TWI742358B - 功率變換器及形成其一部分的電路 - Google Patents

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Abstract

在此描述的實施例介紹了兩套方法，用於在啟動時序期間限制多級飛跨電容器降壓DC-DC變換器中的開關上的電壓應力。針對改進的功率變換器拓撲，設想了系統、裝置、設備、控制器、控制方法和處理器。上述實施例是為了幫助減少所指出的關於ML-FC等的缺陷而設計的。

Description

功率變換器及形成其一部分的電路 相關申請的交叉引用
本專利申請請求美國臨時申請US 62/667,065的優先權，其內容通過引用的方式合併到本申請中。
發明領域
本公開的實施例總體上涉及電力工程領域，更具體地，實施例涉及用於改進的功率變換器拓撲的裝置、系統和方法。
發明背景
多級飛跨電容器(ML-FC)變換器可能成為在處理從幾分之一瓦到幾百瓦功率的低功率DC-DC應用中廣泛使用的傳統降壓器的一種非常有吸引力的替代方案，因其允許大幅減小變換器總體體積並且同時提高功率處理效率。這兩者對於許多對體積和重量很在意的電子設備來說是相當重要的。
ML-FC變換器的這些優點是通過以下來獲得的：減小在電感器和開關元件上的電壓擺動，允許使用 更小的電感器並減小在常規工作期間的開關兩端的電壓應力，使得減小開關損耗。
ML-FC通常通過將兩個降壓變換器開關替換為由更多數量的開關和飛跨電容器組成的開關-電容器網路來實現，其有效地表現為分壓器。
ML-FC變換器的缺點之一是傳導路徑中的開關數量較多，通常會導致較高的導通損耗。理論上，在常規工作期間電晶體上的較低電壓應力允許使用具有較低阻斷電壓且具有較低的導通電阻Ron的器件，並且消除與傳導損耗較高相關的問題。
理論上，在常規工作期間電晶體兩端的較低電壓應力允許使用具有較低阻斷電壓且具有較低導通電阻Ron的器件，消除了這些較高的傳導損耗。此外，較低電壓的矽更具成本效益，同時具有更好的品質因數(FOM)，其表示針對固定矽面積的Ron電阻和器件電容的乘積。
然而，啟動(start-up)對於充分利用這些拓撲提供的較低開關應力提出了挑戰。如圖1中所示，示出了3級變換器為例，當其理想穩態電壓為Vin/2時，在上電之前飛跨電容器Cfly的初始電壓為零，並且不提供如在常規工作中的分壓功能。
因此，在啟動期間，至少一個電晶體暴露於全輸入電壓，從而防止具有較小Ron的較低阻斷電壓分量被使用。因此，在實踐中，對於目標應用，ML-FC通常仍然受制於與傳統降壓器相比更高的傳導損耗。
發明概要
在此描述的實施例介紹了兩套方法，用於在啟動時序期間限制多級飛跨電容器降壓DC-DC變換器中的開關上的電壓應力。針對改進的功率變換器拓撲，設想了相應的系統、裝置、設備、控制器，控制方法和處理器。在一些情況下，電腦可讀介質存儲指令，所述指令在被執行時執行用於控制電路或變換器的控制方法的步驟。上述實施例是為幫助減少關於ML-FC等所指出的缺陷而設計的。
對於一般的N級變換器，所提出的方法的一些實施例將電壓應力減小到比傳統降壓器的值低(N-1)倍的值，允許使用具有更小導通電阻的更低額定電壓的電晶體。這些方法不要求在初始啟動時對開關進行有源控制(例如，沒有有源控制)，允許用於這樣的系統：其中柵極驅動器和邏輯電源電壓源自變換器輸入電壓或源自內部變換器節點。
這些實施例依賴於輸入濾波電容器的分段或利用飛跨電容器作為分壓器的一部分。第一套方法還減小了輸入電壓瞬變期間的應力。這些方法的速度僅受元件的高頻阻抗之間的匹配品質的限制。
