CN108123605B - 电源变换电路的控制方法以及相关电源变换电路 - Google Patents

电源变换电路的控制方法以及相关电源变换电路 Download PDF

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Abstract

本申请公开了电源变换电路的控制方法以及相关电源变换电路，相关电源变换电路包括三电平开关电路和谐振电路，所述方法包括：控制三电平开关电路中所有晶体管关断，晶体管S1的体二极管、晶体管Q1的体二极管、晶体管Q2的体二极管皆基于所述谐振电路的电流续流作用导通；控制所述S1开通，以建立所述电源变换电路的第一工作状态；在所述第一工作状态持续T1时间后，控制所述Q1和所述Q2开通。实施本发明实施例，有利于降低电源变换电路中的开关损耗、导通损耗和电流切换损耗。

Description

电源变换电路的控制方法以及相关电源变换电路
技术领域
本申请涉及电源技术领域，尤其涉及电源变换电路的控制方法以及相关电源变换电路。
背景技术
电源变换电路广泛应用于在一电压等级到另一电压等级电能的转换，比如在DC-DC变换中，DC-DC变换电路将源输入电压通过变压、整流、滤波等工作程序，最终输出所需的电压到负载。电源变换电路通常包括开关电路、变压器、整流以及滤波电路，为了实现有序、稳定的电源变换，通常需要对电源变换电路中的开关电路进行高频的控制操作，所以，电源变换电路的能量损耗主要来自开关电路中的开关损耗、导通损耗和电流切换损耗。然而，现在技术在实现降低开关电路的开关损耗、导通损耗和电流切换损耗之间通常不能兼得，技术整合上依然面临严峻挑战。
发明内容
本发明实施例提供了电源变换电路的控制方法以及相关电源变换电路中，以期降低电源变换电路中的开关损耗、导通损耗和电流切换损耗。
第一方面，本发明实施例提供了一种电源变换电路的控制方法，其中，所述电源变换电路包括三电平开关电路、谐振电路、变压器、整流电路和滤波电路；所述三电平开关电路的三个输入端分别连接到直流电压P、参考电压UREF、直流电压N，所述三电平开关电路的输出端SM与所述谐振电路的输入端相连，所述谐振电路的输出端与所述变压器的原边绕组连接，所述变压器的副边绕组与所述整流电路的输入端相连，所述整流电路的输出端与所述滤波电路的输入端相连；
其中，所述三电平开关电路包括开关单元UC1和开关单元UC4；所述UC1的一端与所述P连接，另一端与所述UREF连接,所述UC1的输出端为X1，在所述UC1中包括连接在所述P和所述X1之间的第一开关管Q1；所述UC4的一端与所述N连接，另一端与所述UREF连接，所述UC4的输出端为X4，在所述UC4中包括连接在所述直流电压N和所述X4之间的第一开关管Q4；所述三电平开关电路还包括,连接在所述X1和所述SM之间的第二开关管Q2，连接在所述X4和所述SM之间的第二开关管Q3；以及，连接在所述P和所述SM之间的第三开关管S1，连接在所述N和所述SM之间的第三开关管S2；其中，所述Q1、Q2、Q3、Q4、S1、S2均包括晶体管，且每个所述晶体管并联体二极管，所述体二极管的方向设置为在其并联的晶体管被反向偏置时导通。
实际工作中，各个开关管Q1、Q2、Q3、Q4、S1、S2受到控制单元的有序控制，通过控制不同开关管的开通与断开，使得输出不同的大小和方向的交流电压VS和电流IS。
在本发明实施例对电源变换电路的控制过程中，包括了三电平开关电路工作于脉宽调制信号的正半周部分和工作于脉宽调制信号负半周部分，下面重点从所述三电平开关电路工作于脉宽调制信号的正半周角度来描述的本发明实施例所提供的控制方法。
当所述三电平开关电路工作于脉宽调制信号的正半周时，所述方法包括以下步骤：控制所有所述晶体管关断，所述S1的体二极管、所述Q1的体二极管、所述Q2的体二极管皆基于所述谐振电路的电流续流作用导通；控制所述S1开通，以建立所述电源变换电路的第一工作状态；在所述第一工作状态持续T1时间后，控制所述Q1和所述Q2开通。
其中，本发明实施例中，S1、S2具有低导通损耗的性质，Q1、Q2、Q3、Q4具有低关断损耗的性质。
可以看到，本发明实施例提供的电源变换电路包括了三电平开关电路和谐振电路，在对三电平开关电路进行控制的过程中，当所有晶体管都关断时，相关晶体管(如S1、Q1、Q2)的体二极管基于所述谐振电路的电流续流作用导通，其两端的电压为二极管压降(接近于0)，之后再开通S1开通时，S1的开通过程便具备零电压开关(Zero VoltageSwitch，ZVS)特性，之后在开通Q1、Q2时，Q1、Q2也同样具备ZVS特性，从而实现了降低相关开关管在开通过程中的开关损耗。另外，由于控制S1在所述Q1和所述Q2之前开通，所以待Q1和Q2开通时，在小部分电流从S1所在支路切换到Q1和Q2所在支路，Q1和Q2所在支路的阻抗大于S1所在支路的阻抗，故只需切换极小部分的电流，这样能够避免短时间内电流的快速变化带来额外的电磁干扰(Electromagnetic Interference，EMI)，降低电流切换损耗。而且，由于S1、Q1、Q2皆导通之后，大部分电流经由S1流通，而S1具有低导通损耗的性质，所以能够极大降低电路的导通损耗。也就是说，实施本发明实施例能够同时实现降低电源变换电路中的开关损耗、导通损耗和电流切换损耗的效果。
基于第一方面，在第一种可能的实施方式中，所述控制所述Q1和所述Q2开通之后，所述方法还包括开关管的关断过程。
