WO2018198190A1 - 電源装置 - Google Patents

Abstract

無停電電源装置（１）は、負荷電流（ＩＬ）が所定値（Ｉｃ）よりも大きい場合には、比較的高い周波数（ｆＨ）でコンバータ（６）を駆動させるとともにコンバータ（６）の出力電圧（ＶＤＣ）を負荷（２３）に直接供給し、負荷電流（ＩＬ）が所定値（Ｉｃ）よりも小さい場合には、比較的低い周波数（ｆＬ）でコンバータ（６）を駆動させるとともにコンバータ（６）の出力電圧（ＶＤＣ）を双方向チョッパ（１１）により昇圧して負荷（２３）に供給する。

Description

電源装置

　この発明は電源装置に関し、特に、コンバータおよび双方向チョッパを備え、負荷に直流電力を供給する電源装置に関する。

　たとえば特開２０００－１９７３４７号公報（特許文献１）には、ＡＣ／ＤＣコンバータ、双方向チョッパ、およびＤＣ／ＤＣコンバータを備えた電源装置が開示されている。ＡＣ／ＤＣコンバータは、複数のスイッチング素子と、複数のスイッチング素子にそれぞれ逆並列に接続された複数のダイオードとを含む。

　交流電源から交流電力が供給されている通常時には、交流電源からの交流電力がＡＣ／ＤＣコンバータによって直流電力に変換され、その直流電力がＤＣ／ＤＣコンバータを介して負荷に供給されるとともに、双方向チョッパを介して電力貯蔵装置に蓄えられる。交流電源からの交流電力の供給が停止された停電時には、電力貯蔵装置の直流電力が双方向チョッパおよびＤＣ／ＤＣコンバータを介して負荷に供給される。

特開２０００－１９７３４７号公報

　しかし、従来の電源装置では、スイッチング素子がオンおよびオフする度にスイッチング素子でスイッチング損失が発生するとともにダイオードで逆回復損失が発生し、電源装置の効率が低下するという問題があった。

　それゆえに、この発明の主たる目的は、高効率の電源装置を提供することである。

　この発明に係る電源装置は、第１および第２の運転モードのうちの選択された運転モードを実行する電源装置であって、負荷に直流電力を供給するための出力端子と、交流電力を直流電力に変換して第１のノードに出力するコンバータと、第１の運転モード時は出力端子の直流電圧を降圧して第２のノードに出力し、第２の運転モード時は第２のノードの直流電圧を昇圧して出力端子に出力する双方向チョッパと、第１の運転モード時は、第１のノードを出力端子に接続するとともに第２のノードを電力貯蔵装置に接続し、第２の運転モード時は、第１のノードを第２のノードに接続する切換回路と、第１の運転モード時は、第１のノードの直流電圧が第１の参照電圧になるようにコンバータを制御し、第２の運転モード時は、第１のノードの直流電圧が第１の参照電圧よりも低い第２の参照電圧になるようにコンバータを制御する第１の制御部と、第１の運転モード時は、第２のノードの直流電圧が第２の参照電圧になるように双方向チョッパを制御し、第２の運転モード時は、出力端子の直流電圧が第１の参照電圧になるように双方向チョッパを制御する第２の制御部とを備えたものである。

　この発明に係る電源装置では、第１の運転モード時には、コンバータの出力電圧を出力端子に直接与えるとともに、コンバータの出力電圧を双方向チョッパによって降圧して電力貯蔵装置に与え、第２の運転モード時には、コンバータの出力電圧を双方向チョッパによって昇圧して出力端子に与える。したがって、第２の運転モード時には、コンバータの出力電圧を低減させてコンバータで発生する損失を低減させることができ、電源装置の効率を高めることができる。

この発明の実施の形態１による無停電電源装置の全体構成を示す回路ブロック図である。 図１に示した無停電電源装置の要部を示す回路ブロック図である。 図２に示した双方向チョッパの構成を示す回路図である。 図１に示した制御装置のうちのコンバータの制御に関連する部分の構成を示すブロック図である。 図４に示したゲート制御回路の要部を示す回路ブロック図である。 図５に示した電圧指令値、三角波信号、およびゲート信号の波形を例示するタイムチャートである。 図１に示した制御装置のうちの電磁接触器の制御に関連する部分の構成を示すブロック図である。 図１に示した制御装置のうちの双方向チョッパの制御に関連する部分の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態２による無停電電源装置の要部を示す回路ブロック図である。 図９に示した無停電電源装置に含まれる制御装置のうちの半導体スイッチおよび電磁接触器の制御に関連する部分の構成を示すブロック図である。

　［実施の形態１］
　本願発明の理解を容易にするため、実施の形態１について説明する前に、まず本願発明の原理について説明する。コンバータ６（図６）を駆動させると、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ６でスイッチング損失が発生するとともにダイオードＤ１～Ｄ６で逆回復損失が発生する。ＩＧＢＴＱ１～Ｑ６およびダイオードＤ１～Ｄ６で発生する損失は、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ６のスイッチング周波数（オンおよびオフの回数／秒）と、コンバータ６の出力電圧ＶＤＣと、コンバータ６の出力電流との積に比例して増大する。

　したがって、コンバータ６で発生する損失を減少させるためには、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ６のスイッチング周波数、コンバータ６の出力電圧、およびコンバータ６の出力電流の積を減少させる必要がある。

　負荷電流ＩＬが大きい場合には、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ６のスイッチング周波数を十分に高い周波数ｆＨ（第１の周波数）に設定して、コンバータ６の出力電圧ＶＤＣを負荷２３の定格電圧（参照電圧ＶＲ１）に維持するとともに、コンバータ６に大きな負荷電流ＩＬを出力させる必要がある。

　しかし、負荷電流ＩＬが小さい場合には、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ６のスイッチング周波数を上記周波数ｆＨよりも低い周波数ｆＬ（第２の周波数）に設定することが可能である。また、コンバータ６の出力電圧ＶＤＣを双方向チョッパ１１によって昇圧して負荷２３に供給すれば、コンバータ６の出力電圧ＶＤＣを下げることができる。

　そこで、本願発明では、負荷電流ＩＬが所定値Ｉｃよりも大きい場合には、比較的高い周波数ｆＨでコンバータ６を駆動させるとともにコンバータ６の出力電圧ＶＤＣを負荷２３に直接供給し、負荷２３を安定に駆動させる。また、負荷電流ＩＬが所定値Ｉｃよりも小さい場合には、比較的低い周波数ｆＬでコンバータ６を駆動させるとともにコンバータ６の出力電圧ＶＤＣを双方向チョッパ１１により昇圧して負荷２３に供給し、コンバータ６で発生する損失を低減させ、無停電電源装置１の効率を高める。

　なお、双方向チョッパ１１は、コンバータ６に比べて、駆動時にスイッチング動作させるスイッチング素子の数が少なく、かつ、スイッチング周波数をより低い周波数に設定することができる。そのため、双方向チョッパ１１で発生する損失をコンバータ６で発生する損失に比べて格段に小さくすることができる。したがって、負荷電流ＩＬが所定値Ｉｃよりも小さい場合において、コンバータ６で発生する損失の減少分は双方向チョッパ１１で発生する損失を凌駕するものであり、結果的に無停電電源装置１全体としての損失を低減することができる。

　以下、本願発明が適用された無停電電源装置１について図面を用いて詳細に説明する。
　図１は、この発明の実施の形態１による無停電電源装置１の構成を示す回路ブロック図である。この無停電電源装置１は、商用交流電源２１からの三相交流電力を直流電力に変換して負荷２３に供給するものである。図１では、図面および説明の簡単化のため、三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のうちの一相（たとえばＵ相）に対応する部分のみと、直流電圧のうちの正電圧に対応する部分のみとが示されている。

　図１において、この無停電電源装置１は、交流入力端子Ｔ１、バッテリ端子Ｔ２、および直流出力端子Ｔ３を備える。交流入力端子Ｔ１は、商用交流電源２１から商用周波数の交流電力を受ける。バッテリ端子Ｔ２は、バッテリ（電力貯蔵装置）２２に接続される。バッテリ２２は、直流電力を蓄える。バッテリ２２の代わりにコンデンサが接続されていても構わない。直流出力端子Ｔ３は、負荷２３に接続される。負荷２３は、直流電力によって駆動される。

　この無停電電源装置１は、さらに、電磁接触器２，８，９，１０、ヒューズ３、リアクトル４、電流検出器５，１２、コンバータ６、双方向チョッパ１１、操作部１３、および制御装置１４を備える。

　電磁接触器２、ヒューズ３、およびリアクトル５は、交流入力端子Ｔ１とコンバータ６の入力ノード６ａとの間に直列接続される。電磁接触器２は、無停電電源装置１の使用時にオンされ、たとえば無停電電源装置１のメンテナンス時にオフされる。ヒューズ３は、過電流が流れた場合にブローされ、無停電電源装置１を保護する。ヒューズ３とリアクトル４の間のノードＮ１に現れる交流入力電圧Ｖｉの瞬時値は、制御装置１４によって検出される。交流入力電圧Ｖｉの瞬時値に基づいて、停電の発生の有無などが判別される。

