CN115733420A - 矩阵式电源转换装置及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本案提供一种矩阵式电源转换装置及其控制方法，所述矩阵式电源转换装置包括多个三相切换模块及控制器。每一三相切换模块包括分别连接三相输入电源的每一输入相电压的多个双向开关，且输出三相输出电源的对应输出相电压。控制器决定该些输入相电压之间的电压最大值、电压中间值及电压最小值，并进而取得在一切换周期的控制载波的波形。其中，控制器取得该些输出相电压所对应的输出期望值并分别与控制载波的波形比较，以取得每一双向开关在切换周期中所对应的导通时间，并据此控制矩阵式电源转换装置切换三相输入电源，进而改变三相输出电源来驱动马达。

Description

矩阵式电源转换装置及其控制方法

技术领域

本案涉及一种电源转换装置及其控制方法，尤其涉及矩阵式电源转换装置及其控制方法。

背景技术

在各种不同的马达驱动器(motor drive)工业应用上，驱动器需与交流电源联接。如图1所示，交流电源通过二极管桥整电路(diode rectifier)或主动式前级(active-front-end)而被转换为直流侧电容电压，而后驱动器再将此直流电源转换至交流马达侧。于此架构下，能量转换过程依序呈交流、直流及交流。然而，于此架构中需设置直流电容以作为能量的中继缓冲，导致整体体积较大且效率较低。

因此，如何发展一种可改善上述现有技术的矩阵式电源转换装置及其控制方法，实为目前迫切的需求。

发明内容

本案的目的在于提供一种矩阵式电源转换装置及其控制方法，通过矩阵式电源转换装置中的多个双向开关的运作，即可将输入侧的交流电源直接转换为输出侧的交流电源，无需额外设置直流电容作为能量缓冲。因此，通过本案的矩阵式电源转换装置及其控制方法，可使矩阵式电源转换装置实现较小体积、较佳效率及较长寿命。此外，本案可利用载波对矩阵式电源转换装置中的双向开关进行控制，以实现输出电压和输入电流的合成。

为达上述目的，本案提供一种矩阵式电源转换装置，耦接于三相输入电源与马达之间，其中矩阵式电源转换装置包括多个三相切换模块及控制器。该些三相切换模块切换三相输入电源来产生三相输出电源，其中每一三相切换模块包括多个双向开关。每一三相切换模块中的每一双向开关分别对应连接三相输入电源的每一输入相电压。每一三相切换模块分别对应输出三相输出电源的每一输出相电压。控制器取得每一输入相电压，且决定该些输入相电压之间的电压最大值、电压中间值及电压最小值，并进而取得在一切换周期的控制载波的波形。其中，控制器取得该些输出相电压所对应的输出期望值，控制器将控制载波的波形与每一输出期望值分别比较，以取得每一双向开关在切换周期中所对应的导通时间。根据每一双向开关所对应的导通时间，控制器控制矩阵式电源转换装置切换三相输入电源，并进而改变三相输出电源来驱动马达。

为达上述目的，本案另提供一种矩阵式电源转换装置及其控制方法，其中该矩阵式电源转换装置包括多个三相切换模块，用于切换三相输入电源来产生三相输出电源。每一三相切换模块包括多个双向开关，且每一三相切换模块中的每一双向开关分别对应连接三相输入电源的每一输入相电压。每一三相切换模块分别对应输出三相输出电源的每一输出相电压。控制方法包括：取得每一输入相电压；决定该些输入相电压之间的电压最大值、电压中间值及电压最小值，并进而取得在一切换周期的控制载波的波形；取得该些输出相电压所对应的输出期望值；将控制载波的波形与每一输出期望值分别比较，以取得每一双向开关在切换周期中所对应的导通时间；以及根据每一双向开关所对应的导通时间切换三相输入电源，并进而改变三相输出电源来驱动马达。

附图说明

图1为现有的马达及马达驱动器的应用方式示意图；

图2为本案较佳实施例的矩阵式电源转换装置的电路结构示意图；

图3为本案较佳实施例的矩阵式电源转换装置的控制方法的流程示意图；

图4例示出了图2中的双向开关的具体结构；

图5示出了一三相切换模块在一个切换周期内的等效电路；

图6为图2中的输入相电压与基准电压命令的波形示意图；

图7A为图6中的基准电压命令处于正区间且在一个切换周期内的控制载波、输出期望值及输出相电压的波形示意图；

图7B为图6中的基准电压命令处于负区间且在一个切换周期内的控制载波、输出期望值及输出相电压的波形示意图；

图8示出了输入相电流与输出相电流间的关系及双向开关的等效电路；

图9A例示出了基准电压命令处于正区间且在一个切换周期内的控制载波、三相输出期望值及输出相电压的波形；

图9B示出了对图9A的三相输出期望值进行零序注入后的波形；

图10A例示出了基准电压命令处于负区间且在一个切换周期内的控制载波、三相输出期望值及输出相电压的波形；

图10B示出了对图10A的三相输出期望值进行零序注入后的波形；

图11A及图11B示出了在第一及第二线性载波具有相等的周期变化量和压降变化量时的控制载波及双向开关的控制信号的波形。

【符号说明】

1：矩阵式电源转换装置

11、12、13：三相切换模块

14：控制器

M：马达

S_au、S_bu、S_cu、S_av、S_bv、S_cv、S_aw、S_bw、S_cw：双向开关

v_a、v_b、v_c：输入相电压

v_u、v_v、v_w：输出相电压

i_ga、i_gb、i_gc：电流

ω：角速度

θ：角度

S1、S2、S3、S4、S5：步骤

S_au1、S_au2、S_bu1、S_bu2、S_cu1、S_cu2、S_av1、S_av2、S_bv1、S_bv2、S_cv1、S_cv2、S_aw1、S_aw2、S_bw1、S_bw2、S_cw1、S_cw2：开关