第一种可能的关断过程为：控制所述S1在所述Q1关断之前关断，控制所述Q1在所述Q2关断之前关断，从而使所述第一工作状态切换到第二工作状态。
第二种可能的关断过程为：控制所述S1在所述Q1关断之前关断，控制所述Q2在所述Q1关断之前关断，从而使所述第一工作状态切换到第二工作状态。
在本发明实施例中，所述S1具有比所述Q1和Q2更低的导通损耗，所述S2具有比所述Q3和Q4更低的导通损耗；所述Q1和Q2具有比所述S1更低的关断损耗，所述Q3和Q4具有比所述S2更低的关断损耗。所以，在开关管的关断过程中，控制S1在Q1和Q2之前关断，最后才将Q1和Q2关断，由于Q1和Q2具有低关断损耗，从而实现了降低关断过程中的开关损耗。
基于第一方面，在第二种可能的实施方式中，所述三电平开关电路具有多种实现形式的电路结构，在一种可能的电路结构中，所述UC1还包括连接在所述UREF和所述X1之间的二极管DH，所述DH用于在所述S1和所述Q1都关断时建立所述第二工作状态；所述UC4还包括连接在所述UREF和所述X4之间的二极管DB。这种电路结构的关断过程可参考第一种可能的关断过程进行设计。
基于第一方面的第二种可能的实施方式，在可能的实施方式中，所述三电平开关电路具有多种变形结构。在一种变形结构中，在第一方面所述的三电平开关电路中增加晶体管K1和晶体管K2，所述K1并联有一个体二极管KD1，KD1方向设置为在K1被反向偏置时导通；所述K2并联有一个体二极管KD2，KD2方向设置为在K1被反向偏置时导通。其中，K1的集电极连接DH和DB之间的连接点，K1的发射极连接K2的发射极，K2的集电极连接到Q2和Q3之间的连接点，进而连接到SM。所述K1、K2用于在所述S1和所述Q1都关断时建立所述第二工作状态。这种电路结构的关断过程可参考第一种可能的关断过程进行设计。
基于第一方面的第二种可能的实施方式，在又一种变形结构中，在三电平开关电路中，采用晶体管Q5和晶体管Q6替换掉DH和DB，其中，所述Q5并联有一个体二极管D5，D5方向设置为在Q5被反向偏置时导通；所述Q6并联有一个体二极管D6，D6方向设置为在Q6被反向偏置时导通。Q5的集电极连接UC1的输出端X1，Q5的发射极连接到UREF，Q6的发射极连接UC4的输出端X4，Q6的集电极连接到UREF。所述Q6用于在所述S1和所述Q2都关断时建立所述第二工作状态。这种电路结构的关断过程可参考第二种可能的关断过程进行设计。
基于第一方面的第二种可能的实施方式，在又一种变形结构中，在三电平开关电路中，所述UC1、UC4包括连接在所述X1和所述X4之间的电容C，采用电容C替换掉DH和DB，所述电容C的一端连接UC1的输出端X1，电容C的一端连接UC4的输出端X4，所述电容C用于在所述S1和所述Q2都关断时建立所述第二工作状态。这种电路结构的关断过程可参考第二种可能的关断过程进行设计。
基于第一方面，在第三种可能的实施方式中，参照上述电路结构和控制方法的实施过程，当所述三电平开关电路工作于脉宽调制信号的负半周时，所述方法还包括以下步骤：控制所有所述晶体管关断，所述体二极管基于所述谐振电路的电流续流作用导通；控制所述S2开通，以建立所述电源变换电路的第三工作状态；在所述第三工作状态持续T2时间后，控制所述Q3和所述Q4开通。
基于第一方面的第三种可能的实施方式，在所述控制所述Q3和所述Q4开通之后，所述方法还包括开关管的关断过程，控制所述S2在所述Q4关断之前关断，控制所述Q4在所述Q3关断之前关断，从而使所述第三工作状态切换到第四工作状态。
第二方面，本发明实施例提供了一种电源变换电路，所述电源变换电路包括三电平开关电路、谐振电路、变压器、整流电路和滤波电路；所述三电平开关电路的三个输入端分别连接到直流电压P、参考电压UREF、直流电压N，所述三电平开关电路的输出端SM与所述谐振电路的输入端相连，所述谐振电路的输出端与所述变压器的原边绕组连接，所述变压器的副边绕组与所述整流电路的输入端相连，所述整流电路的输出端与所述滤波电路的输入端相连；所述三电平开关电路包括开关单元UC1和开关单元UC4；所述UC1的一端与所述P连接，另一端与所述UREF连接,所述UC1的输出端为X1，在所述UC1中包括连接在所述P和所述X1之间的第一开关管Q1；所述UC4的一端与所述N连接，另一端与所述UREF连接，所述UC4的输出端为X4，在所述UC4中包括连接在所述直流电压N和所述X4之间的第一开关管Q4；所述三电平开关电路还包括,连接在所述X1和所述SM之间的第二开关管Q2，连接在所述X4和所述SM之间的第二开关管Q3；以及，连接在所述P和所述SM之间的第三开关管S1，连接在所述N和所述SM之间的第三开关管S2；其中，所述Q1、Q2、Q3、Q4、S1、S2均包括晶体管，且每个所述晶体管并联体二极管，所述体二极管的方向设置为在所述晶体管被反向偏置时导通；所述电源变换电路用于，实现权利要求1-10任一项所述的方法。
基于第二方面，在可能的实施方式中，所述UC1还包括连接在所述UREF和所述X1之间的二极管DH，所述DH用于在所述S1和所述Q1都关断时建立所述第二工作状态；所述UC4还包括连接在所述UREF和所述X4之间的二极管DB。
在可能的实施例中，所述三电平开关电路除了包括所述DH和所述DB，还包括还包括连接在所述UREF和所述SM之间的晶体管K1和晶体管K2，所述K1、K2分别并联体二极管KD1、KD2，所述KD1的方向设置为在所述K1被反向偏置时导通，所述KD2的方向设置为在所述K2被反向偏置时导通。
