CN108418435B - 一种同步整流反激式直流-直流电源转换装置 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种同步整流反激式直流‑直流电源转换装置，本发明通过在原边功率开关管正常开通之前先利用一个窄脉冲信号使得原边功率开关管开通一下，将副边同步整流管关断，通过控制窄脉冲的宽度或幅值降低原副边共通电流的幅值，从而降低共通电流带来的电路损耗，防止开关器件损坏。因此本发明的控制电路及转换装置使得同步整流反激式直流‑直流转换器在电流断续模式、临界连续模式及连续模式都可以正常工作。

Description

一种同步整流反激式直流-直流电源转换装置
技术领域
本发明专利涉及一种直流-直流电源转换装置，特别是适用于电流连续、断续或临界断续等各种工作模式的带同步整流的反激式直流-直流电源转换装置。
背景技术
直流/直流转换是最基本的电能变换形式之一。反激变换器由于其拓扑简单，元器件少等特点，在小功率开关电源中被广泛使用，通常在100～200W以下。反激变换器的损耗主要包括原边开关管的损耗、变压器损耗、吸收电路的损耗以及副边整流器的损耗。其中，输出端整流器的损耗是反激式变换器的主要损耗之一，在低电压、大电流的输出情况下，整流管的损耗占的比重尤为突出。
为了减小整流管的损耗，一种主要的手段是同步整流技术。图1所示为一种采用了同步整流技术的反激式直流-直流电源转换装置，其中所示同步整流控制电路100为一种最常用的现有技术的同步整流控制电路的简化原理图。
如图1所示，当原边功率开关管Q1关断，能量从变压器T的原边转移到副边，同步整流管QSR的体二极管导通续流，同步整流管QSR的漏极VD变成负压。当VD电压低于基准电压VTH1时，比较器101输出翻转，使触发器103置位，触发器103的输出经驱动电路104驱动后，输出同步整流管的控制信号Vg_SR，控制同步整流管QSR导通。同步整流管QSR导通可以大大降低输出整流器的导通压降，达到减小损耗、提高效率的目的。随着续流电流减小，VD电压升高，当VD电压高于基准电压VTH2时，比较器102输出翻转，使触发器103复位，控制同步整流管Q2关断。另外，在同步整流控制电路100中还加入了最小导通时间电路107和或门108来以防止VD波形的振荡导致同步整流管QSR的控制信号Vg_SR在开通的时候误关断，另加入了最小关断时间电路105和与门106设置一个最小关断时间，避免同步整流管QSR在关断后重新开通。
采用图1所示同步整流控制方式，由于从同步整流控制电路100检测到VD达到基准电压至同步整流管控制信号翻转，控制电路存在不可避免的延时，包括同步整流管的开通延时Td1和关断延时Td2，如图2和图3所示。其中图2所示为图1所示反激变换器工作在电流断续模式或临界断续模式时的主要波形，图3所示为图1所示反激变换器工作在电流连续模式时的主要波形。
由图2可以看到，当VD电压达到基准VTH2，经过延时Td2之后同步整流管QSR的控制信号Vg_SR从高电平翻转为低电平，同步整流管QSR关断，其体二极管流过副边电流。由于反激变换器工作在电流断续模式或临界断续模式时，副边电流下降斜率较小，因此同步整流管QSR的关断时间可以控制在副边电流过零点之前，因此不会发生同步整流管QSR与原边功率开关管Q1的共通。
如图3所示，在电流连续模式下，在t3时刻原边功率开关管Q1开通，流经同步整流管QSR的电流开始以较大斜率迅速下降，相应的VD电压开始上升；在t4时刻，VD电压达到基准VTH2，再经过延时Td2之后的t5时刻同步整流管QSR才关断。由此可见，在t3至t5这段区间内，原边功率开关管Q1和同步整流管QSR都是处于共通的状态，因此会产生较大的共通电流，使反激变换器工作异常，甚至造成电路损坏。
因此，图1所示的现有的同步整流控制技术仅适用于反激变换器工作在电流断续模式或临界断续模式，具有较大的局限性。而很多应用情况或工作条件下，为了优化装置效率，会希望设计反激变换器进入电流连续模式。
