CN105048851A - 电力转换装置、控制装置及电力转换装置的控制方法 - Google Patents

电力转换装置、控制装置及电力转换装置的控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明提供一种电力转换装置、控制装置以及电力转换装置的控制方法。所述电力转换装置具备向负载输出电压的电力转换部和将根据电压指令而生成的PWM信号向所述电力转换部输出的控制部。所述电力转换部具有基于所述PWM信号而被驱动的多个开关元件。所述控制部以根据所述电压指令来调整作为输出零电压的第一期间和输出非零电压的第二期间的方式生成所述PWM信号。所述控制部向所述电力转换部输出以在所述电压指令的更新周期内存在一个所述第一期间和一个以上的所述第二期间的方式进行设定的所述PWM信号。

Description

电力转换装置、控制装置及电力转换装置的控制方法
技术领域
本发明涉及电力转换装置、控制装置以及电力转换装置的控制方法。
背景技术
以往，已知一种如下技术：在逆变器等电力转换装置中，对载波信号和电压指令进行比较从而生成PWM(PulseWidthModulation：脉冲宽度调制)信号，并由该PWM信号来控制开关元件。
在该电力转换装置中，已知通过降低载波频率来进行PWM控制从而减少开关损失的技术。例如，在日本特开第2011-109739号公报中记载有如下技术：通过根据输出电压的畸变的大小来切换高载波频率和低载波频率，从而减少开关损失。
发明内容
本发明要解决的问题
然而，如果降低载波频率，则PWM控制的控制周期变长，因此，从电压指令的生成到向负载(例如，交流电动机)输出基于该电压指令的输出电压为止的无用时间(延迟时间)变长。在使用了空间矢量的PWM控制的情况下也存在与此同样的问题。
本发明是鉴于上述问题而完成的，其目的是提供能够抑制到电压指令输出为止的无用时间的增加、并能够减少开关损失的电力转换装置、控制装置以及电力转换装置的控制方法。
用于解决问题的技术方案
本发明的一个实施方式涉及的电力转换装置是用于在电源与负载之间转换电力的电力转换装置。所述电力转换装置具备向所述负载输出电压的电力转换部和将根据电压指令而生成的PWM信号向所述电力转换部输出的控制部。所述电力转换部具有基于所述PWM信号而被驱动的多个开关元件。所述控制部以根据所述电压指令对作为输出零电压的第一期间和作为输出非零电压的期间的第二期间进行调整的方式而生成所述PWM信号。所述控制部能够向所述电力转换部输出以在所述电压指令的一个更新周期内存在一个所述第一期间和一个以上的所述第二期间的方式进行设定的所述PWM信号。
本发明的另一个实施方式涉及的控制装置是用于控制电力转换部的控制装置。所述控制装置具备：指令生成部，其生成电压指令；以及信号生成部，其以根据所述电压指令来调整输出零电压的第一期间和输出非零电压的第二期间的方式生成PWM信号并向电力转换部进行输出。所述信号生成部能够向所述电力转换部输出以在所述电压指令的更新周期内存在一个所述第一期间和一个以上的所述第二期间的方式进行设定的所述PWM信号。
本发明的再一个实施方式涉及的电力转换装置的控制方法包括：生成电压指令的指令生成工序；以及以根据所述电压指令来调整输出零电压的第一期间和输出非零电压的第二期间的方式生成PWM信号并向电力转换部进行输出的信号生成工序。所述信号生成工序以在所述电压指令的更新周期内存在一个所述第一期间和一个以上的所述第二期间的方式生成所述PWM信号。
发明效果
根据本发明，能够抑制到电压指令输出为止的无用时间的增加、并能够减少开关损失。
附图说明
图1A是表示第一实施方式涉及的电力转换装置的结构例的图。
图1B是第一实施方式涉及的电力转换装置的PWM控制模式中的第一模式的说明图。
图1C是第一实施方式涉及的电力转换装置的PWM控制模式中的第二模式的说明图。
图2是表示第一实施方式涉及的电力转换装置的结构例的图。
图3A是第一模式的说明图。
图3B是电压指令为正的情况下的第二模式的说明图。
图3C是输出电压指令为正的情况下的第三模式的说明图。
图4是表示图2所示的比较部的结构例的图。
图5是表示图2所示的控制部的处理流程的一例的流程图。
图6是表示第二实施方式涉及的电力转换装置的结构例的图。
图7是表示单相电力转换单元的结构例的图。
图8是表示第三实施方式涉及的电力转换装置的结构例的图。
图9A是第一模式的说明图。
图9B是表示第一模式的一例的说明图。
图9C是表示第一模式的另一例子的说明图。
图10是表示第四实施方式涉及的电力转换装置的结构例的图。
图11A是第一模式的说明图。
图11B是第一模式的说明图。
图12是表示第四实施方式涉及的另一电力转换部的结构例的图。
图13是表示第五实施方式涉及的电力转换装置的结构例的图。
图14是空间矢量的说明图。
图15A是表示第一模式中的电压矢量、输出期间以及PWM信号的关系的图。
图15B是表示第二模式中的电压矢量、输出期间以及PWM信号的关系的图。
图15C是表示第二模式中的电压矢量、输出期间以及PWM信号的另一关系的图。
图16是表示图13所示的控制部的处理流程的一例的流程图。
图17是表示第六实施方式涉及的电力转换装置的结构例的图。
图18是空间矢量法的说明图。
图19是表示电压指令矢量和空间矢量的对应例的图。
图20A是表示第一模式中的电压矢量、输出期间以及PWM信号的关系的图。
图20B是表示第二模式中的电压矢量、输出期间以及PWM信号的关系的图。
图21是表示第七实施方式涉及的电力转换装置的结构例的图。
图22是相对于各个PWM信号的反向时间的运算方法的说明图。
图23是表示第八实施方式涉及的电力转换装置的结构例的图。
具体实施方式
以下参照附图，对本发明所公开的电力转换装置、控制装置及电力转换装置的控制方法的实施方式进行详细的说明。本发明所公开的各实施方式所涉及的电力转换装置的控制部相关的说明也为该实施方式所涉及的控制装置的一例相关的说明。另外，本发明所公开的各实施方式所涉及的电力转换装置的控制部及其结构要素的动作以及处理的流程相关的说明也为该实施方式所涉及的电力转换装置的控制方法的一例相关的说明。此外，本发明不限于以下所示的实施方式。
[1.第一实施方式]
图1A是表示第一实施方式涉及的电力转换装置的结构例的图。如图1A所示，第一实施方式涉及的电力转换装置1将从电源2供给的电力转换成规定的电力并向负载3输出。例如，在电源2为直流电源、负载3为交流电动机的情况下，电力转换装置1将从电源2供给的直流电转换成交流电并向负载3输出。此外，电源2例如也可以是交流电源，负载3例如也可以是电力系统。
[1.1.电力转换装置1]
电力转换装置1具备：电力转换部10，其向负载3输出电压；以及控制部20，其向电力转换部10输出由电压指令生成的PWM信号。
电力转换部10具有基于PWM信号(例如，从控制部20输出的PWM信号)而被驱动的多个开关元件，并连接在电源2和负载3之间。电力转换部10例如经由设置在电力转换部10与负载3之间的输出线5a、5b而向负载3输出具有单相或多相的交流电压。
控制部20以由电压指令来调整作为输出零电压的期间的第一期间和作为输出非零电压的期间的第二期间的方式，生成上述PWM信号。另外，控制部20能够向电力转换部10输出被设定成在电压指令的一个更新周期内存在一个第一期间和一个第二期间的PWM信号。例如，控制部20按照电压指令的每个更新周期，输出一个第一期间和一个以上的第二期间组合而成的PWM信号。
控制部20具备指令生成部21和PWM信号生成部22。指令生成部21生成电压指令并向PWM信号生成部22输出。电压指令是其电压值等在PWM信号的生成中供参照的信号。例如，在此所公开的电压指令可以包括：在参照电压下也可被视为的、与从电力转换部10输出的交流电压的一个相或多个相所分别相对应的单个或者多个相电压指令。
其中，本实施例所涉及的电压指令为了便于说明而基于单相交流电压的情况。指令生成部21能够维持或者改变电压指令的电压值，例如，按照每个规定的更新周期，基于一个或者多个规定条件来更新电压指令的电压值。
PWM信号生成部22基于电压指令生成PWM信号，并向电力转换部10输出该PWM信号。作为PWM控制模式，PWM信号生成部22具有第一模式和第二模式，并基于规定条件来选择第一模式及第二模式中的任一模式。
例如，PWM信号生成部22在电力转换部10的温度低于规定值的情况下，选择第一模式，在电力转换部10的温度为规定值以上的情况下，选择第二模式。第二模式与第一模式相比，PWM脉冲接通的次数、即开关次数为1/2，能够减少电力转换部10中的开关损失。
图1B及图1C分别是第一模式及第二模式的说明图。如图1B所示，PWM信号生成部22在第一模式下，按照电压指令的每个更新周期Ts反复地生成以按第一期间T1、第二期间T2以及第一期间T1的顺序进行转移的方式所设定的模型的PWM信号并向电力转换部10输出PWM信号。第一期间T1是经由电力转换部10的输出线5a、5b而输出零电压的期间，第二期间T2是经由输出线5a、5b而输出非零电压的期间。
在第一模式中，载波信号的波峰(峰)及波谷(谷)的时刻包含在第一期间T1内，PWM信号生成部22将该时刻作为更新时刻TR而更新与载波信号进行比较的电压指令。
另一方面，如图1C所示，PWM信号生成部22在第二模式下，按照电压指令的每个更新周期Ts交替地更换第一模型的PWM信号和第二模型的PWM信号并向电力转换部10进行输出，其中，第一模型的PWM信号如下：在更新周期Ts内存在一个第一期间T1和一个第二期间T2，并且在第一期间T1之后变成第二期间T2的方式所设定的第一模型的PWM信号，第二模型的PWM信号如下：在更新周期Ts内存在一个第一期间T1和一个第二期间T2，并且在第二期间T2之后变成第一期间T1的方式所设定的第二模型的PWM信号。
在第二模式下，载波信号的波峰及波谷的时刻交替地包含在第一期间T1或者第二期间T2内，PWM信号生成部22将该时刻作为更新时刻TR而更新与载波信号进行比较的电压指令。载波信号的波峰表示在载波信号的波形中其值成为最大的位置，载波信号的波谷表示在载波信号的波形中其值成为最小的位置。
如图1B及图1C所示，PWM信号生成部22在第二模式下，与第一模式相比能够将PWM脉冲接通的次数、即开关次数变成1/2，由此，减少电力转换部10中的开关损失。