描述了兩套基於換流單元的方法，用於在上電期間限制ML-FC降壓DC-DC變換器的開關兩端的電壓應力。對於一般的N級變換器，所提出的方法將電壓應力減小到比傳統降壓器低(N-1)倍的值，允許使用具有更小 導通電阻的更低額定電壓的電晶體，並且可能將導通損耗減少到與降壓變換器相同甚至更低的水準。
此外，所提出的解決方案的一些實施例可能允許以較低額定電壓的矽元件進行整個功率級的片上注入，這通常更具成本效益，同時具有更好的品質因數(FOM)--其表示針對固定矽面積的Ron電阻和器件電容的乘積。在本文的各幅圖中示出基於不同類型的換流單元的兩種方法，具有不同的設計權衡。
在一個實施例中，提供了一種功率變換器或形成功率變換器的一部分的電路，包括換流單元，所述換流單元包括層疊的第一電容器和第二電容器，其具有的中心節點通過第一二極體和第二二極體連接到飛跨電容器的端子，所述換流單元接收電壓Vin。
在另一實施例中，中心節點的電壓被設置為大約Vin/2。
在另一個實施例中，功率變換器是三級變換器。
在另一個實施例中，功率變換器是N級變換器。
在另一實施例中，第一二極體和第二二極體協同工作以將中心節點的電壓維持在大約Vin/2。
在另一個實施例中，提供了一種功率變換器或形成功率變換器的一部分的電路，包括換流單元，所述換流單元包括大小與飛跨電容器相當的啟動電容器Cdiv， 所述啟動電容器連接在輸入端與所述飛跨電容器的頂部之間，形成電容分壓器。
在另一個實施例中，功率變換器或電路還包括高電流電容二極體Din，其適於在穩態工作期間防止反向電流流動。
在另一實施例中，功率變換器或電路還包括下拉開關，該下拉開關被配置為在啟動之後將二極體陽極拉到地，並且在正常工作的狀態期間將二極體維持在反向偏置工作狀態。
在另一實施例中，啟動電容器、飛跨電容器和輸出電容器在上電狀態期間串聯。
在另一個實施例中，功率變換器或功率變換器的電路是N級變換器。
相應的控制機制包括印刷電路板(PCB)、開關控制器、存儲指令的電腦可讀介質，所述指令在(例如，通過微處理器)被執行時根據本文描述的任何方法控制變換器或電路。
在一些實施例中，功率變換器或電路容納在電力變壓器或開關模式電源內。例如，該電路可以用於各種環境中，諸如空間(例如，用於電感器)和成本屬於緊缺資源、並且期望總體上減小體積並且改善功率處理效率的小型化DC-DC電力應用、低功率應用等。應用包括移動設備、可擕式設備、高效電子產品等。
102、104、106:電流路徑
402、404:初始流入電流路徑
406、408:後續電感器放電路徑
502、504、506:流入電流路徑
508:電感器放電路徑
808、809:電感器放電路徑
810、812、818:初始流入電流
814、816:電感器放電路徑
2Vin/3、Vin/3:穩態電壓
3L-FC、4L-FC:降壓器
Cdiv、Cfly:電容器
Cin1、Cin2:輸入電容；分壓器
Ceq:等效電容
Cout:輸出電容
Cfly:飛跨電容器的值
Cds1:電容分壓器；漏-源電容
Din:高電流電容二極體
DC-DC:低功率
ipeak:峰值充電電流
L:輸出電感器的值
ML-FC:變換器；電容器
PCB:印刷電路板
Ron:電阻
S1~S4:輸入電壓；開關
Vin/2:穩態電壓為
Vin:接收電壓；電壓源；換流單元接收電壓
Vtap:中心抽頭電壓
Vin:輸入電壓
Vout,f:最大最終輸出電壓
VCfly,f:飛跨電容器電壓的最終值
w:電容分壓器
ωo1:部分1期間的諧振頻率
ωo2:部分2期間的諧振頻率
在附圖中，通過示例示出了實施例。應該清楚地理解，說明書和附圖僅用於說明並且有助於理解的目的。
附圖用不同的虛線標注，虛線是為供參考以顯示諸如流入電流路徑等方面而提供的。利用不同程度的劃線來說明不同的路徑等。
