CN111130352A - 一种反激式开关电源的控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明提供一种反激式开关电源的控制方法，所述反激式开关电源包括变压器，初级开关和次级开关，所述变压器包括初级电感和次级电感，所述初级电感、所述初级开关与外部直流电源串联连接，所述次级电感、所述次级开关与负载串联连接；其中，所述方法包括：在所述初级开关的一个开关周期内，所述初级开关关断后，将所述次级开关导通第一时间后关断；检测所述初级开关两端的电压波形，并将所述次级开关导通后，所述电压波形的第一个波谷时刻作为所述初级开关的下一个开关周期的导通时刻。根据本发明的反激式开关电源的控制方法，可以实现零电压导通，减小开关管的导通损耗，以及提高反激式开关电源的效率。
Description
技术领域
本申请涉及开关电源技术领域，特别涉及反激式开关电源的控制方法。
背景技术
反激式开关电源的准谐振(QR，Quasi-Resonant)模式是非连续导通模式(DCM，Discontinuous Conduction Mode)的一种，其中，非连续导通模式是指在开关周期内，电感电流总会减小到0，意味着电感被适当地“复位”，即功率开关闭合时，电感电流为零；而准谐振模式是指当磁芯能量完全释放完毕后，变压器的初级电感和MOS的结电容进行谐振，开关管(如MOS管)放电到最低时，初级的开关管导通，即零电压开通。但是在实际应用中，在DCM模式下，轻载的时候开关管关断的时间比较长，初级电感和开关管的结电容谐振是阻尼谐振，所以当开关管开通的时候，电压是约等于输入电压，这就实现不了零电压导通，从而导致此时的开关管损耗较大，效率低。
因此，现有技术中存在轻载时反激式开关电源的开关管无法实现零电压导通导致开关管的导通损耗大，以及反激式开关电源的效率低的问题。
发明内容
考虑到上述问题而提出了本发明。根据本发明实施例的提供了一种反激式开关电源的控制方法，以解决轻载时反激式开关电源的开关管无法实现零电压导通导致开关管的导通损耗大，以及反激式开关电源的效率低的问题。
根据本发明实施例，提供了一种反激式开关电源的控制方法，所述反激式开关电源包括变压器，初级开关和次级开关，所述变压器包括初级电感和次级电感，所述初级电感、所述初级开关与外部直流电源串联连接，所述次级电感、所述次级开关与负载串联连接；
其中，所述方法包括：
在所述初级开关的一个开关周期内，所述初级开关关断后，将所述次级开关导通第一时间后关断；
检测所述初级开关两端的电压波形，并将所述次级开关导通后，所述电压波形的第一个波谷时刻作为所述初级开关的下一个开关周期的导通时刻。
示例性地，在所述初级开关的一个开关周期内，所述初级开关导通期间，所述初级电感与所述初级开关与外部直流电源连通，所述初级电感储存所述外部直流电源的能量，所述初级开关两端的电压为0。
示例性地，在所述初级开关的一个开关周期内，所述初级开关关断后，所述初级电感与所述初级开关的结电容发生第一阻尼谐振。
示例性地，在所述次级开关导通后，所述初级电感与所述初级开关的结电容发生第二阻尼谐振。
示例性地，所述第二阻尼谐振和所述第一阻尼谐振以最大谐振幅值进行谐振。
示例性地，所述初级开关关断后，经过所述次级线圈的电流减小为0时发生所述第一阻尼谐振。
示例性地，当所述第一阻尼谐振结束时导通所述次级开关。
示例性地，采用波谷检测电路检测所述电压波形的第一个波谷时刻。
示例性地，所述波谷检测电路在检测到所述第一个波谷时刻时，发送触发信号至所述初级开关的驱动电路，所述驱动电路控制所述初级开关导通。
示例性地，所述负载为轻负载。
根据本发明提供的反激式开关电源的控制方法，通过在初级开关管导通前短时间导通次级开关管，使变压器的初级电感和电容再次谐振且初级开关管在谐振的第一个谷底导通，从而实现轻载时反激式开关电源的开关管零电压导通，减小开关管的导通损耗，以及提高反激式开关电源的效率。
附图说明
通过结合附图对本发明实施例进行更详细的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优势将变得更加明显。附图用来提供对本发明实施例的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与本发明实施例一起用于解释本发明，并不构成对本发明的限制。在附图中，相同的参考标号通常代表相同部件或步骤。
图1是一种反激式开关电源的示意性电路图；
图2是一种反激式开关电源的轻负载情况下初级开关管的电压波形的示意图；
