TW201840097A - 電源裝置 - Google Patents

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Abstract

在本發明的不斷電電源裝置(1)中，當負載電流(IL)比預定值(Ic)大時，以比較高的頻率(fH)令轉換器(6)驅動並且將轉換器(6)的輸出電壓(VDC)直接供給至負載(23)；當負載電流(IL)比預定值(Ic)小時，以比較低的頻率(fL)令轉換器(6)驅動並且將轉換器(6)的輸出電壓(VDC)藉由雙向截波器(11)進行升壓而供給至負載(23)。

Description

電源裝置
本發明係有關電源裝置，具體而言，係有關具備轉換器(converter)及雙向截波器(chopper)，將直流電力供給至負載的電源裝置。
例如在日本特開2000-197347號公報(專利文獻1)中係揭示具備AC/DC轉換器、雙向截波器、及DC/DC轉換器的電源裝置。AC/DC轉換器係含有複數個切換(switching)元件、及分別反向並聯連接至複數個切換元件的複數個二極體(diode)。
在從交流電源供給有交流電力的通常時，來自交流電源的交流電力係藉由AC/DC轉換器而轉換成直流電力，該直流電力係經由DC/DC轉換器而供給至負載，並且經由雙向截波器而蓄積至電力儲存裝置。在來自交流電源的交流電力的供給停止的斷電時，電力儲存裝置的直流電力係經由雙向截波器及DC/DC轉換器而供給至負載。
(先前技術文獻) (專利文獻)
專利文獻1：日本特開2000-197347號公報
然而，在習知技術的電源裝置中，係有每次切換元件進行導通(on)及關斷(off)時，在切換元件產生切換損失並且在二極體產生逆向回復損失，導致電源裝置的效率下降之問題。
因此，本發明的主要目的為提供高效率的電源裝置。
本發明的電源裝置係執行從第一及第二運轉模式(mode)之中所選擇的運轉模式者，係具備：輸出端子，係用以將直流電力供給至負載；轉換器，係將交流電力轉換成直流電力而輸出至第一節點(node)；雙向截波器，係在第一運轉模式時將輸出端子的直流電壓進行降壓而輸出至第二節點，而在第二運轉模式時將第二節點的直流電壓進行升壓而輸出至輸出端子；切替電路，係在第一運轉模式時將第一節點連接至輸出端子並且將第二節點連接至電力儲存裝置，而在第二運轉模式時將第一節點連接至第二節點；第一控制部，係在第一運轉模式時以使第一節點的直流電壓成為第一參考電壓之方式控制轉換器，而在第二運轉模式時以使第一節點的直流電壓成為比第一參考電壓還低的第二參考電壓之方式控制轉換器；及第二控 制部，係在第一運轉模式時以使第二節點的直流電壓成為第二參考電壓之方式控制雙向截波器，而在第二運轉模式時以使輸出端子的直流電壓成為第一參考電壓之方式控制雙向截波器。
在本發明的電源裝置中，係在第一運轉模式時，將轉換器的輸出電壓直接提供給輸出端子，並且將轉換器的輸出電壓藉由雙向截波器進行降壓而提供給電力儲存裝置；在第二運轉模式時，將轉換器的輸出電壓藉由雙向截波器進行升壓而提供給輸出端子。因此，在第二運轉模式時係能夠令轉換器的輸出電壓降低而使在轉換器產生的損失減少，從而能夠提高電源裝置的效率。
1‧‧‧不斷電電源裝置
2、8、8a、8b、9、9a、9b、10、10a、10b‧‧‧電磁接觸器
3‧‧‧保險絲
4、4u至4w、25‧‧‧電抗器
5、12‧‧‧電流檢測器
6‧‧‧轉換器
6a至6c‧‧‧轉換器的輸入節點
6d、6e‧‧‧轉換器的輸出節點
7‧‧‧電容器
11‧‧‧雙向截波器
11a、11c‧‧‧雙向截波器的高電壓側節點
11b、11d‧‧‧雙向截波器的低電壓側節點
13‧‧‧操作部
14‧‧‧控制裝置
21‧‧‧商用交流電源
22‧‧‧電池
23‧‧‧負載
23a‧‧‧負載的正側電源端子
23b‧‧‧負載的負側電源端子
31‧‧‧判定器
32、51‧‧‧參考電壓產生電路
33、52、53‧‧‧電壓檢測器
34、36‧‧‧減法器
35‧‧‧輸出電壓控制電路
37‧‧‧輸出電流控制電路
38‧‧‧斷電檢測器
39‧‧‧閘極控制電路
41‧‧‧振盪器
42‧‧‧三角波產生器
43‧‧‧比較器
44‧‧‧緩衝器
45‧‧‧反相器
46、47‧‧‧AND閘
50、54、62‧‧‧控制部
61a、61b‧‧‧半導體開關
Au至Aw、Bu至Bw‧‧‧閘極信號
Cu‧‧‧三角波信號
D1至D6、D11、D12‧‧‧二極體
Ic‧‧‧預定值
Ii‧‧‧交流輸入電流
Iif‧‧‧表示交流輸入電流的檢測值的信號
Iir‧‧‧電流指令值
IL‧‧‧負載電流
Io‧‧‧直流輸出電流
Iof‧‧‧表示不斷電電源裝置輸出電流瞬間值的檢測值的 信號
L1、L2‧‧‧直流線
N1‧‧‧保險絲與電抗器之間的節點
Vi‧‧‧交流輸入電壓
Vir‧‧‧電壓指令值
VB‧‧‧電池電壓
VBf‧‧‧表示電池的端子間電壓的檢測值的信號
VDC‧‧‧轉換器的輸出直流電壓
VDCf‧‧‧表示轉換器的輸出電壓的檢測值的信號
Vo‧‧‧直流輸出電壓
Vof‧‧‧表示不斷電電源裝置的輸出電壓的檢測值的信號
VR1‧‧‧參考電壓(負載的額定電壓)
VR2‧‧‧參考電壓(電池的額定電壓)
T1、T1u至T1w‧‧‧交流輸入端子
T2、T2a、T2b‧‧‧電池端子
T3、T3a、T3b‧‧‧直流輸出端子
Q1至Q6、Q11、Q12‧‧‧IGBT
8至 10、 61‧‧‧信號
31‧‧‧表示輸出電流是否比預定值大的信號
38‧‧‧表示是否有發生斷電的信號
41‧‧‧時脈信號
43‧‧‧脈波信號串
D、 U‧‧‧閘極信號
△Ii‧‧‧電流指令值與來自電流檢測器的信號之偏差
△VDC‧‧‧參考電壓與電壓檢測器的輸出信號之偏差
第1圖係顯示本發明實施形態1的不斷電電源裝置的全體構成之電路方塊(block)圖。
第2圖係顯示第1圖中所示不斷電電源裝置的主要部分之電路方塊圖。
第3圖係顯示第2圖中所示雙向截波器的構成之電路圖。
第4圖係顯示第1圖中所示控制裝置中與轉換器的控制關聯的部分的構成之方塊圖。
第5圖係顯示第4圖中所示閘極(gate)控制電路的主要部分之電路方塊圖。
第6圖(A)至(C)係例示第5圖中所示電壓指令值、三角波信號、及閘極信號的波形之時序圖(time chart)。
第7圖係顯示第1圖中所示控制裝置中與電磁接觸器的控制關聯的部分的構成之方塊圖。
第8圖係顯示第1圖中所示控制裝置中與雙向截波器的控制關聯的部分的構成之方塊圖。
第9圖係顯示本發明實施形態2的不斷電電源裝置的主要部分之電路方塊圖。
第10圖係顯示第9圖中所示不斷電電源裝置所含的控制裝置中與半導體開關(switch)及電磁接觸器的控制關聯的部分的構成之方塊圖。
[實施形態1]
為有助於易於理解本案發明，在針對實施形態1進行說明之前，首先針對本案發明的原理進行說明。當令轉換器6(第6圖)驅動，便在IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor；絕緣閘雙極性電晶體)Q1至Q6產生切換損失並且在二極體D1至D6產生逆向回復損失。在IGBT Q1至Q6及二極體D1至D6產生的損失係與IGBT Q1至Q6的切換頻率(導通及關斷的次數/秒)和轉換器6的輸出電壓VDC和轉換器6的輸出電流之積成比例地增加。