現在將通過僅示例的方式參考附圖來描述實施例，其中在附圖中：圖1是根據一些實施例的在啟動期間的三級飛跨電容降壓變換器的電路圖。流入電流路徑以虛線顯示。初始電壓分佈顯示S1上的全輸入電壓。
圖2是根據一些實施例的用於輸入濾波電容分壓器啟動方法的示例換流單元的電路圖。
圖3是根據一些實施例的用於飛跨電容分壓器啟動方法的示例換流單元的電路圖。
圖4是根據一些實施例的具有輸入濾波電容分壓器啟動方法的示例三級飛跨電容降壓變換器的電路圖。流入電流路徑以及初始電壓分佈以虛線示出。
圖5是根據一些實施例的用於啟動時3L-FC降壓器的示例性簡化理想電路模型的電路圖。
圖6是根據一些實施例的對應於圖5的電壓和電流波形的波形圖。
圖7是以飛跨電容分壓器啟動方法實現的示例3L-FC降壓器的電路圖。根據一些實施例，以虛線和點 線示出了初始流入電流路徑和電感器放電路徑。
圖8A，8B，8C，8D，8E和8F是不同飛跨電容降壓器拓撲的啟動方法的非限制性示例擴展。圖8A，8C和8E分別示出了具有2相串聯電容降壓器、4L-FC降壓器和3相串聯電容降壓器的分割輸入電容分壓器啟動方法。圖8B，8D和8F分別示出了具有2相串聯電容降壓器、4L-FC降壓器和3相串聯電容降壓器的飛跨電容分壓器啟動方法。
圖9A是3L-FC降壓器原型中的快速輸入電壓爬升(~400ns)的波形圖，示出了在沒有任何啟動方案的情況下啟動時的變換器開關電壓，在S1上可看到全輸入電壓(Vds1=Vin)。
圖9B是使用輸入電容分壓器啟動方法的3L-FC降壓器原型中的快速輸入電壓爬升(~400ns)的波形圖。所有開關電壓均限制在~Vin/2。飛跨電容器也預充電到~Vin/2。
圖9C是3L-FC降壓器原型中的快速輸入電壓爬升(~1μs)的波形圖，示出了在沒有任何啟動方案的情況下啟動時的變換器開關電壓，在S1上可看到全輸入電壓(Vds1=Vin)。
圖9D是使用飛跨電容分壓器啟動方法的3L-FC降壓器原型中的快速輸入電壓爬升(~1μs)的波形圖。所有開關電壓均限制在~Vin/2。飛跨電容器也預充電到~Vin/2。
較佳實施例之詳細說明
在各實施例中描述了兩套方法，用於限制多級飛跨電容器(ML-FC)降壓DC-DC變換器的開關兩端的電壓應力。對於一般的N級變換器，所提出的方法的實施例將電壓應力減小到比傳統降壓器的值低(N-1)倍的值，允許使用具有更小導通電阻的更低額定電壓的電晶體。這些方法不要求在初始啟動時對開關進行有源控制，允許用於這樣的系統：其中柵極驅動器和邏輯電源電壓源自變換器輸入電壓或源自內部變換器節點。它們依賴於輸入濾波電容的分段或利用飛跨電容器作為分壓器的一部分。
第一套方法還減小了輸入電壓瞬變期間的應力。換流單元在圖示了不同方法的圖2和圖3中示出。圖2是用於輸入電容分壓器啟動方法的換流單元。圖3是用於飛跨電容分壓器啟動方法的換流單元。
這些方法的速度僅受元件的高頻阻抗之間的匹配品質的限制。這些方法已在3級的24V至5V、20W實驗原型上得到驗證，其展示了輸入電壓上升時間為5us，電壓應力減小2倍。
圖1顯示了常見飛跨電容器拓撲啟動時的流入電流路徑，即三級飛跨電容降壓(3L-FC降壓器)變換器。電流路徑在102、104和106處以虛線示出。
除了對輸入濾波電容器充電的電流外，還有一個小電流流過S1的漏-源電容Cds1，流過飛跨電容器、S3 的體二極體並流向輸出濾波器的相對低阻抗。在輸入電壓初始爬升時，Cds1與飛跨電容器和輸出電容器形成電容分壓器，由於Cds1的阻抗比Cfly和Cout大得多，因此在S1上可以看到幾乎全輸入電壓。此外，一旦開關動作開始，飛跨電容器需要許多個週期來充電，在此期間其他開關可能暴露於全輸入電壓。在3L-FC降壓器的情況下，S4在初始開關時也將暴露於全輸入電壓。
