DCM才能达成，而且，QR技术并未完全达成ZVS，在高压264Vac输入时仍可能有高达250伏的硬切换，如图4所示，且目前市场上并未提出有效解决CCM-ZVS的方法。
另外，参看图6，由于现有的变换器一次侧的控制信号居于整个变换器动作的主导地位，在下个周期的初级电流先开启，然后二次侧的次级电流才跟着关断，故而会发生交越瞬间的同时导通的现象(Cross Conduction)，即所谓的短路(Short Through)现象，对此，在支持CCM的操作条件上，现有技术最需要的是快速关断速度，以尽可能降低这样的短路现象，但是这一点是对于控制的难度非常大。
发明内容
本发明为解决上述技术问题，提供了一种新型零电压切换控制电路、方法及电压变换器，本发明的技术方案为：
一种新型零电压切换控制电路，应用于电压变换器中，其包括：控制器、第一开关单元、第二开关单元，控制器分别与第一开关单元、第二开关单元信号连接；
控制器用于产生第一控制信号，以控制第一开关单元切换电压变换器的输入绕组的通断，以及产生第二控制信号，以控制第二开关单元切换电压变换器的辅助绕组与一负电压准位的通断，输入绕组与辅助绕组耦合；
其中，在第一控制信号接通输入绕组之前，预先将电压变换器的辅助绕组与负电压准位接通，基于输入绕组与辅助绕组之间的耦合作用，使得输入绕组产生负电流，将第一开关单元中寄生电容的能量释放，进一步使输入绕组极性反转，直到第一开关单元的跨电压下拉至预设的切换电位时再接通输入绕组。
在其中一个实施例中，第二开关单元包括第二电子开关、第二二极管、第二电容，辅助绕组为单绕组；
第二电子开关的一端、及第二二极管的负极分别与辅助绕组的一端电连接，辅助绕组的另一端则接地，第二电子开关的另一端与第二二极管的正极、第二电容的一端电连接，第二电容的另一端则接地，其中，第二二极管与第二电容之间的连接点用于产生负电压准位。
在其中一个实施例中，第二开关单元包括第二电子开关、第二二极管、第二电容，辅助绕组为双绕组，包括耦合绕组、负压绕组；
第二电子开关的一端与耦合绕组的一端电连接，耦合绕组的另一端则接地，第二电子开关的另一端与第二二极管的正极、第二电容的一端电连接，第二电容的另一端则接地，第二二极管的负极与负压绕组的一端电连接，负压绕组的另一端则接地，其中，第二二极管与第二电容之间的连接点用于产生负电压准位。
在其中一个实施例中，第二开关单元还包括驱动电阻、驱动电容、限流电阻；
第二电子开关的控制端分别与驱动电阻、驱动电容的一端电连接，驱动电阻的另一端与第二二极管的正极电连接，驱动电容的另一端经限流电阻与控制器电连接。
在其中一个实施例中，还包括偏置钳位单元，偏置钳位单元包括第三电子开关、钳位电阻、钳位电容；
第三电子开关的一端与第二电子开关的控制端电连接，第三电子开关的另一端分别与第二二极管的正极、钳位电阻的一端电连接，第三电子开关的控制端分别与钳位电阻的另一端、钳位电容的一端电连接，钳位电容的另一端接地。
在其中一个实施例中，第二开关单元还包括设于限流电感、第三二极管，限流电感用于限制通过第二电子开关的电流值，第三二极管用于阻隔逆电流通过第二电子开关的体二极管。
在其中一个实施例中，第二开关单元包括第二电子开关、第二电容，辅助绕组为单绕组；第二电容的一端与辅助绕组的一端电连接，辅助绕组的另一端则接地，第二电容的另一端经第二电子开关接地。
在其中一个实施例中，第二开关单元还包括设于第二电容与辅助绕组之间的限流电感、第二二极管、第三二极管；第二二极管的正极、第三二极管的负极与第二电容电连接，第二二极管的负极与辅助绕组电连接，第三二极管的正极经限流电感与辅助绕组电连接，其中，限流电感用于限制通过第二电子开关的电流值。
在其中一个实施例中，第二开关单元包括第二电子开关、第二二极管、第三二极管、第二电容，辅助绕组为双绕组，包括耦合绕组、负压绕组；
第二二极管的负极与负压绕组的一端电连接，负压绕组的另一端则接地，第二二极管的正极、第三二极管的负极与第二电容的一端电连接，第三二极管的正极与耦合绕组的一端电连接，耦合绕组的另一端则接地，第二电容的另一端经第二电子开关接地，其中，第二二极管与第二电容之间的连接点用于产生负电压准位。
在其中一个实施例中，第二开关单元还包括设于第三二极管与耦合绕组之间的限流电感，限流电感用于限制通过第二电子开关的电流值。在其中一个实施例中，第二开关单元还包括驱动电阻、限流电阻；
第二电子开关的控制端分别与驱动电阻、限流电阻的一端电连接，驱动电阻的另一端接地，限流电阻的另一端与控制器电连接。
在其中一个实施例中，第一开关单元包括第一电子开关、第二电阻Rcs；
输入绕组的一端经第一电子开关分别与控制器的使能端、第二电阻Rcs的一端电连接，输入绕组的另一端则接输入电源，第二电阻Rcs的另一端则接地，其中，第二电阻Rcs用于将流经第一电子开关的电流信号转成电压信号，控制器还用于根据电压信号进行第一电子开关的短路检测与保护。
在其中一个实施例中，还包括与控制器信号连接的反馈补偿单元，反馈补偿单元用于实时采集电压变换器的输出绕组的输出电压，控制器还用于根据输出电压调整第一控制信号的脉宽。
在其中一个实施例中，反馈补偿电路与控制器之间设有光耦合器。
在其中一个实施例中，还包括供电单元，供电单元包括第一电阻、第一二极管、第一电容；
第一电阻的一端与输入绕组的接入电源电连接，第一电阻的另一端分别与第一二极管的负极、第一电容的一端、控制器的电源输入口电连接，第一二极管的正极与辅助绕组的非接地一端电连接，第一电容的另一端则接地。
在其中一个实施例中，还包括一储能电容，储能电容的一端与输入绕组接入电源的一端电连接，储能电容的另一端则接地。
一种新型零电压切换控制方法，应用于电压变换器，电压变换器至少包括第一开关单元、第二开关单元，第一开关单元用于切换电压变换器的输入绕组的通断，第二开关单元用于切换电压变换器的辅助绕组与一负电压准位的通断，输入绕组与辅助绕组耦合，该方法包括以下步骤：
