CN104638934A - 矩阵变换器及输出电压误差的补偿方法 - Google Patents

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Abstract

本发明的目的是提供一种不对电压指令进行修正而能够高精度地抑制由换流控制产生的输出电压误差的矩阵变换器及输出电压误差的补偿方法。本实施方式的矩阵变换器具有指令生成部和换流控制部。指令生成部根据电压指令生成规定PWM控制的脉冲宽度的控制指令。换流控制部根据控制指令，以规定的换流方式控制开关元件来进行换流控制。指令生成部包括修正部，修正部以使由换流控制产生的输出电压的误差减小的方式，对根据电压指令求出的脉冲宽度进行修正并生成控制指令。

Description

矩阵变换器及输出电压误差的补偿方法
技术领域
本发明涉及一种矩阵变换器及输出电压误差的补偿方法。
背景技术
矩阵变换器具有连接交流电源的各相与负载的各相的多个双向开关，通过控制这些双向开关直接对交流电源的各相电压进行开关来向负载输出任意的电压和频率。
所述矩阵变换器在通过双向开关切换与负载连接的交流电源的相时，进行对构成双向开关的多个开关元件分别以规定的顺序各自进行接通/断开控制的换流控制。通过这种换流控制，防止交流电源的线间短路或者矩阵变换器的输出开路等，然而输出电压会产生误差。
因此，提出一种技术方案：基于交流电源的线间电压对电压指令进行修正，由此补偿输出电压的误差(例如，参照专利文件1、2)。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2004-7929号公报
专利文献2：日本特开2007-82286号公报
发明内容
本发明所要解决的问题
然而，在补偿输出电压的误差的现有技术中，由于根据交流电源的线间电压对电压指令进行修正，因此需要修正电压指令的修正部，另外，根据线间电压的检测精度有可能不能高精度地抑制输出电压误差。
本实施方式的一个方式是鉴于上述问题而做出的，目的是提供一种不对电压指令进行修正而能够高精度地抑制由换流控制产生的输出电压误差的矩阵变换器以及输出电压误差的补偿方法。
用于解决问题的手段
本实施方式的一个方式涉及的矩阵变换器具有电力转换部、指令生成部、以及换流控制部。所述电力转换部具有能够通过多个开关元件控制导通方向的多个双向开关，并且在与交流电源的各相连接的多个输入端子和与负载的各相连接的多个输出端子之间设置有所述多个双向开关。所述指令生成部根据电压指令生成规定PWM控制的脉冲宽度的控制指令。所述换流控制部根据所述控制指令，以规定的换流方式控制所述开关元件来进行换流控制。所述指令生成部具有修正部，所述修正部以使由所述换流控制产生的输出电压的误差减小的方式，对根据所述电压指令求出的所述脉冲宽度进行修正并生成所述控制指令。
发明效果
根据本实施方式的一个方式，能够提供一种不对电压指令进行修正而能够高精度地抑制由换流控制产生的输出电压误差的矩阵变换器以及输出电压误差的补偿方法。
附图说明
图1是表示本实施方式的矩阵变换器的结构例的图。
图2是表示图1所示的双向开关的结构例的图。
图3是表示图1所示的控制部的结构例的图。
图4是表示输出电压空间矢量的一例的图。
图5是表示输出电压指令与空间矢量的对应例的图。
图6是表示当Io＞0时通过四步电流换流法进行的开关元件的接通/断开的转变的图。
图7是表示当Io＞0时通过四步电流换流法进行的PWM控制指令与输出相电压与载波之间的关系的图。
图8是表示当Io＜0时通过四步电流换流法进行的开关元件的接通/断开的转变的图。
图9是表示当Io＜0时通过四步电流换流法进行的PWM控制指令与输出相电压与载波之间的关系的图。
图10是表示当Io＞0时通过四步电压换流法进行的开关元件的接通/断开的转变的图。
图11是表示当Io＜0时通过四步电压换流法进行的开关元件的接通/断开的转变的图。
图12是表示Ebase＝Ep时的开关模式的一例的图(之一)。
图13是表示Ebase＝Ep时的开关模式的一例的图(之二)。
图14是表示Ebase＝En时的开关模式的一例的图(之一)。
图15是表示Ebase＝En时的开关模式的一例的图(之二)。
图16是表示三相调制法中载波与输出相电压之间的关系的一例的图。
图17是表示PWM指令生成部的结构的一例的图。
图18是表示通过补偿量计算部执行的补偿量计算处理的一例的流程图。
图19是表示载波与修正量计算周期的关系例的图。
附图标记说明
1：矩阵变换器
2：交流电源
3：负载
10：电力转换部
11：LC滤波器
12：输入电压检测部
13：输出电流检测部
14：控制部
30：参数存储部
31：电压指令运算部
32：PWM指令生成部
33：换流控制部
41：脉冲宽度运算部
42：修正部
43：补偿量计算部