D_au、D_bu、D_cu、D_av、D_bv、D_cv、D_aw、D_bw、D_cw：占空比

i_a、i_b、i_c：输入相电流

i_u、i_v、i_w：输出相电流

E_{i_max}：电压最大值

E_{i_mid}：电压中间值

E_{i_min}：电压最小值

S_{k_max}、S_{k_mid}、S_{k_min}：双向开关

S_{u_max}、S_{u_mid}、S_{u_min}：双向开关

S_{v_max}、S_{v_mid}、S_{v_min}：双向开关

S_{w_max}、S_{w_mid}、S_{w_min}：双向开关

D_{k_max}：占空比最大值

D_{k_mid}：占空比中间值

D_{k_min}：占空比最小值

E_base：基准电压命令

v_k：输出相电压

v_k*：输出期望值

T_sw1：切换周期

T₁：第一切换区间

T₂：第二切换区间

α₁：时间比例值

V_dc1：第一电压差

V_dc2：第二电压差

T_{1k_mid}、T_{1k_max}、T_{2k_max}、T_{2k_min}：导通时长

T_sw2：切换周期

T₃：第一切换区间

T₄：第二切换区间

α₂：时间比例值

V_dc3：第三电压差

V_dc4：第四电压差

T_{3k_min}、T_{3k_mid}、T_{4k_max}、T_{4k_min}：导通时长

I_{i_1}、I_{i_2}、I_{i_3}：输入相电流

T_{1u_mid}、T_{1u_max}、T_{2u_max}、T_{2u_min}、T_{1v_mid}、T_{1v_max}、T_{2v_max}、T_{2v_min}、T_{1w_mid}、T_{1w_max}、T_{2w_max}、T_{2w_min}：导通时长

T_{3u_min}、T_{3u_mid}、T_{4u_max}、T_{4u_min}、T_{3v_min}、T_{3v_mid}、T_{4v_max}、T_{4v_min}、T_{3w_min}、T_{3w_mid}、T_{4w_max}、T_{4w_min}：导通时长

v_u*、v_v*、v_w*：输出期望值

v_z：零序电压

v_u**、v_v**、v_w**：输出期望值

T_max、T_min：导通时长

v_{k_max} ^*、v_{k_min} ^*：电压命令

具体实施方式

体现本案特征与优点的一些典型实施例将在后段的说明中详细叙述。应理解的是本案能够在不同的实施方式上具有各种的变化，其皆不脱离本案的范围，且其中的说明及图示在本质上当作说明之用，而非用以限制本案。

图2为本案较佳实施例的矩阵式电源转换装置的电路结构示意图。如图2所示，矩阵式电源转换装置1耦接于三相输入电源与马达M之间，其中矩阵式电源转换装置1包括多个三相切换模块11、12及13和控制器14。该些三相切换模块11、12及13切换三相输入电源来产生三相输出电源，其中每一三相切换模块包括多个双向开关(S_au、S_bu、S_cu、S_av、S_bv、S_cv、S_aw、S_bw、S_cw)，且每一三相切换模块(11、12、13)中的每一双向开关分别对应连接三相输入电源的每一输入相电压。再者，每一三相切换模块分别对应输出三相输出电源的每一输出相电压。举例而言，三相切换模块11包含双向开关S_au、S_bu及S_cu，其中双向开关S_au、S_bu及S_cu分别对应连接三相输入电源的输入相电压v_a、v_b及v_c；三相切换模块12包含双向开关S_av、S_bv及S_cv，其中双向开关S_av、S_bv及S_cv分别对应连接三相输入电源的输入相电压v_a、v_b及v_c；三相切换模块13包含双向开关S_aw、S_bw及S_cw，其中双向开关S_aw、S_bw及S_cw分别对应连接三相输入电源的输入相电压v_a、v_b及v_c。再者，三相切换模块11、12及13分别对应输出三相输出电源的输出相电压v_u、v_v及v_w。于此实施例中，三相切换模块、输入相电压及输出相电压的数量皆等于三，但本案并不以此为限。