因此，要使在轉換器6產生的損失減少，係必須令IGBT Q1至Q6的切換頻率和轉換器6的輸出電壓 和轉換器6的輸出電流之積減少。
當負載電流IL大時，係必須將IGBT Q1至Q6的切換頻率設定為十分高的頻率fH(第1頻率)，以將轉換器6的輸出電壓VDC維持在負載23的額定電壓(參考電壓VR1)，並且使轉換器6輸出大的負載電流IL。
但當負載電流IL小時，係能夠將IGBT Q1至Q6的切換頻率設定為比上述頻率fH還低的頻率fL(第2頻率)。此外，只要將轉換器6的輸出電壓VDC藉由雙向截波器11進行升壓而供給至負載23，便能夠降低轉換器6的輸出電壓VDC。
有鑒於此，在本案發明中，係當負載電流IL比預定值Ic大時，以比較高的頻率fH令轉換器6驅動並且將轉換器6的輸出電壓VDC直接供給至負載23，令負載23穩定地驅動。此外，當負載電流IL比預定值Ic還小時，以比較低的頻率fL令轉換器6驅動並且將轉換器6的輸出電壓VDC藉由雙向截波器11進行升壓而供給至負載23，使在轉換器6產生的損失減少，從而提高不斷電電源裝置1的效率。
另外，相較於轉換器6，雙向截波器11中於驅動時進行切換動作的切換元件的數目較少，且能夠將切換頻率設定為較低的頻率。因此，能夠使在雙向截波器11產生的損失格外小於在轉換器6產生的損失。因此，當負載電流IL比預定值Ic還小時，在轉換器6產生的損失之減少量會遠多於在雙向截波器11產生的損失，就結果而 言，能夠減少不斷電電源裝置1全體的損失。
以下，針對使用本案發明的不斷電電源裝置1，利用圖式詳細說明。
第1圖係顯示本發明實施形態1的不斷電電源裝置1的構成之電路方塊圖。該不斷電電源裝置1係將來自商用交流電源21的三相交流電力轉換成直流電力而供給至負載23。在第1圖中，為了圖式及說明的簡單化，係僅顯示與三相(U相、V相、W相)中的一相(例如U相)對應的部分、及與直流電壓中的正電壓對應的部分。
在第1圖中，該不斷電電源裝置1係具備：交流輸入端子T1、電池(battery)端子T2、及直流輸出端子T3。交流輸入端子T1係從商用交流電源21接受商用頻率的交流電力。電池端子T2係連接至電池(電力儲存裝置)22。電池22係蓄積直流電力。亦可改成連接電容器取代電池22。直流輸出端子T3係連接至負載23。負載23係由直流電力所驅動。
該不斷電電源裝置1係復具備：電磁接觸器2、8、9、10、保險絲(fuse)3、電抗器(reactor)4、電流檢測器5、12、轉換器6、雙向截波器11、操作部13、及控制裝置14。
電磁接觸器2、保險絲3、及電抗器5係串聯連接在交流輸入端子T1與轉換器6的輸入節點6a之間。電磁接觸器2係在不斷電電源裝置1的使用時接通(on)，例如在不斷電電源裝置1的維護(maintenance)時斷開 (off)。保險絲3係在過電流流過時熔斷(blow)，以保護不斷電電源裝置1。保險絲3與電抗器4之間的節點N1上的交流輸入電壓Vi的瞬間值係由控制裝置14檢測出。根據交流輸入電壓Vi的瞬間值，判別斷電有無發生等。
電抗器4係構成低通濾波器(filter)，使來自商用交流電源21的商用頻率的交流電力通過並流向轉換器6，抑制在轉換器6產生的切換頻率的信號通過流向商用交流電源21。電流檢測器5係檢測流至電抗器4與轉換器6的輸入節點6a之間的交流輸入電流Ii，將表示該檢測值的信號Iif提供給控制裝置14。
轉換器6的輸出節點6d(第1節點)係經由直流線(line)L1而連接至電磁接觸器8的一方端子。電容器7係連接至直流線L1，令直流線L1的電壓VDC平滑化。直流線L1上的直流電壓(亦即轉換器6的輸出直流電壓)VDC的瞬間值係由控制裝置14檢測出。
電磁接觸器8的另一方端子係連接至直流輸出端子T3並且連接至雙向截波器11的高電壓側節點11a。雙向截波器11的低電壓側節點11b(第2節點)係經由電磁接觸器9而連接至電池端子T2，並且經由電磁接觸器10而連接至直流線L1。電磁接觸器8、9、10各者係由控制裝置14控制。
該不斷電電源裝置1係執行從通常運轉模式(第1運轉模式)及省電運轉模式(第2運轉模式)兩者中選擇的運轉模式。關於通常運轉模式、省電運轉模式及選擇 方法，於後文中說明。
電磁接觸器8係在通常運轉模式時接通，在省電運轉模式時斷開。電磁接觸器8的另一方端子上的直流電壓(亦即不斷電電源裝置1的輸出直流電壓)Vo的瞬間值係由控制裝置14檢測出。
電磁接觸器9係在通常運轉模式時接通。當從通常運轉模式切替成省電運轉模式時，電磁接觸器9係暫先斷開，在轉換器6的輸出直流電壓VDC從參考電壓VR1(負載23的額定電壓)降低至參考電壓VR2(電池22的額定電壓)後，電磁接觸器9係再次接通。電池端子T2上的直流電壓(亦即電池22的端子間電壓)VB的瞬間值係由控制裝置14檢測出。
在從商用交流電源21供給有交流電力的通常時，當選擇的是通常運轉模式時，電磁接觸器10係斷開，當選擇的是省電運轉模式時，電磁接觸器10係接通。此外，在來自商用交流電源21的交流電力的供給停止的斷電時，不論選擇的是通常運轉模式及省電運轉模式當中的哪個運轉模式，電磁接觸器10係皆斷開。
轉換器6係由控制裝置14控制，在從商用交流電源21供給有交流電力的通常時，將交流電力轉換成直流電力輸出至直流線L1。在來自商用交流電源21的交流電力的供給停止的斷電時，轉換器6的運轉係停止。
在從商用交流電源21供給有交流電力的通常時，當選擇的是通常運轉模式時，由轉換器6產生的直 流電力係經電磁接觸器8供給至負載23。此時，轉換器6係以使輸出直流電壓VDC成為參考電壓VR1(負載23的額定電壓)之方式進行控制。
在從商用交流電源21供給有交流電力的通常時，當選擇的是省電運轉模式時，由轉換器6產生的直流電力係經由電磁接觸器10及雙向截波器11而供給至負載23，並且經由電磁接觸器10、9供給至電池22。此時，轉換器6係以使輸出電壓VDC成為參考電壓VR2(電池22的額定電壓)之方式進行控制。參考電壓VR1(例如750V)係比參考電壓VR2(例如500V)還高。
在來自商用交流電源21的交流電力的供給停止的斷電時，不論選擇的是通常運轉模式及省電運轉模式當中的哪個運轉模式，轉換器6的運轉係皆停止。
雙向截波器11係由控制裝置14控制。在從商用交流電源21供給有交流電力的通常時，當選擇的是通常運轉模式時，雙向截波器11係將由轉換器6產生的直流電力經由電磁接觸器9供給至電池22。此時，雙向截波器11係將高電壓側節點11a的直流電壓(轉換器6的輸出直流電壓VDC)進行降壓再輸出至低電壓側節點11b，以使電池電壓VB成為參考電壓VR2(電池22的額定電壓)之方式進行控制。
在從商用交流電源21供給有交流電力的通常時，當選擇的是省電運轉模式時，雙向截波器11係將從轉換器6經由電磁接觸器10提供的直流電力供給至負載 23。此時，雙向截波器11係將低電壓側節點11b的直流電壓(轉換器6的輸出直流電壓VDC=VR2)進行升壓再輸出至高電壓側節點11a，以使直流輸出端子T3的直流電壓Vo成為參考電壓VR1(負載23的額定電壓)之方式進行控制。