图3是用于实现本发明实施例的一种反激式开关电源的示意性原理图；
图4是用于实现本发明实施例的一种反激式开关电源的控制方法下初级开关的电压波形示意图。
具体实施方式
为了使得本发明的目的、技术方案和优点更为明显，下面将参照附图详细描述根据本发明的示例实施例。显然，所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例，而不是本发明的全部实施例，应理解，本发明不受这里描述的示例实施例的限制。基于本发明中描述的本发明实施例，本领域技术人员在没有付出创造性劳动的情况下所得到的所有其它实施例都应落入本发明的保护范围之内。
反激式变压器开关电源，是指当变压器的初级线圈正好被直流脉冲电压激励时，变压器的次级线圈没有向负载提供功率输出，而仅在变压器初级线圈的激励电压被关断后才向负载提供功率输出。参见图1，图1示出了一种反激式开关电源的示意性电路图。如图1所示，Ui是开关电源的输入电压，T是开关变压器，K是控制开关，C是储能滤波电容，R是负载电阻。在控制开关K接通期间，输入电源Ui对变压器初级线圈N1绕组加电，初级线圈N1绕组有电流流过，在N1两端产生自感电动势的同时，在变压器次级线圈N2绕组的两端也同时产生感应电动势，但由于整流二极管的作用，没有产生回路电流。相当于变压器次级线圈开路，变压器次级线圈相当于一个电感。因此，流过变压器初级线圈N1绕组的电流就是变压器的励磁电流。也就是说，当变压器的初级线圈正好被直流脉冲电压激励时，变压器的次级线圈没有向负载提供功率输出。
当控制开关K由接通突然转为关断瞬间，流过变压器初级线圈的电流突然为0，这意味着变压器铁心中的磁通也要产生突变，这是不可能的，如果变压器铁心中的磁通产生突变，变压器初、次级线圈回路就会产生无限高的反电动势，反电动势又会产生无限大的电流，而电流又会抵制磁通的变化，因此，变压器铁心中的磁通变化最终还是要受到变压器初、次级线圈中的电流来约束的。在控制开关K关断期间，变压器铁心中的磁通主要由变压器次级线圈回路中的电流来决定，这就相当于流过变压器次级线圈中的电流所产生的磁场可以使变压器的铁心退磁，使变压器铁心中的磁场强度恢复到初始状态。由于控制开关突然关断，流过变压器初级线圈的励磁电流突然为0，此时，流过变压器次级线圈中的电流就正好接替原来变压器初级线圈中励磁电流的作用，使变压器铁心中的磁感应强度由最大值返回到剩磁所对应的磁感应强度位置，即：流过N2绕组电流是由最大值逐步变化到0的。由此可知，在变压器初级线圈的激励电压被关断后才向负载提供功率输出，且反激式变压器开关电源在输出功率的同时，流过次级线圈回路中的电流也在对变压器铁心进行退磁。
基于上述原理，反激式开关电源有三种工作模式：电流连续模式(CCM)，电流断续模式(DCM)及电流临界模式(BCM)。
其中，BCM模式是指若在每个开关周期开始或结束时，初级线圈或变压器所存储的能量刚好释放到0，相应地，其内部的最小磁通Φmin也刚好为0，此时反激式开关电源工作在BCM模式下。
CCM模式是指若每个开关周期开始或结束时，初级线圈或变压器中最小磁通Φmin不为0，则反激式开关电源工作在CCM模式下；此时初级线圈或变压器还有残余能量存储；另外，从电流波形上来看，其中有直流分量存在；采用CCM模式可以有效降低开关管的电流应力，但需要较大的电感量。
DCM模式是指若每个开关周期开始或结束前，初级线圈或变压器中最小磁通已经为0，那么反激式开关电源工作在DCM模式下。此外，在DCM模式中，反激式开关电源中的开关管可以采用零电流开通，开通损耗小，而副边二极管零电流关断，可以不考虑反向恢复问题，有利于保证电磁兼容性EMC(Electro Magnetic Compatibility)。其中，开关管的开通损耗是指非理想的开关管在开通时，开关管的电压不是立即下降到零，而是有一个下降时间，同时它的电流也不是立即上升到负载电流，也有一个上升时间。在这段时间内，开关管的电流和电压有一个交叠区，会产生损耗，这个损耗即为开通损耗。