44：脉冲宽度调整部
Swa、Swb：开关元件
具体实施方式
以下，参照附图详细说明本申请公开的矩阵变换器的实施方式。另外，本发明不限于以下所示的实施方式。
[1.矩阵变换器的结构]
图1是表示实施方式涉及的矩阵变换器的结构例的图。如图1所示，本实施方式涉及的矩阵变换器1设置在三相交流电源2(以下，简单记作交流电源2)与负载3之间。负载3例如为交流电动机或发电机。以下，将交流电源2的R相、S相以及T相记载为输入相，将负载3的U相、V相以及W相记载为输出相。
矩阵变换器1具有：输入端子Tr、Ts、Tt；输出端子Tu、Tv、Tw；电力转换部10；LC滤波器11；输入电压检测部12；输出电流检测部13；以及控制部14。矩阵变换器1将从交流电源2经由输入端子Tr、Ts、Tt供给的三相交流电转换为任意电压及频率的三相交流电，然后从输出端子Tu、Tv、Tw向负载3输出。
电力转换部10具有连接交流电源2的各相与负载3的各相的多个双向开关Sru、Ssu、Stu、Srv、Ssv、Stv、Srw、Ssw、Stw(以下，有时统称为双向开关Sw)。
双向开关Sru、Ssu、Stu分别连接交流电源2的R相、S相、T相与负载3的U相。双向开关Srv、Ssv、Stv分别连接交流电源2的R相、S相、T相与负载3的V相。双向开关Srw、Ssw、Stw分别连接交流电源2的R相、S相、T相与负载3的W相。
图2是表示双向开关Sw的结构例的图。如图2所示，双向开关Sw具有开关元件Swa与二极管Da的串联连接电路、以及开关元件Swb与二极管Db的串联连接电路，这些串联连接电路反向并联连接。在图2中，将输入相电压标记为Vi，将输出相电压标记为Vo。
另外，双向开关Sw具有多个开关元件并且为能够控制导通方向的结构即可，不限于图2所示的结构。例如，在图2所示的例子中，二极管Da、Db的阴极彼此连接，然而双向开关Sw也可以为二极管Da、Db的阴极彼此没有连接的结构。
另外，开关元件Swa、Swb例如为MOSFET(Metal-Oxide-Semi conductorField-Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应管)或IGBT(Insulated GateBipolar Transistor：绝缘栅双极型晶体管)等的半导体开关元件。另外，也可以为下一代半导体开关元件的SiC、GaN。另外，当开关元件Swa、Swb为反向阻断IGBT时，也可以不设置二极管Da、Db。
返回图1，继续说明矩阵变换器1。LC滤波器11设置于交流电源2的R相、S相以及T相与电力转换部10之间。该LC滤波器11包含三个电抗器Lr、Ls、Lt以及三个电容器Crs、Cst、Ctr，并去除由双向开关Sw的开关引起的高频成分。
输入电压检测部12检测交流电源2的R相、S相、T相的各相电压。具体而言，输入电压检测部12检测交流电源2的R相、S相、T相的各相电压的瞬时值Er、Es、Et(以下，记载为输入相电压Er、Es、Et)。
输出电流检测部13检测电力转换部10与负载3之间流通的电流。具体而言，输出电流检测部13检测电力转换部10与负载3的U相、V相、W相的各相之间流通的电流的瞬时值Iu、Iv、Iw(以下，记载为输出相电流Iu、Iv、Iw)。另外，以下，将输出相电流Iu、Iv、Iw统一记载为输出相电流Io。
控制部14根据输入相电压Er、Es、Et以及输出相电流Iu、Iv、Iw，生成驱动信号S1a～S9a、S1b～S9b。有时将驱动信号S1a～S9a、S1b～S9b统称为驱动信号Sg。
驱动信号S1a～S9a分别被输入到构成双向开关Sru、Ssu、Stu、Srv、Ssv、Stv、Srw、Ssw、Stw的开关元件Swa的栅极。驱动信号S1b～S9b分别被输入到构成双向开关Sru、Ssu、Stu、Srv、Ssv、Stv、Srw、Ssw、Stw的开关元件Swb的栅极。以下，具体说明控制部14。
[2.控制部14的结构]
图3是表示控制部14的结构例的图。如图3所示，控制部14具有参数存储部30、电压指令运算部31、PWM指令生成部32以及换流控制部33。
控制部14例如包括具有CPU(Central Processing Unit：中央处理器)、ROM(Read Only Memory：只读存储器)、RAM(Random Access Memory：随机存取存储器)以及输入输出端口等的微型计算机和各种电路。微型计算机的CPU将存储在ROM中的程序读出并执行，由此作为参数存储部30、电压指令运算部31、PWM指令生成部32以及换流控制部33而发挥功能。另外，控制部14有时仅由硬件构成而不使用程序。
参数存储部30例如存储调制法参数Pm、载波频率设定参数Pf、换流时间参数Td1～Td3以及换流法设定参数Pt。这些信息例如是由使用者或设置者通过矩阵变换器1的输入部(未图示)输入的信息。