在控制第一开关单元接通输入绕组之前，预先控制第二开关单元将辅助绕组与负电压准位接通，基于输入绕组与辅助绕组之间的耦合作用，使得输入绕组产生负电流，将第一开关单元中寄生电容的能量释放，进一步使输入绕组极性反转，直到第一开关单元的跨电压下拉至预设的切换电位时再接通输入绕组，以实现零电压切换。
在其中一个实施例中，预先控制第二开关单元将辅助绕组与负电压准位接通进一步包括：
根据电压变换器的时钟信号与电压变换器的输出绕组的反馈信号，控制第二开关单元将辅助绕组与负电压准位接通的时刻。
在其中一个实施例中，将第一开关单元中寄生电容的能量释放，直到第一开关单元的跨电压下拉至预设的切换电位时再接通输入绕组进一步包括：
第二开关单元将辅助绕组与负电压准位接通之后，到第一开关单元接通输入绕组之前，设有第一延迟时间，第一延迟时间根据第一电子开关中寄生电容大小设定，并由电压变换器的PWM芯片控制器可编程控制。
在其中一个实施例中，由电压变换器的PWM芯片控制器可编程控制进一步包括：
PWM芯片控制器采集电压变换器的负载电流值，并根据负载电流对第一延迟时间进行补偿调整。
在其中一个实施例中，第一开关单元接通输入绕组接通之后，到第二开关单元关闭之前，设有第二延迟时间，用于延长第二开关单元的导通时间，以保证第一开关单元完全导通。
在其中一个实施例中，将第一开关单元中寄生电容的能量释放，直到第一开关单元的跨电压下拉至预设的切换电位时再接通输入绕组进一步包括：
当第二开关单元将辅助绕组与负电压准位接通之后，采集辅助绕组上的波形信号，并根据波形信号控制第一开关单元的开启时刻。
在其中一个实施例中，根据波形信号控制第一开关单元的开启时刻进一步包括：
当波形信号的电压小于预设的电压阈值，控制第一开关单元接通输入绕组，其中，波形信号为辅助绕组上的波形经过电阻分压、电容滤波得到的信号，通过调整对应的RC时间常数控制第一开关单元接通输入绕组的时刻。
在其中一个实施例中，还包括以下步骤：
实时采集电压变换器的输出绕组的输出电压，根据输出电压调整第一开关单元的控制信号脉宽。
在其中一个实施例中，还包括以下步骤：
实时采集流经第一电子开关的电流信号并转成电压信号，根据电压信号进行第一电子开关的短路检测与保护。
一种电压变换器，包括如上述任意一项所述的新型零电压切换控制电路。
本发明与现有技术相比具有以下的优点和积极效果：
1)本发明通过在打开第一开关单元之前，预先打开第二开关单元使得辅助绕组与一负电压准位接通，基于输入绕组与辅助绕组之间的耦合作用，使得输入绕组产生负电流，将第一开关单元的跨电压下拉至预设的切换电压，其中，此控制电路和方法不仅对CCM有效，而且对DCM的任何波形都一样有效，真正实现了电压变换器的零电位切换，大大降低了切换损失；
2)本发明同时还解决了CCM同步整流困难的问题，其中，在CCM操作下初级电流与次级电流交越区会出现近似短路现象问题，本发明通过在第一开关单元打开之前，先打开第二开关单元，如此创造出了一个延迟时间，这能够使得变换器的一次侧和二次侧的电流互相错开，而不再有交越(Cross Conduction)的现象，大大降低了二次侧的同步整流的控制难度，提高了电路的安全性；
3)本发明的供电单元在电路启动时，先由接入电源透过第一电阻给第一电容充电，直到控制器到达启动电压，于是控制器开始驱动第一开关单元，使得输出绕组产生直流电压，这时的辅助绕组也同时耦合到电压，于是可以透过第一二极管将电压给第一电容充电，以提供给控制器使用，如此，可以减少由第一电阻提供电源所带来的损耗；
4)本发明的控制器还可以实时采集流经第一电子开关的电流信号并转成电压信号，根据电压信号进行第一电子开关的短路检测与保护，提高了电路的安全性；
5)本发明通过储能电容，可以在输入绕组产生负电流时，回收第一开关单元下拉电压释放的能量，并于下一工作周期再度释放使用，节约了能源的浪费，提高了变换器的能源变换效率。
附图说明
通过阅读下文优选实施方式的详细描述，各种其他的优点和益处对于本领域普通技术人员将变得清楚明了。附图仅用于示出优选实施方式的目的，而并不认为是对本发明的限制。
图1为现有技术中电压变换器的电路示意图；
图2为现有技术中电压变换器在DCM模式的硬切换操作波形示意图；
图3为现有技术中电压变换器在CCM模式的硬切换操作波形示意图；
图4为现有技术中电压变换器的波谷切换操作波形示意图；
图5为现有技术中电压变换器的半共振QR操作波形示意图；
图6为现有技术中电压变换器存在的初级电流与次级电流的交越区产生近似短路现象示意图；
图7为本发明一实施例中的新型零电压切换控制电路的开关浮接式单绕组结构示意图；
图8a～b为本发明一实施例中的新型零电压切换控制电路的开关浮接式双绕组结构示意图；
图9为图7所示电路结构对应的工作原理及波形示意图；
图10为本发明一实施例中的新型零电压切换控制电路的操作波形示意图；
图11为图10所示操作波形的局部放大示意图；
图12为本发明一实施例中的新型零电压切换控制电路CCM模式的高压仿真波形结果；
图13为图12所示波形结果的局部放大示意图；
图14为本发明一实施例中的新型零电压切换控制电路DCM模式的高压仿真波形结果；
图15为图14所示波形结果的局部放大示意图；
图16为本发明一实施例中的新型零电压切换控制电路的偏置钳位单元结构示意图；
图17为图7所示电路结构中的Q2_VGS产生偏置电位的原始情形示意图；
图18为图16所示电路结构增加偏置钳位单元之后的Q2_VGS改善情形示意图；
图19为本发明一实施例中的新型零电压切换控制电路的开关接地式单绕组结构示意图；
图20a～b为本发明一实施例中的新型零电压切换控制电路的开关接地式双绕组结构示意图；
图21、图22为图19所示电路结构的仿真波形示意图；
图23为本发明一实施例中的新型零电压切换控制方法中的开回路控制逻辑示意图；
图24为本发明一实施例中的新型零电压切换控制方法中的闭回路控制逻辑示意图。