在來自商用交流電源21的交流電力的供給停止的斷電時，不論選擇的是通常運轉模式及省電運轉模式當中的哪個運轉模式，雙向截波器11係皆將從電池22經由電磁接觸器9提供的直流電力供給至負載23。此時，雙向截波器11係將低電壓側節點11b的直流電壓(電池電壓VB=VR2)進行升壓再輸出至高電壓側節點11a，以使直流輸出端子T3的直流電壓Vo成為參考電壓VR1(負載23的額定電壓)之方式進行控制。
電流檢測器12係檢測不斷電電源裝置1的輸出電流Io(亦即負載電流IL)的瞬間值，將表示該檢測值的信號Iof提供給控制裝置14。操作部13係含有由不斷電電源裝置1的使用者操作的複數個按鈕(button)、顯示各種資訊的圖像顯示部等。藉由使用者操作操作部13，便能夠開啟(on)及關閉(off)不斷電電源裝置1的電源、令不斷電電源裝置1自動運轉或以手動運轉。
控制裝置14係根據來自操作部13的信號、交流輸入電壓Vi、交流輸入電流Ii、直流電壓VDC、直流輸出電壓Vo、電池電壓VB、直流輸出電流Io等來控制不斷電電源裝置1全體。亦即，控制裝置14係根據交流輸入電壓Vi的檢測值來檢測是否有發生斷電，並同步於交流輸 入電壓Vi的相位來控制轉換器6。
此外，控制裝置14係根據電流檢測器12的輸出信號Iof，判別輸出電流Io(亦即負載電流IL)是否比預定值Ic大，當輸出電流Io比預定值Ic大時係選擇通常運轉模式，當輸出電流Io比預定值Ic小時係選擇省電運轉模式，執行所選擇的模式。輸出電流Io比預定值Ic小係代表負載23為輕負載或負載23為待機狀態。
此外，在從商用交流電源21供給有交流電力的通常時，當選擇的是通常運轉模式時，控制裝置14係令電磁接觸器8、9接通、令電磁接觸器10斷開，以使直流電壓VDC成為參考電壓VR1的方式控制轉換器6、以使電池電壓VB成為參考電壓VR2之方式控制雙向截波器11。
此外，在從商用交流電源21供給有交流電力的通常時，當選擇的是省電運轉模式時，控制裝置14係令電磁接觸器8、9斷開、令電磁接觸器10接通，以使直流電壓VDC成為參考電壓VR2之方式控制轉換器6、以使輸出電壓Vo成為參考電壓VR1之方式控制雙向截波器11。在直流電壓VDC成為參考電壓VR2後，控制裝置14係令電磁接觸器9接通，藉由轉換器6令電池22充電。
此外，在來自商用交流電源21的交流電力的供給停止的斷電時，控制裝置14係令轉換器6的運轉停止、令電磁接觸器10斷開、令電磁接觸器9接通，以使輸出電壓Vo成為參考電壓VR1之方式控制雙向截波器11。
此處，當選擇的是通常運轉模式時，控制裝置14係比較商用頻率的正弦波信號與十分高於商用頻率之頻率fH的三角波信號之高低，根據該比較結果，產生用以控制轉換器6的閘極信號(控制信號)。在通常運轉模式中，閘極信號係成為具有與三角波信號的頻率fH相應之值之頻率的脈波(pulse)信號串。關於閘極信號的脈波寬度，係以使轉換器6的輸出直流電壓VDC成為參考電壓VR1之方式進行控制。
當選擇的是省電運轉模式時，控制裝置14係比較商用頻率的正弦波信號與位在商用頻率和上記頻率fH之間之頻率fL的三角波信號之高低，根據該比較結果，產生用以控制轉換器6的閘極信號。在省電運轉模式中，閘極信號係成為具有與三角波信號的頻率fL相應之值之頻率的脈波信號串。關於閘極信號的脈波寬度，係以使轉換器6的輸出直流電壓VDC成為參考電壓VR2之方式進行控制。
第2圖係顯示第1圖中所示不斷電電源裝置1的主要部分之電路方塊圖。在第1圖中係僅顯示與三相交流電壓中的一相對應的部分，而在第2圖中係顯示與三相對應的部分。此外，在第1圖中係僅顯示與直流電壓中的正電壓對應的部分，而在第2圖中係顯示與正電壓及負電壓對應的部分。此外，在第2圖中係省略了第1圖中的電磁接觸器2、保險絲3、操作部13、及控制裝置14的圖示。
在第2圖中，不斷電電源裝置1係具備：交流輸入端子T1u、T1v、T1w、電池端子T2a、T2b、直流輸出端子T3a、T3b、電抗器4u、4v、4w、電流檢測器5、轉換器6、電容器7、直流線L1、L2、電磁接觸器8a、8b、9a、9b、10a、10b、雙向截波器11、及電流檢測器12。
交流輸入端子T1u、T1v、T1w係分別接受來自商用交流電源21的U相交流電壓、V相交流電壓、及W相交流電壓。電池端子T2a、T2b係分別連接至電池22的正極及負極。直流輸出端子T3a、T3b係分別連接至負載23的正側電源端子23a及負側電源端子23b。
電抗器4u、4v、4w的一方端子係分別連接至交流輸入端子T1u、T1v、T1w，電抗器4u、4v、4w的另一方端子係分別連接至轉換器6的輸入節點6a、6b、6c。U相交流電壓Vi的瞬間值係由控制裝置14(第1圖)檢測出。電流檢測器5係檢測流至電抗器4u的電流Ii，將表示該檢測值的信號Iif輸出至控制裝置14。
轉換器6係含有IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)Q1至Q6及二極體D1至D6。IGBT係構成切換元件。IGBT Q1至Q3的集極(collector)係皆經由輸出節點6d連接至正側的直流線L1，IGBT Q1至Q3的射極(emitter)係分別連接至輸入節點6a、6b、6c。IGBT Q4至Q6的集極係分別連接至輸入節點6a、6b、6c，IGBT Q4至Q6的射極係皆經由輸出節點6e連接至負側的直流線L2。二極體D1至D6係分別反向並聯連接至IGBT Q1至Q6。電容器7係 連接在直流線L1與直流線L2之間。
IGBT Q1、Q4的閘極係分別接收閘極信號Au、Bu，IGBT Q2、Q5的閘極係分別接收閘極信號Av、Bv，IGBT Q3、Q6的閘極係分別接收閘極信號Aw、Bw。關於閘極信號Au、Bu、Av、Bv、Aw、Bw的產生方法及波形，於後文中說明。
閘極信號Bu、Bv、Bw係分別為閘極信號Au、Av、Aw的反相信號。因此，在IGBT Q1、Q4兩者中的任一IGBT導通時，另一IGBT係關斷；在IGBT Q2、Q5兩者中的任一IGBT導通時，另一IGBT係關斷；在IGBT Q3、Q6兩者中的任一IGBT導通時，另一IGBT係關斷。
此外，閘極信號Au、Bu、閘極信號Av、Bv、及閘極信號Aw、Bw係分別同步於U相交流電壓、V相交流電壓、及W相交流電壓。因此，閘極信號Au、Bu、閘極信號Av、Bv、及閘極信號Aw、Bw的相位係各相差120度。
例如，當U相交流電壓比V相交流電壓還高、閘極信號Au及Bu分別成為「H」電位(level)及「L」電位、閘極信號Av及Bv分別成為「L」電位及「H」電位時，IGBT Q1、Q5係導通並且IGBT Q2、Q4係關斷。藉此，電流係從交流輸入端子T1u經由電抗器4u、IGBT Q1、電容器7、IGBT Q5、及電抗器4v流至交流輸入端子T1v，將電容器7充電。