　リアクトル４は、低域通過フィルタを構成し、商用交流電源２１からコンバータ６に商用周波数の交流電力を通過させ、コンバータ６で発生するスイッチング周波数の信号が商用交流電源２１に通過することを抑制する。電流検出器５は、リアクトル４とコンバータ６の入力ノード６ａとの間に流れる交流入力電流Ｉｉを検出し、その検出値を示す信号Ｉｉｆを制御装置１４に与える。

　コンバータ６の出力ノード６ｄ（第１のノード）は、直流ラインＬ１を介して電磁接触器８の一方端子に接続される。コンデンサ７は、直流ラインＬ１に接続され、直流ラインＬ１の電圧ＶＤＣを平滑化させる。直流ラインＬ１に現れる直流電圧（すなわちコンバータ６の出力直流電圧）ＶＤＣの瞬時値は、制御装置１４によって検出される。

　電磁接触器８の他方端子は、直流出力端子Ｔ３に接続されるとともに双方向チョッパ１１の高電圧側ノード１１ａに接続される。双方向チョッパ１１の低電圧側ノード１１ｂ（第２のノード）は、電磁接触器９を介してバッテリ端子Ｔ２に接続されるとともに、電磁接触器１０を介して直流ラインＬ１に接続される。電磁接触器８，９，１０の各々は、制御装置１４によって制御される。

　この無停電電源装置１は、通常運転モード（第１の運転モード）および省電力運転モード（第２の運転モード）のうちの選択された方の運転モードを実行する。通常運転モード、省電力運転モード、およびそれらの選択方法については後述する。

　電磁接触器８は、通常運転モード時にオンされ、省電力運転モード時にオフされる。電磁接触器８の他方端子に現れる直流電圧（すなわち無停電電源装置１の出力直流電圧）Ｖｏの瞬時値は、制御装置１４によって検出される。

　電磁接触器９は、通常運転モード時にオンされる。通常運転モードから省電力運転モードに切換えられた場合には、電磁接触器９は一旦オフされ、コンバータ６の出力直流電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＲ１（負荷２３の定格電圧）から参照電圧ＶＲ２（バッテリ２２の定格電圧）に低下した後に、電磁接触器９は再度オンされる。バッテリ端子Ｔ２に現れる直流電圧（すなわちバッテリ２２の端子間電圧）ＶＢの瞬時値は、制御装置１４によって検出される。

　電磁接触器１０は、商用交流電源２１から交流電力が供給されている通常時において、通常運転モードが選択された場合にはオフされ、省電力運転モードが選択された場合にはオンされる。また電磁接触器１０は、商用交流電源２１からの交流電力の供給が停止された停電時には、通常運転モードおよび省電力運転モードのうちのいずれの運転モードが選択されている場合でもオフされる。

　コンバータ６は、制御装置１４によって制御され、商用交流電源２１から交流電力が供給されている通常時は、交流電力を直流電力に変換して直流ラインＬ１に出力する。商用交流電源２１からの交流電力の供給が停止された停電時は、コンバータ６の運転は停止される。

　商用交流電源２１から交流電力が供給されている通常時において通常運転モードが選択された場合には、コンバータ６によって生成された直流電力は電磁接触器８を介して負荷２３に供給される。このときコンバータ６は、出力直流電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＲ１（負荷２３の定格電圧）になるように制御される。

　商用交流電源２１から交流電力が供給されている通常時において省電力運転モードが選択された場合には、コンバータ６によって生成された直流電力は、電磁接触器１０および双方向チョッパ１１を介して負荷２３に供給されるとともに、電磁接触器１０，９を介してバッテリ２２に供給される。このときコンバータ６は、出力電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＲ２（バッテリ２２の定格電圧）になるように制御される。参照電圧ＶＲ１（たとえば７５０Ｖ）は、参照電圧ＶＲ２（たとえば５００Ｖ）よりも高い。

　商用交流電源２１からの交流電力の供給が停止された停電時には、通常運転モードおよび省電力運転モードのうちのいずれの運転モードが選択されている場合でも、コンバータ６の運転は停止される。

　双方向チョッパ１１は、制御装置１４によって制御される。商用交流電源２１から交流電力が供給されている通常時において通常運転モードが選択された場合には、双方向チョッパ１１は、コンバータ６によって生成された直流電力を電磁接触器９を介してバッテリ２２に供給する。このとき双方向チョッパ１１は、高電圧側ノード１１ａの直流電圧（コンバータ６の出力直流電圧ＶＤＣ）を降圧して低電圧側ノード１１ｂに出力し、バッテリ電圧ＶＢが参照電圧ＶＲ２（バッテリ２２の定格電圧）になるように制御される。

　商用交流電源２１から交流電力が供給がされている通常時において省電力運転モードが選択された場合には、双方向チョッパ１１は、コンバータ６から電磁接触器１０を介して与えられる直流電力を負荷２３に供給する。このとき双方向チョッパ１１は、低電圧側ノード１１ｂの直流電圧（コンバータ６の出力直流電圧ＶＤＣ＝ＶＲ２）を昇圧して高電圧側ノード１１ａに出力し、直流出力端子Ｔ３の直流電圧Ｖｏが参照電圧ＶＲ１（負荷２３の定格電圧）になるように制御される。

　商用交流電源２１からの交流電力の供給が停止された停電時には、通常運転モードおよび省電力運転モードのうちのいずれの運転モードが選択されている場合でも、双方向チョッパ１１は、バッテリ２２から電磁接触器９を介して与えられる直流電力を負荷２３に供給する。このとき双方向チョッパ１１は、低電圧側ノード１１ｂの直流電圧（バッテリ電圧ＶＢ＝ＶＲ２）を昇圧して高電圧側ノード１１ａに出力し、直流出力端子Ｔ３の直流電圧Ｖｏが参照電圧ＶＲ１（負荷２３の定格電圧）になるように制御される。

　電流検出器１２は、無停電電源装置１の出力電流Ｉｏ（すなわち負荷電流ＩＬ）の瞬時値を検出し、その検出値を示す信号Ｉｏｆを制御装置１４に与える。操作部１３は、無停電電源装置１の使用者によって操作される複数のボタン、種々の情報を表示する画像表示部などを含む。使用者が操作部１３を操作することにより、無停電電源装置１の電源をオンおよびオフしたり、無停電電源装置１を自動運転または手動運転させることが可能となっている。

　制御装置１４は、操作部１３からの信号、交流入力電圧Ｖｉ、交流入力電流Ｉｉ、直流電圧ＶＤＣ、直流出力電圧Ｖｏ、バッテリ電圧ＶＢ、直流出力電流Ｉｏなどに基づいて無停電電源装置１全体を制御する。すなわち、制御装置１４は、交流入力電圧Ｖｉの検出値に基づいて停電が発生したか否かを検出し、交流入力電圧Ｖｉの位相に同期してコンバータ６を制御する。

　さらに制御装置１４は、電流検出器１２の出力信号Ｉｏｆに基づいて、出力電流Ｉｏ（すなわち負荷電流ＩＬ）が所定値Ｉｃよりも大きいか否かを判別し、出力電流Ｉｏが所定値Ｉｃよりも大きい場合は通常運転モードを選択し、出力電流Ｉｏが所定値Ｉｃよりも小さい場合は省電力運転モードを選択し、選択した方のモードを実行する。出力電流Ｉｏが所定値Ｉｃよりも小さいことは、負荷２３が軽負荷であるか、負荷２３が待機状態であることを示している。

　さらに制御装置１４は、商用交流電源２１から交流電力が供給されている通常時において通常運転モードを選択した場合には、電磁接触器８，９をオンさせ、電磁接触器１０をオフさせ、直流電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＲ１になるようにコンバータ６を制御し、バッテリ電圧ＶＢが参照電圧ＶＲ２になるように双方向チョッパ１１を制御する。

　さらに制御装置１４は、商用交流電源２１から交流電力が供給されている通常時において省電力運転モードを選択した場合には、電磁接触器８，９をオフさせ、電磁接触器１０をオンさせ、直流電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＲ２になるようにコンバータ６を制御し、出力電圧Ｖｏが参照電圧ＶＲ１になるように双方向チョッパ１１を制御する。直流電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＲ２になった後、制御装置１４は電磁接触器９をオンさせ、コンバータ６によってバッテリ２２を充電させる。

　さらに制御装置１４は、商用交流電源２１からの交流電力の供給が停止された停電時には、コンバータ６の運転を停止させ、電磁接触器１０をオフさせ、電磁接触器９をオンさせ、出力電圧Ｖｏが参照電圧ＶＲ１になるように双方向チョッパ１１を制御する。

　ここで、制御装置１４は、通常運転モードを選択した場合は、商用周波数の正弦波信号と商用周波数よりも十分に高い周波数ｆＨの三角波信号との高低を比較し、その比較結果に基づいて、コンバータ６を制御するためのゲート信号（制御信号）を生成する。通常運転モードでは、ゲート信号は、三角波信号の周波数ｆＨに応じた値の周波数を有するパルス信号列となる。ゲート信号のパルス幅は、コンバータ６の出力直流電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＲ１になるように制御される。

　制御装置１４は、省電力運転モードを選択した場合は、商用周波数の正弦波信号と、商用周波数と上記周波数ｆＨの間の周波数ｆＬの三角波信号との高低を比較し、その比較結果に基づいて、コンバータ６を制御するためのゲート信号を生成する。省電力運転モードでは、ゲート信号は、三角波信号の周波数ｆＬに応じた値の周波数を有するパルス信号列となる。ゲート信号のパルス幅は、コンバータ６の出力直流電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＲ２になるように制御される。