基于第二方面，在可能的实施方式中，在所述UC1还包括连接在所述UREF和所述X1之间的晶体管Q5，所述Q5并联体二极管D5，所述D5的方向设置为在所述Q5被反向偏置时导通；所述UC4还包括连接在所述UREF和所述X4之间的晶体管Q6，所述Q6并联体二极管D6，所述D6的方向设置为在所述Q6被反向偏置时导通。
基于第二方面，在可能的实施方式中，所述UC1、UC4包括连接在所述X1和所述X4之间的电容C。
第三方面，本发明实施例提供了一种斩波器。所述斩波器包括三电平开关电路和谐振电路，所述三电平开关电路具体为第二方面中所描述的三电平开关电路，所述谐振电路具体为第二方面中所描述的谐振电路。
第四方面，本发明实施例还提供一种非易失性存储介质，所述非易失性存储介质用于存储第一方面所描述的方法。
可以看到，本发明实施例对电源变换电路中的晶体管进行控制的过程中，当所有所述晶体管都关断时，相关晶体管(如S1、Q1、Q2)的体二极管基于所述谐振电路的电流续流作用导通，其两端的电压为二极管压降(接近于0)，之后再开通S1开通时，S1的开通过程便具备ZVS特性，之后在开通Q1、Q2时，Q1、Q2也同样具备ZVS特性，从而实现降低开通过程中的开关损耗。另外，本发明实施例中S1采用具有低导通损耗的晶体管，Q1、Q2采用具有低关断损耗的晶体管，在导通状态下，电流绝大部分经由S1通过，所以能够极大程度降低电路的导通损耗。由于控制S1在所述Q1和所述Q2之前开通，所以待Q1和Q2开通时，在电流从路径1切换到路径2的过程中，只需切换极小部分的电路，这样能够避免短时间内电流的快速变化带来额外的EMI干扰，降低电流切换损耗。最后，在关断过程中，控制S1在Q1和Q2之前关断，最后才将Q1和Q2关断，由于Q1和Q2具有低关断损耗，从而实现了降低关断过程中的开关损耗。
附图说明
图1是本发明实施例提供的一种电源变换电路的框架结构图；
图2是本发明实施例提供的又一种电源变换电路的框架结构图；
图3是本发明实施例提供的一种电源变换电路的结构示意图；
图4是本发明实施例提供的一种控制单元的逻辑示意图；
图5是本发明实施例提供的一种电源变换电路的控制方法流程示意图；
图6是本发明实施例提供的一种电源变换电路的应用场景示意图；
图7是本发明实施例提供的一种电源变换电路的应用场景示意图；
图8是本发明实施例提供的一种电源变换电路的应用场景示意图；
图9是本发明实施例提供的一些晶体管的信号控制和电性变化示意图；
图10是本发明实施例提供的又一种电源变换电路的结构示意图；
图11是本发明实施例提供的一些晶体管的信号控制示意图；
图12是本发明实施例提供的又一种电源变换电路的结构示意图；
图13是本发明实施例提供的一些晶体管的信号控制示意图；
图14是本发明实施例提供的又一种电源变换电路的结构示意图；
图15是本发明实施例提供的一些晶体管的信号控制示意图。
具体实施方式
下面结合附图描述本发明的相关实施例。
首先描述本发明实施例提供的一种电源变换电路。如图1所示，本发明实施例提出的电源变换电路包括输入电源1、分压电路2、三电平开关电路3、谐振电路4、变压器5、整流电路6、滤波电路7，这些电路依次连接，其中，三电平开关电路3和谐振电路4组成了本发明实施例的斩波器。具体的，输入电源1例如可以是直流电源，输入电源1连接于分压电路2；分压电路2用于对输入电源进行分压，分压电路2可由多个分压电容串联组成，例如可以是两个分压电容C1和C2串联组成；斩波器包括三电平开关电路3和谐振电路4，用于将输入的直流电转换成正弦的交流电，在输出相线上提供交流电压VS和电流IS。具体的，三电平开关电路由一组功率开关管、二极管及(或)电容组成，所述三电平开关电路3的输入与分压电路相连，具体的，三电平开关电路3的输入端分别连接分压电路2所提供的三种电压：直流电压P、参考电压UREF、直流电压N，三电平开关电路3的输出与谐振电路4的输入相连；所述谐振电路4包含电感、电容，电感与电容串联组成谐振腔(例如所述谐振电路4为LLC谐振电路)，谐振腔的一端连接三电平开关电路3的中点，另一端经变压器原边绕组后连接分压电路中的UREF(分压电容C1和C2的中点)；变压器5的原边绕组与谐振电路4的输出相连，变压器的副边绕组与整流电路6相连,具体的，整流电路6由整流桥(副边桥臂)组成，用于对输入电流进行整流；整流电路6的输出连接滤波电路7的输入，滤波电路7包括电容，用于对输入电流进行滤波。
需要说明的是，图1所示的电源变换电路中对的相关电路以及连接关系仅仅是本发明实施例的一种示例，而非限定。在实际应用中，所述电源变换电路可以有多种实施方式，例如，参见图2，在一种实施方式中，本发明实施例提出的上述相关电路组成了三相电源变换电路；所述三相电源变换电路同样包括输入电源1、分压电路2、三电平开关电路3、谐振电路4、变压器5、整流电路6、滤波电路7，但是个别电路中的具有不同的电路布局以及电路连接，其中三电平开关电路中包括并联的三电平开关电路31、32和33，谐振电路中包括并联的谐振电路41、42、43所述三电平开关电路31、32和33各自的中点分别连接与谐振电路41、42、43连接，为变压器的原边绕组提供三相输入，变压器的副边绕组通过三相输出到整流电路61、62、63，经过整流后，再统一输出到滤波电路中进行滤波。