反之，當V相交流電壓比U相交流電壓還 高、閘極信號Au及Bu分別成為「L」電位及「H」電位、閘極信號Av及Bv分別成為「H」電位及「L」電位時，IGBT Q2、Q4係導通並且IGBT Q1、Q5係關斷。藉此，電流係從交流輸入端子T1v經由電抗器4v、IGBT Q2、電容器7、IGBT Q4、及電抗器4u流至交流輸入端子T1u，將電容器7充電。電容器7的端子間電壓(亦即直流線L1、L2間的電壓)VDC的瞬間值係藉由控制裝置14(第1圖)檢測出。
正側的直流線L1係連接至電磁接觸器8a的一方端子，電磁接觸器8a的另一方端子係經由直流輸出端子T3a而連接至負載23的正側電源端子23a。負側的直流線L2係連接至電磁接觸器8b的一方端子，電磁接觸器8b的另一方端子係經由直流輸出端子T3b而連接至負載23的負側電源端子23b。
電磁接觸器8a、8b係在信號 8為「H」電位時接通，在信號 8為「L」電位時斷開。直流輸出端子T3a、T3b間的直流電壓Vo的瞬間值係由控制裝置14檢測出。電流檢測器12係檢測流至直流端子T3a的電流Io(亦即負載電流IL)，將表示該檢測值的信號Iof輸出至控制裝置14。
此外，電磁接觸器8a、8b的另一方端子係分別連接至雙向截波器11的高電壓側節點11a、11c。電磁接觸器9a的一方端子係連接至雙向截波器11的低電壓側節點11b，電磁接觸器9a的另一方端子係經由電池端子T2a而連接至電池22的正極。
電磁接觸器9b的一方端子係連接至雙向截波器11的低電壓側節點11d，電磁接觸器9b的另一方端子係經由電池端子T2b而連接至電池22的負極。電磁接觸器9a、9b係在信號 9為「H」電位時接通，在信號 9為「L」電位時斷開。電池端子T2a、T2b間的直流電壓VB的瞬間值係由控制裝置14檢測出。
此外，電磁接觸器10a、10b的一方端子係分別連接至直流線L1、L2，電磁接觸器10a、10b的另一方端子係分別連接至雙向截波器11的低電壓側節點11b、11d。電磁接觸器10a、10b係在信號 10為「H」電位時接通，在信號 10為「L」電位時斷開。關於信號 8、 9、 10的產生方法，於後文中說明。
如第3圖所示，雙向截波器11係含有IGBT Q11、Q12、二極體D11、D12、及電抗器25。IGBT Q11的集極係連接至高電壓側節點11a，IGBT Q11的射極係經由電抗器25而連接至低電壓側節點11b。IGBT Q12的集極係連接至IGBT Q11的射極，IGBT Q12的射極係連接至節點11c、11d。
二極體D11、D12係分別反向並聯連接至IGBT Q11、Q12。IGBT Q11、Q12的閘極係分別接收閘極信號 D、 U。在第3圖中係例示將電磁接觸器8a、8b、9a、9b接通並且將電磁接觸器10a、10b斷開，使高電壓側節點11a、11c分別連接至直流線L1、L2，使低電壓側節點11b、11d分別連接至電池22的正極及負極時的情形。
在降壓動作時，閘極信號 D係形成為一定頻率的脈波信號串，並且閘極信號 U係固定為「L」電位。藉此，使IGBT Q11以一定頻率進行導通及關斷，並且使IGBT Q12固定為關斷狀態。當IGBT Q11導通，電流便從電容器7的正側電極經由直流線L1、IGBT Q11、電抗器25、電池22、及直流線L2流至電容器7的負側電極，將電池22充電並且於電抗器25蓄積電磁能量(energy)。
當IGBT Q11關斷，電流便從電抗器25的一方端子經由電池22及二極體D12流至電抗器25的另一方端子，將電池22充電並且將電抗器25的電磁能量釋放掉。電池22的端子間電壓VB係成為比電容器7的端子間電壓VDC還低。
在升壓動作時，閘極信號 U係形成為固定頻率的脈波信號串，並且閘極信號 D係固定為「L」電位。藉此，使IGBT Q12以固定頻率進行導通及關斷，並且使IGBT Q11固定為關斷狀態。當IGBT Q12導通，電流便從電池22的正極經由電抗器25及IGBT Q12流至電池22的負極，於電抗器25蓄積電磁能量。
當IGBT Q12關斷，電流便從電池22的正極經由電抗器25、二極體D11、直流線L1、電容器7及直流線L2流至電池22的負極，將電容器7充電並且將電抗器25的電磁能量釋放掉。電容器7的端子間電壓VDC係成為比電池22的端子間電壓VB低。關於信號 D、 U的產生方法，於後文中說明。
第4圖係顯示第1圖中所示控制裝置14中與轉換器6的控制關聯的部分的構成之方塊圖。在第4圖中，控制裝置14係含有：判定器31、參考電壓產生電路32、電壓檢測器33、減法器34、36、輸出電壓控制電路35、輸出電流控制電路37、斷電檢測器38、及閘極控制電路39。
判定器31係根據電流檢測器12(第1圖、第2圖)的輸出信號Iof，判別輸出電流Io是否比預定值Ic大，輸出表示判別結果的信號 31。當輸出電流Io比預定值Ic大時係選擇通常運轉模式，信號 31係被設為「L」電位。當輸出電流Io比預定值Ic小時係選擇省電運轉模式，信號 31係被設為「H」電位。
參考電壓產生電路32係當判定器31的輸出信號 31為「L」電位時輸出參考電壓VR1(負載23的額定電壓)，當判定器31的輸出信號 31為「H」電位時輸出參考電壓VR2(電池22的額定電壓)。電壓檢測器33係檢測轉換器6的輸出電壓(直流線L1、L2間的直流電壓)VDC，輸出表示檢測值的信號VDCf。減法器34係求取參考電壓產生電路32的輸出電壓VR1或VR2與電壓檢測器33的輸出信號VDCf之偏差△VDC。
輸出電壓控制電路35係將與偏差△VDC成比例之值和偏差△VDC的積分值相加而產生電流指令值Iir。減法器36係求取電流指令值Iir與來自電流檢測器5(第1圖、第2圖)的信號Iif之偏差△Ii。輸出電流控制電路 37係將與偏差△Ii成比例之值和偏差△Ii的積分值相加而產生電壓指令值Vir。電壓指令值Vir係成為商用頻率的正弦波信號。
斷電檢測器38係根據交流輸入電壓Vi(第1圖、第2圖)判別是否有發生斷電，輸出表示判別結果的信號 38。斷電檢測器38係例如當交流輸入電壓Vi比下限值高時判別為並未有斷電發生，當交流輸入電壓Vi比下限值低時判別為發生斷電。當並未有斷電發生時，信號 38係被設為「H」電位，當發生斷電時，信號 38係被設為「L」電位。
閘極控制電路39係根據電壓指令值Vir、判定器31的輸出信號 31、及斷電檢測器38的輸出信號 38，產生控制轉換器6之用的閘極信號Au、Bu、Av、Bv、Aw、Bw(第2圖)。
第5圖係顯示閘極控制電路39的主要部分之電路方塊圖。在第5圖中，閘極控制電路39係含有：振盪器41、三角波產生器42、比較器43、緩衝器(buffer)44、反相器(inverter)45、及AND閘(AND gate；及閘)46、47。
振盪器41係當判定器31(第4圖)的輸出信號 31為「L」電位時，輸出十分高於商用頻率(例如60Hz)之頻率fH(例如20KHz)的時脈(clock)信號 41，當信號 31為「H」電位時，輸出位在商用頻率(例如60Hz)與上述頻率fH(例如20KHz)之間之頻率(例如15KHz)的時脈信號 41。三角波產生器42係輸出與振盪器41的輸出時脈 信號 41相同頻率的三角波信號Cu。
