CN104779804B - 控制电路、控制方法和应用其的原边反馈反激式变换器 - Google Patents

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Abstract

公开了一种控制电路、控制方法和应用其的原边反馈反激式变换器。通过根据电流采样信号的反馈，控制原边反馈反激式变换器在输入电压较大时工作在恒定导通时间控制模式，在输入电压在谷底附近时工作在峰值电流模式，使得原边电流峰值不会由于输入电压较低而过低，从而避免由于去磁时间变化过大而导致消隐时间过后采样出现错误。

Description

控制电路、控制方法和应用其的原边反馈反激式变换器
技术领域
本发明涉及电力电子技术，具体涉及一种控制电路、控制方法和应用其的原边反馈反激式变换器。
背景技术
对于开关型变换器，通常采用恒定导通时间(constant on time)的控制方式以获得较高的功率因数。其原因在于，输入电流的值与输入电压的值的比例系数与导通时间的平方以及开关周期的比成正比关系，因此将导通时间固定后，开关周期在整个工频周期内变化不大的情况下，输入电流可以很多地跟随输入电压，便可实现较高的功率因数(PFC)。因此，恒定导通时间方式控制的变换器较多地应用于功率因数调节电路中。
对于原边反馈反激式变换器，由于其反馈电压以及副边电流过零信号或谷底检测信号均基于辅助绕组两侧电压采样获得，通常需要设置消隐时间(blanking time)以避免在辅助绕组电压振荡期间进行采样。
但是，由于输入电压存在周期性或非周期性的波动，当输入电压在谷值附近时，如果仍然按照恒定导通时间的控制方式工作，在输入电压谷值附近流过原边的功率开关的电流峰值就会变得很低。这会导致副边电流峰值降低，进而导致副边去磁时间缩短。去磁时间的缩短会导致消隐时间结束后采样获得错误的电压信息，进而导致输出电压有较大的偏差。图1a为输入电压在峰值时的工作波形图，图1b为输入电压在谷值时的工作波形图。如图1a和图1b中均示出了电流检测信号和电流检测信号的波形。可以看到，输入电压在峰值时，消隐时间结束后采样得到的电压采样信号是正确的；而输入电压在谷值时，消隐时间结束后采样的到的电压检测信号已经大幅度降低，不能准确反映输出电压或副边电 流的信息。
发明内容
有鉴于此，本发明提供控制电路、控制方法和应用其的原边反馈反激式变换器，以解决在输入电压在谷值附近时，原边反馈反激式变换器无法对辅助绕组两端电压正确采样以检测输出电压和进行过零或谷底检测的问题。
第一方面，提供一种控制电路，用于控制原边反馈反激式变换器的功率级电路，所述控制电路包括：
电流采样电路，用于采样原边电流获取电流采样信号；
电压采样电路，用于在消隐时间后采样辅助绕组电压获取电压采样信号；
控制信号生成电路，用于根据所述电压采样信号和所述电流采样信号生成开关控制信号，其中，所述控制信号生成电路在所述电流采样信号在恒定导通时刻大于电流阈值时，以恒定导通时间模式生成所述开关控制信号，在电流采样信号在恒定导通时刻小于电流阈值时，以电流峰值模式生成所述开关控制信号；
所述开关控制信号用于控制所述功率级电路的功率开关，所述恒定导通时刻为所述开关控制信号为有效状态的持续时间达到预定的恒定导通时间的时刻。
优选地，所述控制信号生成电路包括：
置位信号生成电路，用于根据所述电压采样信号在副边电流过零或电压采样信号位于谷底时输出置位信号；
置零信号生成电路，用于在所述开关控制信号保持有效状态达到恒定导通时间且所述电流采样信号上升到所述电流阈值同时满足时输出置零信号；
逻辑电路，用于根据所述置位信号将所述开关控制信号设置为有效，根据所述置零信号将所述开关控制信号设置为无效。
优选地，所述置零信号生成电路包括：
计时电路，用于生成计时信号,所述计时信号用于表征所述开关控制 信号保持有效状态达到所述恒定导通时间；
比较器，用于比较所述电流采样信号和所述电流阈值输出比较结果；
置零逻辑电路，根据所述计时信号和所述比较结果生成所述置零信号。
优选地，所述消隐时间根据所述电流采样信号的峰值变化。