在由三电平开关电路和谐振电路组成的斩波器中，分压电路所提供的三个电压(N、UREF和P)输入到所述三电平开关电路，其输出端SM对应的不同的工作状态，输出电压分别为-U/2、UREF、U/2。参见图3，在一种具体实现方式中，所述三电平开关电路包括由控制单元(在图4中示出)控制的两个开关单元UC1、UC4。开关单元UC1一端连接到正电压源的正DC电压输入端P，另一端连接到参考电压UREF，UC1的输出端为X1；开关单元UC4一端连接到负DC电压输入端N，另一端连接到参考电压UREF，UC4的输出端为X4。具体的，UC1包括第一开关管QI，Q1为晶体管，Q1的集电极连接到P，发射极连接到输出端X1，Q1并联有体二极管D1，D1的方向设置为Q1被反向偏置时导通；可选的，UC1还包括二极管DH，DH的阳极连接到UREF，DH的阴极连接到输出端X1。UC4包括第一开关管Q4，Q4为晶体管，Q4的发射极连接到N，集电极连接到输出端X1，Q4并联有体二极管D4，D4的方向设置为Q4被反向偏置时导通；可选的，UC4还包括二极管DB，DB的阴极连接到UREF，DB的阳极连接到输出端X4。
在所示的三电平开关电路中，还包括由控制单元控制的第二开关管Q2和第二开关Q3管，所述Q2、Q3均为晶体管；所述Q2的集电极连接X1，发射极连接三电平开关电路的输出端SM，Q2并联有体二极管D2，D2的方向设置为Q2被反向偏置时导通；所述Q3的发射极连接X4，集电极连接三电平开关电路的输出端SM，Q3并联有体二极管D3，D3的方向设置为Q3被反向偏置时导通。
在所述三电平开关电路中，还包括由控制单元控制的第三开关管S1和第三开关管S2，所述S1和S2均为晶体管。所述S1的集电极连接P，发射极连接SM；所述S2的发射极连接P，集电极连接SM。所述谐振电路的一端连接SM，另一端经过变压器的原边绕组后连接到UREF，为所述三电平开关电路提供电流续流。
在所述S1开通时，以及所述开关单元UC1的晶体管Q1、所述Q2开通时，调制信号的输出端SM上的电压基本上等于所述UC1的电压输入端P的DC电压(+U/2)，这对应于所述三电平开关电路的第一工作状态；在所述S1和QI断开，且所述Q2保持导通时，输出端SM上的电压基本上等于参考电压UREF(0)，这对应于所述三电平开关电路的第二工作状态；在所述S2开通时，以及所述开关单元UC4晶体管Q4、所述Q3开通时，输出端SM上的电压基本上等于所述UC4的电压输入端N的DC电压(-U/2),这对应于三电平开关电路的第三工作状态；在所述S2和Q4断开，且所述Q3保持导通时，输出端SM上的电压基本上等于参考电压UREF(0)，这对应于所述三电平开关电路的第四工作状态。
在具体实现中，所述S1具有比Q1、Q2更低的导通损耗性能，S2具有比Q3、Q4更低的导通损耗性能，Q1、Q2具有比S1更低的关断损耗性能，Q3、Q4具有比S2更低的关断损耗性能，在第一工作状态中，由于Q1、Q2的导通压降比S1大，故大部分导通电流通过S1流过，只有一小部分导通电流通过Q1、Q2流过，S1的导通损耗较小，故该导通期间能够极大降低所述斩波器的导通损耗。同理，在第三工作状态中，由于Q3、Q4的导通压降比S2大，故大部分导通电流通过S2流过，只有一小部分导通电流通过Q3、Q4流过，S2的导通损耗较小，故该导通期间能够极大降低所述斩波器的导通损耗。
实际工作中，各个开关管Q1、Q2、Q3、Q4、S1、S2受到控制单元的有序控制，通过控制不同开关管的开通与断开，使得斩波器输出不同的大小和方向的交流电压VS和电流IS。下面描述本发明实施例所涉及的控制单元。参见图4，图4为本发明实施例所提供的控制单元对不同开关管的控制示意图。控制单元通过输出脉宽调制信号G1、G2实现对开关管Q1、Q2、Q3、Q4、S1、S2的有序控制。所述三电平开关电路工作于脉宽调制信号的正半周时，输出脉宽调制信号G1，所述三电平开关电路工作于脉宽调制信号的负半周时，输出脉宽调制信号G2。脉宽调制信号一般是高频信号，脉宽调制信号在控制单元内部经过处理后转换为可以直接对开关管进行控制的控制信号，最终施加于不同晶体管的控制信号(图示中控制信号1-6)是与脉宽调制信号G1、G2相一致的离散逻辑信号，即具有能够等于零或1的幅度的信号。脉宽调制信号经过转化成控制信号后，施加在晶体管的控制输入端上的控制信号的幅度等于0时，该晶体管关断，当此幅度等于1时，所述晶体管开通。
另外，在Q1、Q2、Q3、Q4所在的控制支路上，还设置有延时模块(图示中延时模块1-4)，相关延时模块在脉冲宽度调制信号G1、G2的后沿期间激活，并且使得延时模块的输出端能够在预设时间T延迟之后再输出该脉宽调制信号。通过设置延时模块，脉宽调制信号G1转换的控制信号0切换到1时，S1将开通，但是Q1将在预设时间长度T11之后才开通，Q2将在预设时间长度T21之后才开通。脉宽调制信号G1转换的控制信号1切换到0时，S1将关断，但是Q1将在预设时间长度T12之后才关断，Q2将在预设时间长度T22之后才关断。同理，脉宽调制信号G2转换的控制信号0切换到1时，S2将开通，但是Q3将在预设时间长度T31之后才开通，Q4将在预设时间长度T41之后才开通。脉宽调制信号G2转换的控制信号1切换到0时，S2将关断，但是Q3将在预设时间长度T32之后才关断，Q4将在预设时间长度T42之后才关断。需要说明的是，所述T11、T12、T21、T22、T31、T32、T41、T42的时间长度可以相同也可以是各有差异的，这些预设时间长度的取值皆大于或者等于0。