附图标记说明：
1-控制器；2-第一开关单元；3-第二开关单元；4-反馈补偿单元；5-供电单元；6-偏置钳位单元。
具体实施方式
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对照附图说明本发明的具体实施方式。显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图，并获得其他的实施方式。
为使图面简洁，各图中只示意性地表示出了与本发明相关的部分，它们并不代表其作为产品的实际结构。另外，以使图面简洁便于理解，在有些图中具有相同结构或功能的部件，仅示意性地绘示了其中的一个，或仅标出了其中的一个。在本文中，“一个”不仅表示“仅此一个”，也可以表示“多于一个”的情形。
以下结合附图和具体实施例对本发明提出的一种隔离型电源同步整流装置及方法作进一步详细说明。
参看图7，本发明一实施例提供了一种新型零电压切换控制电路，应用于电压变换器中，其包括：控制器1、第一开关单元2、第二开关单元3，控制器1分别与第一开关单元2、第二开关单元3信号连接；
控制器1用于产生第一控制信号PWM1，以控制第一开关单元2切换电压变换器的输入绕组Np的通断，以及产生第二控制信号PWM2，以控制第二开关单元3切换电压变换器的辅助绕组Na与一负电压准位的通断，输入绕组Np与辅助绕组Na耦合；其中，
在第一控制信号PWM1接通输入绕组Np之前，预先将电压变换器的辅助绕组Na与负电压准位接通，基于输入绕组Np与辅助绕组Na之间的耦合作用，使得输入绕组Np产生负电流-Id，将第一开关单元2中寄生电容Coss的能量释放，进一步使输入绕组Np极性反转，直到第一开关单元2的跨电压Vds下拉至预设的切换电位时再接通输入绕组Np，以实现零电压切换。
现具体对本实施例进行详细说明，但不仅限于此。
本实施例可以应用于电压变换器，具体作为对一次侧的控制电路进行变换器的切换操作，不仅可以在连续模式CCM或者非连续模式DCM下，降低电路的切换损耗，而且可以将原本交越的初级电流与次级电流相互错开，避免近似短路现象的出现，降低二次侧同步整流控制电路的控制难度。
本实施例适用于任何具有此一特征的电压变换器，只要是基于此方法而能实现零电压切换的，皆在此专利保护范围内，在本实施例中仅针对Fly-back反激式变换器作为论述主轴，但不仅限于此。其中，负电压准位仅针对反激式变换器的绕组极性的特性而定，更为广泛地，本实施例不限定为负电压准位，如果变压器绕组极性不同，亦可转换为正压，依据此特征的相同方法予以使用，也在此专利保护范围内。
参看图7，本实施例中通过输入交流电AC，经整流桥和电容整流滤波后得到一直流电压，该直流电压输入到变压器TX的输入绕组Np。上述是本实施例的一种接入电源的方式，显然地，本实施例不仅限于此，本实施例的TX的输入绕组Np也可以直接接入一些常规的直流源，以进行变换操作。
参看图7，在第一种实施方式中，本实施例的第二开关单元3采用开关浮接式单绕组电路结构，包括第二电子开关Q2、第二二极管D2、第二电容C2，辅助绕组为单绕组，其中，第二电子开关Q2的一端、第二二极管D2的负极分别与辅助绕组Na的一端电连接，辅助绕组Na的另一端接地，第二电子开关Q2的另一端与第二二极管D2的正极、第二电容C2的一端电连接，第二电容C2的另一端接地。具体地，第二二极管D2与第二电容C2之间的连接点用于产生负电压准位。
参看图8a～b，在第二种实施方式中，本实施例的第二开关单元3采用开关浮接式双绕组电路结构，其中，本实施例的辅助绕组还可以设置为两个，即耦合绕组、负压绕组，如图所示，本实施例的第二开关单元也包括第二电子开关Q2、第二二极管D2、第二电容C2。
具体地，参看图8a，第二电子开关Q2的一端与耦合绕组Na的一端电连接，耦合绕组Na的另一端则接地，第二电子开关Q2的另一端与第二二极管D2的正极、第二电容C2的一端电连接，第二电容C2的另一端则接地，第二二极管D2的负极与负压绕组Na1的一端电连接，负压绕组Na1的另一端则接地，其中，第二二极管D2与第二电容C2之间的连接点用于产生负电压准位。
具体地，参看图8b，不同于图8a所示的结构之处在于：第二开关单元与耦合绕组、负压绕组的连接方式，但本质上图8a和图8b的电路原理相同，其中，第二电子开关Q2的一端与耦合绕组Na1的一端电连接，耦合绕组Na1的另一端则接地，第二电子开关Q2的另一端与第二二极管D2的正极、第二电容C2的一端电连接，第二电容C2的另一端则接地，第二二极管D2的负极与负压绕组Na的一端电连接，负压绕组Na的另一端则接地，其中，第二二极管D2与第二电容C2之间的连接点用于产生负电压准位。
参看图7、图8a、图8b，上述三种不同电路结构均能够实现辅助绕组与负电压准位的接通，基于绕组之间的耦合作用，使得输入绕组Np产生负电流，从而将第一开关单元中寄生电容Coss的能量释放，直到第一开关单元的跨电压Vds下拉至预设的切换电位时再接通输入绕组Np，以实现零电压切换。其中，单绕组的优点是：减少一个绕组的成本，缺点则是由于耦合绕组与负压绕组存在同一绕组上，两者圈比只能为固定的1:1，无法进行可能有需要的调整或优化。反之，双绕组的优点是：由于耦合绕组与负压绕组是独立分开的，因此可以透过两者之圈比进行调整或优化，缺点则是增加了一个绕组的成本。
较优地，参看图7、图8a、图8b，为了限制第二电子开关Q2导通时的巨大电流，本实施例在第二电子开关Q2与辅助绕组之间设置限流电感L1，同时，L1具有较低的DCR，可以减少损耗，如果在实际应用中Q2电流没有超过限制的话，则L1也可省略不用而直接以短路代替，而即使在没有使用L1的电路下，亦受到此专利保护。另外，为了阻隔逆电流通过第二电子开关Q2的体二极管，本实施例在第二电子开关Q2与限流电感L1之间设置第三二极管D3，该第三二极管D3的正极与限流电感L1电连接，第三二极管D3的负极与第二电子开关Q2连接，如此，仅允许电流从限流电感L1侧流向第二电子开关Q2，而阻止电流逆向流动，从而阻隔逆电流通过第二电子开关Q2的体二极管，如果在实际应用中没有过大的逆电流的话，则D3也可省略不用而直接以短路代替，而即使在没有使用D3的电路下，亦受到此专利保护。