电压指令运算部31例如根据频率指令f*以及输出相电流Iu、Iv、Iw，以规定的控制周期生成各输出相的电压指令Vu*、Vv*、Vw*(以下，有时将它们记载为输出电压指令Vo*)进行输出。频率指令f*是输出相电压Vu、Vv、Vw的频率的指令。
PWM指令生成部32根据输入相电压Er、Es、Et、输出相电流Iu、Iv、Iw以及电压指令Vu*、Vv*、Vw*等，利用载波Sc，生成规定PWM(Pulse WidthModulation：脉宽调制)控制的脉冲宽度的PWM控制指令Vu1*、Vv1*、Vw1*。
具体而言，PWM指令生成部32将输入相电压Er、Es、Et的大小按由大到小的顺序设为输入相电压Ep、Em、En，针对载波的每半周期，利用空间矢量法，根据电压指令Vu*、Vv*、Vw*，生成PWM控制指令Vu1*、Vv1*、Vw1*。另外，以下，有时将PWM控制指令Vu1*、Vv1*、Vw1*(以下，有时将它们记载为PWM控制指令Vo1*)统称为PWM控制指令Vo1*。
PWM指令生成部32在载波Sc的波峰或者波谷的时刻切换用于PWM控制指令Vo1*的运算的输出电压指令Vo*。例如，当载波Sc的周期Tsc为输出电压指令Vo*的两倍周期时，PWM指令生成部32于载波Sc的每两周期在载波Sc的波峰或者波谷的时刻，切换用于PWM控制指令Vo1*的运算的输出电压指令Vo*。
在此，对于R相、S相以及T相，设最大电压相为P、最小电压相为N、中间电压相为M，则能够如图4所示表示输出电压空间矢量。图4是表示输出电压空间矢量的一例的图。
在图4中，利用矢量表达方式，将U相、V相以及W相的输出相中的任一相与最大电压相P连接、其余的相与最小电压相N连接的状态标记为“a矢量”。另外，利用矢量表达方式，将输出相中的任一相与最小电压相N连接、其余的相与最大电压相P连接的状态标记为“b矢量”。例如，当U相与最大电压相P连接、V相及W相与最小电压相N连接时，标记为PNN，为“a矢量”。同样地，NPN、NNP为“a矢量”。另外，PPN、PNP、NPP为“b矢量”。
另外，利用矢量表达方式，将输出相中的一部分与中间电压相M连接的状态标记为“ap矢量”、“an矢量”、“bp矢量”、“bn矢量”。例如，“ap矢量”是表示输出相中的任一相与最大电压相P连接、其余的相与中间电压相M连接的状态的矢量。“an矢量”是表示输出相中的任一相与中间电压相M连接，其余的相与最小电压相N连接的状态的矢量。“bp矢量”是表示输出相中的任两相与最大电压相P连接、其余的相与中间电压相M连接的状态的矢量。另外，“bn矢量”是表示输出相中的任两相与中间电压相M连接、其余的相与最小电压相N连接的状态的矢量。另外，a＝ap+an、b＝bp+bn。
另外，利用矢量表达方式，将U相、V相以及W相分别与不同的输入相连接的状态标记为“cm矢量”。另外，将U相、V相以及W相全部与同一输入相连接的状态标记为“on矢量”、“om矢量”或者“op矢量”。“on矢量”是表示输出相全部与最小电压相N连接的状态的矢量。“om矢量”是表示输出相全部与中间电压相M连接的状态的矢量。“op矢量”是表示输出相全部与最大电压相P连接的状态的矢量。
图5是表示输出电压指令Vo*与空间矢量的对应例的图。如图5所示，PWM指令生成部32根据开关模式生成PWM控制指令Vo1*进行输出，所述开关模式通过输出电压指令Vo*的“a矢量成分Va”和“b矢量成分Vb”与从“a矢量”、“ap矢量”、“an矢量”、“b矢量”、“bp矢量”、“bn矢量”、“cm矢量”、“op矢量”、“om矢量”以及“on矢量”中选择的多个输出矢量的组合产生。
换流控制部33在PWM控制指令Vo1*发生了变化的情况下，执行通过双向开关Sw切换与负载3连接的交流电源2的相的换流控制，并生成驱动信号Sg。
换流控制部33根据具有多个步骤的换流模式进行换流控制，然而，针对PWM控制指令Vo1*的变化对输出相电压Vo实际进行切换的步骤在使输出相电压Vo降低的情况与使输出相电压Vo升高的情况中是不同的。因此，PWM控制指令Vo1*与实际的输出相电压Vo之间有可能产生误差。因此，PWM指令生成部32为了降低由换流控制部33的换流控制产生的输出相电压Vo的误差，进行对通过PWM控制指令Vo1*规定的脉冲宽度进行修正的误差补偿。
由PWM指令生成部32执行的误差补偿根据换流法的种类或电力转换的调制法的种类进行。以下，对换流法、调制方式、误差补偿按照顺序具体说明。
[3.换流控制法]
作为换流控制部33执行的换流法，例如，具有电流换流法和电压换流法。换流控制部33根据存储于参数存储部30的换流法设定参数Pt，选择电流换流法和电压换流法中的一种，并进行按照所选择的换流法的换流控制。例如，换流控制部33在Pt＝0时选择电流换流法，在Pt＝1时选择电压换流法。
