CN104767372B - 控制电路、控制方法和应用其的反激式变换器 - Google Patents

控制电路、控制方法和应用其的反激式变换器 Download PDF

Info

Publication number
CN104767372B
CN104767372B CN201510200350.7A CN201510200350A CN104767372B CN 104767372 B CN104767372 B CN 104767372B CN 201510200350 A CN201510200350 A CN 201510200350A CN 104767372 B CN104767372 B CN 104767372B
Authority
CN
China
Prior art keywords
voltage
signal
threshold value
circuit
feedback signal
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201510200350.7A
Other languages
English (en)
Other versions
CN104767372A (zh
Inventor
陈惠强
王建新
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Hangzhou Silergy Semiconductor Technology Ltd
Original Assignee
Hangzhou Silergy Semiconductor Technology Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Hangzhou Silergy Semiconductor Technology Ltd filed Critical Hangzhou Silergy Semiconductor Technology Ltd
Priority to CN201510200350.7A priority Critical patent/CN104767372B/zh
Publication of CN104767372A publication Critical patent/CN104767372A/zh
Priority to US15/086,420 priority patent/US9762113B2/en
Priority to TW105112502A priority patent/TW201640805A/zh
Priority to US15/673,055 priority patent/US10097076B2/en
Application granted granted Critical
Publication of CN104767372B publication Critical patent/CN104767372B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/36—Means for starting or stopping converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0025—Arrangements for modifying reference values, feedback values or error values in the control loop of a converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02P—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN THE PRODUCTION OR PROCESSING OF GOODS
    • Y02P80/00—Climate change mitigation technologies for sector-wide applications
    • Y02P80/10—Efficient use of energy, e.g. using compressed air or pressurized fluid as energy carrier

Abstract

公开了一种控制电路、控制方法和应用其的反激式变换器。在输出电压由于启动或输入电压由高向低切换时，通过峰值电流模式控制功率开关使得反激式变换器的输出电压可以快速达到预期值，在输出电压达到预定值后在利用恒定导通模式控制功率开关以获得较高的功率因数，从而实现了快速进行反激式变换器的启动或输入电压切换。