　図２は、図１に示した無停電電源装置１の要部を示す回路ブロック図である。図１では三相交流電圧のうちの一相に対応する部分のみを示したが、図２では三相に対応する部分を示している。また図１では直流電圧のうちの正電圧に対応する部分のみを示したが、図２では正電圧および負電圧に対応する部分を示している。また図２では、図１の電磁接触器２、ヒューズ３、操作部１３、および制御装置１４の図示は省略されている。

　図２において、無停電電源装置１は、交流入力端子Ｔ１ｕ，Ｔ１ｖ，Ｔ１ｗ、バッテリ端子Ｔ２ａ，Ｔ２ｂ、直流出力端子Ｔ３ａ，Ｔ３ｂ、リアクトル４ｕ，４ｖ，４ｗ、電流検出器５、コンバータ６、コンデンサ７、直流ラインＬ１，Ｌ２、電磁接触器８ａ，８ｂ，９ａ，９ｂ，１０ａ，１０ｂ、双方向チョッパ１１、および電流検出器１２を備える。

　交流入力端子Ｔ１ｕ，Ｔ１ｖ，Ｔ１ｗは、それぞれ商用交流電源２１からのＵ相交流電圧、Ｖ相交流電圧、およびＷ相交流電圧を受ける。バッテリ端子Ｔ２ａ，Ｔ２ｂは、それぞれバッテリ２２の正極および負極に接続される。直流出力端子Ｔ３ａ，Ｔ３ｂは、それぞれ負荷２３の正側電源端子２３ａおよび負側電源端子２３ｂに接続される。

　リアクトル４ｕ，４ｖ，４ｗの一方端子はそれぞれ交流入力端子Ｔ１ｕ，Ｔ１ｖ，Ｔ１ｗに接続され、それらの他方端子はそれぞれコンバータ６の入力ノード６ａ，６ｂ，６ｃに接続される。Ｕ相交流電圧Ｖｉの瞬時値は、制御装置１４（図１）によって検出される。電流検出器５は、リアクトル４ｕに流れる電流Ｉｉを検出し、その検出値を示す信号Ｉｉｆを制御装置１４に出力する。

　コンバータ６は、ＩＧＢＴ（Insulated　Gate　Bipolar　Transistor）Ｑ１～Ｑ６およびダイオードＤ１～Ｄ６を含む。ＩＧＢＴは、スイッチング素子を構成する。ＩＧＢＴＱ１～Ｑ３のコレクタはともに出力ノード６ｄを介して正側の直流ラインＬ１に接続され、それらのエミッタはそれぞれ入力ノード６ａ，６ｂ，６ｃに接続される。ＩＧＢＴＱ４～Ｑ６のコレクタはそれぞれ入力ノード６ａ，６ｂ，６ｃに接続され、それらのエミッタはともに出力ノード６ｅを介して負側の直流ラインＬ２に接続される。ダイオードＤ１～Ｄ６は、それぞれＩＧＢＴＱ１～Ｑ６に逆並列に接続される。コンデンサ７は、直流ラインＬ１と直流ラインＬ２の間に接続される。

　ＩＧＢＴＱ１，Ｑ４のゲートはそれぞれゲート信号Ａｕ，Ｂｕを受け、ＩＧＢＴＱ２，Ｑ５のゲートはそれぞれゲート信号Ａｖ，Ｂｖを受け、ＩＧＢＴＱ３，Ｑ６のゲートはそれぞれゲート信号Ａｗ，Ｂｗを受ける。ゲート信号Ａｕ，Ｂｕ，Ａｖ，Ｂｖ，Ａｗ，Ｂｗの生成方法および波形については後述する。

　ゲート信号Ｂｕ，Ｂｖ，Ｂｗは、それぞれゲート信号Ａｕ，Ａｖ，Ａｗの反転信号である。したがって、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ４のうちのいずれか一方のＩＧＢＴがオンしているとき他方のＩＧＢＴはオフし、ＩＧＢＴＱ２，Ｑ５のうちのいずれか一方のＩＧＢＴがオンしているとき他方のＩＧＢＴはオフし、ＩＧＢＴＱ３，Ｑ６のうちのいずれか一方のＩＧＢＴがオンしているとき他方のＩＧＢＴはオフする。

　またゲート信号Ａｕ，Ｂｕ、ゲート信号Ａｖ，Ｂｖ、およびゲート信号Ａｗ，Ｂｗは、それぞれＵ相交流電圧、Ｖ相交流電圧、およびＷ相交流電圧に同期している。したがって、ゲート信号Ａｕ，Ｂｕ、ゲート信号Ａｖ，Ｂｖ、およびゲート信号Ａｗ，Ｂｗの位相は１２０度ずつずれている。

　たとえば、Ｕ相交流電圧がＶ相交流電圧よりも高く、ゲート信号Ａｕ，Ｂｕがそれぞれ「Ｈ」レベルおよび「Ｌ」レベルになり、ゲート信号Ａｖ，Ｂｖがそれぞれ「Ｌ」レベルおよび「Ｈ」レベルになった場合は、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ５がオンするとともＩＧＢＴＱ２，Ｑ４がオフする。これにより、交流入力端子Ｔ１ｕからリアクトル４ｕ、ＩＧＢＴＱ１、コンデンサ７、ＩＧＢＴＱ５、およびリアクトル４ｖを介して交流入力端子Ｔ１ｖに電流が流れ、コンデンサ７が充電される。

　逆に、Ｖ相交流電圧がＵ相交流電圧よりも高く、ゲート信号Ａｕ，Ｂｕがそれぞれ「Ｌ」レベルおよび「Ｈ」レベルになり、ゲート信号Ａｖ，Ｂｖがそれぞれ「Ｈ」レベルおよび「Ｌ」レベルになった場合は、ＩＧＢＴＱ２，Ｑ４がオンするとともＩＧＢＴＱ１，Ｑ５がオフする。これにより、交流入力端子Ｔ１ｖからリアクトル４ｖ、ＩＧＢＴＱ２、コンデンサ７、ＩＧＢＴＱ４、およびリアクトル４ｕを介して交流入力端子Ｔ１ｕに電流が流れ、コンデンサ７が充電される。コンデンサ７の端子間電圧（すなわち直流ラインＬ１，Ｌ２間の電圧）ＶＤＣの瞬時値は、制御装置１４（図１）によって検出される。

　正側の直流ラインＬ１は電磁接触器８ａの一方端子に接続され、その他方端子は直流出力端子Ｔ３ａを介して負荷２３の正側電源端子２３ａに接続される。負側の直流ラインＬ２は電磁接触器８ｂの一方端子に接続され、その他方端子は直流出力端子Ｔ３ｂを介して負荷２３の負側電源端子２３ｂに接続される。

　電磁接触器８ａ，８ｂは、信号φ８が「Ｈ」レベルである場合にオンし、信号φ８が「Ｌ」レベルである場合にオフする。直流出力端子Ｔ３ａ，Ｔ３ｂ間の直流電圧Ｖｏの瞬時値は、制御装置１４によって検出される。電流検出器１２は、直流端子Ｔ３ａに流れる電流Ｉｏ（すなわち負荷電流ＩＬ）を検出し、その検出値を示す信号Ｉｏｆを制御装置１４に出力する。

　また電磁接触器８ａ，８ｂの他方端子は双方向チョッパ１１の高電圧側ノード１１ａ，１１ｃにそれぞれ接続される。電磁接触器９ａの一方端子は双方向チョッパ１１の低電圧側ノード１１ｂに接続され、その他方端子はバッテリ端子Ｔ２ａを介してバッテリ２２の正極に接続される。

　電磁接触器９ｂの一方端子は双方向チョッパ１１の低電圧側ノード１１ｄに接続され、その他方端子はバッテリ端子Ｔ２ｂを介してバッテリ２２の負極に接続される。電磁接触器９ａ，９ｂは、信号φ９が「Ｈ」レベルである場合にオンし、信号φ９が「Ｌ」レベルである場合にオフする。バッテリ端子Ｔ２ａ，Ｔ２ｂ間の直流電圧ＶＢの瞬時値は、制御装置１４によって検出される。

　また電磁接触器１０ａ，１０ｂの一方端子はそれぞれ直流ラインＬ１，Ｌ２に接続され、それらの他方端子はそれぞれ双方向チョッパ１１の低電圧側ノード１１ｂ，１１ｄに接続される。電磁接触器１０ａ，１０ｂは、信号φ１０が「Ｈ」レベルである場合にオンし、信号φ１０が「Ｌ」レベルである場合にオフする。信号φ８，φ９，φ１０の生成方法については後述する。

　双方向チョッパ１１は、図３に示すように、ＩＧＢＴＱ１１，Ｑ１２、ダイオードＤ１１，Ｄ１２、およびリアクトル２５を含む。ＩＧＢＴＱ１１のコレクタは高電圧側ノード１１ａに接続され、そのエミッタはリアクトル２５を介して低電圧側ノード１１ｂに接続される。ＩＧＢＴＱ１２のコレクタはＩＧＢＴＱ１１のエミッタに接続され、そのエミッタはノード１１ｃ，１１ｄに接続される。