针对电流连续模式的反激变换器，一种现有的解决方案是采用光耦或磁元件将原边开关管的信号传输到变压器副边，再经一定的逻辑处理之后用于控制副边同步整流管。但是由于传输的是高频脉冲信号，因此光耦要采用昂贵的高速光耦，而磁元件价格更高，因此这种隔离传输同步整流管控制信号的方法在工业界应用相对较少。
发明内容
为了解决以上问题，本发明提供了一种基于原边双脉冲驱动的同步整流反激式直流-直流电源控制电路及转换装置。
一种同步整流反激式直流-直流电源转换装置，包括反激电路、同步整流反激式直流-直流电源控制电路和同步整流控制电路；
其中同步整流反激式直流-直流电源控制电路，包括输出调节电路、双脉冲发生电路及驱动模块；其中，输出调节电路根据接收的反激电路反馈信号产生占空比可调的单脉冲周期信号；双脉冲发生电路根据接收的输出调节电路输出的单脉冲周期信号产生在一个开关周期内一窄一宽两个脉冲的双脉冲周期信号；驱动模块将双脉冲发生电路输出的双脉冲周期信号进行处理和驱动能力增强用以驱动反激电路原边开关管；
所述反激电路包括一个输入电路、一个输出电路和一个变压器；所述的输入电路包括原边功率开关管，接收直流输入电压，给变压器供电，原边功率开关管与变压器原边功率绕组串联；输出电路包含副边同步整流管和输出电容，与所述变压器的副边功率绕组耦合，将所述变压器在所述原边功率开关管关断期间释放的能量在所述输出电路的输出端口产生一个直流电，提供给负载；
所述同步整流反激式直流-直流电源控制电路根据接收反激电路的反馈信号产生双脉冲周期信号用以实现对反激电路原边功率开关管的控制；
所述同步整流控制电路通过检测副边同步整流管漏源极之间的压降以产生副边同步整流管的控制信号。
其中，在一个开关周期内，所述双脉冲周期信号的窄脉冲信号出现在宽脉冲之前，窄脉冲的宽度远小于开关周期，窄脉冲下降沿与宽脉冲上升沿之间的死区时间远小于开关周期；
作为优选，所述同步整流反激式直流-直流电源控制电路可根据电路工作模式选择将内部的双脉冲发生电路旁路掉从而使所述同步整流反激式直流-直流电源控制电路变为常规的反激式直流-直流电源单脉冲控制电路。
作为优选，所述输入电路的直流输入电压为直流电源直接输出的直流电压或其他转换电路输出的直流电压，或者所述的直流输入电压为电网的交流电压经过二极管整流电路输出的恒定直流电压或正弦半波电压。
作为优选，所述的反激电路和同步整流控制电路，具体为：
变压器原边一端接直流输入电压正极，变压器原边的另一端与原边功率开关管的漏极连接，第一开关管的源极接直流输入电压负极，变压器副边的一端与同步整流控制电路的VD端、副边同步整流管的漏极连接，副边同步整流管的栅极与同步整流控制电路的VG端连接，变压器副边的另一端与电容Co的一端、负载的一端连接，电容Co的另一端与负载的另一端、副边同步整流管的源极以及同步整流控制电路的GND端连接。
作为优选，所述的反激电路和同步整流控制电路，具体为：
原边功率开关管的漏极接直流输入电压正极，变压器原边一端接原边功率开关管的源极，变压器原边的另一端接直流输入电压负极，变压器副边的一端与同步整流控制电路的VD端、副边同步整流管的漏极连接，副边同步整流管的栅极与同步整流控制电路的VG端连接，变压器副边的另一端与电容Co的一端、负载的一端连接，电容Co的另一端与负载的另一端、副边同步整流管的源极以及同步整流控制电路的GND端连接。
作为优选，所述变压器的激磁电流工作在断续状态、连续状态或临界断续状态。
作为优选，所述反激电路输出的调节通过控制所述宽脉冲的脉宽，或者控制宽脉冲下降沿与窄脉冲上升沿之间的死区时间，或控制宽脉冲脉宽与开关周期的比值实现。
