KR20200071616A - 전력 변환 효율이 개선된 전력 변환 장치 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 과전압이 입력되는 경우에도 효율적인 전력 변환 동작을 수행할 수 있는 전력 변환 장치에 관한 것이다. 본 발명의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치는 교류 전압원에서 제공되는 교류 전압을 DC 링크 커패시터에 저장되는 직류 전압으로 변환하는 컨버터, 상기 DC 링크 커패시터에 저장된 직류 전압을 교류 전류로 변환하고, 상기 변환된 교류 전류를 부하에 출력하는 인버터, 상기 교류 전압원과 상기 컨버터 사이에 구비되어 상기 컨버터에 상기 교류 전압을 선택적으로 제공하는 전원 스위치 및 상기 DC 링크 커패시터에 저장된 DC 링크 전압의 크기 및 상기 교류 전압원에서 제공되는 교류 전압의 크기 중 적어도 하나에 기초하여 상기 전원 스위치를 제어하는 스위칭 제어부를 포함하는 것을 특징으로 한다.

Description

전력 변환 효율이 개선된 전력 변환 장치{POWER CONVERSION APPARATUS WITH IMPROVED POWER CONVERSION EFFICIENCY}
본 발명은 과전압이 입력되는 경우에도 효율적인 전력 변환 동작을 수행할 수 있는 전력 변환 장치에 관한 것이다.
최근 수많은 전자기기에는 입력 전압(예컨대, 상용 전압)을 해당 전자기기의 구동에 적절한 전압으로 변환하기 위한 전력 변환 장치가 구비된다.
전력 변환 장치는 일반적으로 컨버터와 인버터를 포함한다. 컨버터는 교류 전압을 직류 전압으로 변환하는 역할을 수행하며, 인버터는 변환된 직류 전압을 부하 구동에 적합한 교류 전압으로 변환하는 역할을 수행한다.
이와 같은 전력 변환 장치에 과전압, 다시 말해 매우 큰 교류 전압이 입력되면 컨버터에 의해 변환되는 직류 전압의 크기가 증가하게 되고, 증가된 직류 전압은 인버터의 효율 감소를 초래한다.
도 1은 종래 입력 전압에 따른 인버터의 전력 손실을 도시한 그래프이다. 보다 구체적으로, 도 1은 전력 변환 장치에 입력되는 교류 전압의 크기(실효치[Vrms])에 따른 인버터의 전력 손실[W]을 나타낸 것이다.
인버터는 복수의 전력 스위칭 소자를 이용하여, 컨버터에서 변환된 직류 전압을 교류 전압으로 변환한다. 전력 변환 장치에 입력되는 교류 전압의 증가에 따라 컨버터에서 변환되는 직류 전압의 크기가 증가하면, 인버터 내 전력 스위칭 소자에서 발생하는 전압 강하에 의해 스위칭 손실(switching loss)이 증가하며, 전력 스위칭 소자의 포화 전압(saturation voltage) 상승에 따른 도통 손실(conduction loss)이 증가한다.
이에 따라, 도 1에 도시된 바와 같이, 인버터의 전력 손실([W])은 전력 변환 장치에 입력되는 교류 전압의 크기([Vrms])에 비례하여 계속적으로 증가하므로, 종래 전력 변환 장치는 과전압 입력 시 전력 변환 효율이 매우 떨어지는 문제점이 있다.
본 발명은 과전압 입력에 따른 DC 링크 전압 상승을 제어할 수 있는 전력 변환 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
또한, 본 발명은 DC 링크 전압을 순차적으로 낮출 수 있는 전력 변환 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
또한, 본 발명은 DC 링크 전압을 기준 링크 전압으로 제어할 수 있는 전력 변환 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 발명의 목적들은 이상에서 언급한 목적으로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 본 발명의 다른 목적 및 장점들은 하기의 설명에 의해서 이해될 수 있고, 본 발명의 실시예에 의해 보다 분명하게 이해될 것이다. 또한, 본 발명의 목적 및 장점들은 특허 청구 범위에 나타낸 수단 및 그 조합에 의해 실현될 수 있음을 쉽게 알 수 있을 것이다.
본 발명은 DC 링크 전압의 크기 및 교류 전압원에서 제공되는 교류 전압의 크기 중 적어도 하나에 기초하여, 교류 전압을 선택적으로 컨버터에 제공함으로써 과전압 입력에 따른 DC 링크 전압 상승을 제어할 수 있다.
또한, 본 발명은 DC 링크 전압의 크기가 기준 링크 전압 이하가 될 때까지 전원 스위치의 온 듀티를 순차적으로 감소시킴으로써, DC 링크 전압을 순차적으로 낮출 수 있다.
또한, 본 발명은 교류 전압원에서 제공되는 교류 전압의 실효치(effective value)가 기준 링크 전압과 동일하게 되는 온 듀티를 결정하고, 결정된 온 듀티에 따라 전원 스위치를 제어함으로써, DC 링크 전압을 기준 링크 전압으로 제어할 수 있다.