[3.1.电流换流法]
电流换流法是针对每个输出相根据与输出相电流Io的极性相对应的换流模式执行的换流法。在此，作为换流控制部33执行的电流换流法的一例，对四步电流换流法进行说明。
在四步电流换流法中，为了防止输入相之间的短路和输出相的开路，根据输出相电流Io的极性，按照由以下的第一至第四步骤组成的换流模式进行换流控制。
第一步骤：使构成切换源的双向开关Sw的开关元件中的、导通方向与输出相电流Io的极性为相反极性的开关元件断开。
第二步骤：使构成切换目标的双向开关Sw的开关元件中的、导通方向与输出相电流Io的极性为相同极性的开关元件接通。
第三步骤：使构成切换源的双向开关Sw的开关元件中的、导通方向与输出相电流Io的极性为相同极性的开关元件断开。
第四步骤：使构成切换目标的双向开关Sw的开关元件中的、导通方向与输出相电流Io的极性为相反极性的开关元件接通。
图6是表示当Io＞0时基于四步电流换流法的开关元件的接通/断开的转变的图。开关元件Sw1p、Sw1n分别是切换源的双向开关Sw的开关元件Swa、Swb。开关元件Sw2p、Sw2n分别是切换目标的双向开关Sw的开关元件Swa、Swb。v1、v2为输入相电压Vi，具有v1＞v2的关系。
如图6所示，在Io＞0的情况下输入相电压Vi从v1切换为v2时，输出相电压Vo在第三步骤的执行时刻(时刻t3)被切换。另一方面，在Io＞0的情况下输入相电压Vi从v2切换为v1时，输出相电压Vo在第二步骤的执行时刻(时刻t2)被切换。
图7是表示Io＞0的情况下基于四步电流换流法的PWM控制指令Vo1*、输出相电压Vo以及载波Sc之间的关系的图。如图7所示，输出相电压Vo在PWM控制指令Vo1*指定的输入相电压Vi的切换时刻未被切换。
即，在时刻ta1、ta2至第三步骤的执行时刻，输出相电压Vo被切换，在时刻ta3、ta4至第二步骤的执行时刻，输出相电压Vo被切换。因此，在载波Sc的一个周期Tsc中，针对PWM控制指令Vo1*，输出相电压Vo产生(Ep－En)×Td2/Tsc的误差。
另一方面，Io＜0时向输出相输出的输入相电压Vi被切换的时刻与Io＞0时被切换的时刻是不同的。图8是表示当Io＜0时基于四步电流换流法的开关元件的接通/断开的转变的图。
如图8所示，在Io＜0的情况下输入相电压Vi从v1切换为v2时，输出相电压Vo在第二步骤的执行时刻(时刻t2)被切换。另一方面，在Io＜0的情况下输入相电压Vi从v2切换为v1时，输出相电压Vo在第三步骤的执行时刻(时刻t3)被切换。
图9是表示当Io＜0时基于四步电流换流法的PWM控制指令Vo1*、输出相电压Vo以及载波Sc之间的关系的图。如图9所示，与Io＞0的情况相同，当Io＜0时，输出相电压Vo在PWM控制指令Vo1*指定的输入相电压Vi的切换时刻未被切换。
即，在时刻ta1、ta2至第二步骤的执行时刻，输出相电压Vo被切换，在时刻ta3、ta4至第三步骤的执行时刻，输出相电压Vo被切换。因此，在载波Sc的一个周期Tsc中，针对PWM控制指令Vo1*，输出相电压Vo产生－(Ep－En)×Td2/Tsc的误差。
如此，在基于电流换流法的换流控制中，输出相电压Vo的变化时刻在电压上升的情况(v2→v1)与电压下降的情况(v1→v2)中是不同的。因此，针对PWM控制指令Vo1*，输出相电压Vo产生误差(以下，记载为输出电压误差Voerr)，另外，根据输出相电流Io的极性，输出电压误差Voerr的极性也不同。
[3.2.电压换流法]
电压换流法是根据与输入相电压Er、Es、Et的大小关系对应的换流模式执行的换流法。在此，作为换流控制部33执行的电压换流法的一例，对四步电压换流法进行说明。
在四步电压换流法中，为了防止输入相之间的短路和输出相的开路，根据输入相电压Er、Es、Et的大小关系，按照由以下的第一至第四步骤组成的换流模式进行换流控制。所述四步电压换流法的换流模式是与输出相电流Io的极性无关的换流模式。
第一步骤：使切换目标的反向偏压的开关元件接通。
第二步骤：使切换源的反向偏压的开关元件断开。
第三步骤：使切换目标的正向偏压的开关元件接通。
第四步骤：使切换源的正向偏压的开关元件断开。
另外，在开关元件Swa中，紧接换流控制之前输入侧电压比输出侧电压低的状态称作反向偏压，紧接换流控制之前输入侧电压比输出侧电压高的状态称作正向偏压。另外，在开关元件Swb中，紧接换流控制之前输入侧电压比输出侧电压低的状态称作正向偏压，紧接换流控制之前输入侧电压比输出侧电压高的状态称作反向偏压。
图10以及图11是表示基于四步电压换流法的开关元件的接通/断开的转变的图。开关元件Sw1p、Sw1n、Sw2p、Sw2n、电压v1、v2与图6以及图8相同。