较优地，参看图7、图8a、图8b，为了满足控制器驱动第二电子开关的工作要求，第二开关单元还包括驱动电阻Rg、驱动电容Cd、限流电阻Rd，其中，第二电子开关Q2的控制端分别与驱动电阻Rg、驱动电容Cd的一端电连接，驱动电阻Rg的另一端与第二电子开关Q2的S端电连接，也即是与第二二极管D2的正极电连接，驱动电容Cd的另一端经限流电阻Cd与控制器电连接，其中，驱动电阻Rg、驱动电容Cd实现了控制器对第二电子开关的正常开关驱动，限流电阻Rd实现了限制驱动电流避免过高的保护作用。
参看图7，本实施例的第一开关单元2包括第一电子开关Q1、第二电阻Rcs；输入绕组Np的一端经第一电子开关Q1分别与控制器1的使能端PWM1、CS、及第二电阻Rcs的一端电连接，输入绕组Np的另一端接入电源，本实施例接入的电源由交流经过整流桥得到，实际也可以是其他方式提供电源，具体不作限制，第二电阻Rcs的另一端接地，其中，第二电阻Rcs用于将流经第一电子开关Q1的电流信号转成电压信号，控制器1还用于根据电压信号进行第一电子开关Q1的控制检测与保护。具体地，本实施例的控制器采用PWM(Pulse WidthModulation脉波宽度调变)控制芯片，控制芯片的CS管脚是用来检测Q1所流过的电流大小，透过Rcs将Q1的电流信号转成电压信号，一旦Q1短路了或者过载或动作异常，控制芯片就会中断或限制PWM1的驱动信号，以保护系统安全。
参看图7，本实施例还包括与控制器1信号连接的反馈补偿单元4，反馈补偿单元4用于实时采集电压变换器的输出绕组Ns的输出电压，控制器1还用于根据输出电压调整第一控制信号PWM1的脉宽。其中，较优地，本实施例反馈补偿电路与控制器之间设有光耦合器。具体地，输出绕组Ns输出的直流电压经由反馈补偿单元，透过隔离式的光耦合器，将反馈信号传送至PWM控制芯片，于是芯片将由返馈信号高低来决定PWM的宽度，如果返馈信号低了，PWM控制芯片就知道是输出电压低了，于是在下一个开关周期就会把PWM宽度(也就是PWM1驱动Q1的on-time)给调大，好让输出电压调高一些，反之亦然。
参看图7，本实施例还包括供电单元5，供电单元5包括第一电阻R1、第一二极管D1、第一电容C1；第一电阻R1的一端与输入绕组Np的接入电源电连接，第一电阻R1的另一端分别与第一二极管D1的负极、第一电容C1的一端、控制器1的电源输入口VCC电连接，第一二极管D1的正极与辅助绕组Na的非接地一端电连接，第一电容C1的另一端接地。具体地，输入绕组Np接入的电源首先透过R1给C1充电，直到VCC到达启动电压，于是PWM1开始驱动Q1，并透过变压器TX及Q1的频率高速开关变成方波电压，再将方波电压转换至副边，经由副边整流滤波后再度成为直流电压而输出。这时的辅助绕组Na也同时耦合到电压，于是透过D1将电压给C1充电，好提供给控制器的VCC使用，以减少由R1提供VCC所带来的损耗。
参看图7，本实施例还包括一储能电容C_Bulk，储能电容C_Bulk的一端与输入绕组Na接入电源的一端电连接，储能电容C_Bulk的另一端接地。具体地，通过储能电容，可以在输入绕组产生负电流时，回收第一开关单元下拉电压释放的能量，并于下一工作周期再度释放使用，节约了能源的浪费，提高了变换器的能源变换效率。
结合上述本实施例的开关浮接式电路结构，现对工作原理和实现功能进行详细说明。
参看图9，本实施例的主要电路是由Q2，L1，D3与D2，C2构成。，连接于原本就有的辅助绕组(Aux-Winding)，其上的波形为Vds的耦合波形，只不过正负电压位准不同而已，我们利用其负压波形，透过D2，C2先将其整流为一直流负电压(DC-)，即负电压位准，与此同时，Q2与L1亦连接于辅助绕组上。
参看图9，Q1与Q2之间导通控制为：
当变换器完成一整个周期输出之后，Q1即将打开之前，由Q2抢先一步打开，一旦Q2打开，则辅助绕组上的波形即立刻与事先整流备用的直流负电压形成连接，由于此一直流负电压具有电容滤波稳压，因此位于较高电位的辅助绕组上的波形将被下拉至直流负电压的准位，即负电压准位；
此一负电压准位，对辅助绕组Na来说，是负压，而对于输入绕组Np的Vds来说，则是“零电位”，因此，在这一瞬间，将辅助绕组下拉至事先整流好的直流负电压，就是等于透过耦合作用，将输入绕组Np的Vds电位放电下拉至“零电位”，即预设切换电压。换言之，当Q2一导通，即迫使Np产生“负电流”，使Id电流方向变成由下往上将Q1的寄生电容Coss朝向C_Bulk释放能量，因此，此一能量经过C_Bulk进行回收，于下一工作周期可再度释放使用。
这样，在Q1切换前就可将Q1的跨电压降低至预设的切换电压，从而减小切换损耗，其中，预设的切换电压可以根据实际的需要以及其他变换器性能要求综合考虑选择。另外，本实施例的Q2在Q1打开时或打开后便可进行关闭，以完成下拉Q1的跨电压的功能，Q2与Q1之间的延迟时间由控制器设定，具体可由用户根据实际需要通过控制器外部电阻值设定。
非常重要地，除了以上本实施例在DCM和CCM模式均实现降低切换损耗的功能外，本实施例还同时解决了CCM同步整流困难的问题，即CCM模式下由于初级电流与次级电流交越造成近似短路现象而产生的同步整流控制问题。
参看图6，在一般CCM操作下，初级电流Id与次级电流iD交越区会有短暂的Overlap(近似短路现象)，因此，参看图7，对于二次侧的同步整流SR来说，控制SR MOSFET的关闭时刻是极为困难的，关闭时刻过早，则效率表现不理想；关闭时刻稍晚，则有短路的风险。