본 발명은 DC 링크 전압 상승을 제어함으로써, 일시적 또는 지속적으로 과전압이 입력되는 경우에도 높은 전력 변환 효율을 확보할 수 있는 효과가 있다.
또한, 본 발명은 DC 링크 전압을 순차적으로 낮춤으로써, DC 링크 전압의 급격한 변화에 의한 장치 불안정을 방지할 수 있는 효과가 있다.
또한, 본 발명은 DC 링크 전압을 기준 링크 전압으로 곧바로 제어함으로써, 장치 불안정이 발생하지 않는 범위 내에서 인버터의 전력 손실을 신속하게 낮출 수 있는 효과가 있다.
상술한 효과와 더불어 본 발명의 구체적인 효과는 이하 발명을 실시하기 위한 구체적인 사항을 설명하면서 함께 기술한다.
도 1은 종래 입력 전압에 따른 인버터의 전력 손실을 도시한 그래프.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치가 교류 전압원과 부하 사이에 연결된 모습을 도시한 도면.
도 3 및 도 4는 도 2에 도시된 컨버터의 각 예를 도시한 도면.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치의 회로 구성을 도시한 도면.
도 6은 PWM 신호에 따라 과전압 교류 전압이 제어되는 모습을 도시한 도면.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 전력 변환 방법을 도시한 순서도.
도 8은 본 발명에서 입력 전압에 따른 인버터의 전력 손실을 도시한 그래프.
전술한 목적, 특징 및 장점은 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 후술되며, 이에 따라 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 발명의 기술적 사상을 용이하게 실시할 수 있을 것이다. 본 발명을 설명함에 있어서 본 발명과 관련된 공지 기술에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 상세한 설명을 생략한다. 이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 상세히 설명하기로 한다. 도면에서 동일한 참조부호는 동일 또는 유사한 구성요소를 가리키는 것으로 사용된다.
또한 어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "연결", "결합" 또는 "접속"된다고 기재된 경우, 상기 구성요소들은 서로 직접적으로 연결되거나 또는 접속될 수 있지만, 각 구성요소 사이에 다른 구성요소가 "개재"되거나, 각 구성요소가 다른 구성요소를 통해 "연결", "결합" 또는 "접속"될 수도 있는 것으로 이해되어야 할 것이다.
본 발명은 과전압이 입력되는 경우에도 효율적인 전력 변환 동작을 수행할 수 있는 전력 변환 장치에 관한 것이다.
이하, 도 2 내지 도 8을 참조하여 본 발명의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치를 구체적으로 설명하도록 한다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치가 교류 전압원과 부하 사이에 연결된 모습을 도시한 도면이다. 또한, 도 3 및 도 4는 도 2에 도시된 컨버터의 각 예를 도시한 도면이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치의 회로 구성을 도시한 도면이다. 도 6은 PWM 신호에 따라 과전압 교류 전압이 제어되는 모습을 도시한 도면이다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 전력 변환 방법을 도시한 순서도이다. 또한, 도 8은 본 발명에서 입력 전압에 따른 인버터의 전력 손실을 도시한 그래프이다.
도 2를 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치(100)는 컨버터(110), 인버터(120), 전원 스위치(130) 및 스위칭 제어부(140)를 포함할 수 있다. 도 2에 도시된 전력 변환 장치(100)는 일 실시예에 따른 것이고, 그 구성요소들이 도 2에 도시된 실시예에 한정되는 것은 아니며, 필요에 따라 일부 구성요소가 부가, 변경 또는 삭제될 수 있다.
컨버터(110)는 교류 전압원(200)에서 제공되는 교류 전압(Vac)을 DC 링크 커패시터(CDC)에 저장되는 직류 전압으로 변환할 수 있다.
보다 구체적으로, 컨버터(110)는 교류 전압원(200)의 출력단과 연결되어 교류 전압원(200)으로부터 교류 전압(Vac)을 제공받을 수 있다. 한편, 컨버터(110)는 DC 링크 커패시터(CDC)를 포함할 수 있고, 교류 전압원(200)으로부터 제공된 교류 전압(Vac)을 직류 전압으로 변환하여 DC 링크 커패시터(CDC)에 저장할 수 있다.
컨버터(110)는 교류 전압(Vac)을 직류 전압으로 변환하기 위한 다양한 회로 구성을 가질 수 있고, 정류 극성에 따라 반파 정류 회로(half-wave rectifier circuit), 전파 정류 회로(full-wave rectifier circuit)를 포함할 수 있다.
일 예에서, 컨버터(110)는 다이오드 브릿지(diode bridge) 회로를 이용하여 교류 전압(Vac)을 직류 전압으로 변환할 수 있다.
도 3을 참조하면, 컨버터(110)는 두 개의 상암 다이오드(D1, D2) 및 두 개의 하암 다이오드(D3, D4)를 포함하는 다이오드 브릿지 회로를 포함할 수 있다. 보다 구체적으로, 컨버터(110)는 교류 전압원(200)의 각 출력 노드에 연결된 제1 레그(leg) 및 제2 레그를 포함할 수 있다. 이 때, 제1 레그에는 제1 상암 다이오드(D1) 및 제1 하암 다이오드(D3)가 구비될 수 있고, 제2 레그에는 제2 상암 다이오드(D2) 및 제2 하암 다이오드(D4)가 구비될 수 있다.