Description

控制电路、控制方法和应用其的反激式变换器
技术领域
本发明涉及电力电子技术，具体涉及一种控制电路、控制方法和应用其的反激式变换器。
背景技术
对于开关型变换器，通常采用恒定导通时间(constant on time)的控制方式以获得较高的功率因数。其原因在于，输入电流的值与输入电压的值的比例系数与导通时间的平方以及开关周期的比成正比关系，因此将导通时间固定后，在开关周期在整个工频周期内变化不大的情况下，输入电流可以很多地跟随输入电压，便可实现较高的功率因数(PFC)。因此，恒定导通时间方式控制的变换器较多地应用于功率因数调节电路中。
在开关型变换器进行恒压输出时，如果采用恒定导通时间模式启动或进行负载切换，则无论是高输入电压还是低输入电压都采用相同的导通时间进行控制。在输入电压不同的情况下，启动或输入电压切换时的能量相差较大，使得启动速度或切换速度较慢。
发明内容
有鉴于此，本发明提供一种控制电路、控制方法和应用其的反激式变换器，以快速进行反激式变换器的启动或输入电压切换。
第一方面，提供一种控制电路，用于控制反激式变换器的功率级电路，所述控制电路包括：
电压反馈电路，用于获取电压反馈信号，所述电压反馈信号用于表征所述功率级电路的输出电压；
置位信号生成电路，用于在副边电流过零或电压采样信号位于谷底时输出置位信号；
置零信号生成电路，用于在所述电压反馈信号大于第一电压阈值时，以恒定导通时间模式生成置零信号，在所述电压反馈信号小于所述第一电压阈值时，以峰值电流模式生成所述置零信号；
逻辑电路，用于根据所述置位信号将所述开关控制信号设置为有效，根据所述置零信号将所述开关控制信号设置为无效；
所述开关控制信号用于控制所述功率级电路的功率开关。
优选地，所述置零信号生成电路包括：
电流阈值生成电路，在所述电压反馈信号小于所述第一电压阈值时输出第一电流阈值，在所述电压反馈信号大于所述第一电压阈值时输出延迟电流阈值，所述第一电流阈值小于所述延迟电流阈值；
比较器，比较原边电流采样信号和所述电流阈值，输出峰值指示信号；
时间阈值生成电路，在所述电压反馈信号大于所述第一电压阈值时输出恒定导通时间阈值，在所述电压反馈信号小于所述第一电压阈值时输出延迟时间阈值，所述恒定导通时间阈值小于所述延迟时间阈值；
计时电路，根据所述时间阈值生成计时信号，所述计时信号用于表征所述开关控制信号保持有效状态达到与所述时间阈值对应的时间；
置零逻辑电路，根据所述计时信号和所述峰值指示信号输出所述置零信号。
优选地，所述置零信号生成电路在所述电压反馈信号小于所述第一电压阈值时，根据至少两个不同的电流阈值生成所述置零信号，所述电流阈值为所述电压反馈信号的分段函数。
优选地，所述置零信号生成电路在所述电压反馈信号小于所述第一电压阈值且大于第二电压阈值时，根据第一电流阈值生成所述置零信号，在所述电压反馈信号小于所述第二电压阈值时，根据第二电流阈值生成所述置零信号。
优选地，所述置零信号生成电路包括：
电流阈值生成电路，在所述电压反馈信号小于所述第一电压阈值且大于第二电压阈值时输出所述第一电流阈值，在所述电压反馈信号小于所述第二电压阈值时输出所述第二电流阈值，在所述电压反馈信号大于所述第一电压阈值时输出延迟电流阈值；所述延迟电流阈值大于所述第一电流阈值和所述第二电流阈值；
比较器，比较原边电流采样信号和所述电流阈值，输出峰值指示信号；
时间阈值生成电路，在所述电压反馈信号大于所述第一电压阈值时输出恒定导通时间阈值，在所述电压反馈信号小于所述第一电压阈值时输出延迟时间阈值，所述恒定导通时间阈值小于所述延迟时间阈值；
计时电路，根据所述时间阈值生成计时信号，所述计时信号用于表征所述开关控制信号保持有效状态达到与所述时间阈值对应的时间；
置零逻辑电路，根据所述计时信号和所述峰值指示信号输出所述置零信号。
优选地，所述控制电路用于在所述功率级电路启动阶段或所述功率级电路的输入电压由高向低切换时控制所述功率级电路。
第二方面，提供一种反激式变换器，包括：
功率级电路；和如上所述的控制电路。
第三方面，提供一种控制方法，用于控制反激式变换器的功率级电路，所述控制方法包括：
获取电压反馈信号，所述电压反馈信号用于表征所述功率级电路的输出电压；
在所述电压反馈信号大于第一电压阈值时，以恒定导通时间模式控制所述功率级电路的功率开关，在所述电压反馈信号小于所述第一电压阈值时，以峰值电流模式控制所述功率级电路的功率开关。
优选地，所述在所述电压反馈信号小于所述第一电压阈值时，以峰值电流模式控制所述功率级电路的功率开关包括：
在所述电压反馈信号小于所述第一电压阈值时，根据至少两个不同的电流阈值控制所述功率开关，所述电流阈值为所述电压反馈信号的分段函数。
优选地，其特征在于，所述方法用于在所述功率级电路启动阶段或所述功率级电路的输入电压由高向低切换时控制所述功率级电路。
本发明实施例在输出电压由于启动或输入电压由高向低切换时，通过峰值电流模式控制功率开关使得反激式变换器的输出电压可以快速达到预期值，在输出电压达到预定值后在利用恒定导通模式控制功率开关以获得较高的功率因数，从而实现了快速进行反激式变换器的启动或输入电压切换。
附图说明
通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
图1为本发明实施例的反激式变换器的电路示意图；
图2为本发明实施例的置零信号生成电路的电路示意图；
图3为本发明另一个实施例的置零信号生成电路的电路示意图；
图4为图3所示电路中电流阈值随电压反馈信号变化的曲线图；