基于上文所述的斩波器、电源变换电路以及控制单元，下面描述本发明实施例所提供的电源转换电路的控制方法(亦即斩波器的控制方法)。该方法包括三电平开关电路工作于脉宽调制信号的正半周部分和工作于脉宽调制信号负半周部分，下面描述所述三电平开关电路工作于脉宽调制信号的正半周时的控制方法，很显然，本领域技术人员很容易的根据所述描述得到有关于当所述三电平开关电路工作于脉宽调制信号的负半周时的相关情况，故下文将不再赘述。另外，为了便于方案描述，可预先定义电流从输出端SM流向谐振电路的方向为正方向。参见图5，该方法包括但不限于以下步骤：
S101，本步骤中，控制所有开关管Q1、Q2、Q3、Q4、S1、S2为关断的状态。
由于通电的感性负载断电时，谐振电路中的强感性负载(如线圈)内产生电动势，其充当电源与三电平开关电路的支路构成持续供给电流的回路，从而产生电流续流回路。举例来说，参见图6，由于Q1、Q2、S1均并联有一个反向的体二极管，那么电流续流回路将包括“谐振电路-DS1-P”支路以及“谐振电路-D2-D1-P”支路。也就是说，二极管DS1、D2、D1将导通，此时S1(或者Q1+Q2)两端的电压很低(仅为二极管压降)，这个为下一时刻S1、或者Q1、Q2的开通提供了零电压开关(Zero Voltage Switch，ZVS)条件。
S102，本步骤中，控制开关管S1开通。
由于开通前S1的体二极管已处于导通状态，故S1在0电压(或者接近于0电压)状态开通，从而使得S1具备ZVS特性，在开通过程中的S1的开通损耗很小。参见图7，开通后，电流继续通过S1，经过输出端SM流向谐振电路，由于S1本身具备低导通压降的属性，故S1导通后电流在S1上产生的导通损耗很低。
所述S1保持导通后，所述三电平开关电路建立第一工作状态，此时，S1将功率从P端传输到SM端，也就是说，SM端可向后续电路输出DC电压(+U/2)。
S103，在本步骤中，在开关管S1导通一段时间后，控制开关管Q1和Q2延时开通。其中，Q1和Q2的开通时间可以相同，也可以是不同的。
在Q1和Q2均开通后，由于Q1、Q2的导通压降大，故只有一小部分电流通过Q1、Q2流通，大部分电路还是从S1流通。参见图8，大部分电流通过路径1流通，小部分电流通过路径2流通，这两部分电流在输出端SM汇合流向谐振电路。所以在这个过程中，Q1、Q2产生的导通损耗也很小。
需要说明的是，实际应用中，可根据Q1、Q2、S1的最佳工作状态调节Q1和Q2的延时开通时间，从而能够使得三电平开关电路的导通损耗降到最低。
当所述S1、Q1、Q2保持导通后，所述三电平开关电路持续处于第一工作状态，此时，S1、Q1、Q2共同(S1传输大部分)将功率从P端传输到SM端，也就是说，SM端可向后续电路输出DC电压(+U/2)。
S104，在本步骤中，控制开关管S1在Q1和Q2关断之前关断。
由于Q1、Q2延迟关断，所以此时Q1、Q2仍然保持导通状态。故S1截止时，流通S1的电流减小至零，而流通Q1、Q2的电流增大。此时，三电平开关电路仍处于第一工作状态。
S105，在本步骤中，控制开关管Q1关断。
在可能的实施例中，例如在图3所示的实施例中，当Q1关断时，此时Q2仍然处于开通状态，三电平开关电路将从第一工作状态切换至第二工作状态，此时电流回路包括“UREP-DH-Q2-SM”，也就是说，从SM输出UREP电平。
S106，在本步骤中，控制开关管Q2关断。在Q2关断之后，所有开关管即又重新处于关断的状态，等待下一周期的开启。
需要说明的是，在可能的实施例中，步骤S105在步骤S106之前启动；在又一种可能的实施例中，步骤S106也可在步骤S105之前启动，也就是说，可以根据开关单元UC1的实际电路结构(例如图3所示的电路结构)，控制Q1在Q2关断之前关断。也可根据开关单元UC1的实际电路结构(例如后文图12、图14所示的电路结构)，控制Q2在Q1关断之前关断，本发明实施例在这里不作限定。
为了更好理解本发明实施例所描述的控制方法，下面结合相关附图描述相关开关管在控制过程中的电性变化。参见图9。图9示出了三电平开关电路工作于脉宽调制信号的正半周时相关开关管(S1、Q1、Q2)的时序控制和电性变化情况。本领域技术人员将可以很容易的将该情况下的电性控制描述移置到三电平开关电路工作于脉宽调制信号的负半周的情况，所以不再赘述负半周时相关开关管(S1、Q1、Q2)的时序控制和电性变化情况。
如图9所示，图9示出了控制单元的相关信号控制时序，控制单元分别周期性地向S1、Q1、Q2输入脉宽调制信号GS1、GQ1、GQ2，当脉宽调制信号所转换的控制信号幅度为1时，对应的开关管开通，当脉宽调制信号所转换的控制信号幅度为0时，对应的开关管关断。图9还示出了相关开关管(S1、Q1、Q2)在输入信号的控制下所流通的电流的变化情况，以及示出了在输入信号的控制下Q1和Q2两侧端点(或S1两侧端点)电压的变化情况，亦即在P连接点和SM连接点之间的电压变化情况。
如图9所示，假设在时间t1之前，S1、Q1、Q2处于全导通状态，此时三电平开关电路处于第一工作状态，SM端输出电压U/2。由于Q1、Q2的导通压降大，小部分电流通过Q1、Q2流通，IQ1、IQ2较小，大部分电路还是从S1流通，IS1较大，由于S1具有低导通损耗的性质，所以三电平开关电路的导通损耗较小。此时Q1和Q2两侧的电压(S1两侧的电压)也较小，接近于0。