　ダイオードＤ１１，Ｄ１２は、それぞれＩＧＢＴＱ１１，Ｑ１２に逆並列に接続される。ＩＧＢＴＱ１１，Ｑ１２のゲートは、それぞれゲート信号φＤ，φＵを受ける。図３では、電磁接触器８ａ，８ｂ，９ａ，９ｂがオンされるとともに電磁接触器１０ａ，１０ｂがオフされ、高電圧側ノード１１ａ，１１ｃがそれぞれ直流ラインＬ１，Ｌ２に接続され、低電圧側ノード１１ｂ，１１ｄがそれぞれバッテリ２２の正極および負極に接続された場合が例示されている。

　降圧動作時には、ゲート信号φＤが一定周波数のパルス信号列にされるとともにゲート信号φＵが「Ｌ」レベルに固定される。これにより、ＩＧＢＴＱ１１が一定周波数でオンおよびオフされるとともに、ＩＧＢＴＱ１２がオフ状態に固定される。ＩＧＢＴＱ１１がオンすると、コンデンサ７の正側電極から直流ラインＬ１、ＩＧＢＴＱ１１、リアクトル２５、バッテリ２２、および直流ラインＬ２を介してコンデンサ７の負側電極に電流が流れ、バッテリ２２が充電されるとともにリアクトル２５に電磁エネルギーが蓄えられる。

　ＩＧＢＴ１１がオフすると、リアクトル２５の一方端子からバッテリ２２およびダイオードＤ１２を介してリアクトル２５の他方端子に電流が流れ、バッテリ２２が充電されるとともにリアクトル２５の電磁エネルギーが放出される。バッテリ２２の端子間電圧ＶＢは、コンデンサ７の端子間電圧ＶＤＣよりも低くなる。

　昇圧動作時には、ゲート信号φＵが一定周波数のパルス信号列にされるとともにゲート信号φＤが「Ｌ」レベルに固定される。これにより、ＩＧＢＴＱ１２が一定周波数でオンおよびオフされるとともに、ＩＧＢＴＱ１１がオフ状態に固定される。ＩＧＢＴＱ１２がオンすると、バッテリ２２の正極からリアクトル２５およびＩＧＢＴ１２を介してバッテリ２２の負極に電流が流れ、リアクトル２５に電磁エネルギーが蓄えられる。

　ＩＧＢＴ１２がオフすると、バッテリ２２の正極からリアクトル２５、ダイオードＤ１１、直流ラインＬ１、コンデンサ７および直流ラインＬ２を介してバッテリ２２の負極に電流が流れ、コンデンサ７が充電されるとともにリアクトル２５の電磁エネルギーが放出される。コンデンサ７の端子間電圧ＶＤＣは、バッテリ２２の端子間電圧ＶＢよりも低くなる。信号φＤ，φＵの生成方法については後述する。

　図４は、図１に示した制御装置１４のうちのコンバータ６の制御に関連する部分の構成を示すブロック図である。図４において、制御装置１４は、判定器３１、参照電圧発生回路３２、電圧検出器３３、減算器３４，３６、出力電圧制御回路３５、出力電流制御回路３７、停電検出器３８、およびゲート制御回路３９を含む。

　判定器３１は、電流検出器１２（図１、図２）の出力信号Ｉｏｆに基づいて、出力電流Ｉｏが所定値Ｉｃよりも大きいか否かを判別し、判別結果を示す信号φ３１を出力する。出力電流Ｉｏが所定値Ｉｃよりも大きい場合は、通常運転モードが選択され、信号φ３１は「Ｌ」レベルにされる。出力電流Ｉｏが所定値Ｉｃよりも小さい場合は、省電力運転モードが選択され、信号φ３１は「Ｈ」レベルにされる。

　参照電圧発生回路３２は、判定器３１の出力信号φ３１が「Ｌ」レベルである場合は参照電圧ＶＲ１（負荷２３の定格電圧）を出力し、判定器３１の出力信号φ３１が「Ｈ」レベルである場合は参照電圧ＶＲ２（バッテリ２２の定格電圧）を出力する。電圧検出器３３は、コンバータ６の出力電圧（直流ラインＬ１，Ｌ２間の直流電圧）ＶＤＣを検出し、検出値を示す信号ＶＤＣｆを出力する。減算器３４は、参照電圧発生回路３２の出力電圧ＶＲ１またはＶＲ２と電圧検出器３３の出力信号ＶＤＣｆとの偏差ΔＶＤＣを求める。

　出力電圧制御回路３５は、偏差ΔＶＤＣに比例した値と偏差ΔＶＤＣの積分値とを加算して電流指令値Ｉｉｒを生成する。減算器３６は、電流指令値Ｉｉｒと電流検出器５（図１、図２）からの信号Ｉｉｆとの偏差ΔＩｉを求める。出力電流制御回路３７は、偏差ΔＩｉに比例した値と偏差ΔＩｉの積分値とを加算して電圧指令値Ｖｉｒを生成する。電圧指令値Ｖｉｒは、商用周波数の正弦波信号となる。

　停電検出器３８は、交流入力電圧Ｖｉ（図１、図２）に基づいて停電が発生したか否かを判別し、判別結果を示す信号φ３８を出力する。停電検出器３８は、たとえば、交流入力電圧Ｖｉが下限値よりも高い場合は停電は発生していないと判別し、交流入力電圧Ｖｉが下限値よりも低い場合は停電が発生したと判別する。停電が発生していない場合は信号φ３８は「Ｈ」レベルにされ、停電が発生した場合は信号φ３８は「Ｌ」レベルにされる。

　ゲート制御回路３９は、電圧指令値Ｖｉｒ、判定器３１の出力信号φ３１、および停電検出器３８の出力信号φ３８に基づいて、コンバータ６を制御するためのゲート信号Ａｕ，Ｂｕ，Ａｖ，Ｂｖ，Ａｗ，Ｂｗ（図２）を生成する。

　図５は、ゲート制御回路３９の要部を示す回路ブロック図である。図５において、ゲート制御回路３９は、発振器４１、三角波発生器４２、比較器４３、バッファ４４、インバータ４５、およびＡＮＤゲート４６，４７を含む。

　発振器４１は、判定器３１（図４）の出力信号φ３１が「Ｌ」レベルである場合は、商用周波数（たとえば６０Ｈｚ）よりも十分に高い周波数ｆＨ（たとえば２０ＫＨｚ）のクロック信号φ４１を出力し、信号φ３１が「Ｈ」レベルである場合は、商用周波数（たとえば６０Ｈｚ）と上記周波数ｆＨ（たとえば２０ＫＨｚ）の間の周波数（たとえば１５ＫＨｚ）のクロック信号φ４１を出力する。三角波発生器４２は、発振器４１の出力クロック信号φ４１と同じ周波数の三角波信号Ｃｕを出力する。

　比較器４３は、出力電流制御回路３７（図４）からの電圧指令値Ｖｉｒ（商用周波数の正弦波信号）と三角波発生器４２からの三角波信号Ｃｕとの高低を比較し、比較結果を示すパルス信号列φ４３を出力する。パルス信号列φ４３の周波数は、三角波信号Ｃｕの周波数ｆＨまたはｆＬと同じ値になる。パルス信号列φ４３のパルス幅は、電圧指令値Ｖｉｒのレベルに応じて変化する。パルス信号列φ４３は、ＰＷＭ（Pulse　Width　Modulation）信号である。

　バッファ４４は、パルス信号列φ４３をＡＮＤゲート４６の一方入力ノードに与える。インバータ４５は、パルス信号列φ４３を反転させてＡＮＤゲート４７の一方入力ノードに与える。ＡＮＤゲート４６，４７の他方入力ノードは停電検出器３８（図４）の出力信号φ３８を受ける。ＡＮＤゲート４６，４７の出力信号はそれぞれゲート信号Ａｕ，Ｂｕとなる。

　信号φ３８が「Ｈ」レベルである場合（停電が発生していない場合）には、バッファ４４の出力信号がＡＮＤゲート４６を通過してゲート信号Ａｕとなり、インバータ４５の出力信号がＡＮＤゲート４７を通過してゲート信号Ｂｕとなる。信号φ３８が「Ｌ」レベルである場合（停電が発生している場合）は、バッファ４４およびインバータ４５の出力信号であるゲート信号Ａｕ，Ｂｕはともに「Ｌ」レベルに固定される。

　また、ゲート制御回路３９は、ゲート信号Ａｕ，Ｂｕと同様の生成方法でゲート信号Ａｖ，Ｂｖおよびゲート信号Ａｗ，Ｂｗ生成する。ただし、ゲート信号Ａｕ，Ｂｕの位相とゲート信号Ａｖ，Ｂｖの位相とＡｗ，Ｂｗの位相と１２０度ずつずれている。

　図６（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）は、図５に示した電圧指令値Ｖｉｒ、三角波信号Ｃｕ、およびゲート信号Ａｕ，Ｂｕの波形を示すタイムチャートである。ただし、停電検出器３８の出力信号φ３８は「Ｈ」レベルにされているものとする。

　図６（Ａ）に示すように、電圧指令値Ｖｉｒは商用周波数の正弦波信号である。三角波信号Ｃｕの周波数ｆＨまたはｆＬは、電圧指令値Ｖｉｒの周波数（商用周波数）よりも高い。三角波信号Ｃｕの正側のピーク値は電圧指令値Ｖｉｒの正側のピーク値よりも高い。三角波信号Ｃｕの負側のピーク値は電圧指令値Ｖｉｒの負側のピーク値よりも低い。