本发明的原理在于：对于同步整流反激式直流-直流转换器，当其工作在电流连续状态下，由于原边功率开关管开通之后副边电流才下降，对于常规的检测副边同步整流管两端电压的负压达到一定阈值的幅值来关断同步整流管的控制方式，由于副边同步整流管控制电路在检测和信号传输过程中不可避免产生延时从而导致原副边产生较大共通电流。本发明提出的同步整流反激式直流-直流电源控制电路及转换装置通过在原边功率开关管正常开通之前先利用一个窄脉冲信号使得原边功率开关管开通一下，将副边同步整流管关断，通过控制窄脉冲的宽度或幅值降低原副边共通电流的幅值，从而降低共通电流带来的电路损耗，防止开关器件损坏。因此本发明的控制电路及转换装置使得同步整流反激式直流-直流转换器在电流断续模式、临界连续模式及连续模式都可以正常工作。
本发明所采用的电路结构及其实现方法，相对于现有技术有明显的优点；只需将传统的单脉冲反激控制电路改进为本发明提出的控制电路，无需增加额外的电路成本，即可利用现有技术的副边同步整流控制技术实现低共通电流、兼容电流断续模式、电流临界断续模式和电流连续模式的同步整流反激式直流-直流转换器，控制电路实现简单，并可采用单芯片集成电路实现。
附图说明
图1示出一种采用现有技术的同步整流控制电路的同步整流反激式直流-直流转换器；
图2示出图1所示电路工作在电流断续模式下的关键波形；
图3示出图1所示电路工作在电流连续模式下的关键波形；
图4示出本发明的同步整流反激式直流-直流电源控制电路示意框图；
图5示出本发明的同步整流反激式直流-直流电源控制电路中的输出调节电路的一种具体实施例示意图；
图6示出本发明的同步整流反激式直流-直流电源控制电路中的双脉冲发生电路的一种具体实施例示意图；
图7示出本发明的同步整流反激式直流-直流电源控制电路中的双脉冲发生电路的一种具体实施例示意图中的关键波形；
图8示出本发明的同步整流反激式直流-直流电源转换装置的第一具体实施例示意图；
图9示出本发明的同步整流反激式直流-直流电源转换装置的第一具体实施例工作在电流连续模式下的第一种控制方式具体波形；
图10示出本发明的同步整流反激式直流-直流电源转换装置的第一具体实施例工作在电流连续模式下的第二种控制方式具体波形；
图11示出本发明的同步整流反激式直流-直流转换器的第二具体实施例的电路示意图；
具体实施方式
以下结合附图对本发明做详细的描述。通过对本发明具体实施例的描述，可以更加易于理解本发明的特征和细节。本文没有详细描述公知的实施方式和操作手段，以免混淆本发明的各种技术实施方案，但是，对本领域的技术人员而言，缺乏一个或者多个具体的细节或者组件，不影响对本发明的理解以及实施。
本说明书所述的“实施例”或者“一个实施例”是指结合实施例描述的包含在本发明的至少一个实施例中的具体特征、结构、实施方式和特点。因此，在说明书不同地方提到“在一个实施例中”时，未必指的是同一个实施例。这些特征，结构或特性可以以任何合适的方式结合在一个或多个实施例中。
参考图4示出本发明的同步整流反激式直流-直流电源控制电路示意框图，所示本发明的同步整流反激式直流-直流电源控制电路300包括输出调节电路301、双脉冲发生电路302和驱动模块303；其中，输出调节电路301根据反馈信号输出单脉冲周期信号Vga，双脉冲发生电路302根据接收的输出调节电路301输出的单脉冲周期信号Vga输出双脉冲周期信号Vgb,驱动模块303将双脉冲发生电路302输出的双脉冲周期信号Vgb进行处理和驱动能力增强后输出驱动反激电路原边开关管的控制信号Vg1。
图5示出本发明的同步整流反激式直流-直流电源控制电路中的输出调节电路301的一种具体实施例示意图，本具体实施例为经典的峰值电流模式控制电路，适用于反激式变换器或其它直流-直流变换器。所示输出调节电路301的具体实施例包括误差放大器3011、补偿网络3012、电压基准3013、比较器3014、时钟信号3015和RS触发器3016，其中误差放大器3011的负输入端接收反激式电路的输出反馈信号FB，误差放大器3011的正输入端接电压基准3013，补偿网络3012的一端接误差放大器3011的负输入端、另一端接误差放大器3011的输出端，误差放大器3011的输出端还接比较器3014的负输入端，比较器3014的正输入端接收反映反激式电路原边电路开关管电流信息的电流反馈信号CS，比较器3014的输出端接RS触发器3016的复位端Reset，RS触发器3016的置位端Set接时钟信号3015，RS触发器3016的输出端输出单脉冲周期信号Vga。