在时间t1，S1的脉宽调制信号GS1变为0，亦即所转换的控制信号变为0，所以S1截止，而Q2的脉宽调制信号由于延时模式而被延时到t2，Q3的脉宽调制信号由于延时模式而被延时到t3。S1截止后，在t2之前，P与SM之间的功率通过Q1和Q2进行传输，故电流IQ1、IQ2相应增大。Q1和Q2两侧的电压(S1两侧的电压)也较小，接近于0。此时三电平开关电路处于第一工作状态，SM端输出电压U/2。
在时间t2，Q1的脉宽调制信号GS1变为0，亦即所转换的控制信号变为0，所以Q1截止，三电平开关电路开始切换“UREP-DH-Q2-SM”回路，三电平开关电路的第一开关状态被切换为第二工作状态，IQ2开始减小，Q1和Q2两侧的电压(S1两侧的电压)开始增加。由于Q1和Q2具有低关断损耗的属性，所以在这个过程中，Q1的关断损耗很小。
时间t3，Q2截止，Q1和Q2两侧的电压(S1两侧的电压)增加到最大(U/2)。需要说明的是，Q2截止后，从t3-t4这段时间内，三电平开关电路可进行脉宽调制信号的负周期的相关控制动作，这里不再展开描述。
时间t4-t5期间，负半周的相关控制动作结束后，控制所有开关管Q1、Q2、Q3、Q4、S1、S2为关断的状态，谐振电路中的强感性负载内产生电动势，其充当电源与三电平开关电路的支路构成持续供给电流的回路，从而产生电流续流回路。Q1和Q2两侧的电压(S1两侧的电压)开始减少乃至反向，由于Q1、Q2、S1均并联有一个反向的体二极管，那么电流续流回路将包括“谐振电路-DS1-P”支路以及“谐振电路-D2-D1-P”支路，电流方向为负方向。二极管DS1、D2、D1导通，此时S1、Q1和Q2两端的电压很低(仅为二极管压降)，这个为下一时刻S1的开通提供了ZVS条件。
在时间t5，S1的脉宽调制信号GS1所转换的控制信号变为1，所以S1开通，流经S1的电流IS1从0开始增加，此时由于IS1两端的电压很小(接近于0)，因此S1的开通过程具有ZVS特点，S1的开通损耗很小。开通后，电流通过S1快速增大，由于S1本身具备低导通压降的属性，故S1导通后电流在S1上产生的导通损耗很低。此时，三电平开关电路建立第一工作状态，S1将功率从P端传输到SM端，SM端可向后续电路输出DC电压(+U/2)S1、Q1和Q2两端的电压很小(接近于0)。
时间t6，Q1的脉宽调制信号GQ1所转换的控制信号变为1，所以Q1开通，Q2的脉宽调制信号GQ2所转换的控制信号变为1，所以Q2开通。在Q1和Q2开通时，Q1和Q2两端的电压很小(接近于0)，所以Q1和Q2的开通过程也具备ZVS的特点。由于Q1、Q2的导通压降大，只有小部分电流通过Q1、Q2流通，IQ1、IQ2较小，大部分电路还是从S1流通，IS1较大，由于S1具有低导通损耗的性质，所以三电平开关电路的导通损耗较小。此时三电平开关电路处于第一工作状态，SM端输出电压U/2。
需要说明的是，本发明实施例中t1-t2，t2-t3，t3-t4，t4-t5，t5-t6等等不同时间段的时长均大于或等于零，且不同时间段的时长可以根据实际的应用情况进行具体设定。
可以看出，本发明实施例所提供的电源变换电路包括斩波器，所述斩波器又包括三电平开关电路和谐振电路，在对斩波器进行控制的过程中，当所有所述晶体管都关断时，相关晶体管(如S1、Q1、Q2)的体二极管基于所述谐振电路的电流续流作用导通，其两端的电压为二极管压降(接近于0)，之后再开通S1开通时，S1的开通过程便具备ZVS特性，之后在开通Q1、Q2时，Q1、Q2也同样具备ZVS特性，从而实现降低开通过程中的开关损耗。另外，本发明实施例中S1采用具有低导通损耗的晶体管，Q1、Q2采用具有低关断损耗的晶体管，在导通状态下，电流绝大部分经由S1通过，所以能够极大程度降低电路的导通损耗。由于控制S1在所述Q1和所述Q2之前开通，所以待Q1和Q2开通时，在电流从路径1切换到路径2的过程中，只需切换极小部分的电路，这样能够避免短时间内电流的快速变化带来额外的电磁干扰(Electromagnetic Interference，EMI)，降低电流切换损耗。最后，在关断过程中，控制S1在Q1和Q2之前关断，最后才将Q1和Q2关断，由于Q1和Q2具有低关断损耗，从而实现了降低关断过程中的开关损耗。
下文中描述本发明实施例所提供的其他电源变换电路结构，在其他电源变换电路结构中，对应的三电平开关电路具有不同的电路结构，以及一些开关管可能的不同控制方式。
参见图10，图10示出了一种可能的电源变换电路结构图，该电源变换电路结构与图3所示的电路结构的区别在于，在三电平开关电路中增加晶体管K1和晶体管K2，所述K1并联有一个体二极管KD1，KD1方向设置为在K1被反向偏置时导通；所述K2并联有一个体二极管KD2，KD2方向设置为在K1被反向偏置时导通。其中，K1的集电极连接DH和DB之间的连接点，K1的发射极连接K2的发射极，K2的集电极连接到Q2和Q3之间的连接点，进而连接到SM。
在这种电路结构中，控制单元对不同晶体管的控制方式例如可参考图11，图11示出了控制单元分别输入到S1、Q1、Q2、GK1的脉宽调制信号(GS1、GQ1、GQ2、GK1)，可以看到，在该控制方式中，在S1、Q1、Q2的开通阶段，控制S1在Q1和Q2开通之前开通，以使该三电平开关电路建立第一工作状态；在S1、Q1、Q2的关断阶段，控制S1在Q2之前关断，之后才控制Q1在Q2之前关断。在Q1关断而Q2尚未关断的期间，控制K1开通，从而使三电平开关电路的第一工作状态切换为第二工作状态。当最后Q2关断时，也将K1关断。具体的分析过程可参考图9实施例中的相关描述，这里不在赘述。