请参阅图2及图3，其中图3为本案较佳实施例的矩阵式电源转换装置的控制方法的流程示意图。本案是利用图2的控制器14执行图3的控制方法，以实现对矩阵式电源转换装置及其三相切换模块11、12及13的控制。如图2及图3所示，首先，控制器14取得每一输入相电压v_a、v_b及v_c(即步骤S1)，且决定该些输入相电压v_a、v_b及v_c之间的电压最大值、电压中间值及电压最小值，并进而取得在一切换周期的一控制载波的波形(即步骤S2)。而后，控制器14取得该些输出相电压v_u、v_v及v_w所对应的输出期望值(即步骤S3)。接着，控制器14将控制载波的波形与每一输出相电压v_u、v_v及v_w所对应的输出期望值分别比较，以取得每一双向开关S_au、S_bu、S_cu、S_av、S_bv、S_cv、S_aw、S_bw及S_cw在切换周期中所对应的导通时间(即步骤S4)。最后，根据每一双向开关S_au至S_cw所对应的导通时间，控制器14输出每一双向开关S_au至S_cw的控制信号，从而控制矩阵式电源转换装置1切换三相输入电源，并进而改变三相输出电源来驱动马达M(即步骤S5)。于一些实施例中，控制器14还接收马达M运作的角速度ω及角度θ，以得知马达M的运作状态。

藉此，通过矩阵式电源转换装置1中的多个双向开关S_au至S_cw，即可将输入侧的交流电源直接转换为输出侧的交流电源，无需额外设置直流电容作为能量缓冲。因此，通过本案的矩阵式电源转换装置1及其控制方法，可使矩阵式电源转换装置1实现较小体积、较佳效率及较长寿命。

此外，图4例示出了一种双向开关S_au至S_cw的具体结构，如图4所示，每一双相开关包括串联连接的两个开关。具体而言，双向开关S_au包括串联连接的开关S_au1及S_au2，双向开关S_bu包括串联连接的开关S_bu1及S_bu2，依此类推，双向开关S_cw包括串联连接的开关S_cw1及S_cw2。对应地，控制器14输出开关S_au1至S_cw2的控制信号，以实现对该些双向开关S_au至S_cw的控制。一般而言，任一双向开关中的两个开关的控制信号相同，仅在暂态切换时略微错相以避免输入短路或输出开路。

以下将详细说明如何利用控制载波对矩阵式电源转换装置1中的双向开关S_au至S_cw进行控制，以实现输出电压和输入电流的合成。须注意的是，以下所述的控制皆由图2中的控制器14执行。

如图2所示，每相输出侧通过一三相切换模块中的三个双向开关与三相输入电源连接，因此，在一个切换周期内的平均输出相电压v_u、v_v及v_w可定义为：

v_u＝D_au·v_a+D_bu·v_b+D_cu·v_c

v_v＝D_av·v_a+D_bv·v_b+D_cv·v_c

v_w＝D_aw·v_a+D_bw·v_b+D_cw·v_c (1)

其中，D_au至D_cw分别为双向开关S_au至S_cw的控制信号的占空比，即为双向开关S_au至S_cw在一个切换周期内的导通时间比率。而三相输入电源的各个输入相电流i_a、i_b及i_c则可定义为：

i_a＝D_au·i_u+D_av·i_v+D_aw·i_w

i_b＝D_bu·i_u+D_bv·i_v+D_bw·i_w

i_c＝D_cu·i_u+D_cv·i_v+D_cw·i_w (2)

其中，i_u、i_v及i_w为三相输出电源的各个输出相电流。

据此，输出相电压v_u、v_v及v_w可由输入相电压v_a、v_b及v_c合成，而输入相电流i_a、i_b及i_c则可由输出相电流i_u、i_v及i_w合成。须注意的是，在每一三相切换模块11、12及13中，于任意时间点必须且仅有一个双向开关处于导通状态。换言之，于任一三相切换模块11、12及13中，不可有多个双向开关同时处于导通状态，以避免引起输入侧短路过电流，亦不可所有双向开关同时处于关断状态，以避免引起输出侧开路过电压。具体可表示如下：

S_au+S_bu+S_cu＝1

S_av+S_bv+S_cv＝1

S_aw+S_bw+S_cw＝1 (3)

其中，S_au若为1则表示双向开关S_au处于导通状态，S_au若为0则表示双向开关S_au处于关断状态，等式(3)中的其余S_bu至S_cw亦同理。

由上述可知，矩阵式电源转换装置1的输出相电压v_u、v_v及v_w可由输入相电压v_a、v_b及v_c通过双向开关的切换组合来合成。由于各输出相的控制及运作原理相似，故为了便于说明与理解，以下针对单一输出相进行分析。

图5示出了一三相切换模块在一个切换周期内的等效电路，于图5中，以v_k表示任一输出相电压，其中k为u、v或w。此外，将图2中的每一输入相电压v_a、v_b及v_c进行比较，于图5中分别以E_{i_max}、E_imid及E_{i_min}表示该些输入相电压v_a、v_b及v_c中的电压最大值、电压中间值及电压最小值。双向开关S_{k_max}、S_{k_mid}及S_{k_min}分别连接于对应电压最大值E_{i_max}、电压中间值E_{i_mid}及电压最小值E_{i_min}的输入相电压。如前所述，三相切换模块中在任意时间点仅有一个双向开关处于导通状态，故输出相电压v_k可由各个双向开关S_{k_max}、S_{k_mid}及S_{k_min}在一个切换周期内的占空比来决定，如等式(4)所示：

v_k＝D_{k_max}·E_{i_max}+D_{k_mid}·E_{i_mid}+D_{k_min}·E_{i_min} (4)