图5示出本发明的同步整流反激式直流-直流电源控制电路中的输出调节电路301的一种具体实施例的工作原理大致如下：误差放大器3011的负输入端接收反激式电路的输出反馈信号FB，与误差放大器3011的正输入端所接的电压基准3013进行比较，二者的误差信号经补偿网络3012放大之后得到直流电平的误差放大信号送入到比较器3014的负输入端，比较器3014的正输入端接收的反映反激式电路原边电路开关管电流信息的电流反馈信号CS与比较器3014负输入端的误差放大信号进行比较，当所述电流反馈信号CS触及到所述误差放大信号，比较器3014的输出端电平信号由低电平翻转为高电平，通过比较器3014的输出端连接的RS触发器3016的复位端Reset将RS触发器3016输出的信号Vga复位为低电平，而当RS触发器3016置位端Set检测到与之连接的时钟信号3015为高电平时，RS触发器3016输出的信号Vga置位为高电平，因此RS触发器3016的输出端输出一周期与时钟信号3015周期相同的单脉冲周期信号Vga。当反激式电路的输出发生变化时，输出反馈信号FB发生相应改变，从而改变所述误差放大信号的直流电平值，进一步改变单脉冲周期信号Vga的占空比，实现对反激式电路的输出的调节，达到稳压或者稳流的目的。作为本领域的技术人员应当对所述输出调节电路301的工作原理非常熟悉，这里不再详细描述。
本领域的技术人员还应当知道，本发明的同步整流反激式直流-直流电源控制电路中的输出调节电路301不仅可以采用图5所示的经典的峰值电流模式控制电路，还可采用其它公知技术的控制模式的直流-直流电压转换装置的控制电路如电压模式控制、平均电流模式控制、恒导通时间控制和临界导通模式控制等来实现本发明输出调节电路301的同样功能，这里不再一一描述。
参考图6示出本发明的同步整流反激式直流-直流电源控制电路中的双脉冲发生电路302的一种具体实施例示意图，所示双脉冲发生电路302的具体实施例包括第一延时电路3021、反相器3022、与门3023、第二延时电路3024、或门3025，其中第一延时电路3021的输入端接收外部信号Vga，第一延时电路3021的输出端接反相器3022的输入端，反相器3022的输出端接与门3023的一个输入端，与门3023的另一个输入端接收外部信号Vga，与门3023的输出端接或门3025的一个输入端，第二延时电路3024的输入端接收外部信号Vga，第二延时电路3024的输出端接或门3025的另一个输入端，或门3025的输出端输出信号Vgb。
参考图7示出的本发明同步整流反激式直流-直流电源控制电路中的双脉冲发生电路302的一种具体实施例的关键波形，所述双脉冲发生电路302输入的单脉冲周期信号Vga经第一延时电路3021延时之后得到信号V1，信号V1经反相器3022反相之后与单脉冲周期信号Vga通过与门3023相与得到信号V3，单脉冲周期信号Vga经第二延时电路3024延时之后得到信号V2，信号V2与信号V3经或门3025相或之后得到信号Vgb。由图7可见，所述双脉冲发生电路302的功能是将输入的单周期信号Vga转换为一个开关周期内一窄一宽两个脉冲的双脉冲周期信号Vgb。
本领域的技术人员应当知道，图7示出的双脉冲发生电路302的具体实施例仅用来说明实现双脉冲发生电路302功能一种可能的实现方式，本发明中的双脉冲发生电路302包括但并不仅限定于图7所示的具体实施例，图7所示的具体实施例并未详尽所述双脉冲发生电路302所有的可能实施方案，本领域的技术人员还可采用其它的逻辑电路来实现同样的功能。
参考图8所示的本发明的同步整流反激式直流-直流电源转换装置的第一具体实施例示意图，所述同步整流反激式直流-直流电源转换装置包括反激电路200和本发明提出的同步整流反激式直流-直流电源控制电路300，进一步，所述同步整流反激式直流-直流电源转换装置还包括同步整流控制电路100。