参见图12，图12示出了一种可能的电源变换电路结构图，该电源变换电路结构与图3所示的电路结构的区别在于，在三电平开关电路中，采用晶体管Q5和晶体管Q6替换掉DH和DB，其中，所述Q5并联有一个体二极管D5，D5方向设置为在Q5被反向偏置时导通；所述Q6并联有一个体二极管D6，D6方向设置为在Q6被反向偏置时导通。Q5的集电极连接UC1的输出端X1，Q5的发射极连接到UREF，Q6的发射极连接UC4的输出端X4，Q6的集电极连接到UREF。
在这种电路结构中，控制单元对不同晶体管的控制方式例如可参考图13，图13示出了控制单元分别输入到S1、Q1、Q2、Q6的脉宽调制信号(GS1、GQ1、GQ2、GQ6)，可以看到，在该控制方式中，在S1、Q1、Q2的开通阶段，控制S1在Q1和Q2开通之前开通，以使该三电平开关电路建立第一工作状态；在S1、Q1、Q2的关断阶段，控制S1在Q2之前关断，之后才控制Q2在Q1之前关断。另外，在Q2即将关断的时候，控制Q6导通，从而使得在Q2关断后，三电平开关电路的第一工作状态切换为第二工作状态。当最后Q1关断时，也将Q6关断。具体的分析过程可参考图9实施例中的相关描述，这里不在赘述。
参见图14，图14示出了一种可能的电源变换电路结构图，该电源变换电路结构与图3所示的电路结构的区别包括，在三电平开关电路中，采用电容C替换掉DH和DB，所述电容C的一端连接UC1的输出端X1，电容C的一端连接UC4的输出端X4。
在这种电路结构中，控制单元对不同晶体管的控制方式例如可参考图15，图15示出了控制单元分别输入到S1、Q1、Q2的脉宽调制信号(GS1、GQ1、GQ2)，可以看到，在该控制方式中，在S1、Q1、Q2的开通阶段，控制S1在Q1和Q2开通之前开通，以使该三电平开关电路建立第一工作状态；在S1、Q1、Q2的关断阶段，控制S1在Q2之前关断，之后才控制Q2在Q1之前关断，在Q2关断且Q1尚未关断期间，三电平开关电路的第一工作状态切换为第二工作状态。具体的分析过程可参考图9实施例中的相关描述，这里不在赘述。
需要说明的是，在上述的实施例中，对各个实施例的描述都各有侧重，某个实施例中没有详细描述的部分，可以参见其他实施例的相关描述。

Claims (10)

1.一种电源变换电路的控制方法，所述电源变换电路包括三电平开关电路、谐振电路、变压器、整流电路和滤波电路；所述三电平开关电路的三个输入端分别连接到直流电压P、参考电压UREF、直流电压N，所述三电平开关电路的输出端SM与所述谐振电路的输入端相连，所述谐振电路的输出端与所述变压器的原边绕组连接，所述变压器的副边绕组与所述整流电路的输入端相连，所述整流电路的输出端与所述滤波电路的输入端相连；
所述三电平开关电路包括开关单元UC1和开关单元UC4；所述UC1的一端与所述P连接，另一端与所述UREF连接,所述UC1的输出端为X1，在所述UC1中包括连接在所述P和所述X1之间的第一开关管Q1；所述UC4的一端与所述N连接，另一端与所述UREF连接，所述UC4的输出端为X4，在所述UC4中包括连接在所述直流电压N和所述X4之间的第一开关管Q4；
所述三电平开关电路还包括,连接在所述X1和所述SM之间的第二开关管Q2，连接在所述X4和所述SM之间的第二开关管Q3；以及，连接在所述P和所述SM之间的第三开关管S1，连接在所述N和所述SM之间的第三开关管S2；
其中，所述Q1、Q2、Q3、Q4、S1、S2均包括晶体管，且每个所述晶体管并联体二极管，所述体二极管的方向设置为在其并联的晶体管被反向偏置时导通；
其特征在于，当所述三电平开关电路工作于脉宽调制信号的正半周时，所述方法包括以下步骤：
控制所有所述晶体管关断，所述S1的体二极管、所述Q1的体二极管、所述Q2的体二极管皆基于所述谐振电路的电流续流作用导通；
控制所述S1开通，以建立所述电源变换电路的第一工作状态；
在所述第一工作状态持续T1时间后，控制所述Q1和所述Q2开通；
其中，所述S1具有比所述Q1和Q2更低的导通损耗。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述控制所述Q1和所述Q2开通之后，所述方法还包括：
控制所述S1在所述Q1关断之前关断，控制所述Q1在所述Q2关断之前关断，从而使所述第一工作状态切换到第二工作状态；所述Q1和Q2具有比所述S1更低的关断损耗。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述UC1还包括连接在所述UREF和所述X1之间的二极管DH，所述DH用于在所述S1和所述Q1都关断时建立所述第二工作状态；所述UC4还包括连接在所述UREF和所述X4之间的二极管DB。
4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述三电平开关电路包括还包括连接在所述UREF和所述SM之间的晶体管K1和晶体管K2，所述K1、K2分别并联体二极管KD1、KD2，所述KD1的方向设置为在所述K1被反向偏置时导通，所述KD2的方向设置为在所述K2被反向偏置时导通，所述K1用于在所述S1和所述Q1都关断时建立所述第二工作状态。