其中，双向开关S_{k_max}、S_{k_mid}及S_{k_min}的导通时间分别对应占空比最大值D_{k_max}、占空比中间值D_{k_mid}及占空比最小值D_{k_min}，且占空比最大值D_{k_max}、占空比中间值D_{k_mid}及占空比最小值D_{k_min}的总和为1。

由此可知，仅需找出适当的占空比，即可合成所需的输出相电压。本案可基于控制载波得到各双向开关的适当占空比，从而合成所需的输出相电压，具体说明如下。

为达到最佳的电压利用率，首先需对输入相电压v_a、v_b及v_c在各区间的大小关系进行判定。图6为输入相电压及基准电压命令的波形示意图，于图6中，以虚线表示输入相电压v_a、v_b及v_c的波形，输入相电压v_a、v_b及v_c的波形皆为正弦波。此外，依据一预定相位获取三相输入电源的每一输入相电压v_a、v_b及v_c，并以具有最大电压绝对值的输入相电压作为基准电压命令E_base，于图6中以实线表示基准电压命令E_base的波形。预定相位可为例如但不限于30度或π/6弧度。以此基准电压命令E_base进行输出相电压的合成可达到最佳电压利用率。如图6所示，定义基准电压命令E_base为正值之区间为正区间，且于正区间中基准电压命令E_base等于电压最大值E_{i_max}。反之，定义基准电压命令E_base为负值的区间为负区间，且于负区间中基准电压命令E_base等于电压最小值E_{i_min}。

图7A为于基准电压命令E_base处于正区间且在一个切换周期内的控制载波、输出期望值及输出相电压的波形示意图，图7B为于基准电压命令E_base处于负区间时在一个切换周期内的控制载波、输出期望值及输出相电压的波形示意图。于图7A及图7B中，v_k为任一输出相电压，v_k*为输出相电压v_k对应的输出期望值，本案通过控制载波控制双向开关，使得输出相电压v_k在一个切换周期内的平均值等于对应的输出期望值v_k*。

如图7A所示，在基准电压命令E_base处于正区间(即E_base＝E_{i_max})时，控制载波的波形包括第一线性载波及第二线性载波。第一线性载波的周期变化量为切换周期T_sw1的第一切换区间T₁，其中第一切换区间T₁等于一时间比例值α₁与切换周期T_sw1的乘积(即T₁＝α₁·T_sw1)。第二线性载波的周期变化量为切换周期T_sw1的第二切换区间T₂，其中第二切换区间T₂等于切换周期T_sw1与第一切换区间T₁的差值(即T₂＝(1-α₁)·T_sw1)。

第一线性载波的斜率为负值。于第一切换区间T₁期间，电压最大值E_{i_max}与电压中间值E_{i_mid}之间具有第一电压差V_dc1，其中第一电压差V_dc1为第一线性载波的压降变化量。此外，于第一切换区间T₁期间，在第一线性载波大于输出期望值v_k*时，双向开关S_{k_mid}处于导通状态，使输出相电压v_k等于电压中间值E_{i_mid}，双向开关S_{k_mid}对应的导通时长为T_{1k_mid}。在第一线性载波小于输出期望值v_k*时，双向开关S_{k_max}处于导通状态，使输出相电压v_k等于电压最大值E_{i_max}，双向开关S_{k_max}对应的导通时长为T_{1k_max}。

第二线性载波的斜率为正值。于第二切换区间T₂期间，电压最大值E_{i_max}与电压最小值E_{i_min}之间具有第二电压差V_dc2，其中第二电压差V_dc2为第二线性载波的压降变化量。此外，于第二切换区间T₂期间，在第二线性载波小于输出期望值v_k*时，双向开关S_{k_max}处于导通状态，使输出相电压v_k等于电压最大值E_{i_max}，双向开关S_{k_max}对应的导通时长为T_{2k_max}。而在第二线性载波大于输出期望值v_k*时，双向开关S_{k_min}处于导通状态，使输出相电压v_k等于电压最小值E_{i_min}，双向开关S_{k_min}对应的导通时长为T_{2k_min}。

依据图7A中所示的波形，可推得各区段的导通时长如下：

此外，根据各个双向开关在一个切换周期T_sw1的导通时长，即可计算出在一个切换周期T_sw1内的平均输出相电压v_k如下：

将等式(5)代入等式(6)可得出v_k＝v_k*，即证明输出相电压v_k在一个切换周期T_sw1内的平均值等于输出期望值v_k*。

据此，在基准电压命令E_base处于正区间(即E_base＝E_{i_max})时，控制器14可获取第一线性载波大于输出期望值v_k*所对应的时间，以取得对应的占空比中间值D_{k_mid}，其中对应电压中间值E_{i_mid}的双向开关S_{k_mid}的导通时间即对应占空比中间值D_{k_mid}。此外，控制器14可获取第一线性载波小于输出期望值v_k*所对应的第一时间，并获取第二线性载波小于输出期望值v_k*所对应的第二时间，并将第一时间与第二时间相加以取得对应的占空比最大值D_{k_max}，其中对应电压最大值E_{i_max}的双向开关S_{k_max}的导通时间即对应占空比最大值D_{k_max}。再者，控制器14可获取第二线性载波大于输出期望值v_k*所对应的时间，以取得对应的占空比最小值D_{k_min}，其中对应电压最小值E_{i_min}的双向开关S_{k_min}的导通时间即对应占空比最小值D_{k_min}。