已經提出了各種解決方案來解決這些問題。有些人認為輸入電壓可足夠緩慢地爬升以使得能夠讓飛跨電容器預充電並且使變換器軟啟動，這仍然允許使用半額定開關。
這些解決方案假設輸入電壓爬升時間為100微秒至幾毫秒，並且輸入電壓壓擺率低。其他人提出更短的輸入電壓爬升時間和更高的1V/μs壓擺率，但預計在啟動之前，邏輯和柵極驅動電源已經導通且穩定。但是，在目標低功耗應用中，這些假設可能不成立。由於變換器輸入端的無功分量阻抗較低，低功率變換器在輸入電壓爬升期間通常會暴露於更快的壓擺率。為了滿足這些標準，一些解決方案建議在變換器輸入端處的傳導路徑中添加熱插拔電路或一些其他串聯元件。一種這樣的方法涉及在變換器輸入端添加兩個並聯的全額定開關。一個是在正常工作期間啟用的低阻抗路徑，而另一個路徑是高阻抗，用於對飛跨電容器進行預充電。
在伺服器應用的電力傳輸架構中也可以看 到類似的熱插拔結構。雖然可以安全地處理熱插拔事件，但是附加串聯開關起不到作為正常工作的一部分的作用，並且通常會降低功率處理效率和/或增加矽面積，同時還增加了複雜度。
也可以將主開關額定為用於全輸入電壓，而不是在傳導通路中增加額外的開關。通過與飛跨電容器串聯放置的兩個電流源的作用，也可以以更受控制的方式對飛跨電容器進行預充電。回饋網路迫使來自輸入電壓的電流和放電到地的電流相匹配。
這些解決方案使得不再需要將S1和S4都額定為用於全輸入電壓，但仍需要在導通路徑中使用一個高額定電壓的電晶體，並因此無法充分利用多級拓撲的較低額定電壓的優勢。如果電流源充分地按比例放大從而增加飛跨電容器的充電速率，則建議仍然可以使用半額定開關。
然而，產生這些電流源及其電源電壓，特別是對於較高的輸入電壓，可能是一個重大挑戰。這些電源在輸入電壓爬升之前也不得不保持穩定，並且可能會耗掉不可忽略的靜態功率。由於高輸入電壓壓擺率引起的相對較高的啟動流入電流的存在，有效性受到限制。
前面的討論表明，理想的解決方案是如下的啟動方法：‧不需要在傳導路徑中放置額外的串聯元件，‧能夠響應無限快速的輸入電壓爬升(即熱插拔)，‧完全無源，啟動時不需要額外的電源電壓，並且 ‧使用額定為用於穩態工作的開關(例如，對於3L-FC降壓器為Vin/2加上一些餘量)。
最近提出了一種通常滿足這些標準的變換器，其與2相串聯電容降壓器在功能上相同。該策略涉及將主開關(其嚴格地與電壓源串聯)向下移動到接地路徑，然後在飛跨電容器的底部和電壓源的基極之間添加額外的電容器。現在，飛跨電容器和附加電容器串聯並跨接在電壓源上。不巧的是，缺乏共地可能使該解決方案在許多應用中不可行。此外，將主開關移動到源的接地側的該策略僅適用於與源嚴格串聯的一個開關。因此，該策略不能擴展到更高級的飛跨電容器變換器(例如，4L-FC降壓器或3相串聯電容降壓器)。
在以下小節中，介紹了貼近理想要求並滿足當今大多數實際應用的啟動解決方案。這兩種方法都依賴於ML-FC變換器的一般原理，即利用開關電容器網路來獲得分壓。
A.輸入濾波電容/基於換流單元的解決方案
該方法可以通過圖2和圖4的圖來描述。圖2示出了一般的換流單元，其中電壓源Vin是變換器的輸入電壓(對於3級變換器，如圖4所示)或者是用於一般N級情況的電容分壓器的兩個相鄰抽頭之間的電壓。
對於3層(3L)-FC降壓器，圖1的單輸入電容器用兩個層疊的電容器代替，而中心節點通過兩個二極體連接到飛跨電容器的端子。高電流容量流入二極體Din的陰 極連接到飛跨電容器的頂部，而小回流二極體Dret的陽極連接到飛跨電容器的底部。圖4示出了在3L-FC降壓變換器中實現的該方法，其具有在402和404處的初始流入電流路徑以及在406和408處的後續電感器放電路徑。在啟動時，流入電流流過輸入濾波電容器並且在它們之間將輸入電壓分壓，將中心節點電壓設置為大約Vin/2。Din和D3變為正向偏置並為飛跨電容器充電。一旦飛跨電容器電壓在其峰值電流達到Vin/2，Din和D3將變為反向偏置，D4將開始導通，直到電感器完全放電為止。