通常SR IC需要强大的关闭驱动能力，同时具有极短的关闭延迟，并且配合选择Qg较小的MOSFET(但Rds_on会因此增加)，以加快其关闭速度，并减缓初级Q1的打开速度(但会增加切换损失)，以及利用SR MOSFET引脚上的寄生电感产生微小偏置电压(OffsetVoltage)让SR IC提早侦测到达到关闭阈值的时刻进而提早关闭MOSFET，以及利用SR Gate线性降压模式预先使栅极电压下降，再进行关闭等等复杂的电路设计要求，这些种种方法无非是为了提早关闭以避开发生短路的风险，值得注意的是，它们都是在牺牲效率。
而参看图10和图11，本实施例提出的零电位切换控制电路，同时为CCM创造出一个延迟时间，让原本交越的一次侧Id与二次侧iD电流错开，使得SR IC控制CCM变得方便简单安全，SR Gate周期可以开好开满，把效率做到最好，完全没有上述短路的顾虑。
本实施例还对于上述控制电路分别进行变换器在CCM和DCM两种模式下进行测试，如图12和图13所示，在高压264Vac(264√2＝373VDC)下，CCM可以很好地完成零电压切换的操作，如图14和图15所示，在高压264Vac(264√2＝373VDC)下，DCM也可以很好地完成零电压切换的操作，充分说明了本实施例的零电压切换控制电路可在DCM和CCM两种模式下均能使用，以降低切换损耗。
较优地，参看图16，本实施例还包括一个偏置钳位单元6，以优化第二电子开关Q2之驱动电路，偏置钳位单元6包括第三电子开关Q3、钳位电阻Rg1、钳位电容Cg1，第三电子开关Q3的一端与第二电子开关Q2的控制端电连接，第三电子开关Q3的另一端分别与第二二极管D2的正极、钳位电阻Rg1的一端电连接，第三电子开关Q3的控制端分别与钳位电阻Rg1的另一端、钳位电容Cg1的一端电连接，钳位电容Cg1的另一端接地。
具体地，参看图17中Q2_VGS产生偏置电位的情形，由于C2在系统启动前的电位为零，因此，当系统启动瞬间，C2上的电位将会开始由零往下降而产生负压，在此短暂过程中，第二电子开关Q2将会因为其G端仍维持零电位，使得G端电位高于S端电位，而使VGS产生偏置电位(offset voltage)。因此，本实施例设置了由Q3，Rg1，Cg1所构成的偏置钳位单元，可以改善这个现象，当前述偏置电位产生时，可通过Rg1、Cg1的调整，使Q3于偏置电位产生时导通，进而将Q2_VGS的偏置电位消除，以避免Q2产生短暂误导通风险，参看图18为偏置钳位单元改善后的情况。进一步地，此一钳位电路皆适用于本实施例中的图7、图8a、图8b电路中的第二电子开关Q2的连接类型，故在此不再赘述。
与上述中提到的第二开关单元采用开关浮接式单绕组、双绕组的电路结构功能相同的，在第三种实施方式中，本实施例的第二开关单元采用开关接地式单绕组电路结构，包括第二电子开关Q2、第二电容C2，辅助绕组为单绕组；第二电容C2的一端与辅助绕组的一端电连接，辅助绕组的另一端则接地，第二电容C2的另一端经第二电子开关Q2接地。较优地，参看图19，第二开关单元3还包括设于第二电容C2与辅助绕组之间的限流电感L1、第二二极管D2、第三二极管D3；第二二极管D2的正极、第三二极管D3的负极与第二电容C2电连接，第二二极管D2的负极与辅助绕组电连接，第三二极管D3的正极经限流电感L1与辅助绕组电连接，其中，限流电感L1用于限制通过第二电子开关Q2的电流值。
参看图20a～20b，在第四种实施方式中，本实施例的第二开关单元3采用开关接地式双绕组电路结构，其中，本实施例的辅助绕组还可以设置为两个，即耦合绕组、负压绕组，如图所示，本实施例的第二开关单元也包括第二电子开关Q2、第二二极管D2、第二电容C2、第三二极管D3。
具体地，参看图20a，第二二极管D2的负极与负压绕组Na1的一端电连接，负压绕组Na1的另一端则接地，第二二极管D2的正极、第三二极管D3的负极与第二电容C2的一端电连接，第三二极管D3的正极与耦合绕组Na的一端电连接，耦合绕组Na的另一端则接地，第二电容C2的另一端经第二电子开关Q2接地，其中，第二二极管D2与第二电容C2之间的连接点用于产生负电压准位。
具体地，参看图20b，不同于图20a所示的结构之处在于：第二开关单元与耦合绕组、负压绕组的连接方式，但本质上图20a和图20b的电路原理相同，其中，第二二极管D2的负极与负压绕组Na的一端电连接，负压绕组Na的另一端则接地，第二二极管D2的正极、第二电容C2的一端与第三二极管D3的负极电连接，第三二极管D3的正极与耦合绕组Na1的一端电连接，耦合绕组Na1的另一端则接地，第二电容C2的另一端经第二电子开关Q2接地，其中，第二二极管D2与第二电容C2之间的连接点用于产生负电压准位。
参看图19、图20a、图20b，上述三种不同电路结构均能够实现辅助绕组与负电压准位的接通，基于绕组之间的耦合作用，使得输入绕组Np产生负电流，从而将第一开关单元中寄生电容Coss的能量释放，直到第一开关单元的跨电压Vds下拉至预设的切换电位时再接通输入绕组Np，以实现零电压切换。其中，单绕组的优点是：减少一个绕组的成本，缺点则是由于耦合绕组与负压绕组存在同一绕组上，两者圈比只能为固定的1:1，无法进行可能有需要的调整或优化。反之，双绕组的优点是：由于耦合绕组与负压绕组是独立分开的，因此可以透过两者之圈比进行调整或优化，缺点则是增加了一个绕组的成本。
较优地，参看图19、图20a、图20b，为了限制第二电子开关Q2导通时的巨大电流，本实施例在第二电子开关Q2与辅助绕组之间设置限流电感L1，同时，由于限流电感比起使用限流电阻具有较低的DCR，可以减少损耗；另外，为了阻隔逆电流通过第二电子开关Q2的体二极管，本实施例在第二电子开关Q2与限流电感L1之间设置第三二极管D3，该第三二极管D3的正极与限流电感L1电连接，第三二极管D3的负极与第二电子开关Q2的一端电连接，如此，仅允许电流从限流电感L1侧流向第二电子开关Q2，而阻止电流逆向流动，从而阻隔逆电流通过第二电子开关Q2的体二极管。