另一方面，如图7B所示，在基准电压命令E_base处于负区间(即E_base＝E_{i_min})时，控制载波的波形包括第一线性载波及第二线性载波。第一线性载波的周期变化量为切换周期T_sw2的第一切换区间T₃，其中第一切换区间T₃等于一时间比例值α₂与切换周期T_sw2的乘积(即T₃＝α₂·T_sw2)。第二线性载波的周期变化量为切换周期T_sw2的第二切换区间T₄，其中第二切换区间T₄等于切换周期T_sw2与第一切换区间T₃的差值(即T₄＝(1-α₂)·T_sw2)。

第一线性载波的斜率为负值。于第一切换区间T₃期间，电压中间值E_{i_mid}与电压最小值E_{i_min}之间具有第三电压差V_dc3，其中第三电压差V_dc3为第一线性载波的压降变化量。此外，于第一切换区间T₃期间，在第一线性载波大于输出期望值v_k*时，双向开关S_{k_min}处于导通状态，使输出相电压v_k等于电压最小值E_{i_min}，双向开关S_{k_min}对应的导通时长为T_{3k_min}。而在第一线性载波小于输出期望值v_k*时，双向开关S_{k_mid}处于导通状态，使输出相电压v_k等于电压中间值E_{i_mid}，双向开关S_{k_mid}对应的导通时长为T_{3k_mid}。

第二线性载波的斜率为正值。于第二切换区间T₄期间，电压最大值E_{i_max}与电压最小值E_{i_min}之间具有第四电压差V_dc4，其中第四电压差V_dc4为第二线性载波的压降变化量。此外，于第二切换区间T₄期间，在第二线性载波小于输出期望值v_k*时，双向开关S_{k_max}处于导通状态，使输出相电压v_k等于电压最大值E_{i_max}，双向开关S_{k_max}对应的导通时长为T_{4k_max}。而在第二线性载波大于输出期望值v_k*时，双向开关S_{k_min}处于导通状态，使输出相电压v_k等于电压最小值E_{i_min}，双向开关S_{k_min}对应的导通时长为T_{4k_min}。

依据图7B中所示的波形，可推得各区段的导通时长如下：

此外，根据各个双向开关在一个切换周期T_sw2的导通时长，即可计算出在一个切换周期T_sw2内的平均输出相电压v_k如下：

将等式(7)代入等式(8)可得出v_k＝v_k*，即证明输出相电压v_k在一个切换周期T_sw2内的平均值等于输出期望值v_k*。

据此，在基准电压命令E_base处于负区间(即E_base＝E_{i_min})时，控制器14可获取第一线性载波大于输出期望值v_k*所对应的第一时间，并获取第二线性载波大于输出期望值v_k*所对应的第二时间，并将第一时间与第二时间相加以取得对应的占空比最小值D_{k_min}，其中对应电压最小值E_{i_min}的双向开关S_{k_min}的导通时间即对应占空比最小值D_{k_min}。此外，控制器14可获取第一线性载波小于输出期望值v_k*所对应的时间，以取得对应的占空比中间值D_{k_mid}，其中对应电压中间值E_{i_mid}的双向开关S_{k_mid}的导通时间即对应占空比中间值D_{k_mid}。再者，控制器14可获取第二线性载波小于输出期望值v_k*所对应的时间，以取得对应的占空比最大值D_{k_max}，其中对应电压最大值E_{i_max}的双向开关S_{k_max}的导通时间即对应占空比最大值D_{k_max}。

由上述可知，通过将控制载波与输出期望值v_k*比较所产生的PWM(pulse widthmodulation，脉冲宽度调变)控制信号可合成所需的输出相电压v_k。而输入电流的合成则可通过调整控制载波的第一及第二线性载波的时长来实现。具体说明如下。

图8示出了输入相电流与输出相电流间的关系及双向开关的等效电路。于图8中，输入相电流I_{i_1}、I_{i_2}及I_{i_3}为图2的输入相电流i_a、i_b及i_c中分别对应于电压最小值E_{i_min}、电压中间值E_{i_mid}及电压最大值E_{i_max}的输入相电流。如图8所示，在基准电压命令E_base处于正区间(即E_base＝E_{i_max})时，输入相电流I_{i_1}、I_{i_2}及I_{i_3}可表示如下：

I_{i_3}＝(1/T_sw1)[(T_{1u_max}+T_{2u_max})·i_u+(T_{1v_max}+T_{2v_max})·i_v+(T_{1w_max}+T_{2w_max})·i_w] (9)