另外，PWM信号生成部22在PWM控制模式为第一模式的情况和第二模式的情况下，电压指令的更新时刻TR相同，电压指令的更新周期Ts不变。因此，能够抑制到电压指令作为电压而向负载3输出为止的无用时间的增加。
此外，在此，设成作为PWM控制模式具有第一模式和第二模式并且在控制部那样的电力转换装置的结构要素为任一模式下都能够进行动作而进行说明，但通过执行第二模式，能够抑制到输出电压指令为止的无用时间的增加，并能够减少开关损失。因而，电力转换装置1也可以只执行第二模式。这对于后述的其它的实施方式涉及的电力转换装置也是同样的。
以下，对第一实施方式涉及的电力转换装置1的电力转换部10及控制部20的结构例进行进一步详细的说明。此外，以下，对电力转换部10将直流电压转换成单相交流电压而进行输出、并且控制部20利用载波比较法而生成PWM信号的例子进行说明。
[1.2.电力转换部10]
图2是表示电力转换部10及控制部20的结构例的图。如图2所示，电力转换部10具备：输入端子Tp及Tn、输出端子Ta及Tb、单相逆变器电路13、门极驱动电路11、电流检测部12、以及温度检测部18。
输入端子Tp与电源2的正极连接，输入端子Tn与电源2的负极连接。输出端子Ta、Tb与负载3连接。电源2是直流电源，负载3例如是单相交流电动机。
单相逆变器电路13具备开关元件Q1～Q4和电容器C1。开关元件Q1～Q4桥接而成，并经由输出端子Ta、Tb而与负载3连接。在各开关元件Q1～Q4中并联连接有保护用的整流元件。开关元件Q1～Q4例如是IGBT(InsulatedGateBipolarTransistor：绝缘栅双极型晶体管)、MOSFET(Metal-Oxide-SemiconductorField-EffectTransistor：金属-氧化物半导体场效应晶体管)等半导体元件。
门极驱动电路11放大从控制部20输出的PWM信号L1、L2、R1、R2，并向开关元件Q1～Q4的门极进行输出。由此，电力转换部10利用开关元件Q1～Q4的开关将从电源2经由输入端子Tp、Tn而输入的直流电压转换成交流电压，并从输出端子Ta、Tb向负载3输出转换后的交流电压。
电流检测部12对电力转换部10和负载3之间流动的电流(以下，记载为输出电流I)进行检测。电流检测部12例如是利用作为磁电转换元件的霍尔元件的电流传感器。温度检测部18例如对电力转换部10内或者电力转换部10的周围的温度(以下，记载为检测温度Tc)进行检测。
[1.3.控制部20]
如图2所示，控制部20具备指令生成部21和PWM信号生成部22。指令生成部21具备电流指令生成器23和电流控制器24，PWM信号生成部22具备载波信号生成部30、模式切换部31、指令更新部32、位移部33、以及比较部34。
电流指令生成器23生成电流指令I*。电流控制器24以电流指令I*和输出电流I的偏差变成零的方式生成电压指令V*。
载波信号生成部30生成并输出载波信号Vc1、Vc2。载波信号Vc1和载波信号Vc2是正负相互反向的信号。此外，载波信号Vc1、Vc2是三角波信号，但例如也可以是锯齿波状的信号。
模式切换部31向位移部33输出模式信号Sm，并基于一个或者多个预先设定好的条件切换第一模式和第二模式。例如，模式切换部31在检测温度Tc低于规定值的情况下，向位移部33输出表示第一模式的模式信号Sm，在检测温度Tc为规定值以上的情况下，向位移部33输出表示第二模式的模式信号Sm。
指令更新部32输入载波信号Vc1、Vc2及电压指令V*。指令更新部32将载波信号Vc1、Vc2的波峰及波谷的时刻作为更新时刻TR，按照每个该更新时刻TR，更新向比较部34输出的电压指令V*。由此，指令更新部32能够在下次更新时刻TR下向比较部34输出更新时刻TR之后由指令生成部21生成的电压指令V*。
在此所公开的位移部能够基于载波信号的峰值及谷值中的至少一者，使由比较部要比较的一个或者多个电压指令相对于一个或者多个载波信号进行相对位移
例如，本实施方式所涉及的位移部33在从模式切换部31输出了表示第一模式的模式信号Sm的情况下，对从指令更新部32获取的载波信号Vc1、Vc2不进行位移而照原样作为载波信号Vc1’、Vc2’来进行输出。
另一方面，位移部33在从模式切换部31输出了表示第二模式的模式信号Sm的情况下，基于由指令更新部32更新的电压指令V*对载波信号Vc1、Vc2进行位移，并作为载波信号Vc1’、Vc2’进行输出。例如，位移部33以使载波信号Vc1、Vc2中的任一者与峰值或者谷值一致的方式进行位移，并使另一者向相反方向进行位移。
比较部34对载波信号Vc1’、Vc2’和电压指令V*进行比较并基于其比较结果而生成PWM信号L1、L2、R1、R2。比较部34向门极驱动电路11输出所生成的PWM信号L1、L2、R1、R2。
在此，参照图3A～图3C具体地说明载波信号Vc1、Vc2、载波信号Vc1’、Vc2’以及电压指令V*的关系。
图3A是第一模式的说明图。如图3A所示，PWM信号生成部22的比较部34在第一模式下，对与载波信号Vc1、Vc2相同值的载波信号Vc1’、Vc2’和电压指令V*进行比较，并生成PWM信号L1、L2、R1、R2。由此，PWM信号生成部22按照电压指令V*的每个更新周期Ts反复地输出以第一期间T1、第二期间T2以及第一期间T1的顺序进行转移的控制模型的PWM信号。
图3B是电压指令V*为正的情况下的第二模式的说明图。PWM信号生成部22的位移部33在电压指令V*为正并且PWM控制模式为第二模式的情况下，求出载波信号Vc1、Vc2的峰值Vp和被更新的电压指令V*的差分ΔVcp。
位移部33从载波信号Vc1减去差分ΔVcp从而生成载波信号Vc1’，并对载波信号Vc2加上差分ΔVcp从而生成载波信号Vc2’。比较部34对由指令更新部32进行更新的电压指令V*和从位移部33输出的载波信号Vc1’、Vc2’进行比较，并将比较结果作为PWM信号L1、L2、R1、R2进行输出。
此外，在图3B所示的例子中，PWM信号生成部22使载波信号Vc2的波谷出现在第二期间T2内，但也能够使载波信号Vc2的波谷出现在第一期间T1内。在该情况下，PWM信号生成部22通过比较载波信号Vc1’和电压指令V*而生成PWM信号L1、L2，并通过比较载波信号Vc2’和电压指令V*而生成PWM信号R1、R2。
图3C是电压指令V*为负的情况下的第二模式的说明图。PWM信号生成部22的位移部33在电压指令V*为负并且PWM控制模式为第二模式的情况下，求出载波信号Vc1、Vc2的谷值Vb和被更新的电压指令V*的差分ΔVcb。
位移部33对载波信号Vc1加上差分ΔVcb从而生成载波信号Vc1’，并从载波信号Vc2减去差分ΔVcb从而生成载波信号Vc2’。比较部34对由指令更新部32进行更新的电压指令V*和从位移部33输出的载波信号Vc1’、Vc2’进行比较，并将比较结果作为PWM信号L1、L2、R1、R2进行输出。
此外，在图3C所示的例子中，PWM信号生成部22使载波信号Vc2的波谷出现在第一期间T1内，但也能够使载波信号Vc2的波谷出现在第二期间T2内。在该情况下，PWM信号生成部22通过比较载波信号Vc1’和电压指令V*而生成PWM信号L1、L2，并通过比较载波信号Vc2’和电压指令V*而生成PWM信号R1、R2。
如此，PWM信号生成部22在第二模式下，按照电压指令V*的每个更新周期Ts交替地输出在一个更新周期Ts中以第一期间T1及第二期间T2的顺序进行转移的控制模型的PWM信号、和在一个更新周期Ts中以第二期间T2及第一期间T1的顺序进行转移的控制模型的PWM信号。因此，PWM信号生成部22在第二模式下，如图1B所示，与第一模式的情况相比能够使PWM脉冲接通的次数、即开关次数变成1/2，由此，减少电力转换部10中的开关损失。
另外，PWM信号生成部22在任一模式下，由于电压指令V*的更新周期Ts不变，因此，能够抑制到电压指令V*作为电压而向负载3输出为止的无用时间的增加。并且，由于能够抑制无用时间的增加，因此，与无用时间增加的情况相比，提高电流控制器24的增益从而能够将电流控制设成高响应性。
图4是表示比较部34的结构例的图。如图4所示，比较部34具备比较器41、42和NOT电路43、44。比较器41对电压指令V*和载波信号Vc1’进行比较，在电压指令V*为载波信号Vc1’以上的情况下，输出高电平信号，在电压指令V*小于载波信号Vc1’的情况下，输出低电平信号。
比较器42对电压指令V*和载波信号Vc2’进行比较，在电压指令V*为载波信号Vc2’以上的情况下，输出高电平信号，在电压指令V*小于载波信号Vc2’的情况下，输出低电平信号。NOT电路43对比较器41的输出进行反向从而进行输出，NOT电路44对比较器42的输出进行反向从而进行输出。
比较部34将比较器41的输出作为PWM信号R1进行输出，并将NOT电路43的输出作为PWM信号R2进行输出。另外，比较部34将比较器42的输出作为PWM信号L1进行输出，并将NOT电路44的输出作为PWM信号L2进行输出。
此外，比较部34的结构不限于图4所示的结构，例如，也可以是设有四个比较器、并从该四个比较器中输出PWM信号L1、L2、R1、R2的结构。
[1.4.控制部20的处理]
在此，对控制部20的处理流程的一例进行说明。图5是表示控制部20的处理流程的一例的流程图。
如图5所示，控制部20的指令生成部21生成电压指令V*(步骤S11)。然后，控制部20的PWM信号生成部22判定是否为电压指令V*的更新时刻TR(步骤S12)。在判定为不是电压指令V*的更新时刻TR的情况下(步骤S12：否)，PWM信号生成部22重复进行步骤S12的处理。
在判定为是电压指令V*的更新时刻TR的情况下(步骤S12：是)，PWM信号生成部22判定是否为第二模式(步骤S13)。PWM信号生成部22在例如电压指令V*小于规定值的情况下，判定为是第二模式。
在判定为是第二模式的情况下(步骤S13：是)，PWM信号生成部22使电压指令V*相对于载波信号Vc1、Vc2进行相对位移(步骤S14)。例如，PWM信号生成部22根据载波信号Vc1、Vc2的峰值Vp(或者谷值Vb)和电压指令V*的差分ΔVcp(或者差分ΔVcb)，对载波信号Vc1、Vc2进行位移。由此，电压指令V*相对于载波信号Vc1、Vc2进行相对位移。