由于非连续工作模式的优点明显，在反激式开关电源中广泛应用的是非连续工作模式中的准谐振模式。准谐振模式是指当变压器的磁芯能量完全释放完毕后，变压器的初级线圈和初级开关管的寄生电容发生谐振，由于开关管导通瞬间前开关管的电压越低，开关管的损耗越小，接近0时损耗最小，所以当初级开关管的电压谐振至最低值时，将初级开关管导通，即初级开关管零电压导通时，相应的初级开关管的损耗最小，从而改善整个反激式开关电源的效率。但是，参见图2，图2示出了轻负载情况下初级开关管的电压波形的示意图。如图2所示，初级开关管的电压为Vds，输入电压为Vindc，在负载较小的轻载情况下，并不需要为负载提供很大的能量，所以DCM模式中初级开关管关断的时间比较长，而反激式开关电源中，其工作频率是固定的，因此开关管再次导通有可能出现在初级开关管的电压波形中包括峰顶和谷底的任何位置，这样则无法保证实现初级开关管的零电压导通。此外，初级电感和初级开关管的寄生电容谐振是阻尼谐振，这一谐振结束后初级开关管的电压就停留在谐振的中心点，在这之后导通初级开关管，初级开关管的电压是约等于输入电压Vindc，同样实现不了零电压导通，从而导致初级开关管的损耗较大，整个反击式开关电源的效率低。
基于上述考虑，本发明实施例提供了一种反激式开关电源的控制方法。下面结合图3和图4对本发明实施例提供了一种反激式开关电源的控制方法进行说明。参见图3，图3示出了用于实现本发明实施例的一种反激式开关电源的示意性原理图。如图3所示，所述反激式开关电源300包括变压器310，初级开关320和次级开关330；所述变压器310包括初级电感311和次级电感312，变压器310的初级电感311和次级电感312的线圈匝数比为1：N；所述初级电感311与所述初级开关320串联连接，并与电容Ci并联后，连接于外部直流电源340两端；所述次级电感312与所述次级开关330串联连接，并与电容Co并联后，连接于负载350两端；初级开关320的寄生电容321于所示初级开关320并联；外部直流电源的输入电压为Vindc，反激式开关电源的输出电压为Vout。
参见图4，图4示出了用于实现本发明实施例的一种反激式开关电源的控制方法下初级开关的电压波形示意图，其中，初级开关的电压为Vds，外部直流电源的输入电压为Vindc。
其中，本发明实施例提供的一种反激式开关电源的控制方法在所述初级开关320的一个开关周期T内，所述初级开关320关断后，将所述次级开关330导通第一时间t后关断；
检测所述初级开关320两端的电压波形，并将所述次级开关330导通后，所述电压波形的第一个波谷时刻作为所述初级开关320的下一个开关周期的导通时刻。
示例性地，在所述初级开关的一个开关周期内，所述初级开关导通期间，所述初级电感与所述初级开关与外部直流电源连通，所述初级电感储存所述外部直流电源的能量，所述初级开关两端的电压为0。
示例性地，在所述初级开关的一个开关周期内，所述初级开关关断后，所述初级电感与所述初级开关的结电容发生第一阻尼谐振。
示例性地，在所述次级开关导通后，所述初级电感与所述初级开关的结电容发生第二阻尼谐振。
示例性地，所述第二阻尼谐振和所述第一阻尼谐振以最大谐振幅值进行谐振。
示例性地，所述初级开关关断后，经过所述次级线圈的电流减小为0时发生所述第一阻尼谐振。
示例性地，当所述第一阻尼谐振结束时导通所述次级开关。
示例性地，所述负载为轻负载。
再次参见图2，图2中轻载时初级开关关断的时候变压器的初级电感和初级开关的寄生电容进行阻尼谐振，由于轻载条件下初级开关关断的时间比较长，使得该阻尼谐振的能量完全被消耗掉了，初级开关的电压最终停留在谐振的中心点Vindc，而Vindc是输入电压，属于较大的电压，此时导通初级开关就导致初级开关的开通损耗较大。根据本发明实施例的提供的一种反激式开关电源的控制方法，可以在初级开关导通之前短时间导通次级开关后将次级开关关断，此时次级开关没有电流，所以次级开关没有开关损耗，而次级开关导通后的瞬间，初级开关的电压Vds＝N*Vout+Vindc，所以此时变压器的初级电感与初级开关再次以最大谐振幅值进行谐振，然后在初级电感与初级开关再次谐振的第一谷底导通所述初级开关，即实现了初级开关的零电压导通，从而达到了减小初级开关的开通损耗的目的，进而提高了轻载情况下反激式开关电源的效率。
参见图3和图4，本发明实施例的一种反激式开关电源的控制方法下的反激式开关电源的工作原理包括：一个初级开关的工作周期T包括时刻t0-t4，其中，
在时刻t0-时刻t1期间，初级开关320导通，外部直流电源340与初级电感311和初级开关320形成回路，初级电感311储存所述外部直流电源340的能量，初级开关320两端电压为0，经过初级开关320的初级电流不断增加；次级开关330关断，次级电感312和次级开关330处于开路，没有次级电流经过次级电感312和次级开关330。
在时刻t1-时刻t2期间，初级开关320关断，外部直流电源340与初级电感311和初级开关320开路，初级开关320两端电压升高，经过初级开关320的初级电流变为0；次级开关330导通，次级电感312、次级开关330和负载350形成回路，经过次级电感312和次级开关330的次级电流突然增加至最大，并不断减小为0后次级开关330关断；