优选地，所述电压采样电路包括：
消隐电路，用于在所述电流采样信号的峰值小于第一值时，输出表征第一时间的消隐信号，在所述电流采样信号的峰值大于第二值时，输出表征第二时间的消隐信号，在所述电流采样信号的峰值小于所述第二值且大于所述第一值时，输出表征第三时间的消隐信号，所述第三时间为所述峰值的函数；
采样电路，用于根据所述消隐信号进行电压采样。
优选地，所述消隐电路包括：
消隐阈值生成电路，根据所述电流采样信号的峰值和所述第一值、第二值的关系输出对应的消隐阈值；
消隐计时电路，用于根据所述消隐阈值输出表征对应消隐时间的消隐信号。
第二方面，一种控制电路，用于控制原边反馈反激式变换器的功率级电路，所述控制电路包括：
电流采样电路，用于采样原边电流获取电流采样信号；
电压采样电路，用于在消隐时间后采样所述辅助绕组电压获取所述电压采样信号，所述消隐时间根据所述电流采样信号的峰值变化；
控制信号生成电路，用于根据所述电压采样信号生成具有恒定导通时间的开关控制信号；
其中，所述开关控制信号用于控制所述功率级电路的功率开关。
优选地，所述电压采样电路包括：
消隐电路，用于在所述电流采样信号的峰值小于第一值时，输出表征第一时间的消隐信号，在所述电流采样信号的峰值大于第二值时，输出表征第二时间的消隐信号，在所述电流采样信号的峰值小于所述第二值大于所述第一值，输出表征第三时间的消隐信号，所述第三时间为所 述峰值的函数；
采样电路，用于根据所述消隐信号进行电压采样。
优选地，所述消隐电路包括：
消隐阈值生成电路，根据所述电流采样信号的峰值和所述第一值、第二值的关系输出对应的消隐阈值；
消隐计时电路，用于根据所述消隐阈值输出表征对应消隐时间的消隐信号。
第三方面，提供一种原边反馈反激式变换器，包括：
功率级电路；和
如上所述的控制电路。
第四方面，提供一种控制方法，用于控制原边反馈反激式变换器，包括：
采样原边电流获取电流采样信号，在消隐时间后采样辅助绕组电压获取电压采样信号；
根据所述电压采样信号和所述电流采样信号控制所述原边反馈反激式变换器的功率开关，在所述电流采样信号在恒定导通时刻大于电流阈值时，以恒定导通时间模式控制所述功率开关，在电流采样信号在恒定导通时刻小于电流阈值时，以电流峰值模式控制所述功率开关；
所述恒定导通时刻为所述开关控制信号为有效状态的持续时间达到预定的恒定导通时间的时刻。
优选地，根据所述电压采样信号和所述电流采样信号控制所述原边反馈反激式变换器的功率开关包括：
根据所述电压采样信号在副边电流过零或电压采样信号位于谷底时控制所述功率开关导通；以及
在所述开关控制信号保持有效状态达到恒定导通时间且所述电流采样信号上升到所述电流阈值同时满足时控制所述功率开关关断。
优选地，所述消隐时间根据所述电流采样信号的峰值变化。
通过根据电流采样信号的反馈，控制原边反馈反激式变换器在输入电压较大时工作在恒定导通时间控制模式，在输入电压在谷底附近时工作在峰值电流模式，使得原边电流峰值不会由于输入电压较低而过低， 从而避免由于去磁时间变化过大而导致消隐时间过后采样出现错误。
附图说明
通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
图1a为输入电压在峰值时反激式变换器的工作波形图；
图1b为输入电压在谷值时反激式变换器的工作波形图；
图2为本发明实施例的原边反馈反激式变换器的电路示意图；
图3为本发明实施例的控制电路的工作波形图；
图4为本发明实施例的控制信号生成电路的电路示意图；
图5为本发明实施例的消隐时间随电流采样信号变化的曲线图；
图6为本发明实施例的电压采样电路的电路示意图；
图7为本发明实施例的控制方法的流程图。
具体实施方式
以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。
此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。
同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。