在结束了步骤S14的处理的情况下，或者在步骤S13中判定为不是第二模式的情况下(步骤S13：否)，PWM信号生成部22对电压指令V*和载波信号Vc1’、Vc2’进行比较，并生成PWM信号L1、L2、R1、R2(步骤S15)，
另一方面，本实施方式所涉及的电力转换装置的控制方法包括例如指令生成工序和信号生成工序，并与前述的控制部20及/或其结构要素的处理的流程相对应。具体而言，步骤S11的处理的流程为指令生成工序的一例或者结构要素，步骤S12～步骤S15的处理的流程为信号生成工序的一例或者结构要素。
此外，控制部20也为本实施方式所涉及的控制装置的一例，例如包括：具有CPU(CentralProcessingUnit：中央处理器)、ROM(ReadOnlyMemory：只读存储器)、RAM(RandomAccessMemory：随机存取存储器)、以及输入输出端口等的微型计算机和各种电路。该微型计算机的CPU通过读取并执行存储在ROM的程序，实现指令生成部21及PWM信号生成部22的控制。此外，也能够利用ASIC(ApplicationSpecificIntegratedCircuit：专用集成电路)、FPGA(FieldProgrammableGateArray：现场可编程门阵列)等的硬件来构成指令生成部21及PWM信号生成部22中的至少任一个或者全部。
如以上内容，第一实施方式涉及的电力转换装置1按照电压指令V*的每个更新周期Ts，向电力转换部10输出一个第一期间T1和一个以上的第二期间T2进行组合的PWM信号。由此，电力转换装置1能够降低从指令生成部21输出的电压指令V*作为电压(与电压指令V*相对应的电压)而从电力转换部10输出为止的无用时间的增加。
[2.第二实施方式]
下面，对第二实施方式涉及的电力转换装置进行说明。第二实施方式涉及的电力转换装置是将直流电压转换成三相交流电压而进行输出的多级串联电力转换装置，而这一点与第一实施方式涉及的电力转换装置1不同。此外，在下面，关于具有与电力转换装置1相同功能的结构要素标注相同附图标记，并省略重复的说明。
图6是表示第二实施方式涉及的电力转换装置1A的结构例的图。该电力转换装置1A具备电力转换单元部9、电流检测部12A、以及指令生成部21A，并向负载3A(例如，三相交流电动机、电力系统)输出三相交流电。
如图6所示，电力转换单元部9具备9个单相电力转换单元15a～15i(以下，有时统称为单相电力转换单元15)。分别与负载3A的U相、V相及W相对应地各设有3个单相电力转换单元15。
具体而言，串联连接单相电力转换单元15a～15c的输出而构成的单相电力转换单元组的一端与中性点N连接，另一端与负载3A的U相连接。另外，串联连接单相电力转换单元15d～15f的输出而构成的单相电力转换单元组的一端与中性点N连接，另一端与负载3A的V相连接。另外，串联连接单相电力转换单元15g～15i的输出而构成的单相电力转换单元组的一端与中性点N连接，另一端与负载3A的W相连接。
电流检测部12A对电力转换单元部9和负载3A的U相、V相及W相之间流动的相电流Iu、Iv、Iw(以下，记载为输出相电流Iuvw)进行检测。电流检测部12A例如是利用了作为磁电转换元件的霍尔元件的电流传感器。
图7是表示单相电力转换单元15的结构例的图。如图7所示，单相电力转换单元15具备电力转换部10A、控制部17、以及温度检测部18。电力转换部10A具备门极驱动电路11和单相逆变器电路13。此外，相对于9个单相电力转换单元15a～15i也可以设置一个温度检测部18。
该单相电力转换单元15具有输入端子Td(输入端子Tp、Tn)和输出端子Ta、Tb，并将从电源2输入到输入端子Td的直流电压转换成单相交流电压从而从输出端子Ta、Tb进行输出。
例如，电力转换部10A向负载3A的U相输出对单相电力转换单元15a～15c的输出电压进行累加的电压，并向负载3A的V相输出对单相电力转换单元15d～15f的输出电压进行累加的电压，并向负载3A的W相输出对单相电力转换单元15g～15i的输出电压进行累加的电压。
控制部17具备PWM信号生成部22。该PWM信号生成部22基于从指令生成部21A输出的后述的相电压指令，生成PWM信号L1、L2、R1、R2。
指令生成部21A具备电流指令生成器23A和电流控制器24A。电流指令生成器23A生成相电流指令Iuvw*。相电流指令Iuvw*包括相电流指令Iu*、Iv*、Iw*。电流控制器24A以相电流指令Iuvw*和输出相电流Iuvw的偏差变成零的方式生成相电压指令Vuvw*。相电压指令Vuvw*包括作为U相、V相及W相的电压指令的相电压指令Vu*、Vv*、Vw*。
指令生成部21A将相电压指令Vu*作为电压指令V*而向单相电力转换单元15a～15c输出，并将相电压指令Vv*作为电压指令V*而向单相电力转换单元15d～15f输出，并将相电压指令Vw*作为电压指令V*而向单相电力转换单元15g～15h输出。
如以上内容，第二实施方式涉及的电力转换装置1A的单相电力转换单元15a～15i分别具有PWM信号生成部22。因而，与第一实施方式涉及的电力转换装置1同样地，在第二模式下，与第一模式的情况相比，能够使PWM脉冲接通的次数、即开关次数变成1/2，由此，能够抑制无用时间的增加，并能够减少开关损失。
此外，由于指令生成部21A的处理流程与图5所示的步骤S11的处理流程相同，控制部17的处理流程与图5所示的步骤S12～S15的处理流程相同，因此省略以上详细的说明。
另一方面，本实施方式所涉及的电力转换装置的控制方法包括例如指令生成工序和信号生成工序，并与前述的控制部17及/或其结构要素的处理的流程相对应。具体而言，指令生成工序21A的处理的流程为指令生成工序的一例或者结构要素，控制部17的处理的流程为信号生成工序的一例或者结构要素。
另外，与控制部20同样地，指令生成部21A及PWM信号生成部22也为本实施方式所涉及的控制装置的结构要素的一例，包括微型计算机、各种电路，微型计算机的CPU通过读取并执行存储在ROM中的程序，实现指令生成部21A及PWM信号生成部22的控制。此外，也能够利用ASIC、FPGA等硬件来构成指令生成部21A及PWM信号生成部22的一部分或者全部。
[3.第三实施方式]
下面，对第三实施方式涉及的电力转换装置进行说明。第三实施方式涉及的电力转换装置将直流电压转换成三相交流电压而进行输出，而这一点与第一实施方式涉及的电力转换装置1不同。此外，在下面，关于具有与电力转换装置1、1A相同功能的结构要素标注相同附图标记，并省略重复的说明。
图8是表示第三实施方式涉及的电力转换装置1B的结构例的图。该电力转换装置1B具备电力转换部10B和控制部20B，并向负载3A输出三相交流电。以下，详细地说明电力转换部10B和控制部20B的结构例。
[3.1.电力转换部10B]
如图8所示，电力转换部10B具备：输入端子Tp、Tn；输出端子Tu、Tv、Tw；三相两电平逆变器电路13B；门极驱动电路11B；电流检测部12A；以及温度检测部18。输出端子Tu、Tv、Tw分别与负载3A的U相、V相及W相连接。
三相两电平逆变器电路13B具备开关元件Q11～Q16和电容器C1。开关元件Q11～Q16三相桥接而成，并经由输出端子Tu、Tv、Tw与负载3A连接。在各开关元件Q11～Q16中并联连接有保护用的整流元件。开关元件Q11～Q16例如是IGBT、MOSFET等半导体元件。
门极驱动电路11B基于从控制部20B输出的PWM信号PA、PB、PC，生成门极信号S1～S6。例如，门极驱动电路11B将对PWM信号PA、PB、PC进行放大的信号分别作为门极信号S1、S3、S5而向开关元件Q11、Q13、Q15进行输出。另外，门极驱动电路11B将对PWM信号PA、PB、PC进行反向并进行放大的信号作为门极信号S2、S4、S6而向开关元件Q12、Q14、Q16进行输出。
由此，电力转换部10B通过开关元件Q11～Q16的开关将从电源2经由输入端子Tp、Tn而进行输入的直流电压转换成三相交流电压，并从输出端子Tu、Tv、Tw经由输出线6a～6c向负载3A输出转换后的三相交流电压。
[3.2.控制部20B]
如图8所示，控制部20B具备指令生成部21A和PWM信号生成部22B。PWM信号生成部22B具备载波信号生成部30B、模式切换部31B、指令更新部32B、位移部33B、以及比较部34B。
载波信号生成部30B输出载波信号Vc。该载波信号Vc是三角波信号，但例如也可以是锯齿波状的信号。
模式切换部31B向位移部33B输出模式信号Sm，并对第一模式和第二模式进行切换。模式切换部31B例如在检测温度Tc小于规定值的情况下，向位移部33B输出表示第一模式的模式信号Sm，在检测温度Tc为规定值以上的情况下，向位移部33B输出表示第二模式的模式信号Sm。
指令更新部32B输入载波信号Vc和相电压指令Vuvw*。指令更新部32B将载波信号Vc的波峰及波谷的时刻作为更新时刻TR，按照该每个更新时刻TR，更新向比较部34B输出的相电压指令Vuvw*。由此，指令更新部32B能够在下次的更新时刻TR向比较部34B输出在更新时刻TR之后由指令生成部21A生成的相电压指令Vuvw*。
位移部33B在从模式切换部31B输出了表示第一模式的模式信号Sm的情况下，对从指令更新部32B获取的相电压指令Vuvw*不进行位移而照原样作为相电压指令Vuvw1*来进行输出。相电压指令Vuvw1*包括作为U相、V相及W相的电压指令的相电压指令Vu1*、Vv1*、Vw1*。
另一方面，位移部33B在从模式切换部31B输出了表示第二模式的模式信号Sm的情况下，基于由指令更新部32B更新的相电压指令Vuvw*和载波信号Vc，对相电压指令Vuvw*进行位移，并作为相电压指令Vuvw1*进行输出。
比较部34B分别对载波信号Vc和相电压指令Vu1*、Vv1*、Vw1*进行比较并基于其比较结果而生成PWM信号PA、PB、PC。
例如，在载波信号Vc的电压值为相电压指令Vu1*的电压值以上的情况下，比较部34B输出低电平的PWM信号PA，在载波信号Vc的电压值小于相电压指令Vu1*的电压值的情况下，比较部34B输出高电平的PWM信号PA。