其中，初级开关320关断后，一开始初级电感311的漏感和初级开关的寄生电容321组成谐振回路产生过压尖峰振荡，然后储存在初级电感311与次级电感312的互感中的能量向负载350转移，次级开关330导通，形成次级电流给电容Co充电进而将互感中的能量提供给负载，随着负载对能量的消耗，次级电流逐渐减小至0，次级开关330关断。
在时刻t2-时刻t3期间，初级开关320和次级开关330均关断，此时，仍然有一部分能量会在初级电感311和初级开关320之间以输入电压Vindc为基准进行近似的衰减余弦振荡即第一阻尼谐振，并最终在时刻t3停留在谐振中心点Vindc；如果在此时或此时之后导通初级开关320，初级开关320的电压为Vindc，则使得初级开关320的导通损耗大。
在时刻t3，将次级开关330导通第一时间t后关断，初级电感311和初级开关320再次以最大谐振幅值进行阻尼谐振，即为第二阻尼谐振；
在时刻t4，第二阻尼谐振振荡至第一个波谷时刻时导通初级开320，即为初级开关320的下一个开关周期的开始。此时初级开关320的电压为0或近似为0，初级开关320的导通损耗减小，从而提高了整个反激式开关电源的传输效率。
可以理解，第一时间t小于从初级电感311和初级开关320再次开始谐振时刻到第一个波谷时刻的时间段。
为了实现第一个波谷时刻的检测可以采用一个去磁检测信号来反映初级开关振荡的极点变化，该去磁检测信号可以作为触发信号由波谷检测电路检测到第一个波谷后发送至初级开关的驱动电路，所述驱动电路在接收到所述触发信号后控制初级开关导通；该去磁检测信号还可以作为触发信号由波谷检测电路检测到第一个波谷后延迟预定时间发送至初级开关的驱动电路，所述驱动电路在接收到所述触发信号后控制初级开关导通。
在一个实施例中，所述波谷检测电路可以包括变压器辅助线圈和准谐振芯片，其中所述变压器的辅助线圈与初级电感串联，将过零信息传递给所述准谐振芯片，准谐振芯片在接收到过零信息后向初级开关的驱动电路发送触发信号，所述驱动电路在接收到所述触发信号后控制初级开关导通。
示例性地，采用波谷检测电路检测所述电压波形的第一个波谷时刻。
示例性地，所述波谷检测电路在检测到所述第一个波谷时刻时，发送触发信号至所述初级开关的驱动电路，所述驱动电路控制所述初级开关导通。
需要说明的是，本发明实施例中的初级开关和次级开关可以是可控开关，如双极结型晶体管(BJT，Bipolar Junction Transistor)、可控硅(SCR，Silicon ControlledRectifier)、可关断晶闸管(GTO，gate turn-off thyristor)、金氧半场效晶体管(MOSFET，Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)、绝缘栅双极型晶体管(IGBT，Insulated Gate Bipolar Transistor)、光耦等；次级开关还可以是不可控开关，如二极管等，在此对初级开关和次级开关不做限制。
根据本发明提供的反激式开关电源的控制方法，通过在初级开关管导通前短时间导通次级开关管，使变压器的初级电感和电容再次谐振且初级开关管在谐振的第一个谷底导通，从而实现轻载时反激式开关电源的开关管零电压导通，减小开关管的导通损耗，以及提高反激式开关电源的效率。
尽管这里已经参考附图描述了示例实施例，应理解上述示例实施例仅仅是示例性的，并且不意图将本发明的范围限制于此。本领域普通技术人员可以在其中进行各种改变和修改，而不偏离本发明的范围和精神。所有这些改变和修改意在被包括在所附权利要求所要求的本发明的范围之内。
本领域普通技术人员可以意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、或者计算机软件和电子硬件的结合来实现。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本发明的范围。
在此处所提供的说明书中，说明了大量具体细节。然而，能够理解，本发明的实施例可以在没有这些具体细节的情况下实践。在一些实例中，并未详细示出公知的方法、结构和技术，以便不模糊对本说明书的理解。