如图10所示，Io＞0的情况下输入相电压Vi从v1切换为v2时，输出相电压Vo在第二步骤的执行时刻(时刻t2)被切换。另一方面，Io＞0的情况下输入相电压Vi从v2切换为v1时，输出相电压Vo在第三步骤的执行时刻(时刻t3)被切换。因此，电压换流法中Io＞0时的输出电压误差Voerr与电流换流法中当Io＜0时(参照图9)相同，都是－(Ep－En)×Td2/Tsc。
如图11所示，Io＜0的情况下输入相电压Vi从v1切换为v2时，输出相电压Vo在第三步骤的执行时刻(时刻t3)被切换。另一方面，Io＜0的情况下输入相电压Vi从v2切换为v1时，输出相电压Vo在第二步骤的执行时刻(时刻t2)被切换。因此，电压换流法中Io＜0时的输出电压误差Voerr与电流换流法中Io＞0时(参照图7)相同，都是(Ep－En)×Td2/Tsc。
如此，在基于电压换流法的换流控制中，输出相电压Vo的变化时刻在电压上升的情况(v2→v1)与电压下降的情况(v1→v2)中是不同的。因此，针对PWM控制指令Vo1*，产生输出电压误差Voerr，另外，根据输出相电流Io的极性，输出电压误差Voerr的极性也不同。另外，针对输出相电流Io的极性，电压换流法与电流换流法中输出电压误差Voerr的极性不同。
[4.电力转换的调制方式]
作为PWM指令生成部32执行的电力转换的调制方式，例如有两相调制法和三相调制法。PWM指令生成部32根据存储于参数存储部30中的调制法参数Pm，选择两相调制法与三相调制法中的一种，并生成按照所选择的调制法的PWM控制指令Vo1*。例如，PWM指令生成部32在Pm＝0时选择两相调制法，在Pm＝1时选择三相调制法。另外，以下，对满足Vu＞Vv＞Vw的关系时的例子进行说明。
[4.1.两相调制法]
两相调制法是U相、V相以及W相中的一个输出相被固定在基准电压Ebase、其余的两个输出相在Ep、Em、En之间切换进行输出的方式。在所述两相调制法中，根据基准电压Ebase与输入相电压Vi的相位，开关模式不同。PWM指令生成部32将输入相电压Er、Es、Et中绝对值最大的输入相电压Vi作为基准电压Ebase。
图12至图15是表示两相调制法中载波Sc、输出相电压Vu、Vv、Vw以及基准电压Ebase之间的关系的图。图12以及图13示出了Ebase＝Ep时的开关模式的一例，图14以及图15示出了Ebase＝En时的开关模式的一例。
另外，图12以及图14所示的开关模式是在连续切换向一个输出相输出的输入相电压之后、连续切换向另一个输出相输出的输入相电压的开关模式。图13以及图15所示的开关模式是交替地切换向一个输出相输出的输入相电压和向另一个输出相输出的输入相电压的开关模式。PWM指令生成部32根据输入相电压Vi的相位，切换图12以及图14所示的开关模式和图13以及图15所示的开关模式。
如此，在两相调制法中，根据基准电压Ebase与输入相电压Vi的相位，存在四种开关模式。
[4.2.三相调制法]
三相调制法为U相、V相以及W相的任一输出相都在Ep、Em、En之间切换进行输出的方式。在所述三相调制法中，开关模式为单一模式。
图16是表示三相调制法中载波Sc与输出相电压Vu、Vv、Vw之间的关系的一例的图。如图16所示，在三相调制法中，输入相电压Vi按照Ep→Em→En→Em→Ep变化的PWM脉冲电压从电力转换部10输出到U相、V相以及W相的各相。另外，在图16所示的例子中，示出了Io＞0时基于电流换流法的换流控制的状态。
[5.时刻调整]
如上所述，在两相调制法的情况下，根据基准电压Ebase和输入相电压Vi的相位，开关模式不同，根据换流法的种类以及输出相电流Io的极性，输出电压误差Voerr不同。
因此，PWM指令生成部32根据换流法的种类以及输出相电流Io的极性，计算对输出电压误差Voerr进行补偿的补偿量。由于输出电压误差Voerr与基于换流控制的输出相电压Vo的下降与上升的时刻差成比例，因此PWM指令生成部32计算与通过换流控制产生的输出相电压Vo的下降和上升的时刻差相对应的补偿量。PWM指令生成部32利用所述补偿量进行与开关模式相对应的修正来调整换流控制的开始时刻，从而降低输出电压误差Voerr。
图17是表示PWM指令生成部32的结构的一例的图。如图17所示，PWM指令生成部32具有脉冲宽度运算部41和修正部42。
如果将输出电压指令Vu*、Vv*、Vw*中的最大值设为Vmax、中间值设为Vmid、最小值设为Vmin，则脉冲宽度运算部41例如根据下式(1)、(2)求出a矢量成分Va以及b矢量成分Vb(参照图5)。
|Va|＝Vmax－Vmid…(1)
|Vb|＝Vmid－Vmin…(2)
另外，当基准电压Ebase为Ep时，脉冲宽度运算部41例如根据下式(3)求出电流分配率α，例如，当基准电压Ebase为En时，脉冲宽度运算部41根据下式(4)求出电流分配率α。在下式(3)、(4)中，将输入电流指令Ir*、Is*、It*中的、与输入相电压Ep、Em、En相对应的相的电流指令值分别设为Ip、Im、In。