比較器43係比較來自輸出電流控制電路37(第4圖)的電壓指令值Vir(商用頻率的正弦波信號)與來自三角波產生器42的三角波信號Cu之高低，輸出表示比較結果的脈波信號串 43。脈波信號串 43的頻率係成為與三角波信號Cu的頻率fH或fL相同值。脈波信號串 43的脈波寬度係相應於電壓指令值Vir的電位而變化。脈波信號串 43乃係PWM(Pulse Width Modulation；脈波寬度調變)信號。
緩衝器44係將脈波信號串 43提供給AND閘46的一方輸入節點。反相器45係將脈波信號串 43予以反相後提供給AND閘47的一方輸入節點。AND閘46、47的另一方輸入節點係接收斷電檢測器38(第4圖)的輸出信號 38。AND閘46、47的輸出信號係分別成為閘極信號Au、Bu。
當信號 38為「H」電位時(並未有斷電發生時)，緩衝器44的輸出信號係通過AND閘46成為閘極信號Au，反相器45的輸出信號係通過AND閘47成為閘極信號Bu。當信號 38為「L」電位時(有斷電發生時)，緩衝器44及反相器45的輸出信號即閘極信號Au、Bu係皆固定為「L」電位。
此外，閘極控制電路39係以與閘極信號Au、Bu相同的產生方法產生閘極信號Av、Bv及閘極信號Aw、Bw。其中，閘極信號Au、Bu的相位、閘極信號Av、 Bv的相位、閘極信號Aw、Bw的相位，各相差120度。
第6圖(A)至(C)係顯示第5圖中所示電壓指令值Vir、三角波信號Cu、及閘極信號Au、Bu的波形之時序圖。其中，係設斷電檢測器38的輸出信號 38被設為「H」電位。
如第6圖(A)所示，電壓指令值Vir乃係商用頻率的正弦波信號。三角波信號Cu的頻率fH或fL係比電壓指令值Vir的頻率(商用頻率)高。三角波信號Cu的正側的峰(peak)值係比電壓指令值Vir的正側的峰值還高。三角波信號Cu的負側的峰值係比電壓指令值Vir的負側的峰值還低。
如第6圖(A)及(B)所示，當三角波信號Cu的電位比電壓指令值Vir還高時，閘極信號Au係成為「L」電位，當三角波信號Cu的電位比電壓指令值Vir還低時，閘極信號Au係成為「H」電位。閘極信號Au係成為正脈波信號串。
在電壓指令值Vir為正極性的期間，當電壓指令值Vir上升，閘極信號Au的脈波寬度便會增大。在電壓指令值Vir為負極性的期間，當電壓指令值Vir下降，閘極信號Au的脈波寬度便會縮小。如第6圖(B)及(C)所示，閘極信號Bu係成為閘極信號Au的反相信號。閘極信號Au、Bu各者係PWM信號。
省電運轉模式時的閘極信號Au、Bu的波形係與通常運轉模式時的閘極信號Au、Bu的波形相同。但 省電運轉模式時的閘極信號Au、Bu的頻率fL係比通常運轉模式時的閘極信號Au、Bu的頻率fH還低。
在第6圖(A)至(C)中顯示的是與U相對應的電壓指令值Vir及信號Cu、Au、Bu的波形，而與V相及W相各者對應的電壓指令值及信號亦為相同波形。但與U相、V相、及W相對應的電壓指令值及信號的相位係各相差120度。
第7圖係顯示第1圖中所示控制裝置14中與電磁接觸器8a、8b、9a、9b、10a、10b的控制關聯的部分的構成之方塊圖。在第7圖中，控制裝置14係含有控制部50。控制部50係根據斷電檢測器38(第4圖)的輸出信號 38、判定器31(第4圖)的輸出信號 31、電壓檢測器33(第4圖)的輸出信號VDCf、及來自減法器34(第4圖)的偏差△VDC，產生信號 8至 10(第2圖)。
在信號 38為「H」電位時(亦即從商用交流電源21供給有交流電力時)，當信號 31為「L」電位時(通常運轉模式時)，控制部50係將信號 8、 9設為「H」電位並且將信號 10設為「L」電位。藉此，使電磁接觸器8a、8b、9a、9b接通並且使電磁接觸器10a、10b斷開，而使轉換器6係經電磁接觸器8a、8b而連接至負載23，並且，使轉換器6係經電磁接觸器8a、8b、雙向截波器11、及電磁接觸器9a、9b而連接至電池22。
此外，在信號 38為「H」電位時(亦即從商用交流電源21供給有交流電力時)，當信號 31為「H」 電位時(省電運轉模式時)，控制部50係首先將信號 8、 9設為「L」電位並且將信號 10設為「H」電位。藉此，使電磁接觸器8a、8b、9a、9b斷開並且使電磁接觸器10a、10b接通，而使轉換器6係經電磁接觸器10a、10b、雙向截波器11而連接至負載23。
在直流電壓VDC成為參考電壓VR2後，控制部50係將信號 9設為「H」電位。藉此，使電磁接觸器9a、9b接通，使轉換器6係經電磁接觸器10a、10b、9a、9b而連接至電池22，藉由轉換器6將電池22充電。
此外，即使在當信號 31為「H」電位時(省電運轉模式時)，但是偏差△VDC超過預定值時，控制部50係判斷為負載電流IL突然增大(或負載23從待機狀態變化為動作(active)狀態)，將信號 8、 9設為「H」電位並且將信號 10設為「L」電位。藉此，使電磁接觸器8a、8b、9a、9b接通並且使電磁接觸器10a、10b斷開，而使轉換器6係經電磁接觸器8a、8b而連接至負載23，並且，使轉換器6係經電磁接觸器8a、8b、雙向截波器11、及電磁接觸器9a、9b而連接至電池22。
此外，在來自商用交流電源21的交流電力的供給停止的斷電時，控制部50係將信號 8、 9設為「H」電位並且將信號 10設為「L」電位。藉此，使電磁接觸器8a、8b、9a、9b接通並且使電磁接觸器10a、10b斷開，而使電池22係經電磁接觸器9a、9b及雙向截波器11而連接至負載23。另外，此時，轉換器6的運轉係停止。
第8圖係顯示第1圖中所示控制裝置14中與雙向截波器11的控制關聯的部分的構成之方塊圖。在第8圖中，控制裝置14係含有參考電壓產生電路51、電壓檢測器52、53、及控制部54。
參考電壓產生電路51係根據斷電檢測器38(第4圖)的輸出信號 38與判定器31的輸出信號 31之組合，輸出參考電壓VR1(負載23的額定電壓)或參考電壓VR2(電池22的額定電壓)。在信號 38、 31分別為「H」電位及「L」電位時，亦即在沒有斷電發生且為通常運轉模式時，參考電壓產生電路51係輸出參考電壓VR2。
在信號 38、 31皆為「H」電位時，亦即在沒有斷電發生且為省電運轉模式時，參考電壓產生電路51係輸出參考電壓VR1。當信號 38變成「L」電位時，無論信號 31為何電位，參考電壓產生電路51係輸出參考電壓VR1，亦即當發生斷電時，無論為通常運轉模式還是省電運轉模式，參考電壓產生電路51係輸出參考電壓VR1。
電壓檢測器52係檢測電池22的端子間電壓VB(電池端子T2a、T2b間的直流電壓)，輸出表示檢測值的信號VBf。電壓檢測器53係檢測不斷電電源裝置1的輸出電壓Vo(直流輸出端子T3a、T3b間的直流電壓)，輸出表示檢測值的信號Vof。
控制部54係根據斷電檢測器38(第4圖)的輸出信號 38、參考電壓產生電路51的輸出電壓VR2或 VR1、判定器31(第4圖)的輸出信號 31、電壓檢測器52的輸出信號VBf、及電壓檢測器53的輸出信號Vof，產生信號 D、 U(第2圖、第3圖)。