同样地，在载波信号Vc的电压值为相电压指令Vv1*的电压值以上的情况下，比较部34B输出低电平的PWM信号PB，在载波信号Vc的电压值小于相电压指令Vv1*的电压值的情况下，比较部34B输出高电平的PWM信号PB。
并且，在载波信号Vc的电压值为相电压指令Vw1*的电压值以上的情况下，比较部34B输出低电平的PWM信号PC，在载波信号Vc的电压值小于相电压指令Vw1*的电压值的情况下，比较部34B输出高电平的PWM信号PC。
比较部34B向门极驱动电路11B输出生成的PWM信号PA、PB、PC。
在此，参照图9A～图9B具体地说明载波信号Vc、相电压指令Vuvw*及相电压指令Vuvw1*的关系。图9A是第一模式的说明图。
如图9A所示，PWM信号生成部22B的比较部34B在第一模式下，对与相电压指令Vu*、Vv*、Vw*相同值的相电压指令Vu1*、Vv1*、Vw1*和载波信号Vc进行比较，并生成PWM信号PA、PB、PC。由此，PWM信号生成部22B按照相电压指令Vuvw*的每个更新周期Ts反复地输出以第一期间T1、第二期间T2及第一期间T1的顺序进行转移的控制模型的PWM信号。
图9B是表示第二模式的一例的说明图。本实施方式所涉及的PWM信号生成部的位移部能够以多个相电压指令中最大的相电压指令成为载波信号的峰值的方式对相电压指令进行位移、或者能够以多个相电压指令中最小的相电压指令成为载波信号的谷值的方式对所述相电压指令进行位移。
例如，PWM信号生成部22B的位移部33B在模式信号Sm表示第二模式的情况下，如图9B所示，求出在相电压指令Vu*、Vv*、Vw*之中最大的相电压指令和载波信号Vc的峰值Vp(参照图9A)的差分ΔVc1。
位移部33B分别对相电压指令Vu*、Vv*、Vw*加上差分ΔVc1从而生成相电压指令Vu1*、Vv1*、Vw1*。比较部34B对相电压指令Vu1*、Vv1*、Vw1*和载波信号Vc进行比较，并将比较结果作为PWM信号PA、PB、PC进行输出。
图9C是表示第二模式的另一例子的说明图。如图9C所示，PWM信号生成部22B的位移部33B在模式信号Sm表示第二模式的情况下，求出在相电压指令Vu*、Vv*、Vw*之中最小的相电压指令和载波信号Vc的谷值Vb(参照图9A)的差分ΔVc2。
位移部33B分别从相电压指令Vu*、Vv*、Vw*中减去差分ΔVc2从而生成相电压指令Vu1*、Vv1*、Vw1*。比较部34B对相电压指令Vu1*、Vv1*、Vw1*和载波信号Vc进行比较，并将比较结果作为PWM信号PA、PB、PC进行输出。
如此，第三实施方式涉及的PWM信号生成部22B基于载波信号Vc的峰值Vp或者谷值Vb，使相电压指令Vu*、Vv*、Vw*分别相对于载波信号Vc进行相对位移，从而与载波信号Vc进行比较。
由此，PWM信号生成部22B在第二模式下，能够按照电压指令Vuvw*的每个更新周期Ts交替地输出在一个更新周期Ts中以第一期间T1及第二期间T2的顺序进行转移的控制模型的PWM信号、和在一个更新周期Ts中以第二期间T2及第一期间T1的顺序进行转移的控制模型的PWM信号。
因此，PWM信号生成部22B在第二模式下，与第一模式的情况相比，能够使PWM脉冲接通的次数、即开关次数变成2/3，由此，减少电力转换部10B中的开关损失。另外，PWM信号生成部22B在任一模式中都不改变相电压指令Vuvw*的更新周期Ts，因此，能够抑制相电压指令Vu*、Vv*、Vw*作为U相、V相及W相的输出电压而向负载3A输出为止的无用时间的增加。并且，由于能够抑制无用时间的增加，因此与无用时间增加的情况相比，提高电流控制器24A的增益从而能够将电流控制设成高响应性。
此外，PWM信号生成部22B的位移部33B在模式信号Sm表示第二模式的情况下，例如，也能够在每次起动电力转换装置1B时交替地切换图9B所示的处理和图9C所示的处理。
由于控制部20B的处理流程与图5所示的处理流程相同，因此省略以上详细的说明。
另一方面，本实施方式所涉及的电力转换装置的控制方法包括例如指令生成工序和信号生成工序，并与前述的控制部20B及/或其结构要素的处理的流程相对应。具体而言，图5所示的步骤S11的处理的流程为指令生成工序的一例或者结构要素，图5所示的步骤S12～步骤S15的处理的流程为信号生成工序的一例或者结构要素。
另外，与控制部20同样地，控制部20B也为本实施方式所涉及的控制装置的一例，包括微型计算机、各种电路，微型计算机的CPU通过读取并执行存储在ROM中的程序，实现指令生成部21A及PWM信号生成部22B的控制。此外，也能够利用ASIC、FPGA等硬件来构成指令生成部21A及PWM信号生成部22B的一部分或者全部。
[4.第四实施方式]
下面，对第四实施方式涉及的电力转换装置进行说明。第四实施方式涉及的电力转换装置将三电平的直流电压转换成三相交流电压，而这一点与第三实施方式涉及的电力转换装置1B不同。此外，在下面，关于具有与电力转换装置1B相同功能的结构要素标注相同附图标记，并省略重复的说明。
图10是表示第四实施方式涉及的电力转换装置1C的结构例的图。该电力转换装置1C具备电力转换部10C和控制部20C，并向负载3A输出三相交流电。以下，详细地说明电力转换部10C和控制部20C的结构例。
[4.1.电力转换部10C]
本实施方式所涉及的电力转换部由多电平输出构成。也就是说，电力转换部能够构成为输出具有多电平的电压。如图10所示，电力转换部10C具备：输入端子Tp、Tn；输出端子Tu、Tv、Tw；多电平逆变器电路(例如，三相三电平逆变器电路13C)；门极驱动电路11C；电流检测部12A；以及温度检测部18。
三相三电平逆变器电路13C具备：开关元件Q21～Q24、Q31～Q34、Q41～Q44；电容器C21、C22；以及二极管D21～D26，并经由输出端子Tu、Tv、Tw与负载3A连接。在各开关元件Q21～Q24、Q31～Q34、Q41～Q44中并联连接有保护用的整流元件。开关元件Q21～Q24、Q31～Q34、Q41～Q44例如是IGBT、MOSFET等半导体元件。
门极驱动电路11C基于从控制部20C输出的PWM信号PA、PB、PC，生成门极信号PA1～PA4、PB1～PB4、PC1～PC4。此外，以下，对在门极驱动电路11C中由PWM信号PA来生成门极信号PA1～PA4的例子进行说明。
门极驱动电路11C例如在PWM信号PA为高电平的情况下，将门极信号PA1、PA2设成高电平，并将门极信号PA3、PA4设成低电平。由此，三相三电平逆变器电路13C从U相的输出端子Tu输出电源2的直流电压(以下，记载为电源电压Vdc)。
另外，门极驱动电路11C例如在PWM信号PA为低电平的情况下，将门极信号PA3、PA4设成高电平，并将门极信号PA1、PA2设成低电平。由此，三相三电平逆变器电路13C从U相的输出端子Tu输出零电位(地电位)。
另外，门极驱动电路11C例如在PWM信号PA为中电平的情况下，将门极信号PA2、PA3设成高电平，并将门极信号PA1、PA4设成低电平。由此，三相三电平逆变器电路13C从U相的输出端子Tu输出电源电压Vdc的1/2的电压(Vdc/2)。
门极驱动电路11C对于PWM信号PB、PC，也是与PWM信号PA同样地生成门极信号PB1～PB4、PC1～PC4。由此，电力转换部10C通过开关元件Q21～Q24、Q31～Q34、Q41～Q44的开关将从电源2经由输入端子Tp、Tn输入的直流电压转换成三相交流电压，并从输出端子Tu、Tv、Tw经由输出线6a～6c而向负载3A进行输出。
[4.2.控制部20C]
如图10所示，控制部20C具备指令生成部21C和PWM信号生成部22C。指令生成部21C具备电流指令生成器23A、电流控制器24C、以及电压指令生成部25C。
电流控制器24C以相电流指令Iuvw*和输出相电流Iuvw的偏差变成零的方式生成电压指令矢量Vs*。电压指令生成部25C根据电压指令矢量Vs*来生成并输出相电压指令Vuvwpn*。本实施方式所涉及的相电压指令相对于各个相而包括第一相电压指令以及第二相电压指令。因而，在具有多相的交流电压的情况下，能够存在多个第一相电压指令和多个第二相电压指令。例如，相电压指令Vuvwpn*包括按照U相、V相及W相的每个相的第一相电压指令Vup*、Vvp*、Vwp*和第二相电压指令Vun*、Vvn*、Vwn*。电压指令生成部25C例如使用公知的偶极调制(例如，参照日本特开平05-211775号公报)而根据电压指令矢量Vs*来生成相电压指令Vuvwpn*。
PWM信号生成部22C具备载波信号生成部30B、模式切换部31B、指令更新部32C、位移部33C、以及比较部34C。
指令更新部32C输入载波信号Vc和相电压指令Vuvwpn*。指令更新部32C将载波信号Vc的波峰及波谷的时刻作为更新时刻TR，按照该每个更新时刻TR，更新向比较部34C输出的相电压指令Vuvwpn*。由此，指令更新部32C能够在下次更新时刻TR向比较部34C输出在更新时刻TR之后由电压指令生成部25C生成的相电压指令Vuvwpn*。
位移部33C在从模式切换部31B输出了表示第一模式的模式信号Sm的情况下，对从指令更新部32C获取的相电压指令Vuvwpn*不进行位移而照原样作为相电压指令Vuvwpn1*来进行输出。相电压指令Vuvwpn1*包括U相、V相及W相的每个相的第一相电压指令Vup1*、Vvp1*、Vwp1*和第二相电压指令Vun1*、Vvn1*、Vwn1*。
另一方面，位移部33C在从模式切换部31B输出了表示第二模式的模式信号Sm的情况下，基于由指令更新部32C更新的相电压指令Vuvwpn*和载波信号Vc，对相电压指令Vuvwpn*进行位移，并作为相电压指令Vuvwpn1*进行输出。
比较部34C分别对载波信号Vc和相电压指令Vup1*、Vvp1*、Vwp1*、Vun1*、Vvn1*、Vwn1*进行比较从而生成PWM信号PA、PB、PC。
例如，在载波信号Vc的电压值为相电压指令Vup1*的电压值以上的情况下，比较部34C输出低电平的PWM信号PA，在载波信号Vc的电压值为相电压指令Vup1*的电压值和相电压指令Vun1*的电压值之间的值的情况下，比较部34C输出中电平的PWM信号PA，在载波信号Vc的电压值小于相电压指令Vun1*的电压值的情况下，比较部34C输出高电平的PWM信号PA。