其中，所述反激电路200包括：
变压器T，至少包含一个原边功率绕组Wp和一个副边功率绕组Ws；
输入电路，包括原边功率开关管Q1，接收直流输入电压Vin；所述输入电路的两个输入端分别为变压器T的原边功率绕组Wp的同名端和原边功率管Q1的源极，变压器T的原边功率绕组Wp的同名端接直流输入电压Vin的正端，原边功率管Q1的源极接直流输入电压Vin的负端，原边功率开关管Q1的漏极接所述变压器T原边功率绕组Wp的异名端，原边功率开关管Q1的栅极接收控制信号Vg1；优选地，原边功率管Q1的源极与原边地之间还可串入采样电阻来采样原边开关电流作为反馈信号提供给同步整流反激式直流-直流电源控制电路300；
输出电路，包括副边同步整流管QSR和输出电容Co，所述变压器T的副边功率绕组Ws的异名端接输出电容Co的正极，所述变压器T的副边功率绕组Ws的同名端接副边同步整流管QSR的漏极，所述副边同步整流管QSR的源极接输出电容Co的负极，所述副边同步整流管QSR的栅极接收控制信号Vg_SR。
所述同步整流控制电路100一个输入端连接副边同步整流管QSR的漏极，另一个输入端连接副边同步整流管QSR的源极，其输出端连接副边同步整流管QSR的栅极，所述同步整流控制电路100的输出端输出副边同步整流管QSR的栅极控制信号Vg_SR。
所述同步整流反激式直流-直流电源控制电路300接收反激电路的反馈信号，输出控制信号Vg1。
为了方便描述，定义变压器T的匝比n为原边功率绕组Wp的匝数与副边功率绕组Ws的匝数之比，在本说明书的其它实施例中也是如此，不再单独定义。
参考图9本发明的同步整流反激式直流-直流电源转换装置的第一具体实施例工作在电流连续模式下的第一种控制方式具体波形以及图1所示的现有技术的同步整流控制电路100：
在t1时刻，原边功率开关管Q1关断，存储在变压器T中的能量转移到输出回路，原边电流Ip下降，副边电流Is上升，副边同步整流管QSR的体二极管导通流过副边电流Is，使得副边同步整流管QSR两端的电压Vds_QSR等于负的体二极管的压降。根据图1所示的同步整流控制电路100的工作原理可知，由于副边同步整流管QSR的体二极管压降低于同步整流控制电路100的内部基准电压VTH1，比较器101输出翻转，使触发器103置位，触发器103的输出经驱动电路104传送给副边同步整流管QSR的栅极。在考虑同步整流控制电路100内部逻辑电路产生的延时Td1之后的t2时刻，副边同步整流管控制信号Vg_SR由低电平翻转为高电平，控制副边同步整流管QSR导通。在副边同步整流管QSR导通期间，随着副边电流Is电流下降，副边同步整流管QSR两端的电压Vds_SR上升，但是由于电路工作在电流连续状态，Vds_SR达不到基准电压VTH2；在t3时刻，原边功率开关管Q1的控制信号Vg1变为高电平，控制原边功率开关Q1导通，原边功率开关管Q1两端电压Vds_Q1迅速下降，副边同步整流管QSR两端的电压Vds_SR也相应迅速上升高于基准电压VTH2，同步整流控制电路100内部的比较器102输出翻转，使触发器103复位，触发器103的输出经驱动电路104传送给副边同步整流管QSR的栅极，在此期间，由于变压器漏感的存在，原边电流Ip开始以一定斜率上升，副边电流Is以一定斜率下降。在t4时刻，原边功率开关管Q1的控制信号Vg1重新变为低电平，控制原边功率开关Q1关断，原边功率开关管Q1两端电压Vds_Q1迅速上升，副边同步整流管QSR两端的电压Vds_SR相应迅速下降,原边能量转移到副边，副边电流Is上升；在考虑同步整流控制电路100内部逻辑电路产生的延时Td2之后的t5时刻，副边同步整流管控制信号Vg_SR由高电平翻转为低电平，控制副边同步整流管QSR关断,副边电流Is从副边同步整流管QSR的体二极管流过，Vds_SR低于内部基准电压VTH1，但由于同步整流控制100最小关断时间电路105的屏蔽作用，同步整流管QSR依旧保持关断。在t6时刻，原边功率开关管Q1的控制信号Vg1重新变为高电平，原边功率开关管Q1开通，反激电路进入正常导通模式。