　図６（Ａ），（Ｂ）に示すように、三角波信号Ｃｕのレベルが電圧指令値Ｖｉｒよりも高い場合はゲート信号Ａｕは「Ｌ」レベルになり、三角波信号Ｃｕのレベルが電圧指令値Ｖｉｒよりも低い場合はゲート信号Ａｕは「Ｈ」レベルになる。ゲート信号Ａｕは、正パルス信号列となる。

　電圧指令値Ｖｉｒが正極性である期間では、電圧指令値Ｖｉｒが上昇するとゲート信号Ａｕのパルス幅は増大する。電圧指令値Ｖｉｒが負極性である期間では、電圧指令値Ｖｉｒが下降するとゲート信号Ａｕのパルス幅は減少する。図６（Ｂ），（Ｃ）に示すように、ゲート信号Ｂｕはゲート信号Ａｕの反転信号となる。ゲート信号Ａｕ，Ｂｕの各々は、ＰＷＭ信号である。

　省電力運転モード時におけるゲート信号Ａｕ，Ｂｕの波形は、通常運転モード時におけるゲート信号Ａｕ，Ｂｕの波形と同様である。ただし、省電力運転モード時におけるゲート信号Ａｕ，Ｂｕの周波数ｆＬは、通常運転モード時におけるゲート信号Ａｕ，Ｂｕの周波数ｆＨよりも低い。

　図６（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）ではＵ相に対応する電圧指令値Ｖｉｒおよび信号Ｃｕ，Ａｕ，Ｂｕの波形を示したが、Ｖ相およびＷ相の各々に対応する電圧指令値および信号の波形も同様である。ただし、Ｕ相、Ｖ相、およびＷ相に対応する電圧指令値および信号の位相は１２０度ずつずれている。

　図７は、図１に示した制御装置１４のうちの電磁接触器８ａ，８ｂ，９ａ，９ｂ，１０ａ，１０ｂの制御に関連する部分の構成を示すブロック図である。図７において、制御装置１４は制御部５０を含む。制御部５０は、停電検出器３８（図４）の出力信号φ３８、判定器３１（図４）の出力信号φ３１、電圧検出器３３（図４）の出力信号ＶＤＣｆ、および減算器３４（図４）からの偏差ΔＶＤＣに基づいて信号φ８，φ９，φ１０（図２）を生成する。

　制御部５０は、信号φ３８が「Ｈ」レベルである場合（すなわち商用交流電源２１から交流電力が供給されている場合）において信号φ３１が「Ｌ」レベルであるとき（通常運転モード時）には、信号φ８，φ９を「Ｈ」レベルにするとともに信号φ１０を「Ｌ」レベルにする。これにより、電磁接触器８ａ，８ｂ，９ａ，９ｂがオンするとともに電磁接触器１０ａ，１０ｂがオフし、コンバータ６が電磁接触器８ａ，８ｂを介して負荷２３に接続されるとともに、コンバータ６が電磁接触器８ａ，８ｂ、双方向チョッパ１１、および電磁接触器９ａ，９ｂを介してバッテリ２２に接続される。

　また制御部５０は、信号φ３８が「Ｈ」レベルである場合（すなわち商用交流電源２１から交流電力が供給されている場合）において信号φ３１が「Ｈ」レベルであるとき（省電力運転モード時）には、まず信号φ８，φ９を「Ｌ」レベルにするとともに信号φ１０を「Ｈ」レベルにする。これにより、電磁接触器８ａ，８ｂ，９ａ，９ｂがオフするとともに電磁接触器１０ａ，１０ｂがオンし、コンバータ６が電磁接触器１０ａ，１０ｂ、双方向チョッパ１１を介して負荷２３に接続される。

　制御部５０は、直流電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＲ２になった後、信号φ９を「Ｈ」レベルにする。これにより、電磁接触器９ａ，９ｂがオンし、コンバータ６が電磁接触器１０ａ，１０ｂ，９ａ，９ｂを介してバッテリ２２に接続され、コンバータ６によってバッテリ２２が充電される。

　さらに制御部５０は、信号φ３１が「Ｈ」レベルである場合（省電力運転モード時）であっても、偏差ΔＶＤＣが所定値を超えた場合には、負荷電流ＩＬが急に増大した（または負荷２３が待機状態からアクティブ状態に変化した）と判断して、信号φ８，φ９を「Ｈ」レベルにするとともに信号φ１０を「Ｌ」レベルにする。これにより、電磁接触器８ａ，８ｂ，９ａ，９ｂがオンするとともに電磁接触器１０ａ，１０ｂがオフし、コンバータ６が電磁接触器８ａ，８ｂを介して負荷２３に接続されるとともに、コンバータ６が電磁接触器８ａ，８ｂ、双方向チョッパ１１、および電磁接触器９ａ，９ｂを介してバッテリ２２に接続される。

　さらに制御部５０は、商用交流電源２１からの交流電力の供給が停止された停電時には、信号φ８，φ９を「Ｈ」レベルにするとともに、信号φ１０を「Ｌ」レベルにする。これにより、電磁接触器８ａ，８ｂ，９ａ，９ｂがオンするとともに電磁接触器１０ａ，１０ｂがオフし、バッテリ２２が電磁接触器９ａ，９ｂおよび双方向チョッパ１１を介して負荷２３に接続される。なお、このときコンバータ６の運転は停止される。

　図８は、図１に示した制御装置１４のうちの双方向チョッパ１１の制御に関連する部分の構成を示すブロック図である。図８において、制御装置１４は、参照電圧発生回路５１、電圧検出器５２，５３、および制御部５４を含む。

　参照電圧発生回路５１は、停電検出器３８（図４）の出力信号φ３８と判定器３１の出力信号φ３１と組み合わせに基づいて、参照電圧ＶＲ１（負荷２３の定格電圧）または参照電圧ＶＲ２（バッテリ２２の定格電圧）を出力する。信号φ３８，φ３１がそれぞれ「Ｈ」レベルおよび「Ｌ」レベルである場合、すなわち停電が発生しておらず、かつ通常運転モードである場合は、参照電圧発生回路５１は参照電圧ＶＲ２を出力する。

　信号φ３８，φ３１がともに「Ｈ」レベルである場合、すなわち停電が発生しておらず、かつ省電力運転モードである場合は、参照電圧発生回路５１は参照電圧ＶＲ１を出力する。信号φ３８が「Ｌ」レベルになった場合は信号φ３１に関係なく、すなわち停電が発生した場合は通常運転モードであるか省電力運転モードであるかに関係なく、参照電圧発生回路５１は参照電圧ＶＲ１を出力する。

　電圧検出器５２は、バッテリ２２の端子間電圧ＶＢ（バッテリ端子Ｔ２ａ，Ｔ２ｂ間の直流電圧）を検出し、検出値を示す信号ＶＢｆを出力する。電圧検出器５３は、無停電電源装置１の出力電圧Ｖｏ（直流出力端子Ｔ３ａ，Ｔ３ｂ間の直流電圧）を検出し、検出値を示す信号Ｖｏｆを出力する。

　制御部５４は、停電検出器３８（図４）の出力信号φ３８、参照電圧発生回路５１の出力電圧ＶＲ２またはＶＲ１、判定器３１（図４）の出力信号φ３１、電圧検出器５２の出力信号ＶＢｆ、および電圧検出器５３の出力信号Ｖｏｆに基づいて信号φＤ，φＵ（図２、図３）を生成する。

　制御部５４は、信号φ３８が「Ｈ」レベルである場合（すなわち商用交流電源２１から交流電力が供給されている場合）において信号φ３１が「Ｌ」レベルであるとき（通常運転モード時）には、一定周波数のパルス信号列を信号φＤとして出力するとともに信号φＵを「Ｌ」レベルに固定する。

　これにより、双方向チョッパ１１のＩＧＢＴＱ１１（図３）が一定周波数でオンおよびオフされるとともに、ＩＧＢＴＱ１２がオフ状態に固定され、コンデンサ７からバッテリ２２に直流電力が供給される。このとき制御部５４は、電圧検出器５２の出力信号ＶＢｆに基づいて、バッテリ電圧ＶＢが参照電圧ＶＲ２になるように信号φＤのパルス幅を制御する。

　また制御部５４は、信号φ３８が「Ｈ」レベルである場合（すなわち商用交流電源２１から交流電力が供給されている場合）において信号φ３１が「Ｈ」レベルであるとき（省電力運転モード時）には、一定周波数のパルス信号列を信号φＵとして出力するとともに信号φＤを「Ｌ」レベルに固定する。

　これにより、双方向チョッパ１１のＩＧＢＴＱ１２が一定周波数でオンおよびオフされるとともに、ＩＧＢＴＱ１１がオフ状態に固定され、コンバータ６から双方向チョッパ１１を介して負荷２３に直流電力が供給される。このとき制御部５４は、電圧検出器５３の出力信号Ｖｏｆに基づいて、出力電圧Ｖｏが参照電圧ＶＲ１になるように信号φＵのパルス幅を制御する。