α＝Im/In…(3)
α＝Im/Ip…(4)
输入电流指令Ir*、Is*、It*在控制部14的输入电力控制器(未图示)中例如根据正相序分量电压及反相序分量电压和所设定的功率因数指令而生成。通过所述输入电流指令Ir*、Is*、It*，不平衡电压的影响被抵消，并且输入电流的功率因数被控制在任意的值。
脉冲宽度运算部41在存储于参数存储部30中的调制法参数Pm表示两相调制时，如下表1所示，从四种开关模式选择一种开关模式。具体而言，脉冲宽度运算部41根据基准电压Ebase为输入相电压Ep、En中的哪一个、以及输入相电压Vi的相位状态是否满足|Vb|－α|Va|≥0，选择开关模式。脉冲宽度运算部41根据电压指令Vu*、Vv*、Vw*，求出构成所选择的开关模式的各输出矢量的比率。
脉冲宽度运算部41例如在选择了模式号码为“1”的开关模式时，在从载波Sc的波谷至波峰的载波半周期内，求出分别表示“op矢量”、“bp矢量”、“b矢量”、“cm矢量”以及“a矢量”的比率的Top、Tbp、Tb、Tcm、Ta。
[表1]
另外，脉冲宽度运算部41在调制法参数Pm表示三相调制时，选择下表2所示的开关模式，并根据电压指令Vu*、Vv*、Vw*，求出构成所选择的开关模式的各输出矢量的比率。
[表2]
脉冲宽度运算部41生成规定构成所选择的开关模式的各输出矢量的比率以及模式号码的控制信息Tru、Trv、Trw并向修正部42输出。根据各输出矢量的比率，对从电力转换部10输出的PWM脉冲电压的脉冲宽度进行设定。
修正部42具有补偿量计算部43和脉冲宽度调整部44。补偿量计算部43计算对输出电压误差Voerr进行补偿的补偿量。具体而言，补偿量计算部43根据换流法的种类、输出相电流Io的极性、换流时间Td1、Td2以及修正量计算周期Tc内载波Sc的波谷次数，计算补偿量Tcp(max)、补偿量Tcp(mid)、补偿量Tcp(min)。
Tcp(max)是针对最大输出电压相的补偿量，Tcp(mid)是针对中间输出电压相的补偿量，Tcp(min)是针对最小输出电压相的补偿量。最大输出电压相是与Vmax相对应的输出相，中间输出电压相是与Vmid相对应的输出相，最小输出电压相是与Vmin相对应的输出相。另外，以下，将Tcp(max)、Tcp(mid)以及Tcp(min)统称为Tcp(o)。另外，将修正量计算周期Tc内载波Sc的波峰次数、波谷次数、波峰与波谷的次数分别设为Cy、Ct、Cyt。
修正量计算周期Tc与通过电压指令运算部31计算的输出电压指令Vo*的运算周期相同，因此，针对输出电压指令Vo*的每个运算周期，计算补偿量Tcp(o)。因此，能够提高补偿量Tcp(o)的精度。另外，修正量计算周期Tc也可以为输出电压指令Vo*的运算周期的1/n(n为自然数)。
在此，参照图18具体说明通过补偿量计算部43执行的补偿量计算处理的一例。图18是表示通过补偿量计算部43执行的补偿量计算处理的一例的流程图。针对U相、V相以及W相的每个输出相，执行所述补偿量计算处理。
如图18所示，补偿量计算部43根据存储于参数存储部30中的换流法设定参数Pt来判定换流法是否为电流换流法(步骤St1)。
如果判定为换流法是电流换流法(步骤St1；是)，则补偿量计算部43判定输出相电流Io的极性是否为正(步骤St2)。例如，在U相的补偿量计算处理的情况下，判定输出相电流Iu的极性是否为正。
另外，在步骤St1中，如果判定为换流法不是电流换流法而是电压换流法(步骤St1；否)，则与步骤St2的处理同样地，补偿量计算部43判定输出相电流Io的极性是否为正(步骤St3)。
在步骤St2中，当输出相电流Io的极性为正时(步骤St2；是)，或者输出相电流Io的极性不为正时(步骤St3；否)，补偿量计算部43执行第一补偿量计算处理(步骤St4)。在步骤St4中，补偿量计算部43例如执行利用下式(5)求出补偿量Tcp(o)的第一补偿量计算处理。
[算式1]
Tcp ( o ) = ( Td 1 + Td 2 ) · Ct - Td 1 · Cy Cyt · · · ( 5 )
另一方面，在步骤St2中，当输出相电流Io的极性不为正时(步骤St2；否)，或者输出相电流Io的极性为正时(步骤St3；是)，补偿量计算部43执行第二补偿量计算处理(步骤St5)。在步骤St5中，补偿量计算部43例如执行利用下式(6)求出补偿量Tcp(o)的第二补偿量计算处理。
[算式2]
Tcp ( o ) = Td 1 · Ct - ( Td 1 + Td 2 ) · Cy Cyt · · · ( 6 )