교류 전압원(200)에서 제공되는 교류 전압(Vac)이 양의 값을 가질 때, 제1 상암 다이오드(D1) 및 제2 하암 다이오드(D4)가 도통되어 전류 경로를 형성할 수 있다. 반면에, 교류 전압원(200)에서 제공되는 교류 전압(Vac)이 음의 값을 가질 때, 제2 상암 다이오드(D2) 및 제1 하암 다이오드(D3)가 도통되어 전류 경로를 형성할 수 있다.
전술한 도통 동작에 따라 교류 전압(Vac)은 전파 정류될 수 있고, 전파 정류된 교류 전압은 DC 링크 커패시터(CDC)에 직류 전압으로서 저장될 수 있다.
다른 예에서, 컨버터(110)는 복수의 전력 스위칭 소자(S1~S4)로 구성된 브릿지 회로를 이용하여 교류 전압(Vac)을 직류 전압으로 변환할 수 있다.
도 4를 참조하면, 컨버터(110)는 두 개의 상암 전력 스위칭 소자(S1, S2) 및 두 개의 하암 전력 스위칭 소자(S3, S4)를 포함하는 브릿지 회로를 포함할 수 있다. 보다 구체적으로, 컨버터(110)는 교류 전압원(200)의 각 출력 노드에 연결된 제1 레그 및 제2 레그를 포함할 수 있다. 이 때, 제1 레그에는 제1 상암 전력 스위칭 소자(S1) 및 제1 하암 전력 스위칭 소자(S3)가 구비될 수 있고, 제2 레그에는 제2 상암 전력 스위칭 소자(S2) 및 제2 하암 전력 스위칭 소자(S4)가 구비될 수 있다.
스위칭 제어부(140)는 교류 전압원(200)에서 제공되는 교류 전압(Vac)의 위상에 따라 스위칭 제어 시점을 결정할 수 있고, 이를 위해, 교류 전압원(200)의 출력단에 구비된 제2 전압센서(Vsen2)로부터 교류 전압(Vac)의 크기를 제공받을 수 있다.
도 3을 참조하여 설명한 것과 마찬가지로, 교류 전압원(200)에서 제공되는 교류 전압(Vac)이 양의 값을 가질 때, 제1 상암 전력 스위칭 소자(S1) 및 제2 하암 전력 스위칭 소자(S4)가 턴 온되어 전류 경로를 형성할 수 있다. 반면에, 교류 전압원(200)에서 제공되는 교류 전압(Vac)이 음의 값을 가질 때, 제2 상암 전력 스위칭 소자(S2) 및 제1 하암 전력 스위칭 소자(S3)가 턴 온되어 전류 경로를 형성할 수 있다.
전술한 스위칭 동작에 따라 교류 전압(Vac)은 전파 정류될 수 있고, 전파 정류된 교류 전압(Vac)은 DC 링크 커패시터(CDC)에 직류 전압으로서 저장될 수 있다.
도 3 및 도 4를 참조하여 설명한 바와 같이, 컨버터(110)는 복수의 다이오드(D1~D4) 또는 복수의 전력 스위칭 소자(S1~S4)로 구성될 수 있다. 또한, 도면에는 도시되지 않았으나 컨버터(110)는 복수의 다이오드와 복수의 전력 스위칭 소자의 조합으로 구성될 수도 있다.
다만, 이하에서는 설명의 편의를 위해 컨버터(110)가 복수의 다이오드(D1~D4)로 구성된 다이오드 브릿지 회로를 포함하는 것으로 가정하여 설명하도록 한다.
인버터(120)는 DC 링크 커패시터(CDC)에 저장된 직류 전압(DC 링크 전압, VDC)을 교류 전류로 변환하고, 변환된 교류 전류를 부하(Load, 300)에 출력할 수 있다.
보다 구체적으로, 인버터(120)는 DC 링크 커패시터(CDC)의 출력단과 연결되어 DC 링크 전압(VDC)을 제공받을 수 있다. 인버터(120)의 출력단은 부하(300)(예컨대, 전동기)와 연결될 수 있고, 인버터(120)는 DC 링크 전압(VDC)을 교류 전류(예컨대, 3상 교류 전류)로 변환하여 부하(300)에 출력할 수 있다.
인버터(120)는 DC 링크 전압(VDC)을 교류 전류로 변환하기 위한 다양한 회로 구성을 가질 수 있다. 예를 들어, 인버터(120)는 복수의 전력 스위칭 소자(Sa, Sa', Sb, Sb', Sc, Sc')를 이용하여 DC 링크 전압(VDC)을 교류 전류로 변환할 수 있다.