　さらに制御部５４は、商用交流電源２１からの交流電力の供給が停止された停電時には、一定周波数のパルス信号列を信号φＵとして出力するとともに信号φＤを「Ｌ」レベルに固定する。これにより、双方向チョッパ１１のＩＧＢＴＱ１２が一定周波数でオンおよびオフされるとともに、ＩＧＢＴＱ１１がオフ状態に固定され、バッテリ２２から双方向チョッパ１１を介して負荷２３に直流電力が供給される。このとき制御部５４は、電圧検出器５３の出力信号Ｖｏｆに基づいて、出力電圧Ｖｏが参照電圧ＶＲ１になるように信号φＵのパルス幅を制御する。

　図６（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）から分かるように、三角波信号Ｃｕの周波数を高くすると、ゲート信号Ａｕ，Ｂｕ，Ａｖ，Ｂｖ，Ａｗ，Ｂｗの周波数が高くなり、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ６のスイッチング周波数（オンおよびオフの回数／秒）が高くなる。ＩＧＢＴＱ１～Ｑ６のスイッチング周波数が高くなると、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ６で発生するスイッチング損失およびダイオードＤ１～Ｄ６で発生する逆回復損失が増大し、無停電電源装置１の効率が低くなる。しかし、直流電圧Ｖｏを参照電圧ＶＲ１に維持しながら、大きな負荷電流ＩＬを供給するためには、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ６のスイッチング周波数を十分に高くする必要がある。

　逆に、三角波信号Ｃｕの周波数を低くすると、ゲート信号Ａｕ，Ｂｕ，Ａｖ，Ｂｖ，Ａｗ，Ｂｗの周波数が低くなり、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ６のスイッチング周波数が低くなる。ＩＧＢＴＱ１～Ｑ６のスイッチング周波数が低くなると、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ６で発生するスイッチング損失およびダイオードＤ１～Ｄ６で発生する逆回復損失が減少し、無停電電源装置１の効率が高くなる。しかし、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ６のスイッチング周波数を低くすると、負荷電流ＩＬが大きい場合には、直流電圧Ｖｏを参照電圧ＶＲ１に維持し難くなる。

　従来の無停電電源装置では、三角波信号Ｃｕの周波数を商用周波数（たとえば６０Ｈｚ）よりも十分に高い周波数ｆＨ（たとえば２０ＫＨｚ）に固定している。このため、負荷電流ＩＬが大きい場合でも直流電圧Ｖｏを参照電圧ＶＲ１に維持することが可能となっている反面、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ６およびダイオードＤ１～Ｄ６で比較的大きな損失が発生し、無停電電源装置の効率が低下している。

　しかし、負荷電流ＩＬが小さい場合には、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ６のスイッチング周波数を低下させても、出力電圧Ｖｏを参照電圧ＶＲ１に維持することができる。また、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ６のスイッチング周波数を低下させれば、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ６およびダイオードＤ１～Ｄ６で発生する損失を小さくすることができ、無停電電源装置の効率を高めることができる。また、コンバータ６の出力電圧（すなわち直流ラインＬ１，Ｌ２間の直流電圧）ＶＤＣを低減すれば、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ６およびダイオードＤ１～Ｄ６で発生する損失を低減することができる。

　そこで、本実施の形態１では、比較的高い周波数ｆＨでコンバータ６を制御し、コンバータ６の出力電圧ＶＤＣを負荷２３に直接供給する通常運転モードと、比較的低い周波数ｆＬでコンバータ６を制御し、コンバータ６の出力電圧ＶＤＣを双方向チョッパ１１で昇圧して負荷２３に供給し、コンバータ６で発生する損失を低減する省電力運転モードとが設けられている。

　なお、双方向チョッパ１１は、コンバータ６に比べて、駆動時にスイッチング動作させるスイッチング素子の数が少なく、かつ、スイッチング周波数をより低い周波数に設定することができるため、双方向チョッパ１１で発生する損失をコンバータ６で発生する損失に比べて格段に小さくすることができる。したがって、省電力運転モードでは、コンバータ６で発生する損失の減少分が双方向チョッパ１１で発生する損失を凌駕することとなり、結果的に無停電電源装置１全体としての損失を低減することができる。

　出力電流Ｉｏ（負荷電流ＩＬ）が所定値Ｉｃよりも大きい場合には通常運転モードが選択される。また、出力電流Ｉｏが所定値Ｉｃよりも小さい場合には省電力運転モードが選択される。周波数ｆＬは、出力電流Ｉｏが所定値Ｉｃよりも小さい場合において、直流電圧Ｖｏを参照電圧ＶＲ１（負荷２３の定格電圧）に維持することが可能な範囲内の周波数に設定される。

　また、周波数ｆＬを低下させていくと、コンバータ６から低域通過フィルタ（リアクトル４）を介して商用交流電源２１に流れる高調波電流が増大する。その高調波電流が上限値を超えない範囲内で周波数ｆＬは設定される。

　次に、この無停電電源装置１の使用方法および動作について説明する。負荷２３がアクティブ状態である場合には負荷電流ＩＬが所定値Ｉｃよりも大きくなり、負荷２３が待機状態である場合には負荷電流ＩＬが所定値Ｉｃよりも小さくなるものとする。

　まず負荷２３が通常運転されている場合について説明する。この場合は、無停電電源装置１の出力電流Ｉｏ（すなわち負荷電流ＩＬ）は所定値Ｉｃよりも大きいので、判定器３１（図４、図７、図８）の出力信号φ３１は「Ｌ」レベルになり、通常運転モードが選択される。

　判定器３１の出力信号φ３１が「Ｌ」レベルにされると、制御部５０（図７）によって信号φ８，φ９がともに「Ｈ」レベルにされるとともに信号φ１０が「Ｌ」レベルにされ、電磁接触器８ａ，８ｂ，９ａ，９ｂがオンするとともに電磁接触器１０ａ，１０ｂがオフする。

　参照電圧発生回路３２（図４）では参照電圧ＶＲ１（負荷２３の定格電圧）が生成され、電圧検出器３３によって直流電圧ＶＤＣの検出値を示す信号ＶＤＣｆが生成される。参照電圧ＶＲ１と信号ＶＤＣｆの偏差ΔＶＤＣが減算器３４で生成され、その偏差ΔＶＤＣに基づいて出力電圧制御回路３５によって電流指令値Ｉｉｒが生成される。

　電流指令値Ｉｉｒと電流検出器５（図１、図２）からの信号Ｉｉｆとの偏差ΔＩｉが減算器３６によって生成され、その偏差ΔＩｉに基づいて出力電流制御回路３７によって電圧指令値Ｖｉｒが生成される。

　ゲート制御回路３９では、判定器３１の出力信号φ３１が「Ｌ」レベルであるので、発振器４１および三角波発生器４２によって比較的高い周波数ｆＨの三角波信号Ｃｕが生成される。電圧指令値Ｖｉｒと三角波信号Ｃｕとが比較器４３によって比較され、パルス信号列φ４３が生成され、バッファ４４、インバータ４５、およびＡＮＤゲート４６，４７によってゲート信号Ａｕ，Ｂｕが生成される。また、ゲート信号Ａｕ，Ｂｕと位相が１２０度ずれたゲート信号Ａｖ，Ｂｖと、ゲート信号Ａｕ，Ｂｕと位相が２４０度ずれたゲート信号Ａｗ，Ｂｗとが生成される。

　コンバータ６（図２）では、ゲート信号Ａｕ，Ｂｕ，Ａｖ，Ｂｖ，Ａｗ，ＢｗによってＩＧＢＴＱ１～Ｑ６が駆動され、商用交流電源２１からの三相交流電圧が直流電圧ＶＤＣ（＝ＶＲ１）に変換される。コンバータ６で生成された直流電力は、電磁接触器８ａ，８ｂを介して負荷２３に供給されるとともに、双方向チョッパ１１を介してバッテリ２２に供給される。

　また、判定器３１の出力信号φ３１が「Ｌ」レベルにされると、参照電圧発生回路５１（図８）から参照電圧ＶＲ２（バッテリ２２の定格電圧）が出力され、制御部５４（図８）によって一定周波数のパルス信号列が信号φＤとして出力されるとともに信号φＵが「Ｌ」レベルに固定される。

　これにより、双方向チョッパ１１（図３）のＩＧＢＴＱ１１が一定周期でオンおよびオフされるとともにＩＧＢＴＱ１２がオフ状態に固定され、コンバータ６によって生成された直流電力が電磁接触器９ａ，９ｂを介してバッテリ２２に蓄えられる。バッテリ２２の端子間電圧ＶＢが参照電圧ＶＲ２になるように、制御部５４によって信号φＤのパルス幅が制御される。

　この通常運転モードでは、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ６の各々が比較的高い周波数ｆＨでオンおよびオフするので、出力電圧Ｖｏを参照電圧ＶＲ１（負荷２３の定格電圧）に維持しながら、大きな負荷電流ＩＬを供給することができる。ただし、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ６で発生するスイッチング損失およびダイオードＤ１～Ｄ６で発生する逆回復損失が大きくなり、無停電電源装置１の効率が低下する。

　次に、負荷２３がアクティブ状態から待機状態に変更された場合について説明する。この場合は、無停電電源装置１の出力電流Ｉｏ（すなわち負荷電流ＩＬ）は所定値Ｉｃよりも小さいので、判定器３１（図４、図７、図８）の出力信号φ３１は「Ｈ」レベルになり、省電力運転モードが選択される。