在信號 38為「H」電位時(亦即從商用交流電源21供給有交流電力時)，當信號 31為「L」電位時(通常運轉模式時)，控制部54係輸出固定頻率的脈波信號串作為信號 D並且將信號 U固定為「L」電位。
藉此，使雙向截波器11的IGBT Q11(第3圖)以固定頻率進行導通及關斷，並且使IGBT Q12固定為關斷狀態，而從電容器7供給直流電力至電池22。此時，控制部54係根據電壓檢測器52的輸出信號VBf，以使電池電壓VB成為參考電壓VR2之方式控制信號 D的脈波寬度。
此外，在信號 38為「H」電位時(亦即從商用交流電源21供給有交流電力時)，當信號 31為「H」電位時(省電運轉模式時)，控制部54係輸出一定頻率的脈波信號串作為信號 U並且將信號 D固定為「L」電位。
藉此，使雙向截波器11的IGBT Q12以一定頻率進行導通及關斷，並且使IGBT Q11固定為關斷狀態，而從轉換器6經雙向截波器11供給直流電力至負載23。此時，控制部54係根據電壓檢測器53的輸出信號Vof，以使輸出電壓Vo成為參考電壓VR1之方式控制信號 U的脈波寬度。
此外，在來自商用交流電源21的交流電力 的供給停止的斷電時，控制部54係輸出一定頻率的脈波信號串作為信號 U並且將信號 D固定為「L」電位。藉此，使雙向截波器11的IGBT Q12以一定頻率進行導通及關斷，並且使IGBT Q11固定為關斷狀態，而從電池22經雙向截波器11供給直流電力至負載23。此時，控制部54係根據電壓檢測器53的輸出信號Vof，以使輸出電壓Vo成為參考電壓VR1之方式控制信號 U的脈波寬度。
從第6圖(A)至(C)可知，當提高三角波信號Cu的頻率，閘極信號Au、Bu、Av、Bv、Aw、Bw的頻率便變高，IGBT Q1至Q6的切換頻率(導通及關斷的次數/秒)便變高。當IGBT Q1至Q6的切換頻率變高，在IGBT Q1至Q6產生的切換損失及在二極體D1至D6產生的逆向回復損失便增大，不斷電電源裝置1的效率便下降。然而，要既將直流電壓Vo維持在參考電壓VR1且亦供給大的負載電流IL，必須將IGBT Q1至Q6的切換頻率提高得十分地高。
反之，當降低三角波信號Cu的頻率，閘極信號Au、Bu、Av、Bv、Aw、Bw的頻率便變低，IGBT Q1至Q6的切換頻率便變低。當IGBT Q1至Q6的切換頻率變低，在IGBT Q1至Q6產生的切換損失及在二極體D1至D6產生的逆向回復損失便減少，不斷電電源裝置1的效率便提高。然而，當降低IGBT Q1至Q6的切換頻率，在負載電流IL大時便會難以將直流電壓Vo維持在參考電壓VR1。
在習知技術的不斷電電源裝置中，係將三角波信號Cu的頻率固定為十分高於商用頻率(例如60Hz)的頻率fH(例如20KHz)。因此，當負載電流IL大時仍能夠將直流電壓Vo維持在參考電壓VR1，但另一方面，會在IGBT Q1至Q6及二極體D1至D6產生比較大的損失，導致不斷電電源裝置的效率下降。
而當負載電流IL小時，即使令IGBT Q1至Q6的切換頻率降低還是能夠將輸出電壓Vo維持在參考電壓VR1。此外，只要令IGBT Q1至Q6的切換頻率降低，便能夠減少在IGBT Q1至Q6及二極體D1至D6產生的損失，從而能夠提高不斷電電源裝置的效率。此外，只要降低轉換器6的輸出電壓(亦即直流線L1、L2間的直流電壓)VDC，便能夠減少在IGBT Q1至Q6及二極體D1至D6產生的損失。
鑒於上述，在本實施形態1中係設有兩種運轉模式：通常運轉模式，係以比較高的頻率fH控制轉換器6，將轉換器6的輸出電壓VDC直接供給至負載23；及省電運轉模式，係以比較低的頻率fL控制轉換器6，將轉換器6的輸出電壓VDC以雙向截波器11進行升壓再供給至負載23，降低在轉換器6產生的損失。
另外，相較於轉換器6，雙向截波器11中於驅動時進行切換動作的切換元件的數目較少，且能夠將切換頻率設定為較低的頻率，因此，能夠使在雙向截波器11產生的損失格外小於在轉換器6產生的損失。因此，在 省電運轉模式中，在轉換器6產生的損失之減少量會遠多於在雙向截波器11產生的損失，就結果而言，能夠減少不斷電電源裝置1全體的損失。
當輸出電流Io(負載電流IL)比預定值Ic大時係選擇通常運轉模式。此外，當輸出電流Io比預定值Ic小時係選擇省電運轉模式。頻率fL係設定為當輸出電流Io比預定值Ic還小時能夠將直流電壓Vo維持為參考電壓VR1(負載23的額定電壓)之範圍內的頻率。
此外，若令頻率fL再降低，從轉換器6經低通濾波器(電抗器4)流至商用交流電源21的諧波電流便會增大。係在不讓該諧波電流超過上限值之範圍內設定頻率fL。
接著，針對該不斷電電源裝置1的使用方法及動作進行說明。設當負載23為動作狀態時，負載電流IL係變得比預定值Ic還大，當負載23為待機狀態時，負載電流IL係變得比預定值Ic還小。
首先，針對負載23進行通常運轉時的情形進行說明。此時，不斷電電源裝置1的輸出電流Io(亦即負載電流IL)係比預定值Ic還大，因此，判定器31(第4圖、第7圖、第8圖)的輸出信號 31係成為「L」電位，選擇通常運轉模式。
當判定器31的輸出信號 31被設為「L」電位，便由控制部50(第7圖)將信號 8、 9皆設為「H」電位並且將信號 10設為「L」電位，使電磁接觸器8a、 8b、9a、9b接通並且使電磁接觸器10a、10b斷開。
在參考電壓產生電路32(第4圖)係產生參考電壓VR1(負載23的額定電壓)，由電壓檢測器33產生表示直流電壓VDC的檢測值的信號VDCf。以減法器34產生參考電壓VR1與信號VDCf之偏差△VDC，由輸出電壓控制電路35根據該偏差△VDC產生電流指令值Iir。
由減法器36產生電流指令值Iir與來自電流檢測器5(第1圖、第2圖)的信號Iif之偏差△Ii，由輸出電流控制電路37根據該偏差△Ii產生電壓指令值Vir。
在閘極控制電路39中，因判定器31的輸出信號 31為「L」電位，故由振盪器41及三角波產生器42產生比較高的頻率fH的三角波信號Cu。由比較器43比較電壓指令值Vir與三角波信號Cu，產生脈波信號串 43，由緩衝器44、反相器45、及AND閘46、47產生閘極信號Au、Bu。此外，還產生相位與閘極信號Au、Bu差120度的閘極信號Av、Bv、及相位與閘極信號Au、Bu差240度的閘極信號Aw、Bw。
在轉換器6(第2圖)中，IGBT Q1至Q6受到閘極信號Au、Bu、Av、Bv、Aw、Bw驅動，將來自商用交流電源21的三相交流電壓轉換成直流電壓VDC(=VR1)。在轉換器6產生的直流電力係經由電磁接觸器8a、8b供給至負載23，並且經由雙向截波器11供給至電池22。
此外，當判定器31的輸出信號 31被設為「L」電位，便從參考電壓產生電路51(第8圖)輸出參考電 壓VR2(電池22的額定電壓)，由控制部54(第8圖)輸出一定頻率的脈波信號串作為信號 D並且將信號 U固定為「L」電位。
藉此，使雙向截波器11(第3圖)的IGBT Q11以一定週期進行導通及關斷，並且使IGBT Q12固定為關斷狀態，而使由轉換器6產生的直流電力係經由電磁接觸器9a、9b蓄積至電池22。係由控制部54以使電池22的端子間電壓VB成為參考電壓VR2之方式控制信號 D的脈波寬度。