由以上分析可见，在电流连续模式下，传统同步整流反激式直流-直流电源转换装置中变压器原边功率开关管Q1和同步整流管QSR的共通时间等于同步整流控制电路100内部逻辑电路产生的延时Td2，而在本发明中，如果原边功率开关管Q1的控制信号Vg1的第一个窄脉冲信号的宽度Tg11小于同步整流控制电路100内部逻辑电路产生的延时Td2，则本发明的同步整流反激式直流-直流电源转换装置中变压器原边功率开关管Q1和同步整流管QSR的共通时间等于Tg11。因此可以通过设计较窄的Tg11以降低原副边开关管共通时间，从而减小共通电流，降低电路损耗，防止电路元器件损坏。
进一步，由于功率开关管如MOSFET的导通电阻与其栅极接收的控制信号电压幅值相关，在一定的栅极电压范围内，降低栅极控制信号的幅值可以使得功率开关管的导通电阻增大。因此，通过对原边功率开关管Q1的控制信号Vg1的第一个窄脉冲信号进行改进，可获得图10所示本发明的同步整流反激式直流-直流电源转换装置的第一具体实施例工作在电流连续模式下的第二种控制方式具体波形，其中，图10所示的双脉冲周期信号Vg1同样可以由同步整流反激式直流-直流电源控制电路300获得。
参考图10，在t3时刻原边功率开关管Q1导通，由于Vg1幅值较低，原边功率开关管Q1的导通电阻较大，因此原边功率开关管Q1两端的电压Vds_Q1下降斜率较小，副边同步整流QSR两端的电压Vds_SR上升斜率也较小，原边电流Ip的上升斜率和副边电流Is的下降斜率也相对较小；当Vds_SR上升到高于基准电压VTH2，同步整流控制电路100内部的比较器102输出翻转，使触发器103复位，触发器103的输出经驱动电路104传送给副边同步整流管QSR的栅极；在t4时刻，Vg1由高电平变为低电平，原边功率开关管Q1关断，原边功率开关管Q1两端电压Vds_Q1上升，副边同步整流管QSR两端的电压Vds_SR相应下降；在考虑同步整流控制电路100内部逻辑电路产生的延时Td2之后的t5时刻，副边同步整流管控制信号Vg_SR由高电平翻转为低电平，控制副边同步整流管QSR关断。在t6时刻，原边功率开关管Q1的控制信号Vg1重新变为高电平，原边功率开关管Q1开通，反激电路进入正常导通模式。
图10所示本发明的同步整流反激式直流-直流电源转换装置的第一具体实施例工作在电流连续模式下第二种控制方式相比较图9所示的第一种控制方式而言，二者在对副边同步整流管QSR的控制的基本原理相同，不同的是第二种控制方式下原边功率开关管Q1两端的电压Vds_Q1在原边功率开关管Q1第一次导通区间(t3-t4)跌落幅值较小，原副边共通电流的幅值也较小，因此原边功率开关管Q1的开关损耗及通态损耗相对得到降低。
图11为本发明的同步整流反激式直流-直流转换器的第二具体实施例的电路示意图，所述同步整流反激式直流-直流转换器包括反激电路200和本发明提出的同步整流反激式直流-直流电源控制电路300。进一步，所述同步整流反激式直流-直流电源转换装置还包括同步整流控制电路100。
其中，所述反激电路200包括：
变压器T，包含原边功率绕组Wp和副边功率绕组Ws；
输入电路，包括原边功率开关管Q1，接收直流输入电压；所述输入电路的两个输入端分别为原边功率开关管Q1的漏极和变压器T的原边功率绕组Wp的异名端，原边功率开关管Q1的漏极接直流输入电压Vin的正端，变压器T的原边功率绕组Wp的异名端接直流输入电压Vin的负端，原边功率开关管Q1的源极接所述变压器原边功率绕组的同名端及原边地，原边功率开关管Q1的栅极接收控制信号Vg1；优选地，原边功率管Q1的源极与变压器原边功率绕组的同名端之间还可串入采样电阻来采样原边开关电流作为反馈信号提供给同步整流反激式直流-直流电源控制电路300。