将前述等式(5)代入等式(9)可得：

将等式(10)整理后可得：

若欲控制输入电压与输入电流的功率因数(power factor)为1，意即使输入电压与输入电流同相，则可将等式(11)代入等式(10)中，并将输入相电流以输入相电压取代，即可求出α₁：

据此，将等式(12)的α₁套用于图7A所示的控制载波，即可在基准电压命令E_base处于正区间(即E_base＝E_{i_max})时合成所需的输出电压以及功率因数为1的输入电流。

另一方面，在基准电压命令E_base处于负区间(即E_base＝E_{i_min})时，输入相电流I_{i_1}、I_{i_2}及I_{i_3}可表示如下：

I_{i_1}＝(1/T_sw2)[(T_{3u_min}+T_{4u_min})·i_u+(T_{3v_min}+T_{4v_min})·i_v+(T_{3w_min}+T_{4w_min})·i_w]

将前述等式(7)代入等式(13)可得：

将等式(14)整理后可得：

若欲控制输入电压与输入电流的功率因数为1，意即使输入电压与输入电流同相，则可将等式(15)代入等式(14)中，并将输入相电流以输入相电压取代，即可求出α₂：

据此，将等式(16)的α₂套用于图7B所示的控制载波，即可在基准电压命令E_base处于负区间(即E_base＝E_{i_min})时合成所需的输出电压以及功率因数为1的输入电流。

于一些实施例中，为减少切换双向开关的次数以降低切换损耗，可将零序电压注入至三相的输出期望值上，具体说明如下。

在基准电压命令E_base处于正区间(即E_base＝E_{i_max})时，在图7A的基础上，图9A例示出了控制载波、三相输出期望值v_u*、v_v*及v_w*和输出相电压v_u、v_v及v_w的波形。零序电压v_z定义为：

将零序电压v_z分别与三相输出期望值v_u*、v_v*及v_w*相加可得零序注入后的三相输出期望值v_u**、v_v**及v_w**：

图9B示出了零序注入后的三相输出期望值v_u**、v_v**及v_w**与控制载波间的关系，如图9B所示，于一个切换周期T_sw1内，在输出相电压v_u所对应的双向开关S_{u_max}、S_{u_mid}、S_{u_min}中，仅有双向开关S_{u_max}维持在导通状态，故双向开关的切换次数降低，可减少切换损耗。

依据所述的零序电压注入原理，当控制器14判断基准电压命令E_base处于正区间(即E_base＝E_{i_max})时，控制器14可计算各个输出相电压v_u、v_v及v_w的电压平均值，并选取所有电压平均值中的最大值作为参考基准电压。再者，控制器14计算电压最大值E_{i_max}与参考基准电压之间的电压差，以作为平移电压(等同于零序电压)，进而将每一输出相电压v_u、v_v及v_w的电压平均值分别与平移电压相加，以取得输出期望值v_u**、v_v**及v_w**。

在基准电压命令E_base处于负区间(即E_base＝E_{i_min})时，在图7B的基础上，图10A例示出了控制载波、三相输出期望值v_u*、v_v*及v_w*和输出相电压v_u、v_v及v_w的波形。零序电压v_z定义为：

将零序电压v_z分别与三相输出期望值v_u*、v_v*及v_w*相加可得零序注入后的三相输出期望值v_u**、v_v**及v_w**。图10B示出了零序注入后的三相输出期望值v_u**、v_v**及v_w**与控制载波间的关系，如图10B所示，于一个切换周期T_sw2内，在输出相电压v_w所对应的双向开关S_{w_max}、S_{w_mid}、S_{w_min}中，仅有双向开关S_{w_min}维持在导通状态，故双向开关的切换次数降低，可减少切换损耗。

依据所述的零序电压注入原理，当控制器14判断基准电压命令E_base处于负区间(即E_base＝E_{i_min})时，控制器14可计算各个输出相电压v_u、v_v及v_w的电压平均值，并选取所有电压平均值中的最小值作为参考基准电压。再者，控制器14计算电压最小值E_{i_min}与参考基准电压之间的电压差，以作为平移电压(等同于零序电压)，进而将每一输出相电压v_u、v_v及v_w的电压平均值分别与平移电压相减，以取得输出期望值v_u**、v_v**及v_w**。

于前述实施例中，控制载波的第一及第二线性载波具有不相等的周期变化量和压降变化量。然本案并不以此为限，于另一些实施例中，为便于实现及控制，控制载波的第一及第二线性载波具有相等的周期变化量和压降变化量。图11A及图11B示出了在第一及第二线性载波具有相等的周期变化量和压降变化量时的控制载波及双向开关的控制信号的波形图。于图11A及图11B中，控制载波为左右对称的三角波，Tri为控制载波的振幅，T_max为双向开关S_{k_max}在一个切换周期内的总导通时长，T_min为双向开关S_{k_min}在一个切换周期内的总导通时长。