同样地，在载波信号Vc的电压值为相电压指令Vvp1*的电压值以上的情况下，比较部34C输出低电平的PWM信号PB，在载波信号Vc的电压值为相电压指令Vvp1*的电压值和相电压指令Vvn1*的电压值之间的值的情况下，比较部34C输出中电平的PWM信号PB，在载波信号Vc的电压值小于相电压指令Vvn1*的电压值的情况下，比较部34C输出高电平的PWM信号PB。
并且，载波信号Vc的电压值为相电压指令Vwp1*的电压值以上的情况下，比较部34C输出低电平的PWM信号PC，在载波信号Vc的电压值为相电压指令Vwp1*的电压值和相电压指令Vwn1*的电压值之间的值的情况下，比较部34C输出中电平的PWM信号PC，在载波信号Vc的电压值小于相电压指令Vwn1*的电压值的情况下，比较部34C输出高电平的PWM信号PC。
比较部34C将生成的PWM信号PA、PB、PC向门极驱动电路11C输出。
在此，参照图11A、图11B具体地说明载波信号Vc、相电压指令Vuvwpn*及相电压指令Vuvwpn1*的关系。图11A是第一模式的说明图。
如图11A所示，PWM信号生成部22C的比较部34C在第一模式下，对与相电压指令Vup*、Vvp*、Vwp*、Vun*、Vvn*、Vwn*相同值的相电压指令Vup1*、Vvp1*、Vwp1*、Vun1*、Vvn1*、Vwn1*和载波信号Vc进行比较，并生成PWM信号PA、PB、PC。
由此，PWM信号生成部22C按照相电压指令Vuvwpn*的每个更新周期Ts反复地输出以按第一期间T1、第二期间T2、第一期间T1、第二期间T2及第一期间T1的顺序进行转移的方式所设定的控制模型的PWM信号。
图11B是表示第二模式的一例的说明图。本实施方式所涉及的PWM信号生成部的位移部以多个第一相电压指令中最大的第一相电压指令成为载波信号Vc的峰值的方式对多个第一相电压指令进行位移，并以多个第二相电压指令中最小的相电压指令成为载波信号的谷值的方式对所述多个第二相电压指令进行位移。
具体而言，如图11B所示，PWM信号生成部22C的位移部33C求出在相电压指令Vup1*、Vvp1*、Vwp1*之中最大的相电压指令和载波信号Vc的峰值Vp(参照图11A)的差分ΔVc3。位移部33C分别对相电压指令Vup*、Vvp*、Vwp*加上差分ΔVc3从而生成相电压指令Vup1*、Vvp1*、Vwp1*。
另外，位移部33C求出在相电压指令Vun*、Vvn*、Vwn*之中最小的相电压指令和载波信号Vc的谷值Vb(参照图11A)的差分ΔVc4。位移部33C分别从相电压指令Vun*、Vvn*、Vwn*中减去差分ΔVc4从而生成相电压指令Vun1*、Vvn1*、Vwn1*。
比较部34C对Vup1*、Vvp1*、Vwp1*、Vun1*、Vvn1*、Vwn1*和载波信号Vc进行比较，并将比较结果作为PWM信号PA、PB、PC而进行输出。由此，PWM信号生成部22C能够按照相电压指令Vuvwpn*的每个更新周期Ts反复地输出以按第二期间T2、第一期间T1及第二期间T2的顺序进行转移的方式所设定的控制模型的PWM信号。
如此，第四实施方式涉及的PWM信号生成部22C基于载波信号Vc的峰值Vp或者谷值Vb，分别使相电压指令Vup*、Vvp*、Vwp*、Vun*、Vvn*、Vwn*相对于载波信号Vc进行相对位移，从而与载波信号Vc进行比较。
由此，PWM信号生成部22C在第二模式下，与第一模式的情况相比，能够使PWM脉冲接通的次数、即开关次数变成2/3，由此，减少电力转换部10C中的开关损失。另外，PWM信号生成部22C在任一模式中，都不改变相电压指令Vuvwpn*的更新周期Ts，因此，能够抑制相电压指令Vuvw*作为U相、V相及W相的输出电压而向负载3A输出为止的无用时间的增加。并且，由于能够抑制无用时间的增加，因此，与无用时间增加的情况相比，提高电流控制器24A的增益从而能够将电流控制设成高响应性。
由于控制部20C的处理流程与图5所示的处理流程相同，因此省略以上详细的说明。
另一方面，本实施方式所涉及的电力转换装置的控制方法包括例如指令生成工序和信号生成工序，并与前述的控制部20C及/或其结构要素的处理的流程相对应。具体而言，图5所示的步骤S11的处理的流程为指令生成工序的一例或者结构要素，图5所示的步骤S12～步骤S15的处理的流程为信号生成工序的一例或者结构要素。
另外，与控制部20同样地，控制部20C也为本实施方式所涉及的控制装置的一例，包括微型计算机、各种电路，微型计算机的CPU通过读取并执行存储在ROM中的程序，实现指令生成部21C及PWM信号生成部22C的控制。此外，也能够利用ASIC、FPGA等硬件来构成指令生成部21C及PWM信号生成部22C的一部分或者全部。
此外，电力转换部10C不限于图10所示的例子。图12是表示第四实施方式涉及的另一电力转换部10C的结构例的图。图12所示的电力转换部10C由多电平输出构成，具体而言具备门极驱动电路11C’、电流检测部12A、以及多电平逆变器电路(三相三电平逆变器电路13C’)。
如图12所示，三相三电平逆变器电路13C’具备：开关元件Q21～Q24、Q31～Q34、Q41～Q44；以及电容器C21、C22。在各开关元件Q21～Q24、Q31～Q34、Q41～Q44中并联连接有保护用的整流元件。
门极驱动电路11C’基于从控制部20C输出的PWM信号PA、PB、PC，生成门极信号PA1～PA3、PB1～PB3、PC1～PC3。此外，在下面，在门极驱动电路11C’中，对由PWM信号PA来生成门极信号PA1～PA3的例子进行说明。
门极驱动电路11C’例如在PWM信号PA为高电平的情况下，将门极信号PA1设成高电平，并将门极信号PA2、PA3设成低电平。由此，三相三电平逆变器电路13C’从U相的输出端子Tu输出电源电压Vdc。
另外，门极驱动电路11C’例如在PWM信号PA为低电平的情况下，将门极信号PA3设成高电平，并将门极信号PA1、PA2设成低电平。由此，三相三电平逆变器电路13C’从U相的输出端子Tu输出零电位。
另外，门极驱动电路11C’例如在PWM信号PA为中电平的情况下，将门极信号PA3设成高电平，并将门极信号PA1、PA3设成低电平。由此，三相三电平逆变器电路13C’从U相的输出端子Tu输出电源电压Vdc的1/2的电压(Vdc/2)。
门极驱动电路11C’对于PWM信号PB、PC，与PWM信号PA同样地生成门极信号PB1～PB3、PC1～PC3。由此，电力转换部10C通过开关元件Q21～Q24、Q31～Q34、Q41～Q44的开关将从电源2经由输入端子Tp、Tn而输入的直流电压转换成三相交流电压，并从输出端子Tu、Tv、Tw经由输出线6a～6c而向负载3A进行输出。
[5.第五实施方式]
下面，对第五实施方式涉及的电力转换装置进行说明。第五实施方式涉及的电力转换装置通过空间矢量法来生成PWM信号，而这一点与第三实施方式涉及的电力转换装置1B不同。此外，在下面，具有与电力转换装置1B相同功能的结构要素标注相同附图标记，并省略重复的说明。
图13是表示第五实施方式涉及的电力转换装置1D的结构例的图。该电力转换装置1D具备电力转换部10B和控制部20D，并向负载3A输出三相交流电。以下，详细地说明控制部20D的结构例。
如图13所示，控制部20D具备指令生成部21D和PWM信号生成部22D。指令生成部21D具备电流指令生成器23A和电流控制器24D。电流控制器24D以相电流指令Iuvw*和输出相电流Iuvw的偏差变成零的方式生成电压指令矢量Vs*(电压指令的一例)。
PWM信号生成部22D具备模式切换部31D、选择部35、运算部36、变更部37、以及生成部38。
模式切换部31D向运算部36输出模式信号Sm，并对第一模式和第二模式进行切换。模式切换部31D例如在检测温度Tc低于规定值的情况下，向运算部36输出表示第一模式的模式信号Sm，在检测温度Tc为规定值以上的情况下，向运算部36输出表示第二模式的模式信号Sm。
选择部35基于电压指令矢量Vs*，按照每个更新周期Ts，在多个电压矢量中选择两个以上(例如，两个)零电压矢量和一个以上(例如，两个)非零电压矢量的组合。图14是空间矢量法的说明图。此外，θv是从电压矢量V1到电压指令矢量Vs*为止的相位角。
在图14中表示了包括零电压矢量V0、V7和非零电压矢量V1～V6的8个电压矢量。选择部35例如选择电压指令矢量Vs*所邻接的两个非零电压矢量V1、V2和零电压矢量V0、V7。
在该情况下，选择部35例如按照每个更新周期Ts交替地切换以电压矢量V0、V1、V2、V7的顺序进行选择的模型(以下，记载为第一选择模型)、和作为第一选择模型的相反顺序的电压矢量V7、V2、V1、V0的顺序进行选择的模型(以下，记载为第二选择模型)。
此外，在图14中，例如V1(100)表示根据电压矢量V1的U相、V相及W相的状态，并表示U相的上侧的开关元件Q11接通、V相和W相的下侧的开关元件Q14、Q16接通的状态。
运算部36(也称之为输出期间运算部)对由选择部35选择出的电压矢量的输出期间进行运算。例如，在选择部35选择了非零电压矢量V1、V2的情况下，运算部36例如通过运算下式(1)、(2)，求出非零电压矢量V1的输出期间t1和非零电压矢量V2的输出期间t2。在此，Vmax是指电压指令的最大值。
[公式1]
t 1 = 2 3 | V s * | V max T s · sin ( π 3 - θ V ) . . . ( 1 )
t 2 = 2 3 | V s * | V max T s · sin θ V . . . ( 2 )
另外，运算部36通过将从更新周期Ts中减去非零电压矢量V1、V2的输出期间t1、t2的合计的期间(＝Ts－t1－t2)分割成两个，求出零电压矢量V0的输出期间t0和零电压矢量V7的输出期间t7。
运算部36以由选择部35进行选择的顺序向变更部37输出电压矢量的输出期间的信息。例如，在由选择部35选择了第一选择模型的电压矢量V0、V1、V2、V7的情况下，运算部36以输出期间t0、t1、t2、t7的顺序对输出期间的信息进行输出。