5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述控制所述Q1和所述Q2开通之后，所述方法还包括：
控制所述S1在所述Q1和所述Q2关断之前关断，控制所述Q2在所述Q1关断之前关断，从而使所述第一工作状态切换到第二工作状态；所述Q1和Q2具有比所述S1更低的关断损耗。
6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述UC1还包括连接在所述UREF和所述X1之间的晶体管Q5，所述Q5并联体二极管D5，所述D5的方向设置为在所述Q5被反向偏置时导通；所述UC4还包括连接在所述UREF和所述X4之间的晶体管Q6，所述Q6并联体二极管D6，所述D6的方向设置为在所述Q6被反向偏置时导通，所述Q6用于在所述S1和所述Q2都关断时建立所述第二工作状态。
7.根据权利要求1至6任一项所述的方法，其特征在于，当所述三电平开关电路工作于脉宽调制信号的负半周时，所述方法还包括以下步骤：
控制所有所述晶体管关断，所述S1的体二极管、所述Q1的体二极管、所述Q2的体二极管基于所述谐振电路的电流续流作用导通；
控制所述S2开通，以建立所述电源变换电路的第三工作状态；
在所述第三工作状态持续T2时间后，控制所述Q3和所述Q4开通；
其中，所述S2具有比所述Q3和Q4更低的导通损耗。
8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，所述控制所述Q3和所述Q4开通之后，所述方法还包括：
控制所述S2在所述Q4关断之前关断，控制所述Q4在所述Q3关断之前关断，从而使所述第三工作状态切换到第四工作状态；所述Q3和Q4具有比所述S2更低的关断损耗。
9.一种电源变换电路的控制方法，所述电源变换电路包括三电平开关电路、谐振电路、变压器、整流电路和滤波电路；所述三电平开关电路的三个输入端分别连接到直流电压P、参考电压UREF、直流电压N，所述三电平开关电路的输出端SM与所述谐振电路的输入端相连，所述谐振电路的输出端与所述变压器的原边绕组连接，所述变压器的副边绕组与所述整流电路的输入端相连，所述整流电路的输出端与所述滤波电路的输入端相连；
所述三电平开关电路包括开关单元UC1和开关单元UC4；所述UC1的一端与所述P连接，所述UC1的输出端为X1，所述UC4的一端与所述N连接，所述UC4的输出端为X4，所述X1和所述X4之间连接有电容C；在所述UC1中包括连接在所述P和所述X1之间的第一开关管Q1；在所述UC4中包括连接在所述直流电压N和所述X4之间的第一开关管Q4；
所述三电平开关电路还包括,连接在所述X1和所述SM之间的第二开关管Q2，连接在所述X4和所述SM之间的第二开关管Q3；以及，连接在所述P和所述SM之间的第三开关管S1，连接在所述N和所述SM之间的第三开关管S2；所述电容C用于在所述S1和所述Q2都关断时建立第二工作状态；
其中，所述Q1、Q2、Q3、Q4、S1、S2均包括晶体管，且每个所述晶体管并联体二极管，所述体二极管的方向设置为在其并联的晶体管被反向偏置时导通；
其特征在于，当所述三电平开关电路工作于脉宽调制信号的正半周时，所述方法包括以下步骤：
控制所有所述晶体管关断，所述S1的体二极管、所述Q1的体二极管、所述Q2的体二极管皆基于所述谐振电路的电流续流作用导通；
控制所述S1开通，以建立所述电源变换电路的第一工作状态；
在所述第一工作状态持续T1时间后，控制所述Q1和所述Q2开通；其中，所述S1具有比所述Q1和Q2更低的导通损耗；
控制所述S1在所述Q1和所述Q2关断之前关断，控制所述Q2在所述Q1关断之前关断，从而使所述第一工作状态切换到所述第二工作状态；所述Q1和Q2具有比所述S1更低的关断损耗。
10.一种电源变换电路，其特征在于，所述电源变换电路包括三电平开关电路、谐振电路、变压器、整流电路和滤波电路；所述三电平开关电路的三个输入端分别连接到直流电压P、参考电压UREF、直流电压N，所述三电平开关电路的输出端SM与所述谐振电路的输入端相连，所述谐振电路的输出端与所述变压器的原边绕组连接，所述变压器的副边绕组与所述整流电路的输入端相连，所述整流电路的输出端与所述滤波电路的输入端相连；
所述三电平开关电路包括开关单元UC1和开关单元UC4；所述UC1的一端与所述P连接，另一端与所述UREF连接,所述UC1的输出端为X1，在所述UC1中包括连接在所述P和所述X1之间的第一开关管Q1；所述UC4的一端与所述N连接，另一端与所述UREF连接，所述UC4的输出端为X4，在所述UC4中包括连接在所述直流电压N和所述X4之间的第一开关管Q4；
所述三电平开关电路还包括,连接在所述X1和所述SM之间的第二开关管Q2，连接在所述X4和所述SM之间的第二开关管Q3；以及，连接在所述P和所述SM之间的第三开关管S1，连接在所述N和所述SM之间的第三开关管S2；
其中，所述Q1、Q2、Q3、Q4、S1、S2均包括晶体管，且每个所述晶体管并联体二极管，所述体二极管的方向设置为在所述晶体管被反向偏置时导通；
所述电源变换电路用于，实现权利要求1-9任一项所述的方法。
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