除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也 就是说，是“包括但不限于”的含义。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。
图2为本发明实施例的原边反馈反激式变换器的电路示意图。如图2所示，所述原边反馈反激式变换器包括功率级电路1和控制电路2，功率级电路1为反激式拓扑，包括串联连接在电压输入端Vin和接地端之间的原边绕组L1和功率开关S，与原边绕组L1耦合的副边绕组L2以及与副边绕组L2连接的副边整流电路11。功率级电路1还包括辅助绕组L3和与对辅助绕组两端电压进行分压的分压电阻R1和R2。辅助绕组L3与原边绕组L1耦合，通过辅助绕组L3两端电压可以获得功率级电路1的输出电压信息，副边绕组L2的电流过零时刻以及电流谷底时刻信息。因此，通过对经过分压的辅助绕组L3两端电压进行采样，可以获得上述信息并基于上述信息对功率开关S进行控制。
在功率开关S关断后，辅助绕组L3的两端电压会发生振荡，振荡导致的电压波动会导致对于电压的误采样，误采样得到的电压与功率级电路1的输出电压没有关联，从而会导致对功率开关S的控制出现错误。为了避免对于电压的误采样，需要设置消隐时间，在辅助绕组L3发生振荡的时间段内不进行电压采样。现有的消隐时间被设置为固定值，这会导致在输入电压在其谷底附近时，由于去磁时间很短，预定的消隐时间过后辅助绕组两端电压已经大幅下降，无法正确检测副边电流过零时刻或谷底时刻。因此，需要通过本发明实施例的控制电路2解决上述问题。
控制电路2包括电流采样电路21、电压采样电路22和控制信号生成电路23。
其中，电流采样电路21用于采样原边电流IP获取电流采样信号VISEN。电流采样信号VISEN用于表征原边电流IP，其为一电压信号。应理解，也可以采用电流信号来作为电流采样信号。
电压采样电路22用于在消隐时间后采样辅助绕组电压VSEN获取电压采样信号VDEC。电压采样信号VDEC用于表征辅助绕组电压在消隐时 间过后的变化状态。
控制信号生成电路23用于根据电压采样信号VDEC和电流采样信号VISEN生成开关控制信号Q。开关控制信号Q用于控制功率开关S导通或关断。其中，控制信号生成电路23在电流采样信号VISEN在恒定导通时刻大于电流阈值VISEN_MIN时(也即，开关控制信号保持有效的持续时间达到恒定导通时间TON的时刻或电流采样信号VISEN从最低开始上升持续恒定导通时间TON的时刻)，以恒定导通时间模式生成开关控制信号Q，在电流采样信号VISEN在恒定导通时刻小于电流阈值VISEN_MIN时，以电流峰值模式生成开关控制信号Q。
恒定导通时间TON为在以恒定导通时间模式生成开关控制信号Q时的导通时间。
图3是本发明实施例的控制电路的工作波形图。如图3所示，输入电压Vin周期性或非周期性地降低，使得原边电流IP(也即输入电流)的斜率下降，其峰值也随之下降。在时刻t0-t1期间，在原边电流IP经过恒定导通时间TON上升以后(原边电流IP在功率开关S导通期间持续上升)，其在恒定导通时刻的值大于电流阈值VISEN_MIN，则说明当前输入电压并未过低，此时开关控制信号Q被立刻设置为无效，功率开关S被关断，原边电流IP变为0，直到下一次功率开关S被导通。在时刻t1-t2,在原边电流IP经过恒定导通时间TON上升以后，其值在恒定导通时刻小于电流阈值VISEN_MIN，则说明当前输入电压过低，较低的原边电流IP峰值会导致很短的去磁时间，进而导致误采样，因此，系统切换到电流峰值控制模式，不关断功率开关S，等待原边电流IP继续上升到电流阈值VISEN_MIN再关断功率开关S，使得原边电流IP变为0。由此，可以保证原边电流IP的峰值在任何情况下都不小于电流阈值VISEN_MIN，从而可以保证副边电流IS的去磁时间不小于一最低值。由于可以保证去磁时间的最低值，可以设置消隐时间使得在去磁时间最低时按照该消隐时间进行电压采样不会导致误采样，因此，可以避免去磁时间变化过大而导致消隐时间过后采样出现错误。在时刻t2之后，由于输入电压上升，系统切换回恒定导通时间控制模式。