变更部37在从模式切换部31D输出了表示第一模式的模式信号Sm的情况下，照原样输出从运算部36获取的输出期间的信息。变更部37例如从运算部36获取了输出期间t0、t1、t2、t7的信息的情况下，照原样输出该输出期间t0、t1、t2、t7的信息。
另一方面，变更部37在从模式切换部31D输出了表示第二模式的模式信号Sm的情况下，以由运算部36进行运算的输出期间中两个以上的零电压矢量的输出期间替换成相当于该两个以上的零电压矢量的输出期间的合计期间的一个零电压矢量的输出期间的方式，来改变两个以上的零电压矢量的输出期间。
例如，变更部37在从运算部36获取到输出期间t0、t1、t2、t7的信息的情况下，累加输出期间t0、t7，从而将累加结果设成输出期间t0、t7中的任一者的输出期间，并将另一者的输出期间设成0。由此，被输出的零电压矢量从两个变成一个。
变更部37在将累加结果设成输出期间t0的输出期间的情况下，对输出期间t0、t1、t2的信息进行输出，在将累加结果设成输出期间t7的输出期间的情况下，对输出期间t1、t2、t7的信息进行输出。
生成部38(也称之为生成电路)基于从变更部37输出的输出期间的信息，生成PWM信号PA、PB、PC。具体而言，本实施方式所涉及的生成部生成以将一个零电压矢量的输出期间作为一个第一期间、将一个以上的非零电压矢量的输出期间作为一个以上的第二期间的方式进行设定的所述PWM信号。生成部38向电力转换部10B(门极驱动电路11B)输出所生成的PWM信号PA、PB、PC。
例如，生成部38在作为第一模式中的输出期间的信息从变更部37依次获取到输出期间t0、t1、t2、t7的信息和输出期间t7、t2、t1、t0的信息的情况下，如图15A所示，生成PWM信号PA、PB、PC。图15A是表示第一模式中的电压矢量、输出期间以及PWM信号的关系的图。
另外，生成部38在作为第二模式中的输出期间的信息从变更部37获取到输出期间t0、t1、t2的信息和输出期间t2、t1、t0的信息的情况下，如图15B所示，生成PWM信号PA、PB、PC。图15B是表示第二模式中的电压矢量、输出期间以及PWM信号的关系的图。
另外，生成部38在作为第二模式中的输出期间的信息从变更部37获取到输出期间t1、t2、t7的信息和输出期间t7、t2、t1的信息的情况下，如图15C所示，生成PWM信号PA、PB、PC。图15C是表示第二模式中的电压矢量、输出期间以及PWM信号的另一关系的图。
如图15B及图15C所示，生成部38在第二模式中生成将由变更部37进行改变的输出期间t0或者输出期间t7设成第一期间T1、并将一个以上的非零电压矢量的输出期间(例如，图15B及图15C所示的两个非零电压矢量V1、V2的输出期间t1、t2)设成两个第二期间T2的PWM信号PA、PB、PC。
由此，电力转换装置1D在第二模式中与电力转换装置1B同样地，与第一模式的情况相比，使PWM脉冲接通的次数、即开关次数变成2/3，因此，能够抑制无用时间的增加，并能够减少开关损失。
此外，在上述内容中，由选择部35来设定了电压指令矢量Vs*的顺序，但也可以由生成部38来设定电压矢量的顺序。在该情况下，生成部38例如基于电压指令矢量Vs*和模式信号Sm，设定电压矢量的顺序。
在此，对控制部20D的处理流程的一例进行说明。图16是表示控制部20D的处理流程的一例的流程图。
如图16所示，控制部20D的指令生成部21D生成电压指令矢量Vs*(步骤S21)。接着，控制部20D的PWM信号生成部22D判定是否为电压指令矢量Vs*的更新时刻TR(步骤S22)。
在判定为是电压指令矢量Vs*的更新时刻TR的情况下(步骤S22：是)，PWM信号生成部22D基于电压指令矢量Vs*，选择电压矢量(步骤S23)。PWM信号生成部22D对选择的电压矢量的输出期间进行运算(步骤S24)。
接着，PWM信号生成部22D判定是否为第二模式(步骤S25)。PWM信号生成部22D例如在判定为电压指令V*小于规定值的情况下，判定为是第二模式。
在判定为是第二模式的情况下(步骤S25：是)，PWM信号生成部22D将多个零电压矢量的输出期间设成一个零电压矢量的输出期间(步骤S26)。
在结束了步骤S26的处理的情况下，或者在步骤S25中，在判定为不是第二模式的情况下(步骤S25：否)，PWM信号生成部22D基于电压矢量的输出期间，生成PWM信号PA、PB、PC(步骤S27)。
另一方面，本实施方式所涉及的电力转换装置的控制方法包括例如指令生成工序和信号生成工序，并与前述的控制部20D及/或其结构要素的处理的流程相对应。具体而言，步骤S21的处理的流程为指令生成工序的一例或者结构要素，步骤S22～步骤S27的处理的流程为信号生成工序的一例或者结构要素
此外，与控制部20同样地，控制部20D也为本实施方式所涉及的控制装置的一例，包括微型计算机、各种电路，微型计算机的CPU通过读取并执行存储在ROM中的程序，实现指令生成部21D及PWM信号生成部22D的控制。此外，也能够利用ASIC、FPGA等硬件来构成指令生成部21D及PWM信号生成部22D的一部分或者全部。
[6.第六实施方式]
下面，对第六实施方式涉及的电力转换装置进行说明。第六实施方式涉及的电力转换装置通过空间矢量法来生成PWM信号，而这一点与第四实施方式涉及的电力转换装置1C不同。此外，在下面，关于具有与电力转换装置1C、1D相同功能的结构要素标注相同附图标记，并省略重复的说明。
图17是表示第六实施方式涉及的电力转换装置1E的结构例的图。该电力转换装置1E具备电力转换部10C和控制部20E，并向负载3A输出三相交流电。以下，详细地说明控制部20E的结构例。
如图17所示，控制部20E具备指令生成部21D和PWM信号生成部22E。PWM信号生成部22E具备模式切换部31D、选择部35E、运算部36E、变更部37E、以及生成部38E。
选择部35E基于电压指令矢量Vs*(电压指令的一例)，按照每个更新周期Ts，从27种的电压矢量中选择3个零电压矢量和4个非零电压矢量的组合。图18是空间矢量法的说明图。
在图18中表示有3个零电压矢量Op、Om、On和24个非零电压矢量a(1)～a(3)、b(1)～b(3)、ap(1)～ap(3)、an(1)～an(3)、bp(1)～bp(3)、bn(1)～bn(3)、以及z(1)～z(6)。
图19是表示电压指令矢量Vs*和空间矢量的对应例的图。在电压指令矢量Vs*处于图19所示的状态的情况下，选择部35E例如选择电压指令矢量Vs*所邻接的4个非零电压矢量ap、an、bp、bn和3个零电压矢量Op、Oo、On。
在该情况下，选择部35E按照每个更新周期Ts交替地切换以On→an→bn→Oo→ap→bp→Op的顺序选择电压矢量的模型(以下，记载为第一选择模型)、和以第一选择模型的相反顺序的Op→bp→ap→Oo→bn→an→On的顺序选择电压矢量的模型(以下，记载为第二选择模型)。
此外，在图19中，例如，PPO表示电压矢量ap(1)的U相、V相及W相的输出状态，并表示U相及V相的上侧的开关元件Q21、Q22、Q31、Q32接通且W相的中央侧的开关元件Q42、Q43接通的状态。
运算部36E以由选择部35E进行选择的顺序向变更部37E输出电压矢量的输出期间的信息。例如，在由选择部35E选择了第一选择模型的电压矢量的情况下，运算部36E以电压矢量On、an、bn、Oo、ap、bp、Op的顺序对输出期间的信息进行输出。
运算部36E(也称之为输出期间运算部)对由选择部35E进行选择的电压矢量的输出期间进行运算。例如，在选择部35E选择了非零电压矢量ap、an、bp、bn的情况下，运算部36E求出各非零电压矢量ap、an、bp、bn的输出期间tap、tan、tbp、tbn。
另外，运算部36E通过将从更新周期Ts中减去输出期间tap、tan、tbp、tbn的合计的期间(＝Ts－tap－tan－tbp－tbn)分割成三个，求出零电压矢量Op、Oo、On的输出期间top、too、ton。
变更部37E在从模式切换部31D输出了表示第一模式的模式信号Sm的情况下，照原样输出从运算部36E获取到的输出期间的信息。变更部37E例如在从运算部36E获取到输出期间ton、tan、tbn、too、tap、tbp、top的信息的情况下，照原样输出该输出期间ton、tan、tbn、too、tap、tbp、top的信息。
另一方面，变更部37E在从模式切换部31D输出了表示第二模式的模式信号Sm的情况下，以在由运算部36E进行运算的输出期间之中将三个以上的零电压矢量的输出期间替换成相当于该三个以上的零电压矢量的输出期间的合计期间的一个零电压矢量的输出期间的方式，来改变两个以上的零电压矢量的输出期间。
例如，变更部37E在从运算部36E获取到输出期间ton、tan、tbn、too、tap、tbp、top的信息的情况下，累加输出期间ton、too、top，从而将累加结果设成新的输出期间too，并将输出期间ton、top设成0。由此，被输出的零电压矢量从三个变成一个。
如上述内容，变更部37E在将累加结果设成新的输出期间too的输出期间的情况下，依次对输出期间tan、tbn、too、tap、tbp的信息进行输出。
生成部38E(也称之为生成电路)基于从变更部37E输出的输出期间的信息，生成PWM信号PA、PB、PC。生成部38E向电力转换部10C(门极驱动电路11C)输出所生成的PWM信号PA、PB、PC。
例如，生成部38E在作为第一模式中的输出期间的信息从变更部37E依次获取到输出期间ton、tan、tbn、too、tap、tbp、top的信息和输出期间top、tbp、tap、too、tbn、tan、ton的信息的情况下，如图20A所示，生成PWM信号PA、PB、PC。图20A是表示第一模式中的电压矢量、输出期间以及PWM信号的关系的图。
另外，生成部38E在作为第二模式中的输出期间的信息从变更部37E依次获取到输出期间tan、tbn、too、tap、tbp的信息和输出期间tbp、tap、too、tbn、tan的信息的情况下，如图20B所示，生成PWM信号PA、PB、PC。图20B是表示第二模式中的电压矢量、输出期间以及PWM信号的关系的图。
