KR101492621B1 - 다중출력 공진형 플라이백 컨버터 - Google Patents

다중출력 공진형 플라이백 컨버터 Download PDF

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KR101492621B1
KR101492621B1 KR20130155703A KR20130155703A KR101492621B1 KR 101492621 B1 KR101492621 B1 KR 101492621B1 KR 20130155703 A KR20130155703 A KR 20130155703A KR 20130155703 A KR20130155703 A KR 20130155703A KR 101492621 B1 KR101492621 B1 KR 101492621B1
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KR
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switch
capacitor
output
resonance
clamp
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KR20130155703A
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홍성수
이용철
정광순
박준우
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국민대학교산학협력단
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/285—Single converters with a plurality of output stages connected in parallel

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Abstract

본 발명은 1차측 스위치의 전압스트레스를 저감시키고 출력단의 부하에서 필요한 에너지를 제외한 나머지를 클램프 커패시터로 회귀시키는 다중출력 공진형 플라이백 컨버터에 관한 것이다.
본 발명에 따른 다중출력 공진형 플라이백 컨버터는, 트랜스포머의 1차측에 형성된 1차측 회로; 및 상기 트랜스포머의 2차측에 형성된 하나 이상의 2차측 회로; 를 포함하고, 상기 1차측 회로는 입력전원(Vin)를 상기 트랜스포머로 인가하도록 스위칭하는 제1스위치(M1)를 포함하고, 상기 2차측 회로는 상기 2차측에 전달된 에너지를 저장하는 공진 커패시터(Cr), 상기 공진 커패시터(Cr)에 병렬연결된 클램프 커패시터(Ccl) 및 상기 클램프 커패시터(Ccl)에 직렬연결되어 상기 클램프 커패시터(Ccl)로 전류를 스위칭하는 클램프 스위치(Mcl)를 포함한다.

Description

다중출력 공진형 플라이백 컨버터{RESONANT FLY-BACK CONVERTER WITH MULTI-OUTPUT}
본 발명은 플라이백 컨버터(fly-back converter)에 관한 것으로서, 특히 1차측 스위치의 전압스트레스를 저감시키고 출력단의 부하에서 필요한 에너지를 제외한 나머지를 클램프 커패시터로 회귀시키는 다중출력 공진형 플라이백 컨버터에 관한 것이다.
일반적으로 컴퓨터나 프린터, 복사기 등의 화상형성장치를 비롯하여 모니터나 통신단말기 등과 같은 장치들에서는 구조가 간단하고 작은 크기를 가지면서도 안정적인 전원공급이 가능한 고효율 전원공급시스템이 요구된다.
이러한 전원공급 시스템에서는 다중출력을 갖는 전원공급장치(SMPS)를 주로 채용하고 있으며, 일반적으로 하나의 변압기에서 다중 권선을 이용하여 다중출력을 구현한다.
도 1은 종래의 다중출력 플라이백 컨버터의 회로도이다. 종래의 다중출력 플라이백 컨버터는 입력전원(Vin)이 스위치(Q)의 스위칭동작에 의해 트랜스포머(PT)의 1차측으로 공급된다. 트랜스포머(PT)의 권선비에 따라 2차측으로 에너지가 전달되어 다이오드(D) 및 평활용 커패시터(C)에 의해 직류전원으로 변환된다. 출력단의 부하에 따라 스위치(Q)의 듀티비(duty ratio)를 조절한다.
이처럼 1개의 컨버터를 사용하여 다중출력을 얻는 방식이 많이 제시되어 있다. 이들 방식에는 주 출력만 제어하는 크로스 레귤레이션(Cross-Regulation) 방식과 주 출력을 제어하면서 2차측 제어회로를 추가로 사용하는 SSPR(Secondary Side Post Regulation) 방식이 있다. 전자의 경우 도 1에서와 같이 각 출력단마다 1개의 다이오드(Do)와 평활용 커패시터(Co)만 필요하므로 회로가 간단하고 가격이 저렴하다. 그러나, 이 경우 피드백제어부(1)을 통해 피드백을 받아 스위치(Q)의 듀티비를 조절하는 출력단의 출력전압(Vo1)은 일정하게 제어되나 피드백을 받지 않는 출력단은 출력전압(Vo2,...Von)에 대한 제어가 안되므로 부하변동이 심하거나 출력전압을 가변해야 하는 시스템에서는 사용할 수 없다.