多阻抗路徑使飛跨電容器和輸出電容器電壓的最終估計變得複雜。但是，如果Cout≫Cfly且Cin1,2≫Cfly，輸出電容器電壓不會因飛跨電容充電而發生很大變化，飛跨電容器將充電到大約Vin/2。
對飛跨電容器和輸出電容器電壓的最終值的確定可能因多個阻抗路徑和電感器的存在而變得複雜。由於高的初始流入電流，一旦飛跨電容器達到其穩態電壓，高暫態電感器電流導致電荷繼續被迫使經由低側開關S4去向輸出端。沿著這些路徑的阻尼也非常低，因為串聯電阻的減小是減小傳導損耗的關鍵。得到的電容器電壓取決於輸入、輸出和飛跨電容器的值，電感器，傳導通路中二極體的特性以及路徑中的寄生電阻和電感。但是，如果Cout≫Cfly且Cin1,2≫Cfly，輸出電容器電壓不會受到會充電到Vin/2的飛跨電容器的充電的很大影響。
通過一些簡化，可以得出在啟動時的飛跨電 容器電壓、輸出電壓以及通過電感器和二極體的電流的最終值的運算式。為了獲得這些值的最壞情況近似值，該方法假設傳導通路中的二極體是理想二極體並且寄生效應可忽略，給出了圖5中所示的啟動時3L-FC降壓器的簡化電路模型。在502、504、506處示出流入電流路徑，在508處示出電感器放電路徑。
啟動時的飛跨電容器電壓、輸出電壓和充電電流的相應波形如圖6所示。
飛跨電容器和輸出電容器的等效電容由方程式1給出，其中Ceq是等效電容，Cout是輸出電容，Cfly是飛跨電容器的值。輸出濾波器的當Din和D3導通時在部分1期間的諧振頻率由方程式2給出，並且輸出濾波器的當D4導通時在部分2期間的諧振頻率由方程式3給出，其中ωo1和ωo2分別是部分1期間和部分2期間的諧振頻率，而L是輸出電感器的值。
Figure 108112919-A0305-02-0015-1
Figure 108112919-A0305-02-0015-2
Figure 108112919-A0305-02-0015-3
對於輸入電壓階躍，電感最初將被視為高阻抗，並且輸入電容器的中心抽頭電壓Vtap最初將由Cin1和Cin2的分壓器設置。該電壓將確定最大電感充電電流，從而確定最大輸出電壓。Vtap的最終值將由輸入電容的電容分壓器和等效輸出電容Ceq確定，其將影響流入二極體關斷處所在的點，從而影響飛跨電容的最終電壓。
通過電感器、流入二極體和S3和S4的體二極體的峰值充電電流ipeak由方程式4給出，其中Vin是輸入電壓，Cin1和Cin2是輸入電容。最大最終輸出電壓Vout,f由方程式5給出。飛跨電容器電壓的最終值VCfly,f由方程式6給出。
Figure 108112919-A0305-02-0016-4
Figure 108112919-A0305-02-0016-5
Figure 108112919-A0305-02-0016-6
飛跨電容器電壓定在t=t1。在t=t2時，電感器完全放電，輸出電壓達到其最大值。這些時間的運算式在方程式7和8中給出，其中t1和t2分別是部分1和2的結束時間。
Figure 108112919-A0305-02-0016-7
Figure 108112919-A0305-02-0016-8