如图20B所示，生成部38E在第二模式中，生成将由变更部37E进行改变的输出期间too设成第一期间T1、并将四个非零电压矢量an、bn、ap、bp的输出期间tan、tbn、tap、tbp设成四个第二期间T2的PWM信号PA、PB、PC。
由此，电力转换装置1E在第二模式中与电力转换装置1C同样地，与第一模式的情况相比，能够使PWM脉冲接通的次数、即开关次数变成2/3，因此，能够抑制无用时间的增加，并能够减少开关损失。
此外，在上述内容中，由选择部35E来设定了电压指令矢量Vs*的顺序，但也可以由生成部38E来设定电压矢量的顺序。在该情况下，生成部38E例如基于电压指令矢量Vs*和模式信号Sm，设定电压矢量的顺序。
由于控制部20E的处理流程与图16所示的处理流程相同，因此省略以上详细的说明。
另一方面，本实施方式所涉及的电力转换装置的控制方法包括例如指令生成工序和信号生成工序，并与前述的控制部20E及/或其结构要素的处理的流程相对应。具体而言，图16所示的步骤S21的处理的流程为指令生成工序的一例或者结构要素，图16所示的步骤S22～步骤S27的处理的流程为信号生成工序的一例或者结构要素。
另外，与控制部20同样地，控制部20E也为本实施方式所涉及的控制装置的一例，包括微型计算机、各种电路，微型计算机的CPU通过读取并执行存储在ROM中的程序，实现指令生成部21D及PWM信号生成部22E的控制。此外，也能够利用ASIC、FPGA等硬件来构成指令生成部21D及PWM信号生成部22E的一部分或者全部。
[7.第七实施方式]
下面，对第七实施方式涉及的电力转换装置进行说明。第七实施方式涉及的电力转换装置通过对从PWM信号生成部输出的PWM信号施加状态反向处理，生成设定了一个第一期间T1的PWM信号，而这一点与第三实施方式涉及的电力转换装置1B不同。此外，在下面，关于具有与电力转换装置1B相同功能的结构要素标注相同附图标记，并省略重复的说明。
图21是表示第七实施方式涉及的电力转换装置1F的结构例的图。该电力转换装置1E具备电力转换部10B和控制部20F，并向负载3A输出三相交流电。以下，详细地说明控制部20F的结构例。
如图21所示，控制部20F具备指令生成部21A、PWM信号生成部22F、模式切换部26、以及状态反向部27。
PWM信号生成部22F具备载波信号生成部30B、指令更新部32B、比较部34B、以及反向时间运算部39。该PWM信号生成部22F通过载波信号生成部30B、指令更新部32B以及比较部34B，生成与第三实施方式涉及的PWM信号生成部22B在第一模式中进行动作的情况相同的PWM信号PA、PB、PC。
反向时间运算部39基于载波信号Vc的峰值Vp及谷值Vb和相电压指令Vu*、Vv*、Vw*，判定PWM信号PA、PB、PC的状态，并运算相对于各个PWM信号PA、PB、PC的反向时间。
图22是相对于各个PWM信号PA、PB、PC的反向时间的运算方法的说明图。在此，分为载波信号Vc从波峰向波谷转移的期间Ts1、和载波信号Vc从波谷向波峰转移的期间Ts2进行说明。
在期间Ts1中，反向时间运算部39对载波信号Vc的峰值Vp和相电压指令Vu*的差分ΔVu1进行运算，并基于该差分ΔVu1来运算零电压(NNN)的输出期间t0。另外，反向时间运算部39对相电压指令Vu*和相电压指令Vv*的差分ΔVv1进行运算，并基于该差分ΔVv1来运算非零电压(PNN)的输出期间t1。
并且，反向时间运算部39对相电压指令Vv*和相电压指令Vw*的差分ΔVw1进行运算，并基于该差分ΔVw1来运算非零电压(PPN)的输出期间t2。另外，反向时间运算部39根据输出期间t0、t1、t2来运算零电压矢量(PPP)的输出期间t7。
反向时间运算部39使用输出期间t7将相对于PWM信号PA的反向时间RA设成从时间t11到时间t12为止的期间，并使用输出期间t1将相对于PWM信号PB的反向时间RB设成从时间t12到时间t13为止的期间。另外，反向时间运算部39使用输出期间t2将相对于PWM信号PC的反向时间RC设成从时间t13到时间t14为止的期间。
在期间Ts2中，反向时间运算部39对载波信号Vc的谷值Vb和相电压指令Vw*的差分ΔVw2进行运算，并基于该差分ΔVw2来运算零电压(PPP)的输出期间t7。另外，反向时间运算部39对相电压指令Vw*和相电压指令Vv*的差分ΔVv2进行运算，并基于该差分ΔVv2来运算非零电压(PPN)的输出期间t2。
并且，反向时间运算部39对相电压指令Vv*和相电压指令Vu*的差分ΔVu2进行运算，并基于该差分ΔVu2来运算非零电压(PNN)的输出期间t1。另外，反向时间运算部39根据输出期间t7、t2、t1来运算零电压矢量(NNN)的输出期间t0。
反向时间运算部39使用输出期间t7将相对于PWM信号PA的反向时间RA设成从时间t16到时间t17为止的期间，并使用输出期间t2将相对于PWM信号PB的反向时间RB设成从时间t15到时间t16为止的期间。另外，反向时间运算部39使用输出期间t1将相对于PWM信号PC的反向时间RC设成从时间t14到时间t15为止的期间。
与模式切换部31B同样地，模式切换部26通过模式信号Sm对第一模式和第二模式进行切换。例如，模式切换部26在检测温度Tc小于规定值的情况下，向状态反向部27输出表示第一模式的模式信号Sm，在检测温度Tc为规定值以上的情况下，向状态反向部27输出表示第二模式的模式信号Sm。
状态反向部27在从表示模式切换部26输出了表示第一模式的模式信号Sm的情况下，将从PWM信号生成部22F输入的PWM信号PA、PB、PC照原样作为PWM信号PA’、PB’、PC’来进行输出。
由此，控制部20F能够按照相电压指令Vuvw*的每个更新周期Ts反复地输出以第一期间T1、第二期间T2以及第一期间T1的顺序进行转移的控制模型的PWM信号PA’、PB’、PC’。
另一方面，状态反向部27在从模式切换部26输出了表示第二模式的模式信号Sm的情况下，基于反向时间RA、RB、RC分别对PWM信号PA、PB、PC的一部分进行反向从而生成并输出PWM信号PA’、PB’、PC’。
例如，状态反向部27在时间t11～t12的期间和时间t16～t17的期间内使PWM信号PA进行反向，从而生成PWM信号PA’。另外，状态反向部27在时间t12～t13的期间和时间t15～t16的期间内使PWM信号PB反向，从而生成PWM信号PB’。另外，状态反向部27在时间t13～t14的期间和时间t14～t15的期间内使PWM信号PC反向，从而生成PWM信号PC’。
由此，控制部20F在第二模式中，按照每个更新周期Ts交替地输出在一个更新周期Ts中以第一期间T1及第二期间T2的顺序进行转移的控制模型的PWM信号、和在一个更新周期Ts中以第二期间T2及第一期间T1的顺序进行转移的控制模型的PWM信号。
由此，电力转换装置1F在第二模式中与电力转换装置1B同样地，与第一模式的情况相比，能够使PWM脉冲接通的次数、即开关次数变成2/3，因此，能够抑制无用时间的增加，并能够减少开关损失。
此外，在第四实施方式涉及的电力转换装置1C中也可以与电力转换装置1F同样地代替位移部33C而设置反向时间运算部及状态反向部。在该情况下，反向时间运算部根据载波信号Vc的峰值Vp及谷值Vb和相电压指令Vuvwpn*来运算各零电压(On、Oo、Op)的输出期间及各非零电压(an、bn、ap、bp)的输出期间，并根据这些输出期间来运算反向时间RA、RB、RC。状态反向部基于反向时间RA、RB、RC分别对PWM信号PA、PB、PC的一部分进行反向，从而生成并输出PWM信号PA’、PB’、PC’。
另外，在第一实施方式涉及的电力转换装置1中也可以与电力转换装置1F同样地代替位移部33而设置反向时间运算部及状态反向部。在该情况下，反向时间运算部根据载波信号Vc1的峰值Vp或者载波信号Vc2的谷值Vb和电压指令V*来运算各零电压的输出期间及各非零电压的输出期间，并根据这些输出期间来运算反向时间。状态反向部基于反向时间分别对PWM信号L1、L2、R1、R2的一部分进行反向。
此外，与控制部20同样地，控制部20F也为本实施方式所涉及的控制装置的一例，包括微型计算机、各种电路，微型计算机的CPU通过读取并执行存储在ROM中的程序，实现指令生成部21A、PWM信号生成部22F、模式切换部26以及状态反向部27的控制。此外，也能够利用ASIC、FPGA等硬件来构成指令生成部21A、PWM信号生成部22F、模式切换部26以及状态反向部27的一部分或者全部。
[8.第八实施方式]
下面，对第八实施方式涉及的电力转换装置进行说明。第八实施方式涉及的电力转换装置通过对门极驱动电路的输出施加状态反向处理，生成设定了一个第一期间T1的PWM信号，而这一点与第七实施方式涉及的电力转换装置1F不同。此外，在下面，关于具有与第七实施方式的电力转换装置1F相同功能的结构要素标注相同附图标记，并省略重复的说明。
图23是表示第八实施方式涉及的电力转换装置1G的结构例的图。如图23所示，电力转换装置1G具备电力转换部10G和控制部20G，并向负载3A输出三相交流电。电力转换部10G具备三相两电平逆变器电路13B和电流检测部12A。
控制部20G具备指令生成部21A、PWM信号生成部22F、模式切换部26、门极驱动电路11B、以及状态反向部27G。PWM信号生成部22F生成PWM信号生成部22B在第一模式中进行动作的情况相同的PWM信号PA、PB、PC。
状态反向部27G在从模式切换部26输出了表示第一模式的模式信号Sm的情况下，将从门极驱动电路11B输入的门极信号S1～S6照原样作为门极信号S1’～S6’来进行输出。此外，虽然门极信号S1～S6、S1’～S6’是PWM信号，但为了与PWM信号PA、PB、PC进行区別，记载为门极信号。
由此，控制部20G能够按照每个相电压指令Vuvw*的更新周期Ts反复地输出以第一期间T1、第二期间T2以及第一期间T1的顺序进行转移的控制模型的PWM信号。
另一方面，状态反向部27G在从模式切换部26输出了表示第二模式的模式信号Sm的情况下，基于反向时间RA、RB、RC及载波信号Vc分别对从门极驱动电路11B输入的门极信号S1～S6的一部分进行反向，从而生成并输出门极信号S1’～S6’。