较优地，参看图19、图20a、图20b，为了满足控制器驱动第二电子开关的工作要求，第二开关单元还包括驱动电阻Rg、限流电阻Rd；第二电子开关Q2的控制端分别与驱动电阻Rg、限流电阻Rd的一端电连接，驱动电阻Rg的另一端接地，限流电阻Rd的另一端与控制器电连接。其中，驱动电阻Rg实现了控制器对第二电子开关Q2的正常开关驱动，限流电阻Rd实现了限制驱动电流避免过高的保护作用。
结合上述本实施例的开关接地式电路结构，现对工作原理和实现功能进行详细说明。
参看图19、图20a、图20b，与前述开关浮接式(图7、图8a、图8b)唯一不同之处，在于将第二电子开关Q2置于地端：
动作原理为：当系统驱动Q1导通时，辅助绕组上产生一个负电压波形，此时Q2尚未导通，但负电流会先经由Q2的体二极管，由S端(地端)往上流动，对C2进行充电，于是在C2两端产生预存的负电压。
当Q1截止关断时，辅助绕组上则转变为一个正电压波形，此时Q2尚未导通且体二极管也呈现逆偏截止状态，因此C2转变为一个浮接状态，此时C2上的电压VC2对地仍为正电压.当系统反馈条件已满足而Q1即将导通前，由Q2抢先一步导通，此时原本为浮接状态的C2则被Q2下拉至地端，使得VC2的对地电压由正电压迅速转为负电压，因此可将辅助绕组的电压下拉至预设的负电压，再透过绕组间的耦合作用，使得输入绕组产生负电流，而将Q1的寄生电容Coss的能量予以释放至输入大电容C_bulk中储存，当Q1的两端电压Vds降至期望的低准位时，控制芯片便驱动Q1使之导通，因此实现ZVS零电压开关的目标。
具体地，通过仿真波形图21可以看出，VC2的对地波形为具有正压及负压的方波，不再是一个固定的直流负压，这点是此一变化形式的最主要特征。通过仿真波形图22可以看出，开关接地式与开关浮接式同样都对CCM同步整流具有改善前述的交越跨导通的问题。
本发明的另一实施例还提供了一种基于上述实施例的新型零电压切换控制方法，应用于电压变换器，电压变换器至少包括第一开关单元、第二开关单元，第一开关单元用于切换电压变换器的输入绕组的通断，第二开关单元用于切换电压变换器的辅助绕组与一负电压准位的通断，输入绕组与辅助绕组耦合，该方法包括以下步骤：
在控制第一开关单元接通输入绕组之前，预先控制第二开关单元将辅助绕组与负电压准位接通，基于输入绕组与辅助绕组之间的耦合作用，使得输入绕组产生负电流，将第一开关单元中寄生电容的能量释放，进一步使输入绕组极性反转，直到第一开关单元的跨电压下拉至预设的切换电位时再接通输入绕组，以实现零电压切换。
具体地，预先控制第二开关单元将辅助绕组与负电压准位接通进一步包括：根据电压变换器的时钟信号与电压变换器的输出绕组的反馈信号，控制第二开关单元将辅助绕组与负电压准位接通的时刻。
在一种实施方式中，本实施例采用开回路控制法，其中，第二开关单元将辅助绕组与负电压准位接通之后，到第一开关单元接通输入绕组之前，设有第一延迟时间，第一延迟时间根据第一电子开关中寄生电容大小设定，并由电压变换器的PWM芯片控制器可编程控制。本实施例中，将第一开关单元的跨电压下拉至预设的切换电位，该预设的切换电位由可編程的第一延迟时间控制，切换电位可以根据第一电子开关的寄生电容Coss大小而有不同的最佳效率的电位选择，一般而言大约在0V～50V左右进行切换时，切换损耗差异已经非常小，均可视为零电压切换。
本实施例的开回路控制法，意指第一电子开关Q1与第二电子开关Q2之间的动作，彼此没有互相监控的机制。参照图23，当反馈补偿条件已经满足，使得控制芯片即将驱动第一电子开关Q1导通的前一刻，控制芯片将先驱动第二电子开关Q2并抢先一步导通，一旦Q2导通，则Q1的跨压Vds将逐渐被下拉，从Q2导通开始计时，直到Q1的Gate管脚被控制芯片驱动导通的这段时间，被称为第一延迟时间。第一延迟时间的长短，由控制芯片透过一个被设定好的时间来决定，一旦到达所设定的第一延迟时间，则不论是否已达ZVS条件，控制芯片都会驱动第一电子开关Q1导通，因此使用者必须正确选定适当的第一延迟时间。第一延迟时间可由控制芯片内部设定，或使用者透过芯片管脚之元器件的值来设定，例如可使用一个电阻RDT。
较优地，由电压变换器的PWM芯片控制器可编程控制进一步包括：PWM芯片控制器采集电压变换器的负载电流值，并根据负载电流对第一延迟时间进行补偿调整。其中，由于此ZVS电路用于电源变换器所需要的第一延迟时间，会随着负载电流高低变化而有所不同，故需要使用第一延迟时间补偿机制，负载越大，则到达ZVS所需的第一延迟时间将略为增加，因此，为了使ZVS效能优化，控制芯片必须将负载条件加入成为所设定第一延迟时间的算法之中，让已经设定好的第一延迟时间也能随着负载大小而进行微调变化。进一步地，控制芯片可用来检知负载电流大小的参数为：CS管脚的电压讯号，或者是反馈补偿电路所检知的误差量讯号FB；例如:负载越大，则CS电压越高，FB电压也将越高。
较优地，第一开关单元接通输入绕组接通之后，到第二开关单元关闭之前，设有第二延迟时间，用于延长第二开关单元的导通时间，以保证第一开关单元完全导通。其中，当Q1开始导通，Q2必须再略为延长一点导通时间，例如固定延长100nS，以确保Q1确实完全导通，衔接完毕之后，Q2再进行截止关断。
在另一种实施方式中，本实施例采用闭回路控制法，其中，当所述第二开关单元将所述辅助绕组与所述负电压准位接通之后，采集所述辅助绕组上的波形信号，并根据所述波形信号控制所述第一开关单元的开启时刻：当所述波形信号的电压小于预设的电压阈值，控制所述第一开关单元接通所述输入绕组，其中，所述波形信号为所述辅助绕组上的波形经过电阻分压、电容滤波得到的信号，通过调整对应的RC时间常数控制所述第一开关单元接通所述输入绕组的时刻。