在常規變換器工作期間，飛跨電容器電壓必須在Vin/2處主動平衡，以限制開關兩端的電壓應力，並保持對稱的電流紋波以及系統的整體穩定性。因此，由於飛跨電容器的正極和負極端子將分別在Vin/2和Vin之間以及在0V和Vin/2之間變化，因此流入和回流二極體Din和Dret將Vtap固定在大約Vin/2。這允許使用額定為輸入電壓一半 的輸入電容器。電容器體積通常隨電容器的儲能要求而變化。雖然單個輸入電容器由兩個電容代替，這兩個電容中每個電容的電容是原電容的兩倍，但額定電壓減半，因此總存儲能量相同。結果，理論上，層疊的輸入電容器Cin1和Cin2的總體積應該與單個輸入電容器的總體積相當。
使用這種輸入電容分壓器w降壓器在用於高於0.25的變換比率的D2模式下工作的情況一樣，在穩態期間，當飛跨電容器在地和輸入電壓軌之間移動時，將有電流迴圈通過二極體。這種迴圈會降低系統的效率並破壞其運行。在這種情況下，可以省略回流二極體，僅允許單向電流流動。但是，層疊的輸入電容必須額定用於全輸入電壓，從而增加了體積並且抵消了該解決方案的一些優點。對於以類似調製方案工作的變換器，第二啟動方法可能是更期望的，因為啟動電容器不影響變換器的穩態工作。
B.基於飛跨電容分壓器的解決方案
第二種啟動方法的特點還在於採用額外的無源電路進行電容分壓，但利用飛跨電容器本身作為分壓器的一部分。圖3示出了一般的換流單元，而圖7示出了用於3級降壓器的實施方式，其中在702、704和706處突出顯示初始流入電流且在708和710處突出顯示電感器放電路徑。
將與飛跨電容器大小相當的啟動電容器Cdiv連接在輸入端和飛跨電容器的頂部之間，形成電容分壓器。在該路徑中的高電流容量流入二極體Din對飛跨電容器 充電，並防止在穩態工作期間的反向電流流動。下拉開關在啟動後的某個時刻將二極體陽極拉到地，並在正常工作期間將其保持反向偏置。在這種方法中，啟動電容、飛跨電容器和輸出電容器在上電期間都是串聯的。
在穩態工作期間，啟動電容器與輸入電容器並聯，但對輸入濾波的貢獻很小，因為在所有頻率下，小啟動開關的高Ron使啟動電容器加開關的總阻抗遠高於輸入電容器的總阻抗。
由於啟動電路不會干擾穩態變換器工作，因此該解決方案比輸入電容分壓器解決方案更適合於調製方案可能導致飛跨電容器電壓偏離Vin/2的系統，例如在D2模式下運行的串聯電容降壓器。
III.方法的實施和比較
這些方法可以擴展到其他N級飛跨電容降壓變換器，並在啟動期間將開關電壓應力減小到比傳統降壓器低(N-1)倍的值。對於這兩種方法，擴展到另一個3級拓撲，2相串聯電容降壓器，如圖8A和圖8B所示。對於圖8A，初始流入電流在802、804、806處突出顯示，並且電感器放電路徑在808和809處突出顯示。對於圖8B，在810、812、818處突出顯示初始流入電流，並且在814和816處突出顯示電感器放電路徑。
這些方法還可用於更高階ML-FC拓撲的啟動，例如4L-FC降壓器和3相串聯電容降壓器。這些4級拓撲結構具有兩個飛跨電容器，工作在穩態電壓2Vin/3和 Vin/3。對於輸入電容分壓器方法，添加第三個層疊輸入電容器可提供兩個抽頭電壓，2Vin/3和Vin/3，由此可放置兩個流入二極體來為飛跨電容器充電。在回流二極體的放置方面有一定的自由度，只要連接到回流二極體陽極的節點處的最大電壓恰好等於相應的抽頭電壓即可。該方法的具有4L-FC降壓器和3相串聯電容降壓器的實施方式分別在圖8C和圖8E中示出。具有4級拓撲的飛跨電容分壓器方法的實施方式涉及兩個額外的電容器，每個電容器獨立地創建具有單個飛跨電容器的分壓器。具有4L-FC降壓器和3相串聯電容降壓器的該方法的實施方式分別在圖8D和8F中示出。
IV.實驗結果
製作3L-FC降壓變換器的分立PCB原型用於測試上述啟動方法的功能。該原型在1MHz開關頻率下工作，標稱額定用於變換率為24V至5V，20W輸出。對應於圖4和7的組件值列在表I和表II中。這些方法在快速輸入電壓上升時間小於1μs的情況下進行測試。結果詳示於圖9A、圖9B、圖9C和圖9D中。