在基准电压命令E_base处于正区间(即E_base＝E_{i_max})时，由等式(5)可知任一输出相所对应的双向开关S_{k_max}及S_{k_min}的导通时长T_max及T_min。如图11A所示，通过电压命令v_{k_max} ^*和v_{k_min} ^*来与控制载波比较。当电压命令v_{k_max} ^*小于控制载波时，则控制双向开关S_{k_max}导通；当电压命令v_{k_max} ^*大于控制载波时，则控制双向开关S_{k_max}关断。当电压命令v_{k_min} ^*大于控制载波时，则控制双向开关S_{k_min}导通；当电压命令v_{k_min} ^*小于控制载波时，则控制双向开关S_{k_min}关断。由等式(5)可推导出：

通过将电压命令v_{k_max} ^*和v_{k_min} ^*与控制载波比较可产生双向开关S_{k_max}及S_{k_min}的控制信号，而双向开关S_{k_mid}则在双向开关S_{k_max}及S_{k_min}皆关断时导通，以XNOR逻辑闸(反互斥或闸)表示为：

另一方面，在基准电压命令E_base处于负区间(即E_base＝E_{i_min})时，由等式(7)可知任一输出相所对应的双向开关S_{k_max}及S_{k_min}的导通时长T_max及T_min。如图11B所示，通过电压命令v_{k_max} ^*和v_{k_min} ^*来与控制载波比较。当电压命令v_{k_min} ^*小于控制载波时，则控制双向开关S_{k_min}导通；当电压命令v_{k_min} ^*大于控制载波时，则控制双向开关S_{k_min}关断。当电压命令v_{k_max} ^*大于控制载波时，则控制双向开关S_{k_max}导通；当电压命令v_{k_max} ^*小于控制载波时，则控制双向开关S_{k_max}关断。由等式(7)可推导出：

通过将电压命令v_{k_max} ^*和v_{k_min} ^*与控制载波比较可产生双向开关S_{k_max}及S_{k_min}的控制信号，而双向开关S_{k_mid}则在双向开关S_{k_max}及S_{k_min}皆关断时导通。

综上所述，本案提供一种矩阵式电源转换装置及其控制方法，通过矩阵式电源转换装置中的多个双向开关的运作，即可将输入侧的交流电源直接转换为输出侧的交流电源，无需额外设置直流电容作为能量缓冲。因此，通过本案的矩阵式电源转换装置及其控制方法，可使矩阵式电源转换装置实现较小体积、较佳效率及较长寿命。此外，本案可利用载波对矩阵式电源转换装置中的双向开关进行控制，以实现输出电压和输入电流的合成。另外，本案可将零序电压注入至三相的输出期望值上，藉此减少切换双向开关的次数，并进而降低切换损耗。再者，本案的控制载波的第一及第二线性载波可具有相等或不相等的周期变化量和压降变化量，例如控制载波可为左右对称的三角波，以便于实现及控制，

须注意，上述仅是为说明本案而提出的较佳实施例，本案不限于所述的实施例，本案的范围由如权利要求决定。且本案得由本领域技术人员任施匠思而为诸般修饰，然皆不脱如权利要求所欲保护的。

Claims (14)

1.一种矩阵式电源转换装置，耦接于三相输入电源与马达之间，其中所述矩阵式电源转换装置包括：

多个三相切换模块，切换所述三相输入电源来产生三相输出电源，其中每一所述三相切换模块包括多个双向开关，且每一所述三相切换模块中的每一所述双向开关分别对应连接所述三相输入电源的每一输入相电压，其中每一所述三相切换模块分别对应输出所述三相输出电源的每一输出相电压；以及

控制器，取得每一所述输入相电压，且决定所述多个输入相电压之间的电压最大值、电压中间值及电压最小值，并进而取得在切换周期的控制载波的波形；

其中，所述控制器取得所述多个输出相电压所对应的输出期望值；

其中，所述控制器将所述控制载波的所述波形与每一所述输出期望值分别比较，以取得每一所述双向开关在所述切换周期中所对应的导通时间；

其中，根据每一所述双向开关所对应的所述多个导通时间，所述控制器控制所述矩阵式电源转换装置切换所述三相输入电源，并进而改变所述三相输出电源来驱动所述马达。

2.根据权利要求1所述的矩阵式电源转换装置，其中所述控制载波的所述波形包括第一线性载波及第二线性载波，且所述控制器还用以：

依据所述电压最大值、所述电压中间值及所述电压最小值，取得时间比例值；

将所述时间比例值与所述切换周期相乘，以取得所述切换周期的第一切换区间；以及

将所述切换周期与所述第一切换区间相减，以取得所述切换周期的第二切换区间；

其中所述第一切换区间为所述第一线性载波的周期变化量，且所述第二切换区间为所述第二线性载波的周期变化量。

3.根据权利要求2所述的矩阵式电源转换装置，其中所述控制器还用以：

选择具有最大电压绝对值的所述多个输入相电压的其中之一，作为基准电压命令；以及

判断所述基准电压命令为正值或负值，并依据判断结果来分别决定所述第一线性载波及所述第二线性载波的压降变化量。

4.根据权利要求3所述的矩阵式电源转换装置，其中当所述控制器判断所述基准电压命令为正值时，所述控制器还用以：

计算所述电压最大值及所述电压中间值之间的第一电压差；

计算所述电压最大值及所述电压最小值之间的第二电压差；以及

依据所述第一电压差、所述第二电压差、所述电压中间值及所述电压最小值，计算出所述时间比例值；

其中所述第一电压差为所述第一线性载波的压降变化量，且所述第二电压差为所述第二线性载波的压降变化量；其中所述第一线性载波的斜率为负值，且所述第二线性载波的斜率为正值。