도 5를 참조하면, 인버터(120)는 DC 링크 전압(VDC)을 3상 교류 전류로 변환하기 위한 각 상에 대응하는 상암 및 하암 전력 스위칭 소자(Sa, Sb, Sc 및 Sa', Sb', Sc')를 포함할 수 있다. 보다 구체적으로, 인버터(120)는 a상의 상암 및 하암 전력 스위칭 소자(Sa, Sa'), b상의 상암 및 하암 전력 스위칭 소자(Sb, Sb'), c상의 상암 및 하암 전력 스위칭 소자(Sc, Sc')를 포함할 수 있다.
a상의 상암 및 하암 전력 스위칭 소자(Sa, Sa')는 서로 상보적으로 스위칭하여 a상 교류 전류를 생성할 수 있다. 마찬가지로 b상 및 c상의 상암 및 하암 전력 스위칭 소자(Sb, Sc 및 Sb', Sc') 또한 서로 상보적으로 스위칭하여 각각 b상 및 c상 교류 전류를 생성할 수 있다.
스위칭 제어부(140)는 인버터(120)를 구성하는 복수의 전력 스위칭 소자(Sa, Sa', Sb, Sb', Sc, Sc')의 스위칭 동작을 제어하여 부하(300)에 출력되는 교류 전류의 크기를 제어할 수 있다. 보다 구체적으로, 스위칭 제어부(140)는 각 전력 스위칭 소자(Sa, Sa', Sb, Sb', Sc, Sc')에 게이트 신호(Sc)를 제공할 수 있고, 각 전력 스위칭 소자(Sa, Sa', Sb, Sb', Sc, Sc')는 게이트 신호(Sc)에 따른 온 듀티(on-duty)를 가질 수 있다.
어느 한 상에서 출력되는 교류 전류의 크기는 해당 상에 구비된 전력 스위칭 소자의 온 듀티에 따라 결정되므로, 스위칭 제어부(140)는 게이트 신호(Sc)를 제어하여 부하(300)에 출력되는 교류 전류의 크기를 제어할 수 있다.
전력 변환을 위한 전력 스위칭 소자(Sa, Sa', Sb, Sb', Sc, Sc')의 제어 방법은 당해 기술분야에서 알려진 일반적인 방법을 따르므로, 여기서는 더 이상의 자세한 설명을 생략하도록 한다.
한편, 도 5에서는 컨버터(110)가 도 3에 도시된 다이오드 브릿지 외에 전류 안정화를 위한 전류 제한 인덕터(L)와, 전류의 역류 방지를 위한 역류 방지 다이오드(D5)를 더 포함하는 것으로 도시하였다.
전원 스위치(130)는 교류 전압원(200)과 컨버터(110) 사이에 구비되어 컨버터(110)에 교류 전압(Vac)을 선택적으로 제공할 수 있다. 보다 구체적으로, 전원 스위치(130)는 스위칭 제어부(140)의 제어에 따라 교류 전압원(200)에서 출력되는 교류 전압(Vac)을 컨버터(110)에 제공하거나, 제공하지 않을 수 있다.
이러한 전원 스위치(130)는 회로를 개폐할 수 있는 임의의 소자로 구성될 수 있고, 예컨대, 릴레이(relay)로 구성될 수 있다.
스위칭 제어부(140)는 DC 링크 커패시터(CDC)에 저장된 DC 링크 전압(VDC)의 크기 및 교류 전압원(200)에서 제공되는 교류 전압(Vac)의 크기 중 적어도 하나에 기초하여 전원 스위치(130)를 제어할 수 있다.
먼저, 스위칭 제어부(140)가 DC 링크 전압(VDC)의 크기에 기초하여 전원 스위치(130)를 제어하는 방법을 설명하도록 한다.
스위칭 제어부(140)는 DC 링크 전압(VDC)의 크기가 기준 링크 전압(Vref)을 초과하면 전원 스위치(130)를 제어할 수 있다. 여기서 기준 링크 전압(Vref)은 과전압 입력에 따른 인버터(120)의 효율 감소를 방지하기 위해 임의의 값으로 설정될 수도 있고, 목표 DC 링크 전압으로 설정될 수도 있다.
예컨대, 교류 전압원(200)으로부터 과전압이 입력되어 DC 링크 전압(VDC)이 상승하면, DC 링크 전압(VDC)을 입력으로 하는 인버터(120)에서는 입력 전압의 강하에 따른 스위칭 손실(switching loss) 및 전력 스위칭 소자(Sa, Sa', Sb, Sb', Sc, Sc')의 포화 전압(saturation voltage) 상승에 따른 도통 손실(conduction loss)이 발생할 수 있다.
전술한 전력 스위칭 소자(Sa, Sa', Sb, Sb', Sc, Sc')의 손실은 인버터(120)의 전력 변환 효율을 저하시키므로, 기준 링크 전압(Vref)은 인버터(120)의 목표 효율에 따라 적절한 값으로 설정될 수 있다.
DC 링크 전압(VDC) 식별을 위해, 스위칭 제어부(140)는 DC 링크 커패시터(CDC)의 출력단에 구비된 제1 전압센서(Vsen1)를 통해 DC 링크 전압(VDC)의 크기를 제공받을 수 있다.