如此，补偿量计算部43根据换流法的种类、输出相电流Io以及修正量计算周期Tc内载波Sc的波谷次数，求出每个输出相的补偿量Tcp(o)。补偿量计算部43例如根据载波频率设定参数Pf求出Cy、Ct、Cyt。例如，如图19所示，当Pf＝0时，Tc＝Tsc/2、Cy＝0、Ct＝1、Cyt＝1或者Tc＝Tsc/2、Cy＝1、Ct＝0、Cyt＝1。当Pf＝1时，Tc＝Tsc、Cy＝1、Ct＝1、Cyt＝2。当Pf＝2时，Tc＝3Tsc/2、Cy＝1、Ct＝2、Cyt＝3或者Tc＝3Tsc/2、Cy＝2、Ct＝1、Cyt＝3。图19是表示载波Sc与修正量计算周期Tc之间的关系例的图。
另外，脉冲宽度调整部44根据由脉冲宽度运算部41选择的开关模式，对从脉冲宽度运算部41输出的控制信息Tru。Trv、Trw进行修正。另外，后述的“Tcp(o)×2fs”是与载波Sc相对应的补偿量，也可以取代脉冲宽度调整部44由补偿量计算部43计算“Tcp(o)×2fs”。
具体而言，脉冲宽度调整部44在Pm＝0且所选择的开关模式的模式号码为“1”时，利用下式(7)，例如，运算与图12所示的时刻t11～t15分别对应的时刻T1～T5。Tcp(o)×2fs为载波半周期内的补偿量的比率。脉冲宽度调整部44根据与载波频率设定参数Pf相对应的fs、以及Tcp(o)，运算时刻T1～T5。如图12所示，由于最小输出电压相连续地变化，因此，根据Tcp(min)运算时刻T1、T2，之后，由于中间输出电压相连续地变化，根据Tcp(mid)运算时刻T3、T4。另外，对于载波的剩余的半周期，同样地利用修正量运算时刻。
[算式3]
T1＝Top-Tcp(min).2fs
T2＝Top+Tbp-Tcp(min)·2fs
T3＝Top+Tbp+Tb-Tcp(mid).2fs            …(7)
T4＝Top+Tbp+Tb+Tcm-Tcp(mid).2fs
T5＝Top+Tbp+Tb+Tcm+Ta
另外，脉冲宽度调整部44在Pm＝0且所选择的开关模式的模式号码为“2”的情况下，利用下式(8)，例如，运算与图13所示的时刻t11～t15分别对应的时刻T1～T5。如图13所示，由于最小输出电压相与中间输出电压相交替地变化，因此根据Tcp(min)运算时刻T1、T3，根据Tcp(mid)运算时刻T2、T4。另外，对于载波的剩余的半周期，同样地利用修正量运算时刻。
[算式4]
T1＝Top-Tcp(min)·2fs
T2＝Top+Tbp-Tcp(mid)·2fs
T3＝Top+Tbp+Tap-Tcp(min)·2fs   …(8)
T4＝Top+Tbp+Tap+Tcm-Tcp(mid).2fs
T5＝Top+Tbp+Tap+Tcm+Ta
另外，脉冲宽度调整部44在Pm＝0且所选择的开关模式的模式号码为“3”时，利用下式(9)，例如，运算与图14所示的时刻t11～t15分别相对应的时刻T1～T5。如图14所示，由于中间输出电压相连续地变化，因此根据Tcp(mid)运算时刻T1、T2，由于之后最大输出电压相连续地变化，因此根据Tcp(max)运算时刻T3、T4。另外，对于载波的剩余的半周期，同样地利用修正量运算时刻。
[算式5]
T1＝Tb-Tcp(mid).2fs
T2＝Tb+Tcm-Tcp(mid)·2fs
T3＝Tb+Tcm+Ta-Tcp(max)·2fs       …(9)
T4＝Tb+Tcm+Ta+Tan-Tcp(max).2fs
T5＝Tb+Tcm+Ta+Tan+Ton
另外，脉冲宽度调整部44在Pm＝0且所选择的开关模式的模式号码为“4”时，利用下式(10)，例如，运算与图15所示的时刻t11～t15分别相对应的时刻T1～T5。如图15所示，由于中间输出电压相与最大输出电压相交替地变化，根据Tcp(mid)运算时刻T1、T3，根据Tcp(max)运算时刻T2、T4。另外，对于载波的剩余的半周期，同样地利用修正量运算时刻。
[算式6]
T1＝Tb-Tcp(mid)·2fs
T2＝Tb+Tcm-Tcp(max)·2fs
T3＝Tb+Tcm+Tbn-Tcp(mid)·2fs       …(10)
T4＝Tb+Tcm+Tbn+Tcm-Tcp(max)·2fs
T5＝Tb+Tcm+Tbn+Tcm+Ton
另外，脉冲宽度调整部44在Pm＝1时，利用下式(11)，运算与图16所示的时刻t11～t17分别相对应的时刻T1～T7。如图16所示，由于最小输出电压相、中间输出电压相以及最大输出电压相按顺序发生变化，因此，根据Tcp(min)运算时刻T1、T4，根据Tcp(mid)运算时刻T2、T5，根据Tcp(max)运算时刻T3、T6。另外，对于载波的剩余的半周期，同样地利用修正量运算时刻。
[算式7]
T1＝Top-Tcp(min)·2fs
T2＝Top+Tbp-Tcp(mid)·2fs
T3＝Top+Tbp+Tap-Tcp(max)·2fs
T4＝Top+Tbp+Tap+Tom-Tcp(min)·2fs     …(11)