图4为本发明实施例的控制信号生成电路的电路示意图。如图4所 示，控制信号生成电路23包括置位信号生成电路SET、置零信号生成电路RESET和逻辑电路LG1。
其中，置位信号生成电路SET用于根据电压采样信号VDEC检测副边电流过零时刻或辅助绕组电压谷底时刻，在副边电流IS过零时或电压采样信号VDEC位于谷底时输出置位信号VS。置位信号VS可以为电压脉冲或电压上升沿或下降沿。
置零信号生成电路RESET用于在开关控制信号Q保持有效状态达到恒定导通时间TON且电流采样信号VISEN上升到电流阈值VISEN_MIN同时满足时输出置零信号VR。置零信号VR可以为电压脉冲或电压下降沿或上升沿。
置零信号生成电路RESET用于控制在恒定导通时间控制模式和电流峰值模式之间的切换。其需要执行的操作为在功率开关S导通持续恒定导通时间TON时检测电流采样信号VISEN是否大于电流阈值VISEN_MIN，如果大于，则立即输出置零信号VR关断功率开关S(恒定导通时间控制模式)，如果小于，则等待电流采样信号VISEN继续上升，直至其峰值达到电流阈值VISEN_MIN，再输出置零信号VR关断功率开关S(电流峰值控制模式)。由此可知，输出置零信号VR的条件为：a、功率开关S导通持续时间大于等于恒定导通时间TON；b、电流采样信号VISEN上升到大于电流阈值VISEN_MIN。因此，置零信号生成电路RESET被设置为在检测到上述两个条件同时满足时输出置零信号VR。其具体可以采用如图4所示的电路来实现，但容易理解的是，本领域技术人员可以根据以上设置以其它方式来实现具体的电路。如图4所示，置零信号生成电路RESET包括计时电路TIME，比较器CMP1和置零逻辑电路LG2。
计时电路TIME用于生成计时信号V1,计时信号V1用于表征开关控制信号Q保持有效状态的时间达到恒定导通时间TON(也即，当前周期的恒定导通时刻到达)。
具体地，计时电路TIME包括比较器CMP2,电流源I1，充电电容C1和开关K1。其中，电流源I1、充电电容C1和开关K1并联连接在比较器CMP2的同相输入端和接地端之间。比较器CMP2的反相输入端输入一恒定的电压Vc。开关K1根据开关控制信号的反相信号的控制导通和关断，也即，开关K1在功率开关S导通时关断，在功率开关S关断时导通。在开关K1关断时，电流源I1向充电电容C1充电，使得同相输入端的电压以预定斜率上升，在开关K1导通时，充电电容C1两端被短路放电，同相输入端的电压在很短的时间内变为0。由此，在功率开关S导通后，同相输入端的电压上升，经过恒定导通时间TON，其上升到恒定的电压Vc，使得比较器CMP2的输出的计时信号V1跳变，从而计时信号V1的跳变可以表征开关控制信号Q保持有效状态的时间达到恒定导通时间TON。
比较器CMP1用于比较电流采样信号VISEN和电流阈值VISEN_MIN输出比较结果V2。
由此，计时电路TIME和比较器CMP1输出的计时信号V1和比较结果V2可以分别表征开关控制信号Q保持有效状态达到恒定导通时间TON是否满足，以及电流采样信号VISEN上升到电流阈值VISEN_MIN是否满足。
置零逻辑电路LG2用于根据计时信号V1和比较结果V2生成置零信号VR。在本实施例中，计时信号V1以高电平表征开关控制信号Q保持有效状态达到恒定导通时间TON；比较结果V2也以高电平表征电流采样信号VISEN上升到电流阈值VISEN_MIN，因此，置零逻辑电路LG2可以采用与逻辑门AND1，其输入计时信号V1和比较结果V2，在两者均为高电平时输出在该时刻跳变的置零信号VR以使得控制信号生成电路23将开关控制信号Q设置为无效。
逻辑电路LG1用于根据置位信号VS将开关控制信号Q设置为有效，根据置零信号VR将开关控制信号Q设置为无效。在本实施例中，开关控制信号被设置为有效是指将开关控制信号设置为可以使得功率开关导通的电平，开关控制信号被设置为无效是指将开关控制信号设置为可以使得功率开关关断的电平。在本实施例中，逻辑电路LG1选用RS触发器实现。