스위칭 제어부(140)는 제1 전압센서(Vsen1)를 통해 DC 링크 전압(VDC)의 크기를 모니터링할 수 있고, DC 링크 전압(VDC)의 크기가 기준 링크 전압(Vref)을 초과하면 전원 스위치(130)의 온 듀티를 제어할 수 있다. 여기서, 온 듀티는 전원 스위치(130)가 온오프되는 임의의 한 주기에서 온 상태를 유지하는 시간으로 정의될 수 있다.
DC 링크 전압(VDC)의 크기가 기준 링크 전압(Vref) 이하이면 스위칭 제어부(140)는 전원 스위치(130)를 제어하지 않을 수 있다. 이 때, 전원 스위치(130)는 항상 온 상태를 유지할 수 있다.
DC 링크 전압(VDC)의 크기가 기준 링크 전압(Vref)을 초과하면 스위칭 제어부(140)는 전원 스위치(130)의 온 듀티를 제어할 수 있고, 이 때, 전원 스위치(130)는 스위칭 제어부(140)의 제어에 따라 온 또는 오프 상태로 동작할 수 있다.
전원 스위치(130)의 스위칭 동작에 의해, 교류 전압원(200)에서 출력되는 교류 전압(Vac)은 전원 스위치(130)가 온 상태로 동작하는 경우에 한해 컨버터(110)에 입력될 수 있다.
DC 링크 커패시터(CDC)에는 컨버터(110)에 입력되는 교류 전압(Vac)의 실효치(effective value, Vrms)가 DC 링크 전압(VDC)으로서 저장될 수 있다. 이에 따라, 전원 스위치(130)의 스위칭 동작에 의해 교류 전압(Vac)이 간헐적으로 입력되는 경우, 교류 전압(Vac)의 실효치가 감소하므로 DC 링크 커패시터(CDC)에 저장되는 DC 링크 전압(VDC)은 감소할 수 있다.
스위칭 제어부(140)는 교류 전압(Vac)의 반 주기를 한 주기로 하는 PWM(Pulse Width Modulation) 신호를 생성하여 전원 스위치(130)를 제어할 수 있다.
도 6을 참조하면, 교류 전압원(200)에서 출력되는 교류 전압(Vac)의 한 주기는 Ta일 수 있다. 한편, 교류 전압(Vac)은 컨버터(110)에 의해 전파 정류되므로, 전파 정류된 교류 전압의 주기는 Ta/2일 수 있다. 이에 따라, 스위칭 제어부(140)는 교류 전압(Vac)의 반 주기(Ta/2)를 한 주기(Tp)로 하는 PWM 신호(Sp)를 생성하고, 해당 PWM 신호(Sp)를 통해 전원 스위치(130)를 제어할 수 있다.
PWM 신호(Sp)는 한 주기(Tp) 내에서 하이(high) 구간(Ton) 및 로우(low) 구간을 갖는 구형파일 수 있다. PWM 신호(Sp)가 전원 스위치(130)에 제공되면, 전원 스위치(130)는 PWM 신호(Sp)의 하이 구간(Ton)에서 온 듀티를 가질 수 있다. 다시 말해, 전원 스위치(130)는 PWM 신호(Sp)가 하이 구간(Ton)일 때에 한해 온 상태를 유지할 수 있다. 여기서, PWM 신호(Sp)의 한 주기(Tp)에 대한 하이 구간(Ton)의 비율을 듀티비(duty ratio)라고 한다.
이에 따라, 도 6에 도시된 바와 같이 컨버터(110)에 입력되는 입력 교류 전압(Vro)는 전원 스위치(130)가 온 상태일 때, 다시 말해 PWM 신호(Sp)가 하이 구간(Ton)일 때에 한해 값을 가질 수 있다. 결국, 입력 교류 전압(Vro)의 실효치(Vrms)는 교류 전압원(200)에서 출력되는 교류 전압(Vac)의 실효치(Vrms)보다 감소할 수 있고, DC 링크 전압(VDC) 또한 감소할 수 있다.
한편, 스위칭 제어부(140)는 교류 전압(Vac)의 제로 크로싱(zero-crossing) 시점에 PWM 신호(Sp)를 전원 스위치(130)로 출력할 수 있다. 다시 말해, 스위칭 제어부(140)는 교류 전압(Vac)의 크기가 0인 시점에 PWM 신호(Sp)를 전원 스위치(130)로 출력할 수 있다.
이를 위해, 스위칭 제어부(140)는 교류 전압원(200)의 출력단에 구비된 제2 전압센서(Vsen2)를 통해 교류 전압(Vac)의 크기를 제공받을 수 있다.
스위칭 제어부(140)는 제2 전압센서(Vsen2)를 통해 교류 전압(Vac)의 크기를 모니터링할 수 있고, DC 링크 전압(VDC)이 기준 링크 전압(Vref)을 초과하면 교류 전압(Vac)의 제로 크로싱 시점에 맞추어 PWM 신호(Sp)를 전원 스위치(130)로 출력할 수 있다.