输出电路，包括副边同步整流管QSR和输出电容Co，所述变压器T的副边功率绕组Ws的异名端接输出电容Co的正极，所述变压器T的副边功率绕组Ws的同名端接副边同步整流管QSR的漏极，所述副边同步整流管QSR的源极接输出电容Co的负极，所述副边同步整流管QSR的栅极接收控制信号Vg_SR。
所述同步整流控制电路100一个输入端连接副边同步整流管QSR的漏极，另一个输入端连接副边同步整流管QSR的源极，其输出端连接副边同步整流管QSR的栅极，所述同步整流控制电路100的输出端输出副边同步整流管QSR的栅极控制信号Vg_SR。
所述同步整流反激式直流-直流电源控制电路300接收反激电路的反馈信号，输出控制信号Vg1。
图11示出的本发明的同步整流反激式直流-直流转换器的第二具体实施例与图8示出的本发明的同步整流反激式直流-直流转换器第一具体实施例的区别仅在于反激电路的结构有所区别，工作过程和副边同步整流管的控制方式基本相同，这里不再赘述。
本发明的同步整流反激式直流-直流电源转换装置工作在电流断续模式或电流临界断续模式时，副边同步整流控制电路100在Vg1第一个高电平之前已将副边同步整流管QSR关断，因此，本发明的同步整流反激式直流-直流电源转换装置在电流断续模式或电流临界断续模式依然可以正常工作，这里不做详细分析。进一步，由于电流断续模式或电流临界断续模式下同步整流反激式直流-直流电源转换装置不存在原副边开关管共通的问题，本领域技术人员也可以想到，在本发明的同步整流反激式直流-直流电源转换装置在该模式下选择将本发明提出的同步整流反激式直流-直流电源控制电路300中的双脉冲发生电路302旁路掉从而使同步整流反激式直流-直流电源控制电路300变为常规的同步整流反激式直流-直流电源转换装置的单脉冲控制电路，装置依然正常工作。
本发明实施例的上述详细说明并不是穷举的或者用于将本发明限制在上述明确的形式上。在上述以示意性目的说明本发明的特定实施例和实例的同时，本领域技术人员将认识到可以在本发明的范围内进行各种等同修改。
本发明这里所提供的启示并不是必须应用到上述系统中，还可以应用到其它系统中。可将上述各种实施例的元件和作用相结合以提供更多的实施例。
可以根据上述详细说明对本发明进行修改，在上述说明描述了本发明的特定实施例并且描述了预期最佳模式的同时，无论在上文中出现了如何详细的说明，也可以许多方式实施本发明。上述电路结构及其控制方式的细节在其执行细节中可以进行相当多的变化，然而其仍然包含在这里所公开的本发明中。
如上述一样应当注意，在说明本发明的某些特征或者方案时所使用的特殊术语不应当用于表示在这里重新定义该术语以限制与该术语相关的本发明的某些特定特点、特征或者方案。总之，不应当将在随附的权利要求书中使用的术语解释为将本发明限定在说明书中公开的特定实施例，除非上述详细说明部分明确地限定了这些术语。因此，本发明的实际范围不仅包括所公开的实施例，还包括在权利要求书之下实施或者执行本发明的所有等效方案。
在下面以某些特定权利要求的形式描述本发明的某些方案的同时，发明人仔细考虑了本发明各种方案的许多权利要求形式。因此，发明人保留在提交申请后增加附加权利要求的权利，从而以这些附加权利要求的形式追述本发明的其它方案。

Claims (11)

1.一种同步整流反激式直流-直流电源转换装置，包括反激电路、同步整流反激式直流-直流电源控制电路和同步整流控制电路；其特征在于：
所述同步整流反激式直流-直流电源控制电路，包括输出调节电路、双脉冲发生电路及驱动模块；其中，输出调节电路根据接收的反激电路反馈信号产生占空比可调的单脉冲周期信号，双脉冲发生电路根据接收的输出调节电路输出的单脉冲周期信号产生在一个开关周期内一窄一宽两个脉冲的双脉冲周期信号，在一个开关周期内，所述双脉冲周期信号的窄脉冲信号出现在宽脉冲之前，窄脉冲的宽度远小于开关周期，窄脉冲下降沿与宽脉冲上升沿之间的死区时间远小于开关周期；驱动模块将双脉冲发生电路输出的双脉冲周期信号进行处理和驱动能力增强用以驱动反激电路原边功率开关管。