通过根据电流采样信号的反馈控制原边反馈反激式变换器在输入电压较大时工作在恒定导通时间控制模式，在输入电压在谷底附近时工作在峰值电流模式，使得原边电流峰值不会由于输入电压较低而过低， 从而避免由于去磁时间变化过大而导致消隐时间过后采样出现错误。
进一步地，可以设置随电流采样信号VISEN变化的消隐时间，以更好地防止由于一个预定的消隐时间而导致的采样错误。根据电路原理，电流采样信号VISEN的电压值越高时，说明了漏感的能量越大，同时说明去磁时间应该越长，即功率开关关断后漏感及其寄生电容的震荡越严重。所以应该采用消隐时间跟随电流采样信号VISEN变化而变化的工作模式。
图5为本发明实施例的消隐时间随电流采样信号变化的曲线图。如图5所示，在本实施例中，在进行消隐操作时，开关控制信号已经被设置为无效，当前周期原边电流的峰值可以被获取到，因此，可以通过电流采样信号VISEN的峰值来控制消隐时间。在电流采样信号VISEN的峰值小于第一值(图5中为0.15V)时，消隐时间被设置为预定的第一时间(图5中为1.6μs)；在电流采样信号VISEN的峰值大于第二值(图5中为0.4V)时，消隐时间被设置为预定的第二时间(图5中为3μs)；在电流采样信号VISEN的峰值小于第二值且大于第一值时，消隐时间被设置为随电流采样信号的峰值变化的第三时间，所述第三时间为在本开关周期电流采样信号VISEN峰值的函数。在图5中，第三时间为所述峰值的线性函数。
对应地，基于上述方案，电压采样电路22包括消隐电路BT和采样电路SP。
其中，消隐电路BT用于在电流采样信号VISEN的峰值VPEAK小于第一值VS1时，输出表征第一时间的消隐信号VB，在电流采样信号VISEN的峰值VPEAK大于第二值VS2时，输出表征第二时间的消隐信号VB，在电流采样信号VISEN的峰值VPEAK小于第二值VS2且大于第一值VS1时，输出表征第三时间的消隐信号VB，所述第三时间为所述峰值的函数。
采样电路SP用于根据消隐信号VB进行电压采样。
具体地，消隐电路BT可以包括消隐阈值生成电路BT1和消隐计时电路BT2。
消隐阈值生成电路BT1用于根据电流采样信号VISEN的峰值和第一值VS1、第二值VS2的关系输出对应的消隐阈值VTH。例如，在本实施例 中，消隐阈值生成电路BT1在电流采样信号VISEN的峰值小于第一值VS1时输出预定的第一电压作为消隐阈值VTH，在电流采样信号VISEN的峰值大于第二值VS2时输出预定的第二电压作为消隐阈值VTH，在电流采样信号VISEN的峰值大于第一值VS1，小于第二值VS2时输出随电流采样信号VISEN线性变化的值。
具体地，如图6所示，消隐阈值生成电路BT1包括比较器CMP3-CMP6、电压源U1-U7、开关K2-K4、电压控制电压源U8和与逻辑门AND2。
电压源U1连接在比较器CMP3的同相输入端和接地端之间，向同相输入端输入等于第一值VS1的电压。比较器CMP3的反相输入端输入电流采样信号VISEN的峰值VPEAK，由此，在电流采样信号VISEN的峰值VPEAK小于第一值VS1时，比较器CMP3输出高电平。比较器CMP3的输出端与开关K2的控制端连接，在比较器CMP3输出高电平时开关K2导通。开关K2一端与电压源U5连接，另一端与消隐阈值生成电路BT1的输出端连接。在开关K2导通时，向消隐阈值生成电路BT1的输出端输出电压源U5产生的第一电压作为消隐阈值。
电压源U2连接在比较器CMP4的反相输入端和接地端之间，向反相输入端输入等于第一值VS1的电压。比较器CMP4的反相输入端输入电流采样信号VISEN的峰值VPEAK。同时，电压源U3连接在比较器CMP5的同相输入端和接地端之间，向同相输入端输入等于第二值VS2的电压。比较器CMP5的反相输入端输入电流采样信号VISEN的峰值VPEAK。比较器CMP4和CMP5的输出端和与逻辑门AND2的输入端连接。由此，在在电流采样信号VISEN的峰值VPEAK大于第一值VS1且小于第二值VS2时，与逻辑门AND2输出高电平。与逻辑门AND2的输出端与开关K3的控制端连接，在与逻辑门AND2输出高电平时开关K3导通。开关K3一端与由电压源U6和电压控制电压源U8串联组成的电路连接，另一端与消隐阈值生成电路BT1的输出端连接。在开关K3导通时，向消隐阈值生成电路BT1的输出端输出由电压源U6和电压控制电压源U8串联组成的电路产生的随电流采样信号VISEN的峰值VPEAK线性变化的电压。应理解，在上述电路模块中，通过调整调换输入端和反相输入端的连接关 系，也可以将与逻辑门替换为其它类型的逻辑门以实现相同的功能。