이에 따라, 도 6에 도시된 바와 같이 첫 번째 제로 크로싱 시점(tz1)에서 첫 번째 PWM 신호(Sp)가 출력될 수 있고, 두 번째 제로 크로싱 시점(tz2)에서 두 번째 PWM 신호(Sp)가 출력될 수 있다. 이후 모든 PWM 신호(Sp) 또한 마찬가지로 교류 전압(Vac)의 제로 크로싱 시점에 출력될 수 있다.
PWM 신호(Sp)가 교류 전압(Vac)의 제로 크로싱 시점마다 출력됨으로써, 전원 스위치(130)는 교류 전압원(200)에서 출력되는 교류 전압(Vac)과 위상 동기되어 스위칭 동작할 수 있다.
한편, PWM 신호(Sp)가 교류 전압(Vac)의 제로 크로싱 시점에 출력될 때, PWM 신호(Sp)는 교류 전압(Vac)의 연속되는 두 제로 크로싱 시점의 중심을 기준으로 대칭일 수 있다.
전술한 바와 같이, PWM 신호(Sp)는 하이 구간과 로우 구간을 갖는 구형파일 수 있다. 이 때, PWM 신호(Sp)의 하이 구간은 연속되는 두 제로 크로싱 시점의 중심을 기준으로 대칭 형성될 수 있다. 다시 말해, PWM 신호(Sp)의 하이 구간의 중심은 연속되는 두 제로 크로싱 시점의 중심과 일치할 수 있다.
도 6을 참조하여 설명하면, 첫 번째 PWM 신호(Sp)의 하이 구간은 연속되는 첫 번째 및 두 번째 제로 크로싱 시점(tz1, tz2)의 중심(tm)을 기준으로 대칭 형성될 수 있다. 이후 모든 PWM 신호(Sp)의 하이 구간 또한 마찬가지로 연속되는 두 제로 크로싱 시점의 중심을 기준으로 대칭 형성될 수 있다.
이에 따라, 전원 스위치(130)의 스위칭 동작에 따라 컨버터(110)에 입력되는 입력 교류 전압(Vro)은, 교류 전압원(200)에서 출력되는 교류 전압(Vac)의 마루(crest)와 골(trough)을 중심으로 PWM 신호(Sp)의 하이 구간 내에서 값을 가질 수 있다.
스위칭 제어부(140)는 DC 링크 전압(VDC)의 크기가 기준 링크 전압(Vref)을 초과하면 DC 링크 전압(VDC)이 기준 링크 전압(Vref) 이하가 될 때까지 전원 스위치(130)의 온 듀티를 순차적으로 감소시킬 수 있다.
보다 구체적으로, 스위칭 제어부(140)는 DC 링크 전압(VDC)이 기준 링크 전압(Vref)을 초과하면 전원 스위치(130)의 온 듀티를 제1 제어 듀티로 설정할 수 있다. 이후, 스위칭 제어부(140)는 DC 링크 전압(VDC)과 기준 링크 전압(Vref)을 다시 비교하고, 여전히 DC 링크 전압(VDC)이 기준 링크 전압(Vref)을 초과하면 전원 스위치(130)의 온 듀티를 전술한 제1 제어 듀티보다 감소된 제2 제어 듀티로 설정할 수 있다.
이와 같은 방법으로 스위칭 제어부(140)는 전원 스위치(130)의 온 듀티를 설정할 때마다 DC 링크 전압(VDC)과 기준 링크 전압(Vref)을 비교할 수 있고, DC 링크 전압(VDC)이 기준 링크 전압(Vref) 이하가 될 때까지 온 듀티를 순차적, 계속적으로 감소시킬 수 있다.
상술한 바와 같이, 본 발명은 DC 링크 전압(VDC)을 순차적으로 낮춤으로써, DC 링크 전압(VDC)의 급격한 변화에 의한 장치 불안정을 방지할 수 있다.
다음으로, 스위칭 제어부(140)가 교류 전압원(200)에서 제공되는 교류 전압(Vac)의 크기에 기초하여 전원 스위치(130)를 제어하는 방법을 설명하도록 한다.
교류 전압(Vac)의 크기에 기초한 제어 방법은, 전술한 DC 링크 전압(VDC)의 크기에 기초한 제어 방법과 유사하므로 이하에서는 차이가 발생하는 부분을 중심으로 설명하도록 한다.
스위칭 제어부(140)는 교류 전압원(200)에서 제공되는 교류 전압(Vac)의 실효치가 기준 링크 전압(Vref)과 동일하게 되는 온 듀티를 결정하고, 결정된 온 듀티에 따라 전원 스위치(130)를 제어할 수 있다.
스위칭 제어부(140)는 제2 전압센서(Vsen2)를 통해 교류 전압원(200)에서 제공되는 교류 전압(Vac)의 크기를 식별하고, 식별된 교류 전압(Vac)에 기초하여 온 듀티에 따른 예상 실효치를 산출할 수 있다.