5.根据权利要求4所述的矩阵式电源转换装置，其中所述控制器还用以：

获取所述第一线性载波分别大于所述多个输出期望值所对应的时间，以取得分别对应所述多个输出期望值的占空比中间值；

获取所述第一线性载波分别小于所述多个输出期望值所对应的第一时间，并获取所述第二线性载波分别小于所述多个输出期望值所对应的第二时间；

将所述多个第一时间对应地相加所述多个第二时间，以取得分别对应所述多个输出期望值的占空比最大值；以及

获取所述第二线性载波分别大于所述多个输出期望值所对应的时间，以取得分别对应所述多个输出期望值的占空比最小值。

6.根据权利要求5所述的矩阵式电源转换装置，其中，对应所述电压中间值的所述多个双向开关的导通时间分别对应所述多个占空比中间值，且对应所述电压最大值的所述多个双向开关的导通时间分别对应所述多个占空比最大值，且对应所述电压最小值的所述多个双向开关的导通时间分别对应所述多个占空比最小值。

7.根据权利要求3所述的矩阵式电源转换装置，其中当所述控制器判断所述基准电压命令为负值时，所述控制器还用以：

计算所述电压中间值及所述电压最小值之间的第三电压差；

计算所述电压最大值及所述电压最小值之间的第四电压差；以及

依据所述第三电压差、所述第四电压差、所述电压中间值及所述电压最小值，计算出所述时间比例值；

其中所述第三电压差为所述第一线性载波的压降变化量，且所述第四电压差为所述第二线性载波的压降变化量；其中所述第一线性载波的斜率为负值，且所述第二线性载波的斜率为正值。

8.根据权利要求7所述的矩阵式电源转换装置，其中所述控制器还用以：

获取所述第一线性载波分别大于所述多个输出期望值所对应的第一时间，并获取所述第二线性载波分别大于所述多个输出期望值所对应的第二时间；

将所述多个第一时间对应地相加所述多个第二时间，以取得分别对应所述多个输出期望值的占空比最小值；

获取所述第一线性载波分别小于所述多个输出期望值所对应的时间，以取得分别对应所述多个输出期望值的占空比中间值；以及

获取所述第二线性载波分别小于所述多个输出期望值所对应的时间，以取得分别对应所述多个输出期望值的占空比最大值。

9.根据权利要求8所述的矩阵式电源转换装置，其中，对应所述电压中间值的所述多个双向开关的导通时间分别对应所述多个占空比中间值，且对应所述电压最大值的所述多个双向开关的导通时间分别对应所述多个占空比最大值，且对应所述电压最小值的所述多个双向开关的导通时间分别对应所述多个占空比最小值。

10.根据权利要求3所述的矩阵式电源转换装置，其中当所述控制器判断所述基准电压命令为正值时，所述控制器还用以：

计算所述多个输出相电压所对应的电压平均值；

选取所述多个电压平均值的最大值，以作为参考基准电压；

计算所述电压最大值及所述参考电压基准之间的电压差，以作为平移电压；以及

将所述多个电压平均值分别与所述平移电压相加，以取得所述多个输出期望值。

11.根据权利要求3所述的矩阵式电源转换装置，其中当所述控制器判断所述基准电压命令为负值时，所述控制器还用以：

计算所述多个输出相电压所对应的电压平均值；

选取所述多个电压平均值的最小值，以作为参考基准电压；

计算所述电压最小值及所述参考电压基准之间的电压差，以作为平移电压；以及

将所述多个电压平均值分别与所述平移电压相减，以取得所述多个输出期望值。

12.根据权利要求1所述的矩阵式电源转换装置，其中所述控制器还依据预定相位获取所述三相输入电源的每一所述输入相电压，且所述预定相位为30度或π/6弧度。

13.根据权利要求1所述的矩阵式电源转换装置，其中所述多个输出期望值为所对应的所述多个输出相电压的电压平均值。

14.一种用于矩阵式电源转换装置的控制方法，其中所述矩阵式电源转换装置包括多个三相切换模块，用于切换三相输入电源来产生三相输出电源，其中每一所述三相切换模块包括多个双向开关，且每一所述三相切换模块中的每一所述双向开关分别对应连接所述三相输入电源的每一输入相电压，其中每一所述三相切换模块分别对应输出所述三相输出电源的每一输出相电压，其中所述控制方法包括：

取得每一所述输入相电压；

决定所述多个输入相电压之间的电压最大值、电压中间值及电压最小值，并进而取得在切换周期的控制载波的波形；

取得所述多个输出相电压所对应的输出期望值；

将所述控制载波的所述波形与每一所述输出期望值分别比较，以取得每一所述双向开关在所述切换周期中所对应的导通时间；以及

根据每一所述双向开关所对应的所述多个导通时间切换所述三相输入电源，并进而改变所述三相输出电源来驱动马达。

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