电压源U4连接在比较器CMP6的反相输入端和接地端之间，向反相输入端输入等于第二值VS2的电压。比较器CMP6的同相输入端输入电流采样信号VISEN的峰值VPEAK，由此，在电流采样信号VISEN的峰值VPEAK大于第二值VS2时，比较器CMP6输出高电平。比较器CMP6的输出端与开关K4的控制端连接，在比较器CMP6输出高电平时开关K4导通。开关K4一端与电压源U7连接，另一端与消隐阈值生成电路BT1的输出端连接。在开关K4导通时，向消隐阈值生成电路BT1的输出端输出电压源U7产生的第二电压。
在上述的消隐阈值生成电路BT1中，开关K2-K4只有一个会导通，另外两个关断，因此，消隐阈值生成电路BT1可以实现按照图5所示曲线根据电流采样信号VISEN的峰值VPEAK输出消隐阈值。
消隐计时电路BT2用于根据消隐阈值VTH输出表征对应消隐时间的消隐信号VB。
具体地，消隐计时电路BT2包括比较器CMP7，电流源I2，充电电容C2和开关K5。其中，电流源I2、充电电容C2和开关K5并联连接在比较器CMP7的同相输入端和接地端之间。比较器CMP2的反相输入端输入消隐阈值VTH。开关K5根据开关控制信号Q的控制导通和关断，也即，开关K5在功率开关S关断时关断，在功率开关S导通时导通。在开关K5关断时，电流源I2向充电电容C2充电，使得同相输入端的电压以预定斜率上升，在开关K5导通时，充电电容C2两端被短路放电，同相输入端的电压在很短的时间内变为0。由此，在功率开关S关断后，同相输入端的电压上升，经过与消隐阈值VTH对应的时间，其上升到消隐阈值VTH，使得比较器CMP7的输出的消隐信号VB跳变，从而消隐信号VB的跳变可以表征消隐时间，且消隐时间随消隐阈值VTH的变化而变化。
由此，通过设置随电流采样信号VISEN变化的消隐时间，使得电压采样的时间点随辅助绕组电压振荡的变化而变化，从而进一步增强了避免电压采样出错的性能。
需要说明的是，图6所示的电压采样电路也可以应用于仅以恒定导 通时间控制模式控制的控制电路。也即，该控制电路包括电流采样电路，上述电压采样电路以及以恒定导通模式生成开关控制信号的控制信号生成电路。由于其消隐时间随着电流采样信号VISEN变化而变化，因此，在控制信号生成电路仅工作在恒定导通时间控制模式时也可以避免电压采样出错。
图7为本发明实施例的控制方法的流程图。如图7所示，所述方法包括：
步骤710、采样原边电流获取电流采样信号，在消隐时间后采样辅助绕组电压获取电压采样信号。
步骤720、根据所述电压采样信号和所述电流采样信号控制所述原边反馈反激式变换器的功率开关，在所述电流采样信号在恒定导通时刻大于电流阈值时，以恒定导通时间模式控制所述功率开关，在电流采样信号在恒定导通时刻后小于电流阈值时，以电流峰值模式控制所述功率开关。
所述恒定导通时刻为所述开关控制信号为有效状态的持续时间达到预定的恒定导通时间的时刻。
优选地，步骤720中，根据所述电压采样信号和所述电流采样信号控制所述原边反馈反激式变换器的功率开关包括：
步骤721、根据所述电压采样信号在副边电流过零或电压采样信号位于谷底时控制所述功率开关导通；以及
步骤722在所述开关控制信号保持有效状态达到恒定导通时间且所述电流采样信号上升到所述电流阈值同时满足时控制所述功率开关关断。
通过根据电流采样信号的反馈控制原边反馈反激式变换器在输入电压较大时工作在恒定导通时间控制模式，在输入电压在谷底附近时工作在峰值电流模式，使得原边电流峰值不会由于输入电压较低而过低，从而避免由于去磁时间变化过大而导致消隐时间过后采样出现错误。
优选地，所述消隐时间根据所述电流采样信号峰值变化。