전원 스위치(130)의 온 듀티는 PWM 신호(Sp)의 듀티비에 의해 결정될 수 있다. 스위칭 제어부(140)는 PWM 신호(Sp)의 듀티비를 변수로 하여, 식별된 교류 전압(Vac)을 해당 듀티비에 대응하는 하이 구간에 대해 적분함으로써 예상 실효치를 산출할 수 있다.
도 6을 예로 들어 설명하면, 스위칭 제어부(140)는 PWM 신호(Sp)의 듀티비(Ton/Tp)를 변수로 하여, 해당 듀티비에 대응하는 하이 구간(Ton)에서의 교류 전압(Vac)의 크기를 적분함으로써 예상 실효치를 산출할 수 있다.
스위칭 제어부(140)는 예상 실효치가 기준 링크 전압(Vref)과 동일하게 되는 듀티비를 특정하고, 결정된 듀티비를 통해 전원 스위치(130)의 온 듀티를 결정할 수 있다. 이어서, 스위칭 제어부(140)는 결정된 온 듀티에 따라 전원 스위치(130)를 제어할 수 있다.
이에 따라, 전원 스위치(130)는 교류 전압원(200)에서 입력되는 정현파의 교류 전압(Vac) 중에서 일부만을 컨버터(110)에 제공함으로써, 컨버터(110)가 전원 스위치(130)를 통해 제공된 입력 교류 전압(Vro)의 실효치([Vrms])인 기준 링크 전압(Vref)을 DC 링크 커패시터(CDC)에 저장하도록 할 수 있다.
상술한 바와 같이, 본 발명은 DC 링크 전압(VDC)을 기준 링크 전압(Vref)으로 곧바로 제어함으로써, 장치 불안정이 발생하지 않는 범위 내에서 인버터(120)의 전력 손실을 신속하게 낮출 수 있다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 전력 변환 방법을 도시한 순서도이다. 이하에서는 도 7을 참조하여, 스위칭 제어부(140)가 DC 링크 전압(VDC)의 상승을 억제하는 과정의 일 예를 설명하도록 한다.
스위칭 제어부(140)는 제1 전압센서(Vsen1)를 통해 DC 링크 전압(VDC)을 식별할 수 있다(S10). 이어서 스위칭 제어부(140)는 DC 링크 전압(VDC)과 기준 링크 전압(Vref)을 비교할 수 있다(S20).
비교 결과, DC 링크 전압(VDC)이 기준 링크 전압(Vref) 이하이면 스위칭 제어부(140)는 지속적으로 DC 링크 전압(VDC)을 모니터링할 수 있다(S10).
반면에, DC 링크 전압(VDC)이 기준 링크 전압(Vref)을 초과하면 스위칭 제어부(140)는 제2 전압센서(Vsen2)를 통해 식별되는 교류 전압(Vac)의 크기에 기초하여 교류 전압(Vac)의 제로 크로싱 시점을 식별할 수 있다(S30).
이어서, 스위칭 제어부(140)는 제로 크로싱 시점에서 전원 스위치(130)의 온 듀티 제어를 위한 PWM 신호(Sp)를 전원 스위치(130)로 출력할 수 있다(S40).
PWM 신호(Sp)에 따라 전원 스위치(130)가 스위칭 동작한 이후, 스위칭 제어부(140)는 다시 DC 링크 전압(VDC)을 식별하고 DC 링크 전압(VDC)이 기준 링크 전압(Vref)과 동일한지 여부를 비교할 수 있다(S50).
비교 결과, DC 링크 전압(VDC)이 기준 링크 전압(Vref)을 여전히 초과하면, 스위칭 제어부(140)는 전원 스위치(130)로 출력되는 PWM 신호(Sp)의 듀티비를 감소시킬 수 있다(S60). 단계(S60)는 DC 링크 전압(VDC)이 기준 링크 전압(Vref)과 동일해질 때까지 수행될 수 있다.
DC 링크 전압(VDC)이 기준 링크 전압(Vref)과 동일한 경우, 스위칭 제어부(140)는 인버터(120)를 제어할 수 있다(S70). 보다 구체적으로, 스위칭 제어부(140)는 인버터(120) 내 복수의 전력 스위칭 소자(Sa, Sa', Sb, Sb', Sc, Sc')에 게이트 신호(Sc)를 인가함으로써, 인버터(120)가 DC 링크 전압(VDC)을 부하(300) 구동을 위한 교류 전류로 변환하도록 할 수 있다.
도 8은 교류 전압원(200)에서 출력되는 교류 전압(Vac)의 크기([Vrms])에 따른 인버터(120)의 손실[W]을 나타낸 것이다. 도 8을 참조하면, 본 발명에서는 DC 링크 전압(VDC)이 기준 링크 전압(Vref)으로 조절됨으로써 도 1에 도시된 종래 기술의 경우와는 달리, 교류 전압원(200)에서 출력되는 교류 전압(Vac)의 크기가 기준 링크 전압(Vref)을 초과하더라도 인버터(120)의 손실이 증가하지 않음을 확인할 수 있다.
상술한 바와 같이 본 발명은 DC 링크 전압(VDC) 상승을 제어함으로써, 일시적 또는 지속적으로 과전압이 입력되는 경우에도 높은 전력 변환 효율을 확보할 수 있다.