　判定器３１の出力信号φ３１が「Ｈ」レベルにされると、制御部５０（図７）によって信号φ８，φ９がともに「Ｌ」レベルにされるとともに信号φ１０が「Ｈ」レベルにされ、電磁接触器８ａ，８ｂ，９ａ，９ｂがオフするとともに電磁接触器１０ａ，１０ｂがオンする。

　参照電圧発生回路３２（図４）では参照電圧ＶＲ２（バッテリ２２の定格電圧）が生成され、電圧検出器３３によって直流電圧ＶＤＣの検出値を示す信号ＶＤＣｆが生成される。参照電圧ＶＲ２と信号ＶＤＣｆの偏差ΔＶＤＣが減算器３４で生成され、その偏差ΔＶＤＣに基づいて出力電圧制御回路３５によって電流指令値Ｉｉｒが生成される。

　電流指令値Ｉｉｒと電流検出器５（図１、図２）からの信号Ｉｉｆとの偏差ΔＩｉが減算器３６によって生成され、その偏差ΔＩｉに基づいて出力電流制御回路３７によって電圧指令値Ｖｉｒが生成される。

　ゲート制御回路３９では、判定器３１の出力信号φ３１が「Ｈ」レベルであるので、発振器４１および三角波発生器４２によって比較的低い周波数ｆＬの三角波信号Ｃｕが生成される。電圧指令値Ｖｉｒと三角波信号Ｃｕとが比較器４３によって比較され、パルス信号列φ４３が生成され、バッファ４４、インバータ４５、およびＡＮＤゲート４６，４７によってゲート信号Ａｕ，Ｂｕが生成される。また、ゲート信号Ａｕ，Ｂｕと位相が１２０度ずれたゲート信号Ａｖ，Ｂｖと、ゲート信号Ａｕ，Ｂｕと位相が２４０度ずれたゲート信号Ａｗ，Ｂｗとが生成される。

　コンバータ６（図２）では、ゲート信号Ａｕ，Ｂｕ，Ａｖ，Ｂｖ，Ａｗ，ＢｗによってＩＧＢＴＱ１～Ｑ６が駆動され、商用交流電源２１からの三相交流電圧が直流電圧ＶＤＣに変換される。コンバータ６で生成された直流電力は、電磁接触器１０ａ，１０ｂを介して双方向チョッパ１１に供給される。

　コンバータ６の出力電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＲ２に到達すると、制御部５０（図７）によって信号φ９が「Ｈ」レベルにされ、電磁接触器９ａ，９ｂがオンされる。これにより、コンバータ６によって生成された直流電力が電磁接触器１０ａ，１０ｂ，９ａ，９ｂを介してバッテリ２２に蓄えられる。

　また、判定器３１の出力信号φ３１が「Ｈ」レベルにされると、参照電圧発生回路５１（図８）から参照電圧ＶＲ１（負荷２３の定格電圧）が出力され、制御部５４（図８）によって一定周波数のパルス信号列が信号φＵとして出力されるとともに信号φＤが「Ｌ」レベルに固定される。

　これにより、双方向チョッパ１１（図３）のＩＧＢＴＱ１２が一定周期でオンおよびオフされるとともにＩＧＢＴＱ１１がオフ状態に固定され、コンバータ６によって生成された直流電力が電磁接触器１０ａ，１０ｂおよび双方向チョッパ１１を介して負荷２３に供給される。直流出力端子Ｔ３ａ，Ｔ３ｂ間の直流電圧Ｖｏが参照電圧ＶＲ１になるように、制御部５４によって信号φＵのパルス幅が制御される。

　この省電力運転モードでは、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ６の各々が比較的低い周波数ｆＬでオンおよびオフし、かつコンバータ６の出力電圧ＶＤＣが低くなるので、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ６で発生するスイッチング損失およびダイオードＤ１～Ｄ６で発生する逆回復損失を小さくすることができ、無停電電源装置１の効率を高めることができる。また、負荷電流ＩＬが小さいので、出力電圧Ｖｏを参照電圧ＶＲ１（負荷２３の定格電圧）に維持することができる。

　また、負荷２３が待機状態から通常運転状態に変更されて負荷電流ＩＬが急増した場合には、減算器３４（図４、図７）から出力される偏差ΔＶＤＣが所定値を超えるので、制御部５０（図７）によって信号φ８，φ９がともに「Ｈ」レベルにされるとともに信号φ１０が「Ｌ」レベルにされる。これにより、電磁接触器８ａ，８ｂ，９ａ，９ｂがオンするとともに電磁接触器１０ａ，１０ｂがオフされ、省電力運転モードから通常運転モードに迅速に切り換えられる。

　また、商用交流電源２１からの交流電力の供給が停止された場合、すなわち停電が発生した場合には、停電検出器３８（図４、図７、図８）の出力信号φ３８が「Ｌ」レベルにされる。停電検出器３８の出力信号φ３８が「Ｌ」レベルにされると、ゲート制御回路３９（図４、図５）によってゲート信号Ａｕ，Ｂｕ，Ａｖ，Ｂｖ，Ａｗ，Ｂｗがともに「Ｌ」レベルにされ、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ６がオフ状態にされてコンバータ６の運転が停止される。

　停電検出器３８の出力信号φ３８が「Ｌ」レベルにされると、制御部５０（図７）によって信号φ８，φ９がともに「Ｈ」レベルにされるとともに信号φ１０が「Ｌ」レベルにされ、電磁接触器８ａ，８ｂ，９ａ，９ｂがオンするとともに電磁接触器１０ａ，１０ｂがオフする。

　また、停電検出器３８の出力信号φ３８が「Ｌ」レベルにされると、参照電圧発生回路５１（図８）から参照電圧ＶＲ１（負荷２３の定格電圧）が出力され、制御部５４（図８）によって一定周波数のパルス信号列が信号φＵとして出力されるとともに信号φＤが「Ｌ」レベルに固定される。

　これにより、双方向チョッパ１１（図３）のＩＧＢＴＱ１２が一定周期でオンおよびオフされるとともにＩＧＢＴＱ１１がオフ状態に固定され、バッテリ２２に蓄えられた直流電力が電磁接触器９ａ，９ｂおよび双方向チョッパ１１を介して負荷２３に供給される。直流出力端子Ｔ３ａ，Ｔ３ｂ間の直流電圧Ｖｏが参照電圧ＶＲ１になるように、制御部５４によって信号φＵのパルス幅が制御される。したがって、バッテリ２２に直流電力が蓄えられている期間は、負荷２３の運転を継続することができる。

　以上のように、この実施の形態１では、負荷電流ＩＬが所定値Ｉｃよりも大きい場合には、比較的高い周波数ｆＨでコンバータ６を駆動させるとともにコンバータ６の出力電圧ＶＤＣを負荷２３に直接供給するので、負荷２３を安定に駆動させることができる。また、負荷電流ＩＬが所定値Ｉｃよりも小さい場合には、比較的低い周波数ｆＬでコンバータ６を駆動させるとともにコンバータ６の出力電圧ＶＤＣを双方向チョッパ１１により昇圧して負荷２３に供給するので、コンバータ６で発生する損失を低減させ、無停電電源装置１の効率を高めることができる。

　［実施の形態２］
　実施の形態１では、省電力運転モードから通常運転モードに切り換えるときには、制御部５０（図７）によって信号φ８，φ９を「Ｈ」レベルにするとともに信号φ１０を「Ｌ」レベルにし、電磁接触器８ａ，８ｂ（図２）をオンさせるとともに電磁接触器１０ａ，１０ｂをオフさせ、コンバータ６によって生成される直流電力を電磁接触器８ａ，８ｂを介して負荷２３に直接供給する。

　しかし、電磁接触器８ａ，８ｂの応答速度が遅いので、信号φ８を「Ｈ」レベルにしてから電磁接触器８ａ，８ｂが実際にオンするまでに時間がかかり、その時間だけ負荷２３への電力供給が遅れる恐れがある。この実施の形態２では、この問題の解決が図られる。

　図９は、この発明の実施の形態２による無停電電源装置の要部を示す回路ブロック図であって、図２と対比される図である。図９において、この無停電電源装置が図１の無停電電源装置１と異なる点は半導体スイッチ６１ａ，６１ｂが追加されている点である。

　半導体スイッチ６１ａ，６１ｂは、それぞれ電磁接触器８ａ，８ｂに並列接続される。半導体スイッチ６１ａは、たとえば、アノードが直流ラインＬ１に接続され、カソードが直流出力端子Ｔ３ａに接続されたサイリスタを含む。半導体スイッチ６１ｂは、たとえば、アノードが直流出力端子Ｔ３ｂに接続され、カソードが直流ラインＬ２に接続されたサイリスタを含む。

　半導体スイッチ６１ａ，６１ｂは、ともに信号φ６１によって制御される。半導体スイッチ６１ａ，６１ｂは、信号φ６１が「Ｌ」レベルである場合はオフし、信号φ６１が「Ｈ」レベルにされると瞬時にオンする。

　図１０は、この無停電電源装置に含まれる制御装置のうちの半導体スイッチ６１ａ，６１ｂおよび電磁接触器８ａ，８ｂ，９ａ，９ｂ，１０ａ，１０ｂの制御に関連する部分の構成を示すブロック図であって、図７と対比される図である。図１０において、この無停電電源装置では、制御部５０（図７）の代わりに制御部６２が設けられている。