在該通常運轉模式中，IGBT Q1至Q6各者係以比較高的頻率fH進行導通及關斷，因此，能夠既將輸出電壓Vo維持在參考電壓VR1(負載23的額定電壓)且亦供給大的負載電流IL。但在IGBT Q1至Q6產生的切換損失及在二極體D1至D6發生的逆向回復損失係變大，導致不斷電電源裝置1的效率下降。
接著，針對負載23從動作狀態變更成待機狀態時的情形進行說明。此時，不斷電電源裝置1的輸出電流Io(亦即負載電流IL)係比預定值Ic小，因此，判定器31(第4圖、第7圖、第8圖)的輸出信號 31係成為「H」電位，選擇省電運轉模式。
當判定器31的輸出信號 31被設為「H」電位，便由控制部50(第7圖)將信號 8、 9皆設為「L」電位並且將信號 10設為「H」電位，使電磁接觸器8a、8b、9a、9b斷開並且使電磁接觸器10a、10b接通。
在參考電壓產生電路32(第4圖)係產生參考電壓VR2(電池22的額定電壓)，由電壓檢測器33產生表示直流電壓VDC的檢測值的信號VDCf。以減法器34產生參考電壓VR2與信號VDCf之偏差△VDC，由輸出電壓控制電路35根據該偏差△VDC產生電流指令值Iir。
由減法器36產生電流指令值Iir與來自電流檢測器5(第1圖、第2圖)的信號Iif之偏差△Ii，由輸出電流控制電路37根據該偏差△Ii產生電壓指令值Vir。
在閘極控制電路39中，因判定器31的輸出信號 31為「H」電位，故由振盪器41及三角波產生器42產生比較低的頻率fL的三角波信號Cu。由比較器43比較電壓指令值Vir與三角波信號Cu而產生脈波信號串 43，由緩衝器44、反相器45、及AND閘46、47產生閘極信號Au、Bu。此外，產生相位與閘極信號Au、Bu差120度的閘極信號Av、Bv、及相位與閘極信號Au、Bu差240度的閘極信號Aw、Bw。
在轉換器6(第2圖)中，IGBT Q1至Q6受到閘極信號Au、Bu、Av、Bv、Aw、Bw驅動，將來自商用交流電源21的三相交流電壓轉換成直流電壓VDC。在轉換器6產生的直流電力係經由電磁接觸器10a、10b供給至雙向截波器11。
當轉換器6的輸出電壓VDC達到參考電壓VR2，便藉由控制部50(第7圖)將信號 9設為「H」電位，使電磁接觸器9a、9b接通。藉此，由轉換器6產生的直流 電力係經由電磁接觸器10a、10b、9a、9b蓄積至電池22。
此外，當判定器31的輸出信號 31被設為「H」電位，便從參考電壓產生電路51(第8圖)輸出參考電壓VR1(負載23的額定電壓)，由控制部54(第8圖)輸出一定頻率的脈波信號串作為信號 U並且將信號 D固定為「L」電位。
藉此，使雙向截波器11(第3圖)的IGBT Q12以一定週期進行導通及關斷，並且使IGBT Q11固定為關斷狀態，而使由轉換器6產生的直流電力係經由電磁接觸器10a、10b及雙向截波器11而供給至負載23。係由控制部54以使直流輸出端子T3a、T3b間的直流電壓Vo成為參考電壓VR1之方式控制信號 U的脈波寬度。
在該省電運轉模式中，IGBT Q1至Q6各者係以比較低的頻率fL進行導通及關斷，且轉換器6的輸出電壓VDC變低，因此，能夠減少在IGBT Q1至Q6產生的切換損失及在二極體D1至D6發生的逆向回復損失，從而能夠提高不斷電電源裝置1的效率。此外，由於負載電流IL小，故能夠將輸出電壓Vo維持在參考電壓VR1(負載23的額定電壓)。
此外，當負載23從待機狀態變更成通常運轉狀態使得負載電流IL急增時，從減法器34(第4圖、第7圖)輸出的偏差△VDC係超過預定值，因此，由控制部50(第7圖)將信號 8、 9皆設為「H」電位並且將信號 10設為「L」電位。藉此，使電磁接觸器8a、8b、9a、 9b接通並且使電磁接觸器10a、10b斷開，而能夠迅速地從省電運轉模式切替成通常運轉模式。
此外，當來自商用交流電源21的交流電力的供給停止時，亦即當發生斷電時，係將斷電檢測器38(第4圖、第7圖、第8圖)的輸出信號 38設為「L」電位。當斷電檢測器38的輸出信號 38被設為「L」電位，便由閘極控制電路39(第4圖、第5圖)將閘極信號Au、Bu、Av、Bv、Aw、Bw皆設為「L」電位，使IGBT Q1至Q6成為關斷狀態而使轉換器6的運轉停止。
當斷電檢測器38的輸出信號 38被設為「L」電位，便由控制部50(第7圖)將信號 8、 9皆設為「H」電位並且將信號 10設為「L」電位，使電磁接觸器8a、8b、9a、9b接通並且使電磁接觸器10a、10b斷開。
此外，當斷電檢測器38的輸出信號 38被設為「L」電位，便從參考電壓產生電路51(第8圖)輸出參考電壓VR1(負載23的額定電壓)，由控制部54(第8圖)輸出一定頻率的脈波信號串作為信號 U並且將信號 D固定為「L」電位。
藉此，使雙向截波器11(第3圖)的IGBT Q12以一定週期進行導通及關斷，並且使IGBT Q11固定為關斷狀態，而使蓄積在電池22的直流電力係經電磁接觸器9a、9b及雙向截波器11而供給至負載23。係由控制部54以使直流輸出端子T3a、T3b間的直流電壓Vo成為參考電 壓VR1之方式控制信號 U的脈波寬度。因此，在有直流電力蓄積在電池22的期間係能夠持續進行負載23的運轉。
如上述，在本實施形態1中，係當負載電流IL比預定值Ic大時，以比較高的頻率fH令轉換器6驅動並且將轉換器6的輸出電壓VDC直接供給至負載23，因此能夠令負載23穩定地驅動。此外，當負載電流IL比預定值Ic還小時，以比較低的頻率fL令轉換器6驅動並且藉由雙向截波器11將轉換器6的輸出電壓VDC進行升壓再供給至負載23，因此使在轉換器6產生的損失減少，從而能夠提高不斷電電源裝置1的效率。
[實施形態2]
在實施形態1中，係當從省電運轉模式切替成通常運轉模式時，由控制部50(第7圖)將信號 8、 9設為「H」電位並且將信號 10設為「L」電位，使電磁接觸器8a、8b(第2圖)接通並且使電磁接觸器10a、10b斷開，而將由轉換器6產生的直流電力經電磁接觸器8a、8b直接供給至負載23。
然而，由於電磁接觸器8a、8b的響應速度慢，故從將信號 8設成「H」電位後到電磁接觸器8a、8b實際接通為止需要花點時間，有使得對負載23之電力供給延遲達該時間之虞。在該實施形態2中係謀求解決該問題。
第9圖係顯示本發明實施形態2的不斷電電 源裝置的主要部分之電路方塊圖，係與第2圖形成對照之圖。在第9圖中，該不斷電電源裝置與第1圖的不斷電電源裝置1的不同點在於多加了半導體開關61a、61b。
半導體開關61a、61b係分別並聯連接至電磁接觸器8a、8b。半導體開關61a係例如含有陽極(anode)連接至直流線L1、陰極(cathode)連接至直流輸出端子T3a的閘流體(thyristor)。半導體開關61b係例如含有閘流體，該閘流體係陽極連接至直流輸出端子T3b、陰極連接至直流線L2。
半導體開關61a、61b係皆由信號 61控制。半導體開關61a、61b係在信號 61為「L」電位時關斷，在信號 61被設為「H」電位時瞬間導通。