本实施例的闭回路控制法，意指第一电子开关Q1与第二电子开关Q2之间的动作，彼此之间具有互相监控的机制。参照图24，本实施例利用辅助绕组上的交流方波讯号，此讯号形状与Q1跨压Vds相符，只是位准不同而已，是一个具有正负两种讯号的波形。具体辅助绕组上的波形，经由Ra与Rb分压之后，再加入一个微小电容器Cb，所的到的波形输入控制芯片的管脚进行检测，在此命名管脚为DEM。因此，DEM pin上所检测到的波形，将是一个被RC常数延迟后的波形，我们可将控制芯片设计检测一个微小电压Va(例如：Va＝0.3V)，当Q2导通，Q1 Vds开始被下拉时，则DEM启动检测机制，一旦DEM＝Va时，则控制芯片命令驱动Q1导通，因此，使用者必须正确调整Cb值或Ra/Rb值，来设定适当的RC常数，使DEM＝Va时，Q1Vds刚好落在ZVS的条件范围下，也就是说，此处的延迟时间，由Ra/Rb与Cb所构成的RC常数来决定。本实施例使用闭回路控制法的好处是，一旦RC时间常数正确选定了之后，基本上控制芯片就不再需要针对系统负载量的大小进行延迟时间的补偿了。
较优地，本实施例还包括以下步骤：实时采集电压变换器的输出绕组的输出电压，根据输出电压调整第一开关单元的控制信号脉宽。较优地，本实施例还包括以下步骤：实时采集流经第一电子开关的电流信号并转成电压信号，根据电压信号进行第一电子开关的短路检测与保护。具体地，本实施例方法具体的实施过程请参看前文中所描述的内容，具体在此不再赘述。
本发明的另一实施例还提供了一种基于上述实施例的电压变换器，其包括如上述实施例中任意一种的新型零电压切换控制电路。具体地，本实施例的电压变换器的原理及实现方式，已在上述实施例的新型零电压切换控制电路中进行详细说明，在此不再赘述。
上面结合附图对本发明的实施方式作了详细说明，但是本发明并不限于上述实施方式。即使对本发明作出各种变化，倘若这些变化属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则仍落入在本发明的保护范围之中。

Claims (26)

1.一种新型零电压切换控制电路，其特征在于，应用于电压变换器中，其包括：控制器、第一开关单元、第二开关单元，所述控制器分别与所述第一开关单元、所述第二开关单元信号连接；
所述控制器用于产生第一控制信号，以控制所述第一开关单元切换所述电压变换器的输入绕组的通断，以及产生第二控制信号，以控制所述第二开关单元切换所述电压变换器的辅助绕组与一负电压准位的通断，所述输入绕组与所述辅助绕组耦合；
其中，在所述第一控制信号接通所述输入绕组之前，预先将所述电压变换器的辅助绕组与所述负电压准位接通，基于所述输入绕组与所述辅助绕组之间的耦合作用，使得所述输入绕组产生负电流，将所述第一开关单元中寄生电容的能量释放，进一步使所述输入绕组极性反转，直到所述第一开关单元的跨电压下拉至预设的切换电位时再接通所述输入绕组。
2.根据权利要求1所述的新型零电压切换控制电路，其特征在于，所述第二开关单元包括第二电子开关、第二二极管、第二电容，所述辅助绕组为单绕组；
所述第二电子开关的一端、及所述第二二极管的负极分别与所述辅助绕组的一端电连接，所述辅助绕组的另一端则接地，所述第二电子开关的另一端与所述第二二极管的正极、所述第二电容的一端电连接，所述第二电容的另一端则接地，其中，所述第二二极管与所述第二电容之间的连接点用于产生所述负电压准位。
3.根据权利要求1所述的新型零电压切换控制电路，其特征在于，所述第二开关单元包括第二电子开关、第二二极管、第二电容，所述辅助绕组为双绕组，包括耦合绕组、负压绕组；
所述第二电子开关的一端与所述耦合绕组的一端电连接，所述耦合绕组的另一端则接地，所述第二电子开关的另一端与所述第二二极管的正极、所述第二电容的一端电连接，所述第二电容的另一端则接地，所述第二二极管的负极与所述负压绕组的一端电连接，所述负压绕组的另一端则接地，其中，所述第二二极管与所述第二电容之间的连接点用于产生所述负电压准位。
4.根据权利要求2或3所述的新型零电压切换控制电路，其特征在于，所述第二开关单元还包括驱动电阻、驱动电容、限流电阻；
所述第二电子开关的控制端分别与所述驱动电阻、所述驱动电容的一端电连接，所述驱动电阻的另一端与所述第二二极管的正极电连接，所述驱动电容的另一端经所述限流电阻与所述控制器电连接。
5.根据权利要求2或3所述的新型零电压切换控制电路，其特征在于，还包括偏置钳位单元，所述偏置钳位单元包括第三电子开关、钳位电阻、钳位电容；
所述第三电子开关的一端与所述第二电子开关的控制端电连接，所述第三电子开关的另一端分别与所述第二二极管的正极、所述钳位电阻的一端电连接，所述第三电子开关的控制端分别与所述钳位电阻的另一端、所述钳位电容的一端电连接，所述钳位电容的另一端接地。
6.根据权利要求2或3所述的新型零电压切换控制电路，其特征在于，所述第二开关单元还包括设于所述限流电感、第三二极管，所述限流电感用于限制通过所述第二电子开关的电流值，所述第三二极管用于阻隔逆电流通过所述第二电子开关的体二极管。
7.根据权利要求1所述的新型零电压切换控制电路，其特征在于，所述第二开关单元包括第二电子开关、第二电容，所述辅助绕组为单绕组；
所述第二电容的一端与所述辅助绕组的一端电连接，所述辅助绕组的另一端则接地，所述第二电容的另一端经所述第二电子开关接地。
8.根据权利要求7所述的新型零电压切换控制电路，其特征在于，所述第二开关单元还包括设于所述第二电容与所述辅助绕组之间的限流电感、第二二极管、第三二极管；
所述第二二极管的正极、所述第三二极管的负极与所述第二电容电连接，所述第二二极管的负极与所述辅助绕组电连接，所述第三二极管的正极经所述限流电感与所述辅助绕组电连接，其中，所述限流电感用于限制通过所述第二电子开关的电流值。
9.根据权利要求1所述的新型零电压切换控制电路，其特征在于，所述第二开关单元包括第二电子开关、第二二极管、第三二极管、第二电容，所述辅助绕组为双绕组，包括耦合绕组、负压绕组；