图5为本发明实施例的反激式变换器启动时的工作波形图；
图6为本发明实施例的反激式变换器在输入电压由高向低切换时的工作波形图；
图7为本发明实施例的控制方法的流程图。
具体实施方式
以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。
此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。
同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。
除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。
图1为本发明实施例的反激式变换器的电路示意图。如图1所示，反激式变换器包括功率级电路1和控制电路2，功率级电路1为反激式拓扑，包括串联连接在电压输入端Vin和接地端之间的原边绕组L1和功率开关S，与原边绕组L1耦合的副边绕组L2以及与副边绕组L2连接的副边整流电路11。功率级电路1还包括辅助绕组L3和与对辅助绕组两端电压进行分压的分压电阻R1和R2。辅助绕组L3与原边绕组L1耦合，通过辅助绕组L3两端电压可以获得功率级电路1的输出电压信息，副边绕组L2的电流过零时刻以及电流谷底时刻信息。因此，通过对经过分压的辅助绕组L3两端电压进行采样，可以获得上述信息并基于上述信息对功率开关S进行控制。应理解，本发明实施例并不限于原边反馈反激式变换器，也可以采用其他反馈方式的反激式变换器。
控制电路2根据功率级电路的反馈参量生成开关控制信号Q，控制功率开关S的导通和关断。在本发明实施例中，控制电路2包括电压反馈电路21、置位信号生成电路22、置零信号生成电路23和逻辑电路24。
其中，电压反馈电路21用于获取电压反馈信号VFB。电压反馈信号VFB用于表征功率级电路1的输出电压VO(其通常与输出电压VO成比例)。
对于图1所示电路，通过检测辅助绕组L3电压的变化可以检测到副边电流IS的过零时刻，在该时刻对辅助绕组L3电压采样可以获得所述的电压反馈信号VFB。当然，对于采用其它反馈方式的反激式变换器，电压反馈电路也可以通过其它的现有方式获取电压反馈信号。
置位信号生成电路22用于在副边电流过零或电压采样信号位于谷底时输出置位信号VSET。如上所述，通过检测辅助绕组L3的电压变化可以检测到副边电流过零时刻，也可以检测到电压采样信号位于谷底的时刻。在上述时刻置位信号生成电路22输出置位信号VSET以控制逻辑电路24将开关控制信号Q“置位”(也即切换为有效)。置位信号VSET可以为电压脉冲或电压上升沿或下降沿。
置零信号生成电路23根据电压反馈信号VFB以不同的模式生成置零信号VRESET。在电压反馈信号VFB大于第一电压阈值V1时，置零信号生成电路23以恒定导通时间模式生成置零信号VRESET(也即，在开关导通达到恒定导通时间的时刻将置零信号VRESET设为有效)，在电压反馈信号VFB小于第一电压阈值V1时，置零信号生成电路23以峰值电流模式生成置零信号VRESET(也即，在开关导通后原边电流上升到预定阈值时可将置零信号VRESET设为有效)。置零信号VRESET可以为电压脉冲或电压下降沿或上升沿。
逻辑电路24用于根据置位信号VSET将开关控制信号Q设置为有效，根据置零信号VRESET将开关控制信号Q设置为无效。在本实施例中，开关控制信号被设置为有效是指将开关控制信号Q设置为可以使得功率开关S导通的电平，开关控制信号被设置为无效是指将开关控制信号设置为可以使得功率开关关断的电平。在本实施例中，逻辑电路24选用RS触发器实现。
由于峰值电流模式下，每个开关周期内有更多的能量输入到反激式变换器，因此，可以使得输出电压快速上升。由此，在输出电压由于启动或输入电压由高向低切换时，通过峰值电流模式控制功率开关使得反激式变换器的输出电压可以快速达到预期值，在输出电压达到预定值后在利用恒定导通模式控制功率开关以获得较高的功率因数，可以实现快速进行反激式变换器的启动或输入电压切换。
图2为本发明实施例的置零信号生成电路的电路示意图。如图2所示，置零信号生成电路23包括电流阈值生成电路231、比较器CMP1、时间阈值生成电路232、计时电路233和逻辑电路234。
电流阈值生成电路231在电压反馈信号VFB小于第一电压阈值V1时输出电流阈值(图2中电流阈值为1V)，在电压反馈信号VFB大于第一电压阈值V1时输出延迟电流阈值VD，所述延迟电流阈值VD被设置得较大以保证峰值指示信号在恒定导通时间到来后翻转或在整个开关周期内都不可能翻转为高电平。
具体地，如图2所示，电流阈值生成电路231包括比较器CMP2、电压源U1和U2、开关K1和KD。电压源U1连接在比较器CMP2的同相输入端和接地端之间，输出第一电压阈值V1(在本实施例中可为例如0.9V)。比较器CMP2的反相输入端输入电压反馈信号VFB。比较器CMP2的输出端与开关K1的控制端连接。开关K1连接在电压源U2和电流阈值输出端m1之间。在电压反馈信号VFB小于第一电压阈值(例如0.9V)时，比较器CMP2输出高电平，控制开关K1导通，从而使得电流阈值生成电路231输出电流阈值VTH(例如图中的1V)。在电压反馈信号VFB大于第一电压阈值(例如0.9V)时，比较器CMP2输出低电平，控制开关K1关断，从而使得电流阈值生成电路231的输出端不输出电流阈值VTH。此时输出端m1的电压可以通过另一开关KD被设置为较高的延迟电流阈值VD。开关KD可以由开关K1控制信号的反相信号控制。