2.根据权利要求1所述的一种同步整流反激式直流-直流电源转换装置，其特征在于：
所述反激电路包括一个输入电路、一个输出电路和至少一个变压器；所述的输入电路包括原边功率开关管，接收直流输入电压，给变压器供电，原边功率开关管与变压器原边功率绕组串联；输出电路包含副边同步整流管和输出电容，与所述变压器的副边功率绕组耦合，将所述变压器在所述原边功率开关管关断期间释放的能量在所述输出电路的输出端口产生一个直流电，提供给负载。
3.根据权利要求1所述的一种同步整流反激式直流-直流电源转换装置，其特征在于：
所述同步整流控制电路通过检测副边同步整流管漏源极之间的压降以产生副边同步整流管的控制信号。
4.根据权利要求1所述的一种同步整流反激式直流-直流电源转换装置，其特征在于：
所述双脉冲发生电路包括第一延时电路、反相器、与门、第二延时电路、或门；其中，第一延时电路的输入端接收输出调节电路输出的单脉冲周期信号，第一延时电路的输出端接反相器的输入端，反相器的输出端接与门的一个输入端，与门的另一个输入端接收输出调节电路输出的单脉冲周期信号，与门的输出端接或门的一个输入端，第二延时电路的输入端接收输出调节电路输出的单脉冲周期信号，第二延时电路的输出端接或门的另一个输入端，或门的输出端输出双脉冲周期信号。
5.根据权利要求1所述的一种同步整流反激式直流-直流电源转换装置，其特征在于：所述同步整流反激式直流-直流电源控制电路可根据电路工作模式选择将内部的双脉冲发生电路旁路掉从而使所述同步整流反激式直流-直流电源控制电路变为常规的反激式直流-直流电源单脉冲控制电路。
6.根据权利要求1所述的一种同步整流反激式直流-直流电源转换装置，其特征在于：
所述输出调节电路包括误差放大器和补偿网络，所述输出调节电路的控制模式是峰值电流模式控制、电压模式控制、平均电流模式控制、恒导通时间控制和临界导通模式控制。
7.根据权利要求2所述的一种同步整流反激式直流-直流电源转换装置，其特征在于：所述输入电路的直流输入电压为直流电源直接输出的直流电压或其他转换电路输出的直流电压，或者所述的直流输入电压为电网的交流电压经过二极管整流电路输出的恒定直流电压或正弦半波电压。
8.根据权利要求1所述的一种同步整流反激式直流-直流电源转换装置，其特征在于：所述的反激电路和同步整流控制电路具体为：
变压器原边一端接直流输入电压正极，变压器原边的另一端与原边功率开关管的漏极连接，原边功率开关管的源极接直流输入电压负极，变压器副边的一端与同步整流控制电路的VD端、副边同步整流管的漏极连接，副边同步整流管的栅极与同步整流控制电路的VG端连接，变压器副边的另一端与电容Co的一端、负载的一端连接，电容Co的另一端与负载的另一端、副边同步整流管的源极以及同步整流控制电路的GND端连接。
9.根据权利要求1所述的一种同步整流反激式直流-直流电源转换装置，其特征在于：所述的反激电路和同步整流控制电路具体为：
原边功率开关管的漏极接直流输入电压正极，变压器原边一端接原边功率开关管的源极，变压器原边的另一端接直流输入电压负极，变压器副边的一端与同步整流控制电路的VD端、副边同步整流管的漏极连接，副边同步整流管的栅极与同步整流控制电路的VG端连接，变压器副边的另一端与电容Co的一端、负载的一端连接，电容Co的另一端与负载的另一端、副边同步整流管的源极以及同步整流控制电路的GND端连接。
10.根据权利要求2所述的一种同步整流反激式直流-直流电源转换装置，其特征在于：所述变压器的激磁电流工作在断续状态、连续状态或临界断续状态。
11.根据权利要求1所述的一种同步整流反激式直流-直流电源转换装置，其特征在于：反激电路输出的调节通过控制所述双脉冲周期信号的宽脉冲的脉宽，或者控制宽脉冲下降沿与窄脉冲上升沿之间的死区时间，或控制宽脉冲脉宽与开关周期的比值实现。
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