例如，状态反向部27G在时间t11～t12的期间和在时间t16～t17的期间内使门极信号S1、S2进行反向从而生成门极信号S1’、S2’。另外，状态反向部27G在时间t12～t13的期间和在时间t15～t16的期间内使门极信号S3、S4进行反向从而生成门极信号S3’、S4’。另外，状态反向部27G在时间t13～t14的期间和在时间t14～t15的期间内使门极信号S5、S6进行反向从而生成门极信号S5’、S6’。
由此，控制部20G在第二模式中，按照每个更新周期Ts交替地输出在一个更新周期Ts中以第一期间T1及第二期间T2的顺序进行转移的控制模型的PWM信号、和在一个更新周期Ts中以第二期间T2及第一期间T1的顺序进行转移的控制模型的PWM信号。
因而，电力转换装置1G在第二模式中与电力转换装置1B同样地，与第一模式的情况相比，能够使PWM脉冲接通的次数、即开关次数变成2/3，因此，能够抑制无用时间的增加，并能够减少开关损失。
此外，对上述的实施方式涉及的控制部20、20B～20G、17不改变更新周期Ts的例子进行了说明，但例如除了模式切换也能够根据输出电压(或者电压指令)的频率来改变更新周期Ts。
另外，上述的实施方式涉及的控制部20、20B～20G、17基于电力转换装置1、1A～1G的温度来进行了模式的改变，但例如也能够基于输出电压(或者电压指令)的频率、输出电压的畸变来进行模式的改变。
例如，电力转换装置1、1A～1G的模式切换部26、31、31B在输出电压(或者电压指令)的频率为规定值以上的情况下选择第一模式，在输出电压(或者电压指令)的频率小于规定值的情况下选择第二模式。
另外，例如，电力转换装置1、1A～1G具备对输出电压的畸变进行检测的畸变检测部，模式切换部26、31、31B在畸变检测部检测到的输出电压的畸变小于规定值的情况下选择第一模式，在输出电压的畸变为规定值以上的情况下选择第二模式。
另外，指令生成部21、21A、21C、21D例如也能够使用与电力转换部10、10A、10B、10C、10G的输出电压的相位及负载3、3A的相位(电角度)同步地进行旋转的正交坐标的dq轴成分的电压指令来生成电压指令V*、Vuvw*。
另外，PWM信号生成部22、22B～22G在第二模式中，也能够将载波信号的波谷及波峰中的任一者作为电压指令的更新时刻。
另外，在上述内容中，第一实施方式涉及的电力转换装置1利用载波比较法来生成了对于单相逆变器电路13的PWM信号，但也可以与第四及第五实施方式的电力转换装置1C、1D同样地利用空间矢量法来生成。另外，在上述的实施方式中，说明了对于直到三电平为止的逆变器电路的PWM信号，但关于对于超过三电平的逆变器电路的PWM信号，同样地通过输出一个第一期间T1和一个以上的第二期间T2进行组合的PWM信号，能够抑制无用时间的增加，并能够减少开关损失。
对于本领域技术人员能够容易地导出进一步的效果和变形例。因而，本发明的更广泛的方式不限于以上所述并记述的特定的详细内容以及代表性的实施方式。因此，在不脱离所附的权利要求书及其等同物所定义的总的发明概念的精神或范围，能够进行各种各样的改变。

Claims (15)

1.一种电力转换装置，其用于在电源与负载之间转换电力，
所述电力转换装置的特征在于，具备：
电力转换部，其向所述负载输出电压；以及
控制部，其向所述电力转换部输出根据电压指令而生成的PWM信号，
所述电力转换部具有基于所述PWM信号而驱动的多个开关元件，
所述控制部以根据所述电压指令来对作为输出零电压的第一期间和输出非零电压的第二期间进行调整的方式生成所述PWM信号，
所述控制部能够向所述电力转换部输出以在所述电压指令的更新周期内存在一个所述第一期间和一个以上的所述第二期间的方式进行设定的所述PWM信号。
2.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于，
所述控制部具有生成所述PWM信号的PWM信号生成部，
作为所述PWM信号，所述PWM信号生成部能够交替地切换第一模型的PWM信号和第二模型的PWM信号并向所述电力转换部进行输出，其中，所述第一模型的PWM信号是以在所述更新周期内存在一个第一期间和一个第二期间、且在所述第一期间之后变成所述第二期间的方式进行设定的PWM信号，所述第二模型的PWM信号是以在所述更新周期内存在一个第一期间和一个第二期间、且在所述第二期间之后变成所述第一期间的方式进行设定的PWM信号。
3.根据权利要求2所述的电力转换装置，其特征在于，
所述控制部能够在第一模式及第二模式中的任一模式下进行动作，
所述PWM信号生成部在所述第一模式下按照每个所述更新周期反复地向所述电力转换部输出以按所述第一期间、所述第二期间以及所述第一期间的顺序转移的方式进行设定的所述第三模型的PWM信号，所述PWM信号生成部在所述第二模式下按照每个所述更新周期交替地切换所述第一模型的PWM信号和所述第二模型的PWM信号并向所述电力转换部进行输出，
所述PWM信号生成部具有模式切换部，所述模式切换部基于预先设定好的条件来切换所述第一模式及所述第二模式。
4.根据权利要求2或3所述的电力转换装置，其特征在于，
由所述电力转换部输出的所述电压是具有单相或者多相的交流电压，
所述电压指令包括分别与所述相对应的一个或者多个相电压指令，
所述控制部还具有生成所述相电压指令的指令生成部，
所述PWM信号生成部具备：
载波信号生成部，其生成载波信号；
比较部，其对所述相电压指令和所述载波信号进行比较，并基于所述比较结果生成各相的所述PWM信号；以及
位移部，其能够基于由所述载波信号生成部生成的所述载波信号的峰值及谷值中的至少一者，使由所述比较部要比较的所述相电压指令相对于所述载波信号进行相对位移。
5.根据权利要求4所述的电力转换装置，其特征在于，
所述位移部能够以所述相电压指令中最大的相电压指令成为所述载波信号的峰值的方式对所述相电压指令进行位移、或者能够以所述相电压指令中最小的相电压指令成为所述载波信号的谷值的方式对所述相电压指令进行位移。
6.根据权利要求5所述的电力转换装置，其特征在于，
所述电力转换部由多电平输出构成，
所述指令生成部作为所述相电压指令，相对于多相的各个相而生成第一相电压指令和第二相电压指令，并输出生成的多个第一相电压指令和多个第二相电压指令，
所述位移部以所述多个第一相电压指令中最大的第一相电压指令成为所述载波信号的峰值的方式对所述多个第一相电压指令进行位移，并以所述多个第二相电压指令中最小的相电压指令成为所述载波信号的谷值的方式对所述多个第二相电压指令进行位移。
7.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于，
所述控制部具有生成PWM信号的PWM信号生成部，
所述PWM信号生成部能够按照每个所述更新周期反复地向所述电力转换部输出以按所述第二期间、所述第一期间以及所述第二期间的顺序转移的方式进行设定的模型的PWM信号。
8.根据权利要求7所述的电力转换装置，其特征在于，
所述控制部能够在第一模式及第二模式中的任一模式下进行动作，
所述PWM信号生成部在所述第一模式下按照每个所述更新周期反复地向所述电力转换部输出以按所述第一期间、所述第二期间、所述第一期间、所述第二期间以及所述第一期间的顺序转移的方式进行设定的模型的PWM信号，所述PWM信号生成部在所述第二模式下按照每个所述更新周期反复地向所述电力转换部输出以按所述第二期间、所述第一期间以及所述第二期间的顺序转移的方式进行设定的模型的PWM信号，
所述PWM信号生成部具有模式切换部，所述模式切换部基于预先设定好的条件来切换所述第一模式及所述第二模式。
9.根据权利要求2、3、7或8所述的电力转换装置，其特征在于，
所述控制部还具有生成所述电压指令的指令生成部，
所述PWM信号生成部具备：
选择部，其基于所述电压指令从多个电压矢量中选择两个以上的零电压矢量和一个以上的非零电压矢量的组合；
运算部，其运算由所述选择部选择出的电压矢量各自的输出期间；
变更部，其以由所述运算部运算出的输出期间中所述两个以上的零电压矢量的输出期间被替换成相当于所述两个以上的零电压矢量的合计输出期间的一个零电压矢量的输出期间的方式，来改变所述两个以上的零电压矢量的输出期间；以及
生成部，其生成以将所述一个零电压矢量的输出期间作为所述一个第一期间、并将所述一个以上的非零电压矢量的输出期间作为所述一个以上的第二期间的方式进行设定的所述PWM信号。
10.根据权利要求1～3、7或8所述的电力转换装置，其特征在于，
所述电力转换部经由设置在该电力转换部与所述负载之间的输出线而输出所述零电压及所述非零电压中的任一者。
11.根据权利要求1、2或3所述的电力转换装置，其特征在于，
所述控制部按照所述电压指令的每个更新周期，向所述电力转换部输出一个所述第一期间和一个以上的所述第二期间组合而成的所述PWM信号。
12.一种控制装置，其用于控制电力转换部，
所述控制装置的特征在于，具备：
指令生成部，其生成电压指令；以及
信号生成部，其以根据所述电压指令来调整输出零电压的第一期间和输出非零电压的第二期间的方式生成PWM信号并向电力转换部进行输出，
所述信号生成部能够向所述电力转换部输出以在所述电压指令的更新周期内存在一个所述第一期间和一个以上的所述第二期间的方式进行设定的所述PWM信号。
13.如权利要求12所述的控制装置，其特征在于，
所述信号生成部按照所述电压指令的每个更新周期，向所述电力转换部输出一个所述第一期间和一个以上的所述第二期间组合而成的所述PWM信号。
14.一种电力转换装置的控制方法，其特征在于，包括：
生成电压指令的指令生成工序；以及
以根据所述电压指令来调整输出零电压的第一期间和输出非零电压的第二期间的方式生成PWM信号并向电力转换部进行输出的信号生成工序，
所述信号生成工序以在所述电压指令的更新周期内存在一个所述第一期间和一个以上的所述第二期间的方式生成所述PWM信号。
15.如权利要求14所述的控制装置，其特征在于，
所述信号生成工序按照所述电压指令的每个更新周期，生成一个所述第一期间和一个以上的所述第二期间组合而成的所述PWM信号。
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