类似地，应当理解，为了精简本发明并帮助理解各个发明方面中的一个或多个，在对本发明的示例性实施例的描述中，本发明的各个特征有时被一起分组到单个实施例、图、或者对其的描述中。然而，并不应将该本发明的方法解释成反映如下意图：即所要求保护的本发明要求比在每个权利要求中所明确记载的特征更多的特征。更确切地说，如相应的权利要求书所反映的那样，其发明点在于可以用少于某个公开的单个实施例的所有特征的特征来解决相应的技术问题。因此，遵循具体实施方式的权利要求书由此明确地并入该具体实施方式，其中每个权利要求本身都作为本发明的单独实施例。
本领域的技术人员可以理解，除了特征之间相互排斥之外，可以采用任何组合对本说明书(包括伴随的权利要求、摘要和附图)中公开的所有特征以及如此公开的任何方法或者设备的所有过程或单元进行组合。除非另外明确陈述，本说明书(包括伴随的权利要求、摘要和附图)中公开的每个特征可以由提供相同、等同或相似目的的替代特征来代替。
此外，本领域的技术人员能够理解，尽管在此所述的一些实施例包括其它实施例中所包括的某些特征而不是其它特征，但是不同实施例的特征的组合意味着处于本发明的范围之内并且形成不同的实施例。例如，在权利要求书中，所要求保护的实施例的任意之一都可以以任意的组合方式来使用。
应该注意的是上述实施例对本发明进行说明而不是对本发明进行限制，并且本领域技术人员在不脱离所附权利要求的范围的情况下可设计出替换实施例。在权利要求中，不应将位于括号之间的任何参考符号构造成对权利要求的限制。单词“包含”不排除存在未列在权利要求中的元件或步骤。位于元件之前的单词“一”或“一个”不排除存在多个这样的元件。本发明可以借助于包括有若干不同元件的硬件以及借助于适当编程的计算机来实现。在列举了若干装置的单元权利要求中，这些装置中的若干个可以是通过同一个硬件项来具体体现。单词第一、第二、以及第三等的使用不表示任何顺序。可将这些单词解释为名称。
以上所述，仅为本发明的具体实施方式或对具体实施方式的说明，本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。本发明的保护范围应以权利要求的保护范围为准。
Claims (10)
1.一种反激式开关电源的控制方法，其特征在于，所述反激式开关电源包括变压器，初级开关和次级开关，所述变压器包括初级电感和次级电感，所述初级电感、所述初级开关与外部直流电源串联连接，所述次级电感、所述次级开关与负载串联连接；
其中，所述方法包括：
在所述初级开关的一个开关周期内，所述初级开关关断后，将所述次级开关导通第一时间后关断；
检测所述初级开关两端的电压波形，并将所述次级开关导通后，所述电压波形的第一个波谷时刻作为所述初级开关的下一个开关周期的导通时刻。
2.如权利要求1所述的反激式开关电源的控制方法，其特征在于，在所述初级开关的一个开关周期内，所述初级开关导通期间，所述初级电感与所述初级开关与外部直流电源连通，所述初级电感储存所述外部直流电源的能量，所述初级开关两端的电压为0。
3.如权利要求1所述的反激式开关电源的控制方法，其特征在于，在所述初级开关的一个开关周期内，所述初级开关关断后，所述初级电感与所述初级开关的结电容发生第一阻尼谐振。
4.如权利要求3所述的反激式开关电源的控制方法，其特征在于，在所述次级开关导通后，所述初级电感与所述初级开关的结电容发生第二阻尼谐振。
5.如权利要求4所述的反激式开关电源的控制方法，其特征在于，所述第二阻尼谐振和所述第一阻尼谐振以最大谐振幅值进行谐振。
6.如权利要求3所述的反激式开关电源的控制方法，其特征在于，所述初级开关关断后，经过所述次级线圈的电流减小为0时发生所述第一阻尼谐振。
7.如权利要求6所述的反激式开关电源的控制方法，其特征在于，当所述第一阻尼谐振结束时导通所述次级开关。
8.如权利要求7所述的反激式开关电源的控制方法，其特征在于，采用波谷检测电路检测所述电压波形的第一个波谷时刻。
9.如权利要求8所述的反激式开关电源的控制方法，其特征在于，所述波谷检测电路在检测到所述第一个波谷时刻时，发送触发信号至所述初级开关的驱动电路，所述驱动电路控制所述初级开关导通。
10.如权利要求1-9任一项所述的反激式开关电源的控制方法，其特征在于，所述负载为轻负载。
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| CN201911349214.9A CN111130352A (zh) | 2019-12-24 | 2019-12-24 | 一种反激式开关电源的控制方法 |
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