所述第二二极管的负极与所述负压绕组的一端电连接，所述负压绕组的另一端则接地，所述第二二极管的正极、所述第三二极管的负极与第二电容的一端电连接，所述第三二极管的正极与所述耦合绕组的一端电连接，所述耦合绕组的另一端则接地，所述第二电容的另一端经所述第二电子开关接地，其中，所述第二二极管与所述第二电容之间的连接点用于产生所述负电压准位。
10.根据权利要求9所述的新型零电压切换控制电路，其特征在于，所述第二开关单元还包括设于所述第三二极管与所述耦合绕组之间的限流电感，所述限流电感用于限制通过所述第二电子开关的电流值。
11.根据权利要求7至10中任意一项所述的新型零电压切换控制电路，其特征在于，所述第二开关单元还包括驱动电阻、限流电阻；
所述第二电子开关的控制端分别与所述驱动电阻、所述限流电阻的一端电连接，所述驱动电阻的另一端接地，所述限流电阻的另一端与所述控制器电连接。
12.根据权利要求1所述的新型零电压切换控制电路，其特征在于，所述第一开关单元包括第一电子开关、第二电阻Rcs；
所述输入绕组的一端经所述第一电子开关分别与所述控制器的使能端、所述第二电阻Rcs的一端电连接，所述输入绕组的另一端则接输入电源，所述第二电阻Rcs的另一端则接地，其中，所述第二电阻Rcs用于将流经所述第一电子开关的电流信号转成电压信号，所述控制器还用于根据所述电压信号进行所述第一电子开关的短路检测与保护。
13.根据权利要求1所述的新型零电压切换控制电路，其特征在于，还包括与所述控制器信号连接的反馈补偿单元，所述反馈补偿单元用于实时采集所述电压变换器的输出绕组的输出电压，所述控制器还用于根据所述输出电压调整所述第一控制信号的脉宽。
14.根据权利要求13所述的新型零电压切换控制电路，其特征在于，所述反馈补偿电路与所述控制器之间设有光耦合器。
15.根据权利要求1所述的新型零电压切换控制电路，其特征在于，还包括供电单元，所述供电单元包括第一电阻、第一二极管、第一电容；
所述第一电阻的一端与所述输入绕组的接入电源电连接，所述第一电阻的另一端分别与所述第一二极管的负极、所述第一电容的一端、所述控制器的电源输入口电连接，所述第一二极管的正极与所述辅助绕组的非接地一端电连接，所述第一电容的另一端则接地。
16.根据权利要求1所述的新型零电压切换控制电路，其特征在于，还包括一储能电容，所述储能电容的一端与所述输入绕组接入电源的一端电连接，所述储能电容的另一端则接地。
17.一种新型零电压切换控制方法，其特征在于，应用于电压变换器，所述电压变换器至少包括第一开关单元、第二开关单元，所述第一开关单元用于切换所述电压变换器的输入绕组的通断，所述第二开关单元用于切换所述电压变换器的辅助绕组与一负电压准位的通断，所述输入绕组与所述辅助绕组耦合，该方法包括以下步骤：
在控制所述第一开关单元接通所述输入绕组之前，预先控制所述第二开关单元将所述辅助绕组与所述负电压准位接通，基于所述输入绕组与所述辅助绕组之间的耦合作用，使得所述输入绕组产生负电流，将所述第一开关单元中寄生电容的能量释放，进一步使所述输入绕组极性反转，直到所述第一开关单元的跨电压下拉至预设的切换电位时再接通所述输入绕组，以实现零电压切换。
18.根据权利要求17所述的新型零电压切换控制方法，其特征在于，所述预先控制所述第二开关单元将所述辅助绕组与所述负电压准位接通进一步包括：
根据所述电压变换器的时钟信号与所述电压变换器的输出绕组的反馈信号，控制所述第二开关单元将所述辅助绕组与所述负电压准位接通的时刻。
19.根据权利要求17所述的新型零电压切换控制方法，其特征在于，所述将所述第一开关单元中寄生电容的能量释放，直到所述第一开关单元的跨电压下拉至预设的切换电位时再接通所述输入绕组进一步包括：
所述第二开关单元将所述辅助绕组与所述负电压准位接通之后，到所述第一开关单元接通所述输入绕组之前，设有第一延迟时间，所述第一延迟时间根据所述第一电子开关中寄生电容大小设定，并由所述电压变换器的PWM芯片控制器可编程控制。
20.根据权利要求19所述的新型零电压切换控制方法，其特征在于，所述由所述电压变换器的PWM芯片控制器可编程控制进一步包括：
所述PWM芯片控制器采集电压变换器的负载电流值，并根据所述负载电流对所述第一延迟时间进行补偿调整。
21.根据权利要求19所述的新型零电压切换控制方法，其特征在于，所述第一开关单元接通所述输入绕组接通之后，到所述第二开关单元关闭之前，设有第二延迟时间，用于延长所述第二开关单元的导通时间，以保证所述第一开关单元完全导通。
22.根据权利要求17所述的新型零电压切换控制方法，其特征在于，所述将所述第一开关单元中寄生电容的能量释放，直到所述第一开关单元的跨电压下拉至预设的切换电位时再接通所述输入绕组进一步包括：
当所述第二开关单元将所述辅助绕组与所述负电压准位接通之后，采集所述辅助绕组上的波形信号，并根据所述波形信号控制所述第一开关单元的开启时刻。
23.根据权利要求17所述的新型零电压切换控制方法，其特征在于，所述根据所述波形信号控制所述第一开关单元的开启时刻进一步包括：
当所述波形信号的电压小于预设的电压阈值，控制所述第一开关单元接通所述输入绕组，其中，所述波形信号为所述辅助绕组上的波形经过电阻分压、电容滤波得到的信号，通过调整对应的RC时间常数控制所述第一开关单元接通所述输入绕组的时刻。
24.根据权利要求17至23任意一项所述的新型零电压切换控制方法，其特征在于，还包括以下步骤：
实时采集所述电压变换器的输出绕组的输出电压，根据所述输出电压调整所述第一开关单元的控制信号脉宽。
25.根据权利要求17至23任意一项所述的新型零电压切换控制方法，其特征在于，还包括以下步骤：
实时采集流经所述第一电子开关的电流信号并转成电压信号，根据所述电压信号进行所述第一电子开关的短路检测与保护。
26.一种电压变换器，包括如权利要求1至16任意一项所述的新型零电压切换控制电路。
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