T5＝Top+Tbp+Tap+Tom+Tbn-Tcp(mid).2fs
T6＝Top+Tbp+Tap+Tom+Tbn+Tan-Tcp(max).2fs
T7＝Top+Tbp+Tap+Tom+Tbn+Tan+Ton
脉冲宽度调整部44根据针对每个输出相求出的时刻T1～T5(T1～T7)，生成指定向输出相输出的输入相电压Vi的PWM控制指令Vu1*、Vv1*、Vw1*，并将所生成的PWM控制指令Vu1*、Vv1*、Vw1*向换流控制部33输出。
如此，PWM指令生成部32(指令生成部的一例)具有修正部42，所述修正部42以使由换流控制产生的输出电压误差Voerr减小的方式，对根据输出电压指令Vo*求出的PWM脉冲电压的脉冲宽度进行修正并生成PWM控制指令Vo1*。由此，本实施方式所述的矩阵变换器1不对输出电压指令Vo*进行修正而能够高精度地抑制由换流控制产生的输出电压误差Voerr。
在上述实施方式中，说明了在PWM指令生成部32中利用空间矢量法生成PWM控制指令Vo1*的例子，然而也可以利用三角波比较法生成PWM控制指令Vo1*。该情况下，同样地，修正部42求出与由换流控制产生的输出电压误差Voerr相对应的补偿量Tcp(o)，根据该补偿量Tcp(o)对根据输出电压指令Vo*求出的PWM脉冲电压的脉冲宽度进行修正，并生成PWM控制指令Vo1*。由此，不对输出电压指令Vu*、Vv*、Vw*进行修正而能够高精度地抑制由换流控制产生的输出电压误差Voerr。
另外，PWM指令生成部32能够根据使用者或设置者通过矩阵变换器1的输入部(未图示)输入的信息，选择并执行通过空间矢量法生成PWM控制指令Vo1*和通过三角波比较法生成PWM控制指令Vo1*。
另外，在上述实施方式中，示出了从两种换流法中选择一种换流法的例子，然而，控制部14也可以根据调制法参数Pm，从三种以上的换流法中选择一种换流法。
另外，在上述实施方式中，对从脉冲宽度运算部41输出的控制信息Tru、Trv、Trw是规定各矢量的比率的信息进行了说明，然而，脉冲宽度运算部41也可以生成规定了与图15所示的修正前的时刻t11～t15分别相对应的时刻的控制信息Tru、Trv、Trw。
本领域技术人员能容易地导出进一步的效果和变形例。因此，本发明更大范围的实施方式不限于如上表示且记述的特定的细节和代表性的实施方式。因此，在不脱离所附权利要求书及其等同物所定义的总的发明概念的精神或范围内的情况下，能够进行各种变更。

Claims (7)

1.一种矩阵变换器，其特征在于，具有：
电力转换部，其具有能够通过多个开关元件控制导通方向的多个双向开关，并且在与交流电源的各相连接的多个输入端子和与负载的各相连接的多个输出端子之间设置有所述多个双向开关；
指令生成部，其根据电压指令生成规定PWM控制的脉冲宽度的控制指令；以及
换流控制部，其根据所述控制指令，以规定的换流方式控制所述开关元件来进行换流控制，
所述指令生成部具有修正部，所述修正部以使由所述换流控制产生的输出电压的误差减小的方式，对根据所述电压指令求出的所述脉冲宽度进行修正并生成所述控制指令。
2.根据权利要求1所述的矩阵变换器，其特征在于，
所述修正部求出与通过所述换流控制产生的输出电压的下降和上升的时刻差相对应的补偿量，并根据该补偿量对所述脉冲宽度进行修正。
3.根据权利要求2所述的矩阵变换器，其特征在于，
所述修正部根据来自所述电力转换部的输出电流的极性求出所述补偿量。
4.根据权利要求2或3所述的矩阵变换器，其特征在于，
所述修正部根据所述换流方式的种类求出所述补偿量。
5.根据权利要求2或3中任一项所述的矩阵变换器，其特征在于，
所述修正部具有：
补偿量计算部，其计算针对所述控制指令的每次变化的所述补偿量；以及
调整部，其根据由所述补偿量计算部计算出的所述补偿量对所述脉冲宽度进行调整。
6.根据权利要求5所述的矩阵变换器，其特征在于，
所述指令生成部利用规定的载波计算所述控制指令，
所述换流控制部在所述控制指令发生了变化的情况下进行所述换流控制，
所述补偿量计算部根据所述载波的频率、以及所述补偿量的计算周期内的所述载波的波谷次数，计算所述补偿量。
7.一种输出电压误差的补偿方法，其特征在于，包括：
生成工序，根据电压指令生成规定PWM控制的脉冲宽度的控制指令；以及
换流控制工序，根据所述控制指令，以规定的换流方式控制多个开关元件来进行换流控制，其中，所述多个开关元件分别包含于在交流电源的各相与负载的各相之间连接的多个双向开关中并且能够控制导通方向，
所述生成工序以使通过所述换流控制产生的输出电压的误差减小的方式，对根据所述电压指令求出的所述脉冲宽度进行修正并生成所述控制指令。
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