比较器CMP1比较原边电流采样信号VISEN和电流阈值(VTH或VD)，输出峰值指示信号VP。原边电流采样信号VISEN与功率级电路1的原边电流IP同步，其可以通过采样电路采样流过功率开关的电流获取。原边电流采样信号VISEN在功率开关S导通后持续上升。在原边电流采样信号VISEN上升至达到电流阈值VTH时，峰值指示信号VP由低电平翻转为高电平，指示原边电流达到预定峰值。在峰值电流模式下时，基于峰值指示信号VP可以将开关控制信号Q设置为无效，从而在原边电流IP达到预定峰值时关断功率开关S。
时间阈值生成电路232在电压反馈信号VFB大于第一电压阈值V1时输出恒定导通时间阈值VT1，在电压反馈信号VFB小于第一电压阈值V1时输出延迟时间阈值VT2。其中，恒定导通时间阈值VT1小于延迟时间阈值VT2。
具体地，时间阈值生成电路232包括比较器CMP3、电压源U3-U5、开关K2和K3以及非门NOT。电压源U3连接在比较器CMP3的反相输入端和接地端之间，输出第一电压阈值V1(例如0.9V)。比较器CMP3的同相输入端输入电压反馈信号VFB。比较器CMP3的输出端同时与非门的输入端以及开关K3的控制端连接。非门NOT的输出端与开关K2的控制端连接。开关K2连接在电压源U4和时间阈值输出端m2之间。开关K3连接在电压源U5和时间阈值输出端m2之间。
在电压反馈信号VFB小于第一电压阈值(例如0.9V)时，比较器CMP3输出低电平，控制开关K2导通，开关K3关断，从而使得时间阈值生成电路232输出较大的延迟时间阈值VT2。较大的延迟时间阈值VT2会使得计时电路233在峰值指示信号VP指示原边电流IP达到峰值后才将计时信号置为高电平或在整个开关周期均不翻转。
在电压反馈信号VFB大于第一电压阈值(例如0.9V)时，比较器CMP3输出高电平，控制开关K2关断，开关K3导通，从而使得时间阈值生成电路231的输出端输出较小的恒定导通时间阈值VT1。此时，由于电流阈值生成电路231输出的为较高的延迟电流阈值，因此，峰值指示信号VP始终为低电平，因此，由恒定导通时间阈值VT1控制计时电路233输出对应的计时信号VCT，以恒定导通时间模式控制功率开关S的关断。
计时电路233根据时间阈值VT1或VT2生成计时信号VCT。计时信号VCT用于表征开关控制信号Q保持有效状态达到与时间阈值VT1或VT2对应的时间。
具体地，计时电路233包括比较器CMP4，电流源I1，充电电容C1和开关K4。其中，电流源I1、充电电容C1和开关K4并联连接在比较器CMP4的同相输入端和接地端之间。比较器CMP4的反相输入端输入时间阈值VT1或VT2。开关K4根据开关控制信号Q的反相信号的控制导通和关断，也即，开关K4在功率开关S导通时关断，在功率开关S关断时导通。在开关K4关断时，电流源I1向充电电容C1充电，使得同相输入端的电压以预定斜率上升，在开关K4导通时，充电电容C1两端被短路放电，同相输入端的电压在很短的时间内变为0。由此，在功率开关S导通后，同相输入端的电压上升，经过与时间阈值对应的信恒定导通时间TON，其上升到时间阈值，使得比较器CMP4的输出的计时信号VCT跳变，从而计时信号VCT的跳变可以表征开关控制信号Q保持有效状态的时间达到恒定导通时间TON。
置零逻辑电路234根据计时信号VCT和峰值指示信号VP输出置零信号VRESET。在本实施例中，置零逻辑电路234为或门OR。其在计时信号VCT和峰值指示信号VP中任一个翻转为高电平时输出高电平的置零信号VRESET，去复位或置零开关控制信号Q。由此，在电压反馈信号VFB大于第一电压阈值V1时，峰值指示信号VP保持为低电平或在计时信号跳变后才跳变。置零信号VRESET随计时信号VCT变化，从而以恒定导通时间模式控制功率开关S。在电压反馈信号VFB小于第一电压阈值V1时，计时信号VCT会在较晚的时刻翻转为高电平或根本不会翻转为高电平。置零信号VRESET随峰值指示信号VP变化，从而以峰值电流模式控制功率开关S。
应理解，以上仅以高电平为有效、低电平为无效为例进行说明，但是，本领域技术人员容易对上述电路进行修改，例如根据需要对以上电路中的输入端进行调换以及对有效电平进行调换以及选用不同的逻辑门实现相同的功能。
优选地，在另一个实施例中，置零信号生成电路23可以进一步在电压峰值模式中采用至少两个不同的电流阈值来生成置零信号(也即根据至少两个电流阈值来控制功率开关S)。所述的至少两个不同的电流阈值可以随电压反馈信号VFB落入的区间不同而变化，也即，可以为电压反馈信号VFB的分段函数。例如，置零信号生成电路23在所述电压反馈信号VFB小于第一电压阈值V1且大于第二电压阈值V2(第一区间)时，根据第一电流阈值VTH1生成置零信号VRESET，在电压反馈信号VFB小于第二电压阈值V2(第二区间)时，根据第二电流阈值生成置零信号VRESET。
图3为本发明另一个实施例的置零信号生成电路的电路示意图。图4为图3所示电路中电流阈值随电压反馈信号变化的曲线图。如图4所示，在电压反馈信号VFB落入第二区间(小于V2)时，对应的第二电流阈值VTH2较低，而在电压反馈信号VFB落入第一区间(在V2和V1之间)时，对应的第一电流阈值VTH1较高。以电路启动时的情况为例，在刚开始启动时，设定一个较低的VISEN作为基准可以有效地避免出现由于输出电压没有建立，去磁能力较而导致功率级电路进入连续导通工作模式(Continuous Conduction Mode,CCM)，进而导致二极管和功率开关应力不够的问题。在输出电压上升到足够保证电感元件去磁时，通过对应的较高的第一电流阈值VTH1来进行控制，使得每个开关周期中进入功率级电路的能量更多，从而以较快的速度使得输出电压达到预期值。由此，在保证快速启动的前提下还可以更好地保证电路运行的稳定性。