이런 단점을 해결하기 위해 후자의 경우 주 출력단을 제어하면서 나머지는 2차측 제어회로를 추가하여 사용하는 SSPR 방식으로서 빠른 동적특성을 가지기 때문에 출력전압의 변동범위를 줄일 수 있어 제품의 신뢰성이 보장되며 다양한 분야에 적용 가능한 장점이 있다. 그러나, 다수의 출력단 간에 스위칭소자의 제어신호에 대한 동기를 맞추어야 하기 때문에 제어회로가 복잡해지는 단점이 있다.
또한, 종래의 공진형 플라이백 컨버터는 1차측의 스위치가 턴온(turn-on)되는 동안 트랜스포머의 누설인덕터 및 자화인덕터와 공진 커패시터 사이에 공진을 일으키게 되어 1차측 스위치의 영전류스위칭을 가능하게 함으로써 스위칭 손실을 줄이는 동시에 고주파 스위칭을 구현할 수 있는 장점이 있다.
하지만, 부하단으로 에너지를 전달하는 파워링(powering) 구간이 종료된 이후에 LC 공진회로가 형성되기 때문에 1차측 스위치의 드레인-소스 양단에 큰 전압스트레스가 나타나게 된다. 이로 인해 1차측 스위치의 정격을 높이게 되어 도통 손실을 증가시키는 문제점이 발생한다.
한국등록특허 제0769350호 한국등록특허 제1163186호
이에, 본 발명은 트랜스포머를 중심으로 1차측의 자화인덕터와 2차측의 클램핑 커패시터 간에 LC 공진을 통해 1차측 스위치의 공진 전압 스트레스를 저감시켜 도통손실을 줄이도록 하는 다중출력 공진형 플라이백 컨버터를 제공하는데 목적이 있다.
또한, 본 발명은 트랜스포머의 2차측에 클램프 커패시터를 설치하여 1차측 스위치의 듀티비(duty ratio)를 고정하고 2차측의 부하에 필요한 에너지를 제외한 나머지는 클램프 커패시터로 회귀시켜 제어회로가 간단해지도록 하는 다중출력 공진형 플라이백 컨버터를 제공하는데 추가적인 목적이 있다.
본 발명에 따른 다중출력 공진형 플라이백 컨버터는,
트랜스포머의 1차측에 형성된 1차측 회로; 및 상기 트랜스포머의 2차측에 형성된 하나 이상의 2차측 회로; 를 포함하고, 상기 1차측 회로는 입력전원(Vin)를 상기 트랜스포머로 인가하도록 스위칭하는 제1스위치(M1)를 포함하고, 상기 2차측 회로는 상기 트랜스포머(300)의 2차측 코일에 병렬연결된 공진 커패시터(Cr), 상기 공진 커패시터(Cr)에 병렬연결된 클램프 커패시터(Ccl) 및 상기 클램프 커패시터(Ccl)에 직렬연결되어 상기 클램프 커패시터(Ccl)로 전류를 스위칭하는 클램프 스위치(Mcl)를 포함하며, 상기 1차측의 제1스위치(M1) 및 2차측의 제2스위치(Ms)가 턴온(turn-on)되면 상기 트랜스포머의 내부의 누설인덕터(Lk) 및 자화인덕터(Lm)와, 상기 공진 커패시터(Cr) 사이에 공진회로가 형성되고, 상기 제1스위치(M1)가 턴오프(turn-off)되면 상기 자화인덕터(Lm)와 공진 커패시터(Cr) 사이의 공진에 의해 상기 자화인덕터(Lm)에 에너지가 축적되고 상기 2차측의 각 출력단의 다이오드(Do)가 턴온(turn-on)되면 상기 자화인덕터(Lm)에 저장된 에너지가 상기 2차측의 각 출력단으로 전달되며, 상기 각 출력단의 출력전압이 낮은 순서부터 상기 각 다이오드(Do)가 턴온되어 순차적으로 상기 각 출력단으로 출력전압이 전달된다.
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본 발명에서, 상기 클램프 스위치(Mcl)가 턴온(turn-on)되면 상기 자화인덕터(Lm)에 저장된 에너지가 상기 각 출력단으로 전달되며 상기 각 출력단으로 필요한 에너지를 제외한 나머지는 상기 클램프 커패시터(Ccl)로 회귀된다.