한편, 스위칭 제어부(140)는 DC 링크 전압(VDC)이 목표 전압 범위 이내인 경우에 한해 인버터(120)의 전력 변환 동작을 제어할 수 있다.
목표 전압 범위는 기준 링크 전압(Vref) 내외의 범위로 설정될 수 있다. 예컨대, 목표 전압 범위는 기준 링크 전압(Vref)의 +10% 이내의 범위로 설정될 수도 있고, 기준 링크 전압(Vref)의 -10%에서 +10%의 범위로 설정될 수도 있다.
스위칭 제어부(140)가 인버터(120)를 구성하는 전력 스위칭 소자(Sa, Sa', Sb, Sb', Sc, Sc')에 게이트 신호(Sc)를 인가하여 인버터(120)의 전력 변환 동작을 제어할 수 있음은 전술한 바와 같다.
이에 따라, 인버터(120)는 DC 링크 전압(VDC)이 목표 전압 범위를 초과함에 따라 전력 변환 효율이 낮은 구간에서는 불필요한 전력 손실을 방지하기 위해 전력 변환 동작을 수행하지 않을 수 있다.
전술한 본 발명은, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 있어 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 여러 가지 치환, 변형 및 변경이 가능하므로 전술한 실시예 및 첨부된 도면에 의해 한정되는 것이 아니다.

Claims (12)

  1. 교류 전압원에서 제공되는 교류 전압을 DC 링크 커패시터에 저장되는 직류 전압으로 변환하는 컨버터;
    상기 DC 링크 커패시터에 저장된 직류 전압을 교류 전류로 변환하고, 상기 변환된 교류 전류를 부하에 출력하는 인버터;
    상기 교류 전압원과 상기 컨버터 사이에 구비되어 상기 컨버터에 상기 교류 전압을 선택적으로 제공하는 전원 스위치; 및
    상기 DC 링크 커패시터에 저장된 DC 링크 전압의 크기 및 상기 교류 전압원에서 제공되는 교류 전압의 크기 중 적어도 하나에 기초하여 상기 전원 스위치를 제어하는 스위칭 제어부를 포함하는
    전력 변환 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 컨버터는 다이오드 브릿지(diode bridge) 회로를 이용하여 교류 전압을 직류 전압으로 변환하는 전력 변환 장치.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 컨버터는 복수의 전력 스위칭 소자로 구성된 브릿지 회로를 이용하여 교류 전압을 직류 전압으로 변환하는 전력 변환 장치.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 브릿지 회로는 제1 상암 전력 스위칭 소자 및 제1 하암 전력 스위칭 소자로 구성되는 제1 래그와, 제2 상암 전력 스위칭 소자 및 제2 하암 전력 스위칭 소자로 구성되는 제2 래그를 포함하고,
    상기 교류 전압의 크기가 양일 때 상기 제1 상암 전력 스위칭 소자 및 제2 하암 전력 스위칭 소자가 턴 온 제어되고, 상기 교류 전압의 크기가 음일 때 상기 제1 하암 전력 스위칭 소자 및 상기 제2 상암 전력 스위칭 소자가 턴 온 제어되는 전력 변환 장치.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 인버터는 복수의 전력 스위칭 소자를 이용하여 상기 DC 링크 전압을 교류 전류로 변환하는 전력 변환 장치.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 스위칭 제어부는 상기 DC 링크 전압의 크기가 기준 링크 전압을 초과하면 상기 전원 스위치의 온 듀티를 제어하는 전력 변환 장치.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 스위칭 제어부는 상기 교류 전압의 반 주기를 한 주기로 하는 PWM 신호를 생성하여 상기 전원 스위치를 제어하는 전력 변환 장치.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 스위칭 제어부는 상기 교류 전압의 제로 크로싱(zero-crossing) 시점에 상기 PWM 신호를 상기 전원 스위치로 출력하는 전력 변환 장치.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 PWM 신호는 상기 교류 전압의 연속되는 두 제로 크로싱 시점의 중심을 기준으로 대칭인 전력 변환 장치.
  10. 제1항에 있어서,
    상기 스위칭 제어부는 상기 DC 링크 전압의 크기가 기준 링크 전압을 초과하면 상기 DC 링크 전압의 크기가 상기 기준 링크 전압 이하가 될 때까지 상기 전원 스위치의 온 듀티를 순차적으로 감소시키는 전력 변환 장치.
  11. 제1항에 있어서,
    상기 스위칭 제어부는 상기 교류 전압원에서 제공되는 교류 전압의 실효치(effective value)가 기준 링크 전압과 동일하게 되는 온 듀티를 결정하고, 상기 결정된 온 듀티에 따라 상기 전원 스위치를 제어하는 전력 변환 장치.
  12. 제1항에 있어서,
    상기 스위칭 제어부는 상기 DC 링크 전압이 목표 전압 범위 이내이면 상기 인버터의 전력 변환 동작을 제어하는 전력 변환 장치.
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