由此，通过设置随电流采样信号VISEN变化的消隐时间，使得电压采样的时间点随辅助绕组电压振荡的变化而变化，从而进一步增强了避免电压采样出错的性能。
以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种控制电路，用于控制原边反馈反激式变换器的功率级电路，所述控制电路包括：
电流采样电路，用于采样原边电流获取电流采样信号；
电压采样电路，用于在消隐时间后采样辅助绕组电压获取电压采样信号；
控制信号生成电路，用于根据所述电压采样信号和所述电流采样信号生成开关控制信号，其中，所述控制信号生成电路在所述电流采样信号在恒定导通时刻大于电流阈值时，以恒定导通时间模式生成所述开关控制信号，在电流采样信号在恒定导通时刻小于电流阈值时，以电流峰值模式生成所述开关控制信号；
所述开关控制信号用于控制所述功率级电路的功率开关，所述恒定导通时刻为所述开关控制信号为有效状态的持续时间达到预定的恒定导通时间的时刻。
2.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述控制信号生成电路包括：
置位信号生成电路，用于根据所述电压采样信号在副边电流过零或电压采样信号位于谷底时输出置位信号；
置零信号生成电路，用于在所述开关控制信号保持有效状态达到所述恒定导通时间且所述电流采样信号上升到所述电流阈值同时满足时输出置零信号；
逻辑电路，用于根据所述置位信号将所述开关控制信号设置为有效，根据所述置零信号将所述开关控制信号设置为无效。
3.根据权利要求2所述的控制电路，其特征在于，所述置零信号生成电路包括：
计时电路，用于生成计时信号,所述计时信号用于表征所述开关控制信号保持有效状态达到所述恒定导通时间；
比较器，用于比较所述电流采样信号和所述电流阈值输出比较结果；
置零逻辑电路，根据所述计时信号和所述比较结果生成所述置零信号。
4.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述消隐时间根据所述电流采样信号的峰值变化。
5.根据权利要求4所述的控制电路，其特征在于，所述电压采样电路包括：
消隐电路，用于在所述电流采样信号的峰值小于第一值时，输出表征第一时间的消隐信号，在所述电流采样信号的峰值大于第二值时，输出表征第二时间的消隐信号，在所述电流采样信号的峰值小于所述第二值且大于所述第一值时，输出表征第三时间的消隐信号，所述第三时间为所述峰值的函数；
采样电路，用于根据所述消隐信号进行电压采样。
6.根据权利要求5所述的控制电路，其特征在于，所述消隐电路包括：
消隐阈值生成电路，根据所述电流采样信号的峰值和所述第一值、第二值的关系输出对应的消隐阈值；
消隐计时电路，用于根据所述消隐阈值输出表征对应消隐时间的消隐信号。
7.一种原边反馈反激式变换器，包括：
功率级电路；和
根据权利要求1-6中任一项所述的控制电路。
8.一种控制方法，用于控制原边反馈反激式变换器，包括：
采样原边电流获取电流采样信号，在消隐时间后采样辅助绕组电压获取电压采样信号；
根据所述电压采样信号和所述电流采样信号控制所述原边反馈反激式变换器的功率开关，在所述电流采样信号在恒定导通时刻大于电流阈值时，以恒定导通时间模式控制所述功率开关，在电流采样信号在恒定导通时刻小于电流阈值时，以电流峰值模式控制所述功率开关；
所述恒定导通时刻为开关控制信号为有效状态的持续时间达到预定的恒定导通时间的时刻。
9.根据权利要求8的控制方法，其特征在于，根据所述电压采样信号和所述电流采样信号控制所述原边反馈反激式变换器的功率开关包括：
根据所述电压采样信号在副边电流过零或电压采样信号位于谷底时控制所述功率开关导通；以及
在所述开关控制信号保持有效状态达到所述恒定导通时间且所述电流采样信号上升到所述电流阈值同时满足时控制所述功率开关关断。
10.根据权利要求8所述的控制方法，其特征在于，所述消隐时间根据所述电流采样信号的峰值变化。
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