　制御部６２は、制御部５０と同じ動作を行なう他、信号φ６１を出力する。信号φ６１は、信号φ８と同じタイミングで「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに立ち上げられ、所定時間の経過後に「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに立ち下げられる。

　たとえば、省電力運転モード時には、電磁接触器８ａ，８ｂがオフされるとともに電磁接触器９ａ，９ｂ，１０ａ，１０ｂがオンされ、コンバータ６の出力電圧ＶＤＣが電磁接触器１０ａ，１０ｂおよび双方向チョッパ１１を介して負荷２３に供給されている。この場合において負荷２３が待機状態から通常動作状態に変更されて負荷電流ＩＬが急増した場合には、減算器３４（図４、図１０）から出力される偏差ΔＶＤＣが増大する。

　偏差ΔＶＣが所定値を超えると、制御部６２は、信号φ８，φ６１を「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに立ち上げ、信号φ１０を「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに立ち下げ、所定時間経過後に信号φ６１を「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに立ち下げる。

　半導体スイッチ６１ａ，６１ｂの応答速度は電磁接触器８ａ，８ｂの応答速度よりも速いので、信号φ８，φ６１が「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに立ち上げられると、半導体スイッチ６１ａ，６１ｂは瞬時にオンするが、電磁接触器８ａ，８ｂは遅延時間の経過後にオンする。半導体スイッチ６１ａ，６１ｂは、電磁接触器８ａ，８ｂの遅延時間よりも長い所定時間だけオンされる。

　したがって、電磁接触器８ａ，８ｂがオンした後に半導体スイッチ６１ａ，６１ｂはオフされる。半導体スイッチ６１ａ，６１ｂを所定時間だけオンさせるのは、半導体スイッチ６１ａ，６１ｂに電流を流し続けると半導体スイッチ６１ａ，６１ｂの温度が上昇し過ぎて半導体スイッチ６１ａ，６１ｂが破損されるからである。

　信号φ１０が「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに立ち下げられると、電磁接触器１０ａ，１０ｂがオフする。電磁接触器１０ａ，１０ｂは電磁接触器８ａ，８ｂよりも小型で応答速度が速いので、電磁接触器８ａ，８ｂがオンするよりも早く電磁接触器１０ａ，１０ｂはオフする。

　また、負荷２３が待機状態から通常動作状態に変更されて負荷電流ＩＬが急増した場合には、判定器３１（図４、図７、図８）の出力信号φ３１が「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに立ち下げられる。信号φ３１が「Ｌ」レベルにされると、参照電圧発生回路３２（図４）から参照電圧ＶＲ１が出力され、コンバータ６の出力電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＲ１にされる。

　コンバータ６の出力電圧ＶＤＣは、まず半導体スイッチ６１ａ，６１ｂを介して負荷２３に与えられ、次いで半導体スイッチ６１ａ，６１ｂおよび電磁接触器８ａ，８ｂを介して負荷２３に与えられ、次に電磁接触器８ａ，８ｂを介して負荷２３に与えられる。また、信号φ３１が「Ｌ」レベルにされると、参照電圧発生回路５１（図８）から参照電圧ＶＲ２が出力され、双方向チョッパ１１によってバッテリ２２が参照電圧ＶＲ２に充電される。

　この実施の形態２では、電磁接触器８ａ，８ｂに並列に半導体スイッチ６１ａ，６１ｂを接続したので、省電力運転モードから通常運転モードに迅速に切り換えることができる。

　今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

　１　無停電電源装置、Ｔ１，Ｔ１ｕ，Ｔ１ｖ，Ｔ１ｗ　交流入力端子、Ｔ２，Ｔ２ａ，Ｔ２ｂ　バッテリ端子、Ｔ３，Ｔ３ａ，Ｔ３ｂ　直流出力端子、２，８，８ａ，８ｂ，９，９ａ，９ｂ，１０，１０ａ，１０ｂ　電磁接触器、３　ヒューズ、４，４ｕ，４ｖ，４ｗ，２５　リアクトル、５，１２　電流検出器、６　コンバータ、７　コンデンサ、Ｌ１，Ｌ２　直流ライン、１１　双方向チョッパ、１３　操作部、１４　制御装置、２１　商用交流電源、２２　バッテリ、２３　負荷、Ｑ１～Ｑ６，Ｑ１１，Ｑ１２　ＩＧＢＴ、Ｄ１～Ｄ６，Ｄ１１，Ｄ１２　ダイオード、３１　判定器、３２，５１　参照電圧発生回路、３３，５２，５３　電圧検出器、３４，３６　減算器、３５　出力電圧制御回路、３７　出力電流制御回路、３８　停電検出器、３９　ゲート制御回路、４１　発振器、４２　三角波発生器、４３　比較器、４４　バッファ、４５　インバータ、４６，４７　ＡＮＤゲート、５０，５４，６２　制御部、６１ａ，６１ｂ　半導体スイッチ。

Claims (7)

1. 　第１および第２の運転モードのうちの選択された運転モードを実行する電源装置であって、
   　負荷に直流電力を供給するための出力端子と、
   　交流電力を直流電力に変換して第１のノードに出力するコンバータと、
   　前記第１の運転モード時は前記出力端子の直流電圧を降圧して第２のノードに出力し、前記第２の運転モード時は前記第２のノードの直流電圧を昇圧して前記出力端子に出力する双方向チョッパと、
   　前記第１の運転モード時は、前記第１のノードを前記出力端子に接続するとともに前記第２のノードを電力貯蔵装置に接続し、前記第２の運転モード時は、前記第１のノードを前記第２のノードに接続する切換回路と、
   　前記第１の運転モード時は、前記第１のノードの直流電圧が第１の参照電圧になるように前記コンバータを制御し、前記第２の運転モード時は、前記第１のノードの直流電圧が前記第１の参照電圧よりも低い第２の参照電圧になるように前記コンバータを制御する第１の制御部と、
   　前記第１の運転モード時は、前記第２のノードの直流電圧が前記第２の参照電圧になるように前記双方向チョッパを制御し、前記第２の運転モード時は、前記出力端子の直流電圧が前記第１の参照電圧になるように前記双方向チョッパを制御する第２の制御部とを備える、電源装置。
2. 　前記切換回路は、前記第２の運転モード時は、前記第１のノードを前記第２のノードおよび前記電力貯蔵装置に接続する、請求項１に記載の電源装置。
3. 　さらに、負荷電流を検出する電流検出器と、
   　前記電流検出器の検出値が予め定められた電流値よりも大きい場合は前記第１の運転モードを選択し、前記電流検出器の検出値が前記予め定められた電流値よりも小さい場合は前記第２の運転モードを選択する選択部とを備える、請求項１に記載の電源装置。
4. 　前記コンバータは、
   　複数のスイッチング素子と、
   　それぞれ前記複数のスイッチング素子に逆並列に接続されたダイオードとを含み、
   　前記第１の制御部は、前記第１の運転モード時は、前記第１のノードの直流電圧が前記第１の参照電圧になるように第１の周波数で前記複数のスイッチング素子を制御し、前記第２の運転モード時は、前記第１のノードの直流電圧が前記第２の参照電圧になるように前記第１の周波数よりも低い第２の周波数で前記複数のスイッチング素子を制御する、請求項１に記載の電源装置。
5. 　前記コンバータは、商用交流電源から供給される商用周波数の交流電力を直流電力に変換して前記第１のノードに出力し、
   　前記第１の制御部は、
   　前記第１の運転モード時は前記第１の参照電圧を生成し、前記第２の運転モード時は前記第２の参照電圧を生成する電圧発生器と、
   　前記第１のノードの直流電圧と前記電圧発生器で生成された前記第１または第２の参照電圧との偏差がなくなるように前記商用周波数の正弦波信号を生成する電圧指令部と、
   　前記第１の運転モード時は前記第１の周波数の三角波信号を生成し、前記第２の運転モード時は前記第２の周波数の三角波信号を生成する三角波発生器と、
   　前記正弦波信号と前記三角波信号との高低を比較し、その比較結果に基づいて前記複数のスイッチング素子を制御するための制御信号を生成する比較器とを含む、請求項４に記載の電源装置。
6. 　前記切換回路は、
   　前記第１のノードと前記出力端子との間に接続され、前記第１の運転モード時に導通し、前記第２の運転モード時に非導通になる電磁接触器と、
   　前記電磁接触器に並列接続され、前記第２の運転モード時に前記第１の運転モードが選択されたことに応じて予め定められた時間だけ導通する半導体スイッチとを含む、請求項１に記載の電源装置。
7. 　前記コンバータは、商用交流電源から供給される商用周波数の交流電力を直流電力に変換して前記第１のノードに出力し、
   　前記商用交流電源から交流電力が供給されている場合は、前記双方向チョッパ、前記切換回路、前記第１の制御部、および前記第２の制御部は前記第１および第２の運転モードのうちの選択されたモードを実行し、
   　前記商用交流電源からの交流電力の供給が停止された停電時には、
   　前記切換回路は、前記第１および第２のノード間を非導通にするとともに、前記第２のノードを前記電力貯蔵装置に接続し、
   　前記第１の制御部は前記コンバータの運転を停止させ、
   　前記第２の制御部は、前記出力端子の直流電圧が前記第１の参照電圧になるように前記双方向チョッパを制御する、請求項１に記載の電源装置。

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