具体地，如图3所示，本实施例的置零信号生成电路23包括电流阈值生成电路231’、比较器CMP1、时间阈值生成电路232、计时电路233和逻辑电路234。其中，比较器CMP1、时间阈值生成电路232、计时电路233和逻辑电路234的构成和原理与图2相同，在此不再赘述。
电流阈值生成电路231’在电压反馈信号VFB小于第一电压阈值V1且大于第二电压阈值V2(例如0.2V)时输出第一电流阈值VTH1，在电压反馈信号小于第二电压阈值V2时输出第二电流阈值VTH2，在电压反馈信号VFB大于第一电压阈值V1(例如0.9V)时输出延迟电流阈值。
电流阈值生成电路231’包括比较器CMP5、电压源U6和U7、开关K5。电压源U6连接在比较器CMP5的同相输入端和接地端之间，输出第二电压阈值V2(在本实施例中可为例如0.2V)。比较器CMP5的反相输入端输入电压反馈信号VFB。比较器CMP5的输出端与开关K5的控制端连接。开关K5连接在电压源U7和电流阈值输出端m1之间。在电压反馈信号VFB小于第二电压阈值(例如0.2V)时，比较器CMP5输出高电平，控制开关K5导通，从而使得电流阈值生成电路231’输出第二电流阈值VTH2(例如图中的0.4V)。在电压反馈信号VFB大于第二电流阈值V2时，比较器CMP5输出低电平，控制开关K5关断，从而使得电压源U7与电流阈值输出端m1的连接断开。
电流阈值生成电路231’还包括比较器CMP6、CMP7，电压源U8-U10、开关K6和与门AND。
电压源U8连接在比较器CMP6的反相输入端和接地端之间，向反相输入端输入等于第二电压阈值V2的电压。比较器CMP6的同相输入端输入电压反馈信号VFB。同时，电压源U9连接在比较器CMP7的同相输入端和接地端之间，向同相输入端输入等于第一电压阈值V1的电压。比较器CMP7的反相输入端输入电压反馈信号VFB。比较器CMP7和CMP6的输出端和与门AND的输入端连接。由此，在电压反馈信号VFB小于第一电压阈值V1且大于第二电压阈值V2时，与门AND输出高电平。与门AND的输出端与开关K6的控制端连接，在与门AND输出高电平时开关K6导通。开关K6一端与电压源U10连接，另一端与输出端m1连接。在开关K6导通时，向输出端m1输出由电压源U10产生的第一电流阈值VTH1(例如图中的1V)。应理解，在上述电路模块中，本领域技术人员可以通过调整或调换输入端和反相输入端的连接关系，同时将与逻辑门替换为其它类型的逻辑门以实现相同的功能。
在电压反馈信号VFB大于第一电压阈值V1时，开关K5和开关K6均关断，此时输出端m1的电压可以通过另一开关KD被设置为较高的电压值(也即延迟电流阈值VD)。开关KD可以由开关K5和开关K6的控制信号的与非信号控制。
由此，电流阈值生成电路231’可以根据电压反馈信号VFB生成两个不同的电流阈值，从而保证快速启动的前提下还可以更好地保证电路运行的稳定性。
图5为本发明实施例的反激式变换器启动时的工作波形图。如图5所示，在反激式变换器启动时，输入电压逐渐上升，在输入电压大于启动阈值VVIN_ON时(时刻t0)，上述控制电路被启动，电压反馈信号VFB随输出电压开始上升。在电压反馈信号VFB低于第一电压阈值V1时，输出电压还未建立，控制电路将时间阈值信号箝位为延迟时间阈值VT2。在电压反馈信号VFB高于第一电压阈值V1时(时刻t1)，输出电压建立，控制电路将时间阈值信号设置为恒定导通时间阈值VT1，通过恒定导通时间模式控制功率开关S。由此，可以实现快速启动。应注意，图中恒定导通时间阈值VT1在图中被显示为曲线，这是由于在实际中，电路会根据实际情况在相对于开关周期而言较长的周期范围内对恒定导通时间阈值VT1进行调整。
图6为本发明实施例的反激式变换器在输入电压由高向低切换时的工作波形图。如图6所示，在输入电压由高向低切换时，输出电压会有突然的跌落。此时，通过设置一使能电路(图中未示出)，在检测到电压反馈信号VFB低于第一电压阈值时，通过上述实施例中的控制电路控制功率级电路，使得输出电压能够通过峰值电流模式快速恢复到正常值，减小对于系统的负面影响。
图7是本发明实施例的控制方法的流程图。本实施例的方法可以用于在功率级电路启动阶段或功率级电路的输入电压由高向低切换时进行控制。如图7所示，所述方法包括：
步骤710、获取电压反馈信号，所述电压反馈信号用于表征所述功率级电路的输出电压。
步骤720、在所述电压反馈信号大于第一电压阈值时，以恒定导通时间模式控制所述功率级电路的功率开关，在所述电压反馈信号小于所述第一电压阈值时，以峰值电流模式控制所述功率级电路的功率开关。
由此，通过在输出电压由于启动或输入电压由高向低切换时，通过峰值电流模式控制功率开关使得反激式变换器的输出电压可以快速达到预期值，在输出电压达到预定值后在利用恒定导通模式控制功率开关以获得较高的功率因数，从而实现了快速进行反激式变换器的启动或输入电压切换。
优选地，步骤720中所述在所述电压反馈信号小于所述第一电压阈值时，以峰值电流模式控制所述功率级电路的功率开关包括：
在所述电压反馈信号小于所述第一电压阈值时，根据至少两个不同的电流阈值控制所述功率开关，所述电流阈值为所述电压反馈信号的分段函数。
由此，在保证快速启动的前提下还可以更好地保证电路运行的稳定性。