兩種啟動方法均可確保在啟動期間每個開關的電壓應力被限制到Vin/2，並對飛跨電容器進行預充電。峰值電流、最終輸出電壓和最終飛跨電容器電壓與近似值略有不同，這主要是由於二極體不理想。在針對兩個啟動方案的輸入階躍之後大約8μs處，在開關電壓中的小紋波指示了S4的體二極體停止導通並且關斷的點。
Figure 108112919-A0305-02-0020-9
Figure 108112919-A0305-02-0020-12
V.結論
這裡描述的實施例引入了兩套方法，用於在啟動期間限制多級飛跨電容器(ML-FC)降壓DC-DC變換器的開關兩端的電壓應力。這些方法將輸入電壓分到多個電容器上，並且從而分到多個開關上。對於一般的N級變換器，在輸入電壓預計會在幾微秒或更長時間內上升的應用中，所提出的方法確保(在某些情況下，保證)在啟動期 間的電壓應力比常規降壓器的值低(N-1)倍，這允許使用具有較小導通電阻的較低額定電壓的電晶體。這些方法的無源特性允許它們用於柵極驅動和邏輯電源電壓源自變換器輸入或源自內部節點的應用中。有利地，該方法需要有限數量的分立元件。這些方法的速度僅受元件的高頻阻抗之間的匹配品質的限制，並且理論上可以被推動到響應幾分之一微秒的輸入電壓爬升。輸入電容分壓器方法還可減小輸入電壓瞬變期間的應力。實驗結果證明了這些啟動方法的功能。
術語“連接”或“聯接到”可以包括直接聯接(其中兩個彼此聯接的元件彼此接觸)和間接聯接(其中至少一個附加元件位於兩個元件之間)。
儘管已經詳細描述了實施例，但是應該理解，在不脫離範圍的情況下，可以進行各種改變、替換和更改。此外，本申請的範圍不旨在限於說明書中描述的過程、機器、製造、物質成分、裝置、方法和步驟的特定實施例。
本領域普通技術人員從本公開內容將容易理解，可以使用目前存在或稍後開發的過程、機器、製造、物質成分、裝置、方法或步驟，來執行基本相同的功能或基本上實現與這裡描述的相應實施例相同的結果。因此，所附申請專利範圍旨在在其範圍內包括這樣的過程、機器、製造、物質成分、裝置、方法或步驟。
可以理解，上面描述和示出的示例僅旨在是 示例性的。
本文所描述、建議、引用、舉例說明或示出的新穎性或創造性的任何和所有特徵，包括但不限於適合於使用來實現這些功能的過程、系統、設備和電腦可讀和可執行程式設計和/或其他指令集，均是所要求保護的。
102、104、106:電流路徑
L:輸出電感器的值
S1~S4:輸入電壓；開關
Vin:接收電壓；電壓源；換流單元接收電壓
Cout:輸出電容
Cfly:飛跨電容器的值
Cds1:電容分壓器；漏-源電容
Vin:接收電壓；電壓源；換流單元接收電壓

Claims (4)

  1. 一種換流單元電路，其構成功率變換器的一部分，且包含一換流單元，所述換流單元包括：大小與飛跨電容器(Cfly)相當的啟動電容器(Cdiv)，所述啟動電容器連接在輸入端與所述飛跨電容器(Cfly)的頂部之間，形成電容分壓器，高電流電容二極體(Din)，其適於在穩態工作期間防止反向電流流動，以及下拉開關(pd)，所述下拉開關被配置為在啟動之後將所述二極體(Din)之二極體陽極拉到地，並且在正常工作的狀態期間將所述二極體(Din)維持在反向偏置工作狀態。
  2. 如請求項1所述的換流單元電路，其中，所述啟動電容器(Cdiv)、所述飛跨電容器(Cfly)和輸出電容器(Cout)在上電狀態期間串聯。
  3. 一種功率變換器，其包含如請求項1或2所述的電路。
  4. 如請求項3所述的功率變換器，其中，所述功率變換器是N級變換器。
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