第10圖係顯示該不斷電電源裝置所含的控制裝置中與半導體開關61a、61b及電磁接觸器8a、8b、9a、9b、10a、10b的控制關聯的部分的構成之方塊圖，且係與第7圖形成對照之圖。在第10圖中，在該不斷電電源裝置中係改成設置控制部62取代控制部50(第7圖)。
控制部62係除了進行與控制部50相同的動作之外，還輸出信號 61。信號 61係與信號 8在相同的時序(timing)從「L」電位上升為「H」電位，在經過預定時間後從「H」電位下降為「L」電位。
例如，在省電運轉模式時，係將電磁接觸器8a、8b斷開並且將電磁接觸器9a、9b、10a、10b接通，而使轉換器6的輸出電壓VDC係經電磁接觸器10a、10b 及雙向截波器11而供給至負載23。此時，當負載23從待機狀態變更成通常動作狀態使得負載電流IL急增時，從減法器34(第4圖、第10圖)輸出的偏差△VDC係增大。
當偏差△VC超過預定值，控制部62便將信號 8、 61從「L」電位上升為「H」電位、將信號 10從「H」電位下降為「L」電位，在經過預定時間後將信號 61從「H」電位下降為「L」電位。
由於半導體開關61a、61b的響應速度比電磁接觸器8a、8b的響應速度快，故當信號 8、 61從「L」電位上升為「H」電位，半導體開關61a、61b便瞬間導通，而電磁接觸器8a、8b於經過延遲時間後才接通。半導體開關61a、61b係導通達比電磁接觸器8a、8b的延遲時間還長的預定時間。
因此，半導體開關61a、61b係在電磁接觸器8a、8b接通後關斷。之所以令半導體開關61a、61b導通達預定時間，係因若讓電流持續流至半導體開關61a、61b，半導體開關61a、61b的溫度便會過度上升造成半導體開關61a、61b損壞。
當信號 10從「H」電位下降為「L」電位，電磁接觸器10a、10b便斷開。由於相較於電磁接觸器8a、8b，電磁接觸器10a、10b的尺寸較小且響應速度較快，故電磁接觸器10a、10b係在電磁接觸器8a、8b接通之前斷開。
此外，當負載23從待機狀態變更成通常動 作狀態使得負載電流IL急增時，判定器31(第4圖、第7圖、第8圖)的輸出信號 31係從「H」電位下降為「L」電位。當信號 31被設為「L」電位，便從參考電壓產生電路32(第4圖)輸出參考電壓VR1，使轉換器6的輸出電壓VDC成為參考電壓VR1。
轉換器6的輸出電壓VDC係首先經由半導體開關61a、61b提供給負載23，下一步係經由半導體開關61a、61b及電磁接觸器8a、8b提供給負載23，再下一步係經由電磁接觸器8a、8b提供給負載23。此外，當信號 31被設為「L」電位，便從參考電壓產生電路51(第8圖)輸出參考電壓VR2，由雙向截波器11將電池22充電至參考電壓VR2。
在該實施形態2中，係將半導體開關61a、61b並聯連接至電磁接觸器8a、8b，因此能夠迅速地從省電運轉模式切替成通常運轉模式。
以上所揭示的實施形態之各點均為例子而已，不應將之視為本發明之限制。本發明並不限於上述實施形態之說明，而是如申請專利範圍所示，且包含與申請專利範圍均等之意義以及範圍內之所有改變。

Claims (7)

  1. 一種電源裝置，係執行從第一及第二運轉模式之中所選擇的運轉模式者，係具備：輸出端子，係用以將直流電力供給至負載；轉換器，係將交流電力轉換成直流電力而輸出至第一節點；雙向截波器，係在前述第一運轉模式時將前述輸出端子的直流電壓進行降壓而輸出至第二節點，而在前述第二運轉模式時將前述第二節點的直流電壓進行升壓而輸出至前述輸出端子；切替電路，係在前述第一運轉模式時將前述第一節點連接至前述輸出端子並且將前述第二節點連接至電力儲存裝置，而在前述第二運轉模式時將前述第一節點連接至前述第二節點；第一控制部，係在前述第一運轉模式時以使前述第一節點的直流電壓成為第一參考電壓之方式控制前述轉換器，而在前述第二運轉模式時以使前述第一節點的直流電壓成為比前述第一參考電壓還低的第二參考電壓之方式控制前述轉換器；及第二控制部，係在前述第一運轉模式時以使前述第二節點的直流電壓成為前述第二參考電壓之方式控制前述雙向截波器，而在前述第二運轉模式時以使前述輸出端子的直流電壓成為前述第一參考電壓之方式控制前述雙向截波器。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之電源裝置，其中，前述切替電路係在前述第二運轉模式時將前述第一節點連接至前述第二節點及前述電力儲存裝置。
  3. 如申請專利範圍第1項所述之電源裝置，更具備：電流檢測器，係檢測負載電流；及選擇部，係當前述電流檢測器的檢測值比預設的電流值還大時選擇前述第一運轉模式，而當前述電流檢測器的檢測值比前述預設的電流值還小時選擇前述第二運轉模式。
  4. 如申請專利範圍第1項所述之電源裝置，其中，前述轉換器係含有：複數個切換元件；及二極體，係分別反向並聯連接至前述複數個切換元件；前述第一控制部係在前述第一運轉模式時以使前述第一節點的直流電壓成為前述第一參考電壓之方式以第一頻率控制前述複數個切換元件，而在前述第二運轉模式時以使前述第一節點的直流電壓成為前述第二參考電壓之方式以比前述第一頻率還低的第二頻率控制前述複數個切換元件。
  5. 如申請專利範圍第4項所述之電源裝置，其中，前述轉換器係將從商用交流電源供給的商用頻率的交流電力轉換成直流電力而輸出至前述第一節點；前述第一控制部係含有： 電壓產生器，係在前述第一運轉模式時產生前述第一參考電壓，而在前述第二運轉模式時產生前述第二參考電壓；電壓指令部，係以使前述第一節點的直流電壓與在前述電壓產生器所產生的前述第一或第二參考電壓之偏差成為0之方式產生前述商用頻率的正弦波信號；三角波產生器，係在前述第一運轉模式時產生前述第一頻率的三角波信號，而在前述第二運轉模式時產生前述第二頻率的三角波信號；及比較器，係比較前述正弦波信號與前述三角波信號之高低，根據其比較結果來產生用以控制前述複數個切換元件的控制信號。
  6. 如申請專利範圍第1項所述之電源裝置，其中，前述切替電路係含有：電磁接觸器，係連接在前述第一節點與前述輸出端子之間，在前述第一運轉模式時導通，而在前述第二運轉模式時不導通；及半導體開關，係並聯連接至前述電磁接觸器，在前述第二運轉模式時，相應於選擇了前述第一運轉模式之情況而導通達預設的時間。
  7. 如申請專利範圍第1項所述之電源裝置，其中，前述轉換器係將從商用交流電源供給的商用頻率的交流電力轉換成直流電力而輸出至前述第一節點；在從前述商用交流電源供給有交流電力時，前述 雙向截波器、前述切替電路、前述第一控制部、及前述第二控制部係執行從前述第一及第二運轉模式之中所選擇的模式；在來自前述商用交流電源的交流電力的供給停止的斷電時，前述切替電路係令前述第一及第二節點間不導通，並且將前述第二節點連接至前述電力儲存裝置；前述第一控制部係令前述轉換器的運轉停止；前述第二控制部係以使前述輸出端子的直流電壓成為前述第一參考電壓之方式控制前述雙向截波器。
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