以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种控制电路，用于控制反激式变换器的功率级电路，所述控制电路包括：
电压反馈电路，用于获取电压反馈信号，所述电压反馈信号用于表征所述功率级电路的输出电压；
置位信号生成电路，用于在副边电流过零或电压采样信号位于谷底时输出置位信号；
置零信号生成电路，用于在所述电压反馈信号大于第一电压阈值时，以恒定导通时间模式生成置零信号，在所述电压反馈信号小于所述第一电压阈值时，以峰值电流模式生成所述置零信号；
逻辑电路，用于根据所述置位信号将开关控制信号设置为有效，根据所述置零信号将所述开关控制信号设置为无效；
所述开关控制信号用于控制所述功率级电路的功率开关。
2.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述置零信号生成电路包括：
电流阈值生成电路，在所述电压反馈信号小于所述第一电压阈值时输出第一电流阈值，在所述电压反馈信号大于所述第一电压阈值时输出延迟电流阈值，所述第一电流阈值小于所述延迟电流阈值；
比较器，比较原边电流采样信号和所述电流阈值，输出峰值指示信号；
时间阈值生成电路，在所述电压反馈信号大于所述第一电压阈值时输出恒定导通时间阈值，在所述电压反馈信号小于所述第一电压阈值时输出延迟时间阈值，所述恒定导通时间阈值小于所述延迟时间阈值；
计时电路，根据所述时间阈值生成计时信号，所述计时信号用于表征所述开关控制信号保持有效状态达到与所述时间阈值对应的时间；
置零逻辑电路，根据所述计时信号和所述峰值指示信号输出所述置零信号。
3.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述置零信号生成电路在所述电压反馈信号小于所述第一电压阈值时，根据至少两个不同的电流阈值生成所述置零信号，所述电流阈值为所述电压反馈信号的分段函数。
4.根据权利要求3所述的控制电路，其特征在于，所述置零信号生成电路在所述电压反馈信号小于所述第一电压阈值且大于第二电压阈值时，根据第一电流阈值生成所述置零信号，在所述电压反馈信号小于所述第二电压阈值时，根据第二电流阈值生成所述置零信号。
5.根据权利要求4所述的控制电路，其特征在于，所述置零信号生成电路包括：
电流阈值生成电路，在所述电压反馈信号小于所述第一电压阈值且大于第二电压阈值时输出所述第一电流阈值，在所述电压反馈信号小于所述第二电压阈值时输出所述第二电流阈值，在所述电压反馈信号大于所述第一电压阈值时输出延迟电流阈值；所述延迟电流阈值大于所述第一电流阈值和所述第二电流阈值；
比较器，比较原边电流采样信号和所述电流阈值，输出峰值指示信号；
时间阈值生成电路，在所述电压反馈信号大于所述第一电压阈值时输出恒定导通时间阈值，在所述电压反馈信号小于所述第一电压阈值时输出延迟时间阈值，所述恒定导通时间阈值小于所述延迟时间阈值；
计时电路，根据所述时间阈值生成计时信号，所述计时信号用于表征所述开关控制信号保持有效状态达到与所述时间阈值对应的时间；
置零逻辑电路，根据所述计时信号和所述峰值指示信号输出所述置零信号。
6.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述控制电路用于在所述功率级电路启动阶段或所述功率级电路的输入电压由高向低切换时控制所述功率级电路。
7.一种反激式变换器，包括：
功率级电路；
根据权利要求1-6中任一项所述的控制电路。
8.一种控制方法，用于控制反激式变换器的功率级电路，所述控制方法包括：
获取电压反馈信号，所述电压反馈信号用于表征所述功率级电路的输出电压；
在所述电压反馈信号大于第一电压阈值时，以恒定导通时间模式控制所述功率级电路的功率开关，在所述电压反馈信号小于所述第一电压阈值时，以峰值电流模式控制所述功率级电路的功率开关。
9.根据权利要求8所述的控制方法，其特征在于，所述在所述电压反馈信号小于所述第一电压阈值时，以峰值电流模式控制所述功率级电路的功率开关包括：
在所述电压反馈信号小于所述第一电压阈值时，根据至少两个不同的电流阈值控制所述功率开关，所述电流阈值为所述电压反馈信号的分段函数。
10.根据权利要求8所述的控制方法，其特征在于，所述方法用于在所述功率级电路启动阶段或所述功率级电路的输入电压由高向低切换时控制所述功率级电路。
CN201510200350.7A 2015-04-24 2015-04-24 控制电路、控制方法和应用其的反激式变换器 Active CN104767372B (zh)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201510200350.7A CN104767372B (zh) 2015-04-24 2015-04-24 控制电路、控制方法和应用其的反激式变换器
US15/086,420 US9762113B2 (en) 2015-04-24 2016-03-31 Control circuit, control method and flyback converter
TW105112502A TW201640805A (zh) 2015-04-24 2016-04-21 控制電路、控制方法和應用其的反激式變換器
US15/673,055 US10097076B2 (en) 2015-04-24 2017-08-09 Control circuit, control method and flyback converter