본 발명에서, 상기 클램프 스위치(Mcl)가 턴온(turn-on)되면 상기 클램프 커패시터(Ccl)에 의해 상기 제1스위치(M1)의 양단전압이 클램핑된다.
본 발명에서, 상기 클램프 스위치(Mcl)가 턴오프(turn-off)되면 상기 자화인덕터(Lm)와 공진 커패시터(Cr) 사이의 공진으로 인해 상기 공진 커패시터(Cr)의 전압이 감소되고 상기 공진 커패시터(Cr)의 전압이 상기 각 출력단의 출력전압과 같아지는 시점에 상기 제2스위치(Ms)의 양단전압이 0(zero)가 된다.
본 발명에 의하면 트랜스포머의 1차측 스위치의 양단에서 발생하는 공진전압의 크기를 줄일 수 있어 스위치의 전압 스트레스가 줄어들어 도통손실을 감소시킬 수 있다.
또한, 본 발명에 의하면 1차측 스위치는 듀티비(duty ratio)가 고정되어 동작하도록 하고 각각의 출력단의 부하에서 필요한 에너지를 제외한 나머지는 2차측의 클램프 커패시터로 회귀시키는 방식을 사용함으로써 제어회로를 단순화시킬 수 있다.
도 1은 종래의 다중출력 플라이백 컨버터의 회로도.
도 2는 본 발명에 따른 다중출력 공진형 플라이백 컨버터의 회로도.
도 3은 도 2의 회로에서의 주요 소자의 전압 및 전류 파형도.
이하에서, 본 발명의 바람직한 실시 예가 첨부된 도면들을 참조하여 설명할 것이다. 또한, 본 발명을 설명함에 있어서 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다.
도 2는 본 발명에 따른 다중출력 공진형 플라이백 컨버터의 회로도이다.
도 2를 참조하면, 본 발명에 따른 다중출력 공진형 플라이백 컨버터는 트랜스포머(transformer)(300)를 중심으로 서로 절연되는 1차측 회로(100)와 2차측 회로(200)를 포함한다. 이러한 1차측 회로(100)는 입력전원(Vin)에 누설인덕터(Lk)와 제1스위치(M1)이 직렬연결된다. 제1스위치(M1)의 턴온/턴오프(turn-on/turn-off)에 따라 입력전원(Vin)이 트랜스포머(300)의 1차측 코일에 전달된다. 본 실시 예에서 제1스위치(M1)는 고정된 듀티비로 턴온/턴오프 동작을 수행하도록 설정된다.
또한, 2차측 회로(200)는 적어도 하나 이상의 출력단을 포함한다. 이로써 다중출력을 구현할 수 있다. 특히, 2차측 회로(200)는 트랜스포머(300)의 2차측 코일에 병렬연결된 공진 커패시터(Ccr)와, 공진 커패시터(Ccr)에 병렬연결된 클램프 커패시터(Ccl) 및 클램프 커패시터(Ccl)에 직렬연결되어 클램프 커패시터(Ccl)로의 전류흐름을 스위칭하는 클램프 스위치(Mcl)를 포함한다. 나아가 각각의 출력단은 2차측에 유기된 전류를 도통시키는 다이오드(Do), 다이오드(D0)에 직렬연결된 제2스위치(Ms), 다이오드(Do) 및 제2스위치(Ms)에 병렬연결된 출력용 커패시터(Co)를 포함하며 부하(Ro)는 출력용 커패시터(Co)에 병렬연결되어 출력전압을 제공받는다.
이와 같이 구성된 본 발명에 따른 다중출력 공진형 플라이백 컨버터에서 1차측 회로(100)의 제1스위치(M1)가 턴온(turn-on)되는 동안에 누설인덕터(Lk)와 자화인덕터(Lm)에 에너지가 저장된다. 본 실시 예에서 제1스위치(M1)는 고정된 듀티비로 동작하고 출력단에 제2스위치(Ms)의 듀티비 조정을 통해 부하(Ro)로 공급되는 전원을 제어하도록 한다. 이와 같이 본 발명은 1차측 회로(100)의 제1스위치(M1)의 듀티비를 고정함으로써 종래기술에 비해 회로의 제어가 간편해진다는 장점이 있다.
또한, 상기와 같이 누설인덕터(Lk)와 자화인덕터(Lm)에 축적된 에너지는 트랜스포머(300)의 권선비에 따라 2차측으로 전달된다. 2차측으로 전달된 에너지는 공진 커패시터(Cr)에 저장됨과 동시에 부하(Ro)에 공급된다. 이때, 부하(Ro)에서 필요한 에너지를 제외한 나머지는 클램프 커패시터(Ccl)에 저장된다. 이를 위해 클램프 스위치(Mcl)가 턴온되어 클램프 커패시터(Ccl)에 에너지가 저장되도록 한다.
이때, 1차측의 제1스위치(M1)이 고정된 듀티비로 턴온/턴오프되면 자화인덕터(Lm)과 공진 커패시터(Cr)에서 LC 공진이 발생하여 공진 커패시터(Cr)에 저장된 전압의 극성이 반전되며, 이러한 극성반전된 전압은 클램프 커패시터(Ccl)에 축적된 전압과 합쳐져 권선비에 따라 1차측으로 에너지를 전달한다. 이와 같이 1차측으로 전달된 에너지는 자화인덕터(Lm)에 흐르는 전류의 반대방향으로 인가되어 제1스위치(M1)의 양단 전압을 0(zero)로 만들게 된다. 또한, 본 발명에서는 공진 커패시터(Cr)과 병렬로 연결된 클램프 커패시터(Ccl)에 의해 제1스위치(M1)의 드레인-소스 양단 전압이 클램핑되도록 하여 도통손실을 줄임으로써 전원회로의 효율을 향상시킬 수 있게 된다.
도면에서와 같이 다중출력을 갖는 공진형 플라이백 컨버터의 경우 2차측 회로(200)에 다수의 출력단이 형성되는데, 2차측으로 흐르는 전류는 제2스위치(Ms)의 턴온에 따라 다이오드(Do)를 통해 출력용 커패시터(Co)에 공급되도록 한다. 이때, 본 발명의 실시 예에서는 다수의 출력단 중 출력단의 출력전압이 낮은 순서대로 2차측의 제2스위치(Ms)가 턴온되어 각 부하(Ro)에서 필요한 에너지가 전달되도록 한다. 이와 같이 각 부하(Ro)에서 필요한 에너지를 제외한 나머지는 클램프 커패시터(Ccl)로 회귀되도록 한다.
도 3은 도 2의 회로에서의 주요 소자의 전압 및 전류 파형도이다.
도 3를 참조하여 본 발명에 따른 다중출력 공진형 플라이백 컨버터에서의 전압 및 전류의 파형을 모드별로 구분하여 설명한다.
먼저, 제1모드(t0~t1)는 제1스위치(M1)과 제2스위치(Ms)가 턴온되면 시작된다. 제1모드 동안에는 트랜스포머(300)의 누설인덕터(Lk), 자화인덕터(Lm), 그리고 공진 커패시터(Cr) 사이에 공진회로가 형성된다. 최대 부하에서 필요한 에너지를 제공하기 위한 1차측의 제1스위치(M1)의 듀티비(D)를 계산하면 하기 수학식 1과 같다.
Figure 112013114451127-pat00001
여기서, fsw는 제1스위치(M1)의 스위칭 주파수이고, fr은 제1모드 구간 동안의 공진주파수이다.
이러한 제1스위치(M1)의 듀티비(D)에 따라 제1스위치(M1)의 영 전류 스위칭을 만족하기 위하여 스위칭 주기에서 공진 주기의 절반에 해당하는 시간만큼 1차측의 제1스위치(M1)을 턴온시킨다.
또한, 최대 부하에서 필요한 에너지를 제공하기 위한 입력전류의 최대값(iin(pk))은 하기 수학식 2와 같이 구해진다.
Figure 112013114451127-pat00002
여기서, Po(max)는 최대 출력전력을 나타낸다.
상기 수학식 1로부터 제1모드 동안의 공진회로의 특성 임피던스(Zc)를 유도할 수 있으며, 이는 하기 수학식 3과 같이 구할 수 있다.
Figure 112013114451127-pat00003
여기서, Vin은 1차측에 입력되는 입력전원이다.
상기 수학식 3과 트랜스포머(300)의 누설인덕턴스(Lk)를 이용하여 수학식 4와 같이 공진 커패시터의 커패시턴스(Cr)를 구할 수 있다.
Figure 112013114451127-pat00004
여기서, Zc는 공진회로의 특성 임피던스를 의미한다.
이러한 수학식 4를 이용하여 제1모드 동안 공진회로의 공진주파수(fr)는 하기 수학식 5와 같이 구해진다.
Figure 112013114451127-pat00005
여기서, Leq는 트랜스포머(300)의 자화인덕턴스(Lm)와 누설인덕턴스(Lk)의 병렬값을 의미한다.
제2모드(t1~t2)는 1차측의 제1스위치(M1)가 턴오프되면서 시작된다. 제2모드 구간 동안 트랜스포머(300)의 자화인덕터(Lm)와 공진 커패시터(Cr)의 공진모드로 인하여 트랜스포머(300)의 자화인덕터(Lm)의 양단 전압은 권선비에 의해 계산된 출력전압까지 상승한다.
제3모드(t2~t3)는 2차측의 다이오드(Do)가 턴온되어 트랜스포머(300)의 자화인덕터(Lm)에 저장된 에너지가 출력단으로 전달되는 '파워링(powering) 구간'으로 정의된다. 본 발명의 실시 예에 따라 다중출력을 갖는 공진형 플라이백 컨버터의 경우 출력단의 출력전압이 낮은 순서부터 2차측 다이오드(Do)가 턴온되어 순차적으로 각 출력단의 출력전압이 제어된다.
제4모드(t3~t4)는 각 출력단의 출력전압이 제어되면 2차측의 제2스위치(Ms)는 턴오프되며 공진 커패시터(Cr)와 트랜스포머(300)의 자화인덕터(Lm) 사이의 공진으로 인해 공진 커패시터(Cr)의 양단전압은 증가한다. 여기서, 공지된 키르히호프(Kirchhoff's Law)의 전압법칙에 의해 공진 커패시터(Cr)의 전압이 증가되면 클램프 커패시터(Ccl)의 전압은 일정하므로 클램프 스위치(Mcl)의 바디 다이오드(Body diode)가 턴온되어 영 전압 스위칭 조건이 만족한다.
제5모드(t4~t5)는 클램프 스위치(Mcl)가 턴온되면 시작된다. 제5모드 구간은 트랜스포머(300)의 자화인덕터(Lm)과 클램프 커패시터(Ccl) 사이에 공진이 발생되며, 큰 클램프 커패시턴스(Ccl)에 의해 공진 주파수가 감소되어 1차측의 제1스위치(M1)의 드레인-소스 양단 전압이 클램핑된다. 또한, 제5모드 동안 트랜스포머(300)의 자화인덕터(Lm)에 저장된 에너지 중에서 부하에 필요한 에너지를 제외한 나머지는 클램프 커패시터(Ccl)로 회귀된다. 이는 종래의 공진형 플라이백 컨버터의 경우 제1스위치(M1)의 턴오프시 트랜스포머(300)의 자화인덕터(Lm)과 공진 커패시터(Cr)의 공진으로 인해 1차측 제1스위치(M1)의 드레인-소스 양단에 큰 공진전압이 인가되어 반도체 소자의 전압 스트레스가 증가함으로써 도통손실이 커지는 문제점을 개선하게 된다. 이와 같이, 본 발명에서는 공진 커패시터(Cr)와 병렬연결된 클램프 커패시터(Ccl)에 의해 1차측의 제1스위치(M1)의 드레인-소스 양단전압이 클램핑되어 전압 스트레스를 줄일 수 있는 장점이 있다.
제6모드(t5~t6)는 클램프 스위치(Mcl)가 턴오프되면 시작된다. 제6모드 구간 동안 트랜스포머(300)의 자화인덕터(Lm)와 공진 커패시터(Cr) 사이의 공진으로 공진 커패시터(cr)의 전압이 감소되어 권선비에 의해 계산된 출력전압과 같아지는 순간 제2스위치(Ms)의 드레인-소스 양단전압은 0V가 된다. 따라서, 바디 다이오드(Body diode)가 턴온되어 제2스위치(Ms)의 영 전압 스위칭 조건이 만족된다.
이와 같이 본 발명에 따른 다중출력 공진형 플라이백 컨버터의 경우 1차측의 제1스위치(M1)의 드레인-소스 양단전압에서 발생하는 공진전압의 크기를 줄일 수 있어 반도체 소자의 전압 스트레스가 감소되어 도통손실을 줄일 수 있다. 또한, 본 발명에서는 1차측의 제1스위치(M1)가 고정된 듀티비로 동작하고 각각의 출력단의 부하에서 필요한 에너지를 제외한 나머지는 클램프 커패시터(Ccl)로 회귀시키는 방식을 사용함으로써 제어회로의 단순화를 도모할 수 있다.
상술한 본 발명은 바람직한 실시 예들을 통하여 상세하게 설명되었지만, 본 발명은 이러한 실시 예들의 내용에 한정되는 것이 아님을 밝혀둔다. 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면, 비록 실시 예에 제시되지 않았지만 첨부된 청구항의 기재 범위 내에서 다양한 본 발명에 대한 모조나 개량이 가능하며, 이들 모두 본 발명의 기술적 범위에 속함은 너무나 자명하다 할 것이다. 따라서, 본 발명의 진정한 기술적 보호 범위는 첨부된 특허청구범위의 기술적 사상에 의해 정해져야 할 것이다.
100 : 1차측 회로 200 : 2차측 회로
300 : 트랜스포머

Claims (7)

  1. 트랜스포머(300)의 1차측에 형성된 1차측 회로(100); 및
    상기 트랜스포머(300)의 2차측에 형성된 하나 이상의 2차측 회로(200); 를 포함하고,
    상기 1차측 회로(100)는 입력전원(Vin)를 상기 트랜스포머(300)로 인가하도록 스위칭하는 제1스위치(M1)를 포함하고, 상기 2차측 회로(200)는 상기 트랜스포머(300)의 2차측 코일에 병렬연결된 공진 커패시터(Cr), 상기 공진 커패시터(Cr)에 병렬연결된 클램프 커패시터(Ccl) 및 상기 클램프 커패시터(Ccl)에 직렬연결되어 상기 클램프 커패시터(Ccl)로 전류를 스위칭하는 클램프 스위치(Mcl)를 포함하며,
    상기 1차측의 제1스위치(M1) 및 2차측의 제2스위치(Ms)가 턴온(turn-on)되면 상기 트랜스포머(300)의 내부의 누설인덕터(Lk) 및 자화인덕터(Lm)와, 상기 공진 커패시터(Cr) 사이에 공진회로가 형성되고, 상기 제1스위치(M1)가 턴오프(turn-off)되면 상기 자화인덕터(Lm)와 공진 커패시터(Cr) 사이의 공진에 의해 상기 자화인덕터(Lm)에 에너지가 축적되고 상기 2차측의 각 출력단의 다이오드(Do)가 턴온(turn-on)되면 상기 자화인덕터(Lm)에 저장된 에너지가 상기 2차측의 각 출력단으로 전달되며, 상기 각 출력단의 출력전압이 낮은 순서부터 상기 각 다이오드(Do)가 턴온되어 순차적으로 상기 각 출력단으로 출력전압이 전달되는 다중출력 공진형 플라이백 컨버터.
  2. 삭제
  3. 삭제
  4. 삭제
  5. 제1항에 있어서,
    상기 클램프 스위치(Mcl)가 턴온(turn-on)되면 상기 자화인덕터(Lm)에 저장된 에너지가 상기 각 출력단으로 전달되며 상기 각 출력단으로 필요한 에너지를 제외한 나머지는 상기 클램프 커패시터(Ccl)로 회귀되는 다중출력 공진형 플라이백 컨버터.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 클램프 스위치(Mcl)가 턴온(turn-on)되면 상기 클램프 커패시터(Ccl)에 의해 상기 제1스위치(M1)의 양단전압이 클램핑되는 다중출력 공진형 플라이백 컨버터.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 클램프 스위치(Mcl)가 턴오프(turn-off)되면 상기 자화인덕터(Lm)와 공진 커패시터(Cr) 사이의 공진으로 인해 상기 공진 커패시터(Cr)의 전압이 감소되고 상기 공진 커패시터(Cr)의 전압이 상기 각 출력단의 출력전압과 같아지는 시점에 상기 제2스위치(Ms)의 양단전압이 0(zero)가 되도록 하는 다중출력 공진형 플라이백 컨버터.
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