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201510200350.7A CN104767372B (zh) 2015-04-24 2015-04-24 控制电路、控制方法和应用其的反激式变换器

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN104767372A CN104767372A (zh) 2015-07-08
CN104767372B true CN104767372B (zh) 2017-12-19

Family

ID=53649045

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201510200350.7A Active CN104767372B (zh) 2015-04-24 2015-04-24 控制电路、控制方法和应用其的反激式变换器

Country Status (3)

Country Link
US (2) US9762113B2 (zh)
CN (1) CN104767372B (zh)
TW (1) TW201640805A (zh)

Families Citing this family (23)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104734510B (zh) * 2013-12-20 2017-05-03 比亚迪股份有限公司 开关电源及其控制芯片
CN104767372B (zh) * 2015-04-24 2017-12-19 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 控制电路、控制方法和应用其的反激式变换器
CN104779799B (zh) 2015-04-28 2017-05-31 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 控制电路、控制方法和应用其的反激式变换器
US10014774B2 (en) * 2016-10-18 2018-07-03 Texas Instruments Incorporated Power supply with low to high power transition mode
CN110073584B (zh) * 2017-01-12 2022-06-14 戴泺格半导体股份有限公司 混合次级侧调节
US10333417B2 (en) 2017-04-10 2019-06-25 Delta Electronics (Shanghai) Co., Ltd Device and method for controlling flyback converter
CN107132404B (zh) * 2017-05-15 2019-11-05 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 检测方法、检测电路、控制器及开关电源
CN107565807B (zh) * 2017-07-10 2023-04-14 陕西亚成微电子股份有限公司 一种开关电源控制电路、开关电源电路、启动方法
CN107508456B (zh) * 2017-07-10 2023-03-28 陕西亚成微电子股份有限公司 一种开关电源控制电路、开关电源电路、启动方法
TWI742358B (zh) 2018-05-04 2021-10-11 德商伍爾特電子ｅｉＳｏｓ有限公司 功率變換器及形成其一部分的電路
CN109245569B (zh) 2018-09-18 2020-04-24 西安矽力杰半导体技术有限公司 反激式变换器及其控制电路
CN109450257B (zh) * 2018-12-12 2019-08-27 西安矽力杰半导体技术有限公司 隔离型开关变换器及其控制电路和控制方法
CN109742964A (zh) * 2018-12-28 2019-05-10 成都芯源系统有限公司 具有输入功率限制的ac/dc变换器的控制电路和方法
CN110112917B (zh) 2019-04-15 2021-05-18 西安矽力杰半导体技术有限公司 控制电路及应用其的有源箝位电路
CN110261661B (zh) 2019-04-18 2022-06-14 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 电流检测电路及功率变换器
CN110247551B (zh) 2019-04-18 2020-12-29 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 电流控制电路及功率变换器
CN110267385A (zh) 2019-04-24 2019-09-20 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 电流驱动电路、方法及应用其的led照明装置
CN110224592B (zh) 2019-06-13 2021-08-13 南京矽力微电子技术有限公司 多相临界导通功率变换器及其控制方法
CN110333767B (zh) 2019-06-27 2023-04-07 南京矽力微电子技术有限公司 多相功率变换器
CN110380618A (zh) 2019-07-05 2019-10-25 西安矽力杰半导体技术有限公司 开关状态控制方法、控制电路及反激式变换器
CN110768510B (zh) 2019-09-30 2022-09-20 上海矽力杰微电子技术有限公司 控制电路和方法以及功率变换器
CN113853040B (zh) * 2020-06-28 2023-11-21 华润微集成电路(无锡)有限公司 Led驱动的分段式输出电流控制方法、电路及led驱动系统
CN113394964B (zh) * 2021-06-15 2023-06-09 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 控制电路及应用其的pfc电路

Family Cites Families (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7439721B2 (en) * 2005-06-03 2008-10-21 Intersil Americas Inc. Constant-on-time power-supply controller and related system and method
US7304464B2 (en) * 2006-03-15 2007-12-04 Micrel, Inc. Switching voltage regulator with low current trickle mode
US7948224B2 (en) * 2007-03-30 2011-05-24 Hong Kong Applied Science And Technology Research Institute Co. Ltd. Feedback controller having multiple feedback paths
US8102679B2 (en) * 2008-08-15 2012-01-24 Infineon Technologies Ag Utilization of a multifunctional pin to control a switched-mode power converter
US7964992B2 (en) * 2008-09-15 2011-06-21 Silicon Laboratories Inc. Circuit device including multiple parameterized power regulators
TWI410033B (zh) * 2010-04-06 2013-09-21 Anpec Electronics Corp 穩定轉換脈波調變模式之電流式降壓轉換器
TWI445293B (zh) * 2011-08-26 2014-07-11 Richtek Technology Corp Ｐｆｍ電源供應器的頻率抖動控制電路及方法
CN102638169B (zh) 2012-05-08 2014-11-05 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种反激式变换器的控制电路、控制方法以及应用其的交流-直流功率变换电路
CN103425170A (zh) * 2012-05-22 2013-12-04 联合聚晶股份有限公司 自适应负载变化的电源供应电路
CN102723856B (zh) 2012-07-02 2014-06-25 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种同步整流控制电路以及应用其的开关电源
CN102801306B (zh) * 2012-08-14 2014-12-24 成都芯源系统有限公司 高侧降压变换电路的控制电路和控制方法
CN102882377B (zh) 2012-09-20 2014-11-05 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种同步整流控制方法及其同步整流控制电路
CN103390995B (zh) 2013-07-18 2015-09-30 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种pfc电路
CN103401400B (zh) * 2013-08-12 2016-01-13 成都芯源系统有限公司 开关电源转换器系统及其控制电路和控制方法
EP3031119A2 (en) * 2013-09-09 2016-06-15 Apple Inc. Universal power adapter
CN103944374A (zh) * 2014-04-25 2014-07-23 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 原边反馈的pfc恒压驱动控制电路及控制方法
CN104038040B (zh) * 2014-06-30 2016-09-21 成都芯源系统有限公司 软关断控制模块、参考信号发生单元、功率变换器及相关控制方法
CN104242623B (zh) * 2014-09-05 2017-11-07 中南民族大学 一种开关电源的快速启动方法和快速启动控制电路
CN104767372B (zh) * 2015-04-24 2017-12-19 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 控制电路、控制方法和应用其的反激式变换器
CN104836446B (zh) * 2015-05-08 2017-06-16 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 隔离式变换器的控制方法、控制电路及开关电源
TWI591952B (zh) * 2015-05-15 2017-07-11 立錡科技股份有限公司 諧振式無線電源接收電路及其控制電路與無線電源轉換方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN104767372A (zh) 2015-07-08
US20160301407A1 (en) 2016-10-13
US10097076B2 (en) 2018-10-09
US9762113B2 (en) 2017-09-12
US20170338729A1 (en) 2017-11-23
TW201640805A (zh) 2016-11-16

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN104767372B (zh) 控制电路、控制方法和应用其的反激式变换器
CN104779804B (zh) 控制电路、控制方法和应用其的原边反馈反激式变换器
CN102664525B (zh) 一种开关电源电路
TWI523381B (zh) System controller, signal generator and method for protecting a power converter and a method for protecting a signal of a power converter
US10277110B2 (en) System and method providing over current protection based on duty cycle information for power converter
CN103580000B (zh) 开关电源输出过压保护方法及电路及带该电路的开关电源
CN103475216B (zh) 功率变换器、时钟模块、控制电路及相关控制方法
CN103780097B (zh) 开关型功率变换器、时钟模块、控制电路及相关控制方法
CN104779799B (zh) 控制电路、控制方法和应用其的反激式变换器
CN103477233B (zh) 一种电流检测电路及其控制电路和电源转换电路
CN106487225A (zh) 开关电源装置
CN103378617B (zh) 一种锂电充电电路
EP3787172A1 (en) A driver circuit for a resonant converter, related integrated circuit, electronic converter and method
KR20120020080A (ko) 브리지리스 역률 보상을 위한 방법 및 장치
CN103675426B (zh) 电感电流过零检测方法及电路以及带该电路的开关电源
US20080036526A1 (en) Control circuit for multi-phase converter
CN103683918A (zh) 开关电源装置
CN104360143B (zh) 电流过零点检测电路及方法，负载电压检测电路及方法
CN106788398A (zh) 时钟分频电路、控制电路以及电源管理集成电路
CN104010399B (zh) 电磁加热装置及其控制方法
CN104039053A (zh) 低电压供电控制方法、电路及应用其的低电压供电电路
CN104362839B (zh) 一种四管变换器控制电路、四管变换器及其轻载控制方法
CN103236790B (zh) 连续工作模式开关电源的半滞环脉冲序列控制方法及其装置
CN204408184U (zh) 一种Boost型DC-DC转换器同步功率管限流电路
CN104467422B (zh) 恒流Buck变换器及其恒流控制电路

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
EXSB Decision made by sipo to initiate substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant