TWI792530B - 矩陣式電源轉換裝置及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本案提供一種矩陣式電源轉換裝置，包括多個三相切換模組及控制器。每一三相切換模組包括分別連接三相輸入電源的每一輸入相電壓的多個雙向開關，且輸出三相輸出電源的對應輸出相電壓。控制器決定該些輸入相電壓之間的電壓最大值、電壓中間值及電壓最小值，並進而取得在一切換週期的控制載波之波形。其中，控制器取得該些輸出相電壓所對應的輸出期望值並分別與控制載波的波形比較，以取得每一雙向開關在切換週期中所對應的導通時間，並據此控制矩陣式電源轉換裝置切換三相輸入電源，進而改變三相輸出電源來驅動馬達。

Description

矩陣式電源轉換裝置及其控制方法

本案係關於一種電源轉換裝置及其控制方法，尤指一種矩陣式電源轉換裝置及其控制方法。

在各種不同的馬達驅動器 (motor drive) 工業應用上，驅動器需與交流電源聯接。如第1圖所示，交流電源透過二極體橋整電路 (diode rectifier) 或主動式前級 (active-front-end) 而被轉換為直流側電容電壓，而後驅動器再將此直流電源轉換至交流馬達側。於此架構下，能量轉換過程依序呈交流、直流及交流。然而，於此架構中需設置直流電容以作為能量的中繼緩衝，導致整體體積較大且效率較低。

因此，如何發展一種可改善上述習知技術之矩陣式電源轉換裝置及其控制方法，實為目前迫切之需求。

本案之目的在於提供一種矩陣式電源轉換裝置及其控制方法，通過矩陣式電源轉換裝置中之多個雙向開關的運作，即可將輸入側之交流電源直接轉換為輸出側之交流電源，無需額外設置直流電容作為能量緩衝。因此，藉由本案之矩陣式電源轉換裝置及其控制方法，可使矩陣式電源轉換裝置實現較小體積、較佳效率及較長壽命。此外，本案可利用載波對矩陣式電源轉換裝置中的雙向開關進行控制，以實現輸出電壓和輸入電流的合成。

為達上述目的，本案提供一種矩陣式電源轉換裝置，耦接於三相輸入電源與馬達之間，其中矩陣式電源轉換裝置包括多個三相切換模組及控制器。該些三相切換模組切換三相輸入電源來產生三相輸出電源，其中每一三相切換模組包括多個雙向開關。每一三相切換模組中的每一雙向開關分別對應連接三相輸入電源的每一輸入相電壓。每一三相切換模組分別對應輸出三相輸出電源的每一輸出相電壓。控制器取得每一輸入相電壓，且決定該些輸入相電壓之間的電壓最大值、電壓中間值及電壓最小值，並進而取得在一切換週期的控制載波之波形。其中，控制器取得該些輸出相電壓所對應的輸出期望值，控制器將控制載波的波形與每一輸出期望值分別比較，以取得每一雙向開關在切換週期中所對應的導通時間。 根據每一雙向開關所對應的導通時間，控制器控制矩陣式電源轉換裝置切換三相輸入電源，並進而改變三相輸出電源來驅動馬達。

為達上述目的，本案另提供一種矩陣式電源轉換裝置及其控制方法，其中該矩陣式電源轉換裝置包括多個三相切換模組，用於切換三相輸入電源來產生三相輸出電源。每一三相切換模組包括多個雙向開關，且每一三相切換模組中的每一雙向開關分別對應連接三相輸入電源的每一輸入相電壓。每一三相切換模組分別對應輸出三相輸出電源的每一輸出相電壓。控制方法包括：取得每一輸入相電壓；決定該些輸入相電壓之間的電壓最大值、電壓中間值及電壓最小值，並進而取得在一切換週期的控制載波之波形； 取得該些輸出相電壓所對應的輸出期望值 ；將控制載波的波形與每一輸出期望值分別比較，以取得每一雙向開關在切換週期中所對應的導通時間；以及根據每一雙向開關所對應的導通時間切換三相輸入電源，並進而改變三相輸出電源來驅動馬達。

體現本案特徵與優點的一些典型實施例將在後段的說明中詳細敘述。應理解的是本案能夠在不同的態樣上具有各種的變化，其皆不脫離本案之範圍，且其中的說明及圖示在本質上係當作說明之用，而非用以限制本案。

第2圖為本案較佳實施例之矩陣式電源轉換裝置的電路結構示意圖。如第2圖所示，矩陣式電源轉換裝置1耦接於三相輸入電源與馬達M之間，其中矩陣式電源轉換裝置1包括多個三相切換模組11、12及13和控制器14。該些三相切換模組11、12及13切換三相輸入電源來產生三相輸出電源，其中每一三相切換模組包括多個雙向開關(S _au、S _bu、S _cu、S _av、S _bv、S _cv、S _aw、S _bw、S _cw)，且每一三相切換模組(11、12、13)中的每一雙向開關分別對應連接三相輸入電源的每一輸入相電壓。再者，每一三相切換模組分別對應輸出三相輸出電源的每一輸出相電壓。舉例而言，三相切換模組11包含雙向開關S _au、S _bu及S _cu，其中雙向開關S _au、S _bu及S _cu分別對應連接三相輸入電源的輸入相電壓v _a、v _b及v _c；三相切換模組12包含雙向開關S _av、S _bv及S _cv，其中雙向開關S _av、S _bv及S _cv分別對應連接三相輸入電源的輸入相電壓v _a、v _b及v _c；三相切換模組13包含雙向開關S _aw、S _bw及S _cw，其中雙向開關S _aw、S _bw及S _cw分別對應連接三相輸入電源的輸入相電壓v _a、v _b及v _c。再者，三相切換模組11、12及13分別對應輸出三相輸出電源的輸出相電壓v _u、v _v及v _w。於此實施例中，三相切換模組、輸入相電壓及輸出相電壓的數量皆等於三，但本案並不以此為限。

請參閱第2圖及第3圖，其中第3圖為本案較佳實施例之矩陣式電源轉換裝置的控制方法的流程示意圖。本案係利用第2圖之控制器14執行第3圖之控制方法，以實現對矩陣式電源轉換裝置及其三相切換模組11、12及13的控制。如第2圖及第3圖所示，首先，控制器14取得每一輸入相電壓v _a、v _b及v _c(即步驟S1)，且決定該些輸入相電壓v _a、v _b及v _c之間的電壓最大值、電壓中間值及電壓最小值，並進而取得在一切換週期的一控制載波之波形 (即步驟S2)。而後，控制器14取得該些輸出相電壓v _u、v _v及v _w所對應的輸出期望值 (即步驟S3)。接著，控制器14將控制載波的波形與每一輸出相電壓v _u、v _v及v _w所對應的輸出期望值分別比較，以取得每一雙向開關S _au、S _bu、S _cu、S _av、S _bv、S _cv、S _aw、S _bw及S _cw在切換週期中所對應的導通時間 (即步驟S4)。最後，根據每一雙向開關S _au至S _cw所對應的導通時間，控制器14輸出每一雙向開關S _au至S _cw的控制訊號，從而控制矩陣式電源轉換裝置1切換三相輸入電源，並進而改變三相輸出電源來驅動馬達M (即步驟S5)。於一些實施例中，控制器14還接收馬達M運作之角速度ω及角度θ，以得知馬達M的運作狀態。

藉此，通過矩陣式電源轉換裝置1中之多個雙向開關S _au至S _cw，即可將輸入側之交流電源直接轉換為輸出側之交流電源，無需額外設置直流電容作為能量緩衝。因此，藉由本案之矩陣式電源轉換裝置1及其控制方法，可使矩陣式電源轉換裝置1實現較小體積、較佳效率及較長壽命。

此外，第4圖例示出了一種雙向開關S _au至S _cw的具體結構，如第4圖所示，每一雙相開關包括串聯連接的兩個開關。具體而言，雙向開關S _au包括串聯連接的開關S _au1及S _au2，雙向開關S _bu包括串聯連接的開關S _bu1及S _bu2，依此類推，雙向開關S _cw包括串聯連接的開關S _cw1及S _cw2。對應地，控制器14輸出開關S _au1至S _cw2的控制訊號，以實現對該些雙向開關S _au至S _cw的控制。一般而言，任一雙向開關中的兩個開關的控制訊號相同，僅在暫態切換時略微錯相以避免輸入短路或輸出開路。

以下將詳細說明如何利用控制載波對矩陣式電源轉換裝置1中的雙向開關S _au至S _cw進行控制，以實現輸出電壓和輸入電流的合成。須注意的是，以下所述之控制皆由第2圖中的控制器14執行。

如第2圖所示，每相輸出側透過一三相切換模組中的三個雙向開關與三相輸入電源連接，因此，在一個切換週期內的平均輸出相電壓v _u、v _v及v _w可定義為：

(1) 其中，D _au至D _cw分別為雙向開關S _au至S _cw的控制訊號的占空比，即為雙向開關S _au至S _cw在一個切換週期內的導通時間比率。而三相輸入電源的各個輸入相電流i _a、i _b及i _c則可定義為：

(2) 其中，i _u、i _v及i _w為三相輸出電源的各個輸出相電流。

據此，輸出相電壓v _u、v _v及v _w可由輸入相電壓v _a、v _b及v _c合成，而輸入相電流i _a、i _b及i _c則可由輸出相電流i _u、i _v及i _w合成。須注意的是，在每一三相切換模組11、12及13中，於任意時間點必須且僅有一個雙向開關處於導通狀態。換言之，於任一三相切換模組11、12及13中，不可有複數個雙向開關同時處於導通狀態，以避免引起輸入側短路過電流，亦不可所有雙向開關同時處於關斷狀態，以避免引起輸出側開路過電壓。具體可表示如下：

(3) 其中，S _au若為1則表示雙向開關S _au處於導通狀態，S _au若為0則表示雙向開關S _au處於關斷狀態，等式 (3) 中的其餘S _bu至S _cw亦同理。

由上述可知，矩陣式電源轉換裝置1的輸出相電壓v _u、v _v及v _w可由輸入相電壓v _a、v _b及v _c透過雙向開關的切換組合來合成。由於各輸出相的控制及運作原理相似，故為了便於說明與理解，以下針對單一輸出相進行分析。

第5圖示出了一三相切換模組在一個切換週期內的等效電路，於第5圖中，以v _k表示任一輸出相電壓，其中k為u、v或w。此外，將第2圖中之每一輸入相電壓v _a、v _b及v _c進行比較，於第5圖中分別以E _{i_max}、E _{i_mid}及E _{i_min}表示該些輸入相電壓v _a、v _b及v _c中的電壓最大值、電壓中間值及電壓最小值。雙向開關S _{k_max}、S _{k_mid}及S _{k_min}分別連接於對應電壓最大值E _{i_max}、電壓中間值E _{i_mid}及電壓最小值E _{i_min}的輸入相電壓。如前所述，三相切換模組中在任意時間點僅有一個雙向開關處於導通狀態，故輸出相電壓v _k可由各個雙向開關S _{k_max}、S _{k_mid}及S _{k_min}在一個切換週期內的占空比來決定，如等式 (4) 所示：

(4) 其中，雙向開關S _{k_max}、S _{k_mid}及S _{k_min}的導通時間分別對應占空比最大值D _{k_max}、占空比中間值D _{k_mid}及占空比最小值D _{k_min}，且占空比最大值D _{k_max}、占空比中間值D _{k_mid}及占空比最小值D _{k_min}的總和為1。

由此可知，僅需找出適當的占空比，即可合成所需的輸出相電壓。本案可基於控制載波得到各雙向開關的適當占空比，從而合成所需的輸出相電壓，具體說明如下。

為達到最佳的電壓利用率，首先需對輸入相電壓v _a、v _b及v _c在各區間的大小關係進行判定。第6圖為輸入相電壓及基準電壓命令的波形示意圖，於第6圖中，以虛線表示輸入相電壓v _a、v _b及v _c的波形，輸入相電壓v _a、v _b及v _c的波形皆為正弦波。此外，依據一預定相位擷取三相輸入電源的每一輸入相電壓v _a、v _b及v _c，並以具有最大電壓絕對值的輸入相電壓作為基準電壓命令E _base，於第6圖中以實線表示基準電壓命令E _base的波形。預定相位可為例如但不限於30度或π/6弧度。以此基準電壓命令E _base進行輸出相電壓的合成可達到最佳電壓利用率。如第6圖所示，定義基準電壓命令E _base為正值之區間為正區間，且於正區間中基準電壓命令E _base等於電壓最大值E _{i_max}。反之，定義基準電壓命令E _base為負值之區間為負區間，且於負區間中基準電壓命令E _base等於電壓最小值E _{i_min}。

第7A圖為於基準電壓命令E _base處於正區間且在一個切換週期內的控制載波、輸出期望值及輸出相電壓的波形示意圖，第7B圖為於基準電壓命令E _base處於負區間時在一個切換週期內的控制載波、輸出期望值及輸出相電壓的波形示意圖。於第7A圖及第7B圖中，v _k為任一輸出相電壓，v _k*為輸出相電壓v _k對應之輸出期望值，本案通過控制載波控制雙向開關，使得輸出相電壓v _k在一個切換週期內的平均值等於對應之輸出期望值v _k*。

如第7A圖所示，在基準電壓命令E _base處於正區間 (即E _base= E _{i_max}) 時，控制載波的波形包括第一線性載波及第二線性載波。第一線性載波的週期變化量為切換週期T _sw1的第一切換區間T ₁，其中第一切換區間T ₁等於一時間比例值α ₁與切換週期T _sw1的乘積 (即T ₁=α ₁∙T _sw1)。第二線性載波的週期變化量為切換週期T _sw1的第二切換區間T ₂，其中第二切換區間T ₂等於切換週期T _sw1與第一切換區間T ₁的差值 (即T ₂=(1-α ₁)∙T _sw1)。

第一線性載波的斜率為負值。於第一切換區間T ₁期間，電壓最大值E _{i_max}與電壓中間值E _{i_mid}之間具有第一電壓差V _dc1，其中第一電壓差V _dc1為第一線性載波的壓降變化量。此外，於第一切換區間T ₁期間，在第一線性載波大於輸出期望值v _k*時，雙向開關S _{k_mid}處於導通狀態，使輸出相電壓v _k等於電壓中間值E _{i_mid}，雙向開關S _{k_mid}對應的導通時長為T _{1k_mid}。在第一線性載波小於輸出期望值v _k*時，雙向開關S _{k_max}處於導通狀態，使輸出相電壓v _k等於電壓最大值E _{i_max}，雙向開關S _{k_max}對應的導通時長為T _{1k_max}。

第二線性載波的斜率為正值。於第二切換區間T ₂期間，電壓最大值E _{i_max}與電壓最小值E _{i_min}之間具有第二電壓差V _dc2，其中第二電壓差V _dc2為第二線性載波的壓降變化量。此外，於第二切換區間T ₂期間，在第二線性載波小於輸出期望值v _k*時，雙向開關S _{k_max}處於導通狀態，使輸出相電壓v _k等於電壓最大值E _{i_max}，雙向開關S _{k_max}對應的導通時長為T _{2k_max}。而在第二線性載波大於輸出期望值v _k*時，雙向開關S _{k_min}處於導通狀態，使輸出相電壓v _k等於電壓最小值E _{i_min}，雙向開關S _{k_min}對應的導通時長為T _{2k_min}。

依據第7A圖中所示的波形，可推得各區段的導通時長如下：

(5) 此外，根據各個雙向開關在一個切換週期T _sw1的導通時長，即可計算出在一個切換週期T _sw1內的平均輸出相電壓v _k如下：

(6) 將等式 (5) 代入等式 (6) 可得出 v _k= v _k*，即證明輸出相電壓v _k在一個切換週期T _sw1內的平均值等於輸出期望值v _k*。

據此，在基準電壓命令E _base處於正區間 (即E _base= E _{i_max}) 時，控制器14可擷取第一線性載波大於輸出期望值v _k*所對應的時間，以取得對應的占空比中間值D _{k_mid}，其中對應電壓中間值E _{i_mid}的雙向開關S _{k_mid}的導通時間即對應占空比中間值D _{k_mid}。此外，控制器14可擷取第一線性載波小於輸出期望值v _k*所對應的第一時間，並擷取第二線性載波小於輸出期望值v _k*所對應的第二時間，並將第一時間與第二時間相加以取得對應的占空比最大值D _{k_max}，其中對應電壓最大值E _{i_max}的雙向開關S _{k_max}的導通時間即對應占空比最大值D _{k_max}。再者，控制器14可擷取第二線性載波大於輸出期望值v _k*所對應的時間，以取得對應的占空比最小值D _{k_min}，其中對應電壓最小值E _{i_min}的雙向開關S _{k_min}的導通時間即對應占空比最小值D _{k_min}。

另一方面，如第7B圖所示，在基準電壓命令E _base處於負區間 (即E _base= E _{i_min}) 時，控制載波的波形包括第一線性載波及第二線性載波。第一線性載波的週期變化量為切換週期T _sw2的第一切換區間T ₃，其中第一切換區間T ₃等於一時間比例值α ₂與切換週期T _sw2的乘積 (即T ₃=α ₂∙T _sw2)。第二線性載波的週期變化量為切換週期T _sw2的第二切換區間T ₄，其中第二切換區間T ₄等於切換週期T _sw2與第一切換區間T ₃的差值 (即T ₄=(1-α ₂)∙T _sw2)。

第一線性載波的斜率為負值。於第一切換區間T ₃期間，電壓中間值E _{i_mid}與電壓最小值E _{i_min}之間具有第三電壓差V _dc3，其中第三電壓差V _dc3為第一線性載波的壓降變化量。此外，於第一切換區間T ₃期間，在第一線性載波大於輸出期望值v _k*時，雙向開關S _{k_min}處於導通狀態，使輸出相電壓v _k等於電壓最小值E _{i_min}，雙向開關S _{k_min}對應的導通時長為T _{3k_min}。而在第一線性載波小於輸出期望值v _k*時，雙向開關S _{k_mid}處於導通狀態，使輸出相電壓v _k等於電壓中間值E _{i_mid}，雙向開關S _{k_mid}對應的導通時長為T _{3k_mid}。

第二線性載波的斜率為正值。於第二切換區間T ₄期間，電壓最大值E _{i_max}與電壓最小值E _{i_min}之間具有第四電壓差V _dc4，其中第四電壓差V _dc4為第二線性載波的壓降變化量。此外，於第二切換區間T ₄期間，在第二線性載波小於輸出期望值v _k*時，雙向開關S _{k_max}處於導通狀態，使輸出相電壓v _k等於電壓最大值E _{i_max}，雙向開關S _{k_max}對應的導通時長為T _{4k_max}。而在第二線性載波大於輸出期望值v _k*時，雙向開關S _{k_min}處於導通狀態，使輸出相電壓v _k等於電壓最小值E _{i_min}，雙向開關S _{k_min}對應的導通時長為T _{4k_min}。

依據第7B圖中所示的波形，可推得各區段的導通時長如下：

(7) 此外，根據各個雙向開關在一個切換週期T _sw2的導通時長，即可計算出在一個切換週期T _sw2內的平均輸出相電壓v _k如下：

(8) 將等式 (7) 代入等式 (8) 可得出 v _k= v _k*，即證明輸出相電壓v _k在一個切換週期T _sw2內的平均值等於輸出期望值v _k*。

據此，在基準電壓命令E _base處於負區間 (即E _base= E _{i_min}) 時，控制器14可擷取第一線性載波大於輸出期望值v _k*所對應的第一時間，並擷取第二線性載波大於輸出期望值v _k*所對應的第二時間，並將第一時間與第二時間相加以取得對應的占空比最小值D _{k_min}，其中對應電壓最小值E _{i_min}的雙向開關S _{k_min}的導通時間即對應占空比最小值D _{k_min}。此外，控制器14可擷取第一線性載波小於輸出期望值v _k*所對應的時間，以取得對應的占空比中間值D _{k_mid}，其中對應電壓中間值E _{i_mid}的雙向開關S _{k_mid}的導通時間即對應占空比中間值D _{k_mid}。再者，控制器14可擷取第二線性載波小於輸出期望值v _k*所對應的時間，以取得對應的占空比最大值D _{k_max}，其中對應電壓最大值E _{i_max}的雙向開關S _{k_max}的導通時間即對應占空比最大值D _{k_max}。

由上述可知，透過將控制載波與輸出期望值v _k*比較所產生的PWM (pulse width modulation，脈衝寬度調變) 控制訊號可合成所需的輸出相電壓v _k。而輸入電流的合成則可透過調整控制載波之第一及第二線性載波的時長來實現。具體說明如下。

第8圖示出了輸入相電流與輸出相電流間之關係及雙向開關的等效電路。於第8圖中，輸入相電流I _{i_1}、I _{i_2}及I _{i_3}為第2圖之輸入相電流i _a、i _b及i _c中分別對應於電壓最小值E _{i_min}、電壓中間值E _{i_mid}及電壓最大值E _{i_max}的輸入相電流。如第8圖所示，在基準電壓命令E _base處於正區間 (即E _base= E _{i_max}) 時，輸入相電流I _{i_1}、I _{i_2}及I _{i_3}可表示如下：

(9) 將前述等式 (5) 代入等式 (9) 可得：

(10) 將等式 (10) 整理後可得：

(11)

若欲控制輸入電壓與輸入電流的功率因數 (power factor) 為1，意即使輸入電壓與輸入電流同相，則可將等式 (11) 代入等式 (10) 中，並將輸入相電流以輸入相電壓取代，即可求出α ₁：

(12) 據此，將等式 (12) 之α ₁套用於第7A圖所示之控制載波，即可在基準電壓命令E _base處於正區間 (即E _base= E _{i_max}) 時合成所需的輸出電壓以及功率因數為1的輸入電流。

另一方面，在基準電壓命令E _base處於負區間 (即E _base= E _{i_min}) 時，輸入相電流I _{i_1}、I _{i_2}及I _{i_3}可表示如下：

(13) 將前述等式 (7) 代入等式 (13) 可得：

(14) 將等式 (14) 整理後可得：

(15)

若欲控制輸入電壓與輸入電流的功率因數為1，意即使輸入電壓與輸入電流同相，則可將等式 (15) 代入等式 (14) 中，並將輸入相電流以輸入相電壓取代，即可求出α ₂：

(16) 據此，將等式 (16) 之α ₂套用於第7B圖所示之控制載波，即可在基準電壓命令E _base處於負區間 (即E _base= E _{i_min}) 時合成所需的輸出電壓以及功率因數為1的輸入電流。

於一些實施例中，為減少切換雙向開關之次數以降低切換損耗，可將零序電壓注入至三相的輸出期望值上，具體說明如下。

在基準電壓命令E _base處於正區間 (即E _base= E _{i_max}) 時，在第7A圖的基礎上，第9A圖例示出了控制載波、三相輸出期望值v _u*、v _v*及v _w*和輸出相電壓v _u、v _v及v _w的波形。零序電壓v _z定義為：

(17) 將零序電壓v _z分別與三相輸出期望值v _u*、v _v*及v _w*相加可得零序注入後的三相輸出期望值v _u**、v _v**及v _w**：

(18) 第9B圖示出了零序注入後的三相輸出期望值v _u**、v _v**及v _w**與控制載波間之關係，如第9B圖所示，於一個切換週期T _sw1內，在輸出相電壓v _u所對應的雙向開關S _{u_max}、S _{u_mid}、S _{u_min}中，僅有雙向開關S _{u_max}維持在導通狀態，故雙向開關的切換次數降低，可減少切換損耗。

依據所述之零序電壓注入原理，當控制器14判斷基準電壓命令E _base處於正區間 (即E _base= E _{i_max}) 時，控制器14可計算各個輸出相電壓v _u、v _v及v _w的電壓平均值，並選取所有電壓平均值中的最大值作為參考基準電壓。再者，控制器14計算電壓最大值E _{i_max}與參考基準電壓之間的電壓差，以作為平移電壓 (等同於零序電壓)，進而將每一輸出相電壓v _u、v _v及v _w的電壓平均值分別與平移電壓相加，以取得輸出期望值v _u**、v _v**及v _w**。

在基準電壓命令E _base處於負區間 (即E _base= E _{i_min}) 時，在第7B圖的基礎上，第10A圖例示出了控制載波、三相輸出期望值v _u*、v _v*及v _w*和輸出相電壓v _u、v _v及v _w的波形。零序電壓v _z定義為：

(19) 將零序電壓v _z分別與三相輸出期望值v _u*、v _v*及v _w*相加可得零序注入後的三相輸出期望值v _u**、v _v**及v _w**。第10B圖示出了零序注入後的三相輸出期望值v _u**、v _v**及v _w**與控制載波間之關係，如第10B圖所示，於一個切換週期T _sw2內，在輸出相電壓v _w所對應的雙向開關S _{w_max}、S _{w_mid}、S _{w_min}中，僅有雙向開關S _{w_min}維持在導通狀態，故雙向開關的切換次數降低，可減少切換損耗。

依據所述之零序電壓注入原理，當控制器14判斷基準電壓命令E _base處於負區間 (即E _base= E _{i_min}) 時，控制器14可計算各個輸出相電壓v _u、v _v及v _w的電壓平均值，並選取所有電壓平均值中的最小值作為參考基準電壓。再者，控制器14計算電壓最小值E _{i_min}與參考基準電壓之間的電壓差，以作為平移電壓 (等同於零序電壓)，進而將每一輸出相電壓v _u、v _v及v _w的電壓平均值分別與平移電壓相減，以取得輸出期望值v _u**、v _v**及v _w**。

於前述實施例中，控制載波的第一及第二線性載波具有不相等的週期變化量和壓降變化量。然本案並不以此為限，於另一些實施例中，為便於實現及控制，控制載波的第一及第二線性載波具有相等的週期變化量和壓降變化量。第11A圖及第11B圖示出了在第一及第二線性載波具有相等的週期變化量和壓降變化量時的控制載波及雙向開關之控制訊號的波形圖。於第11A圖及第11B圖中，控制載波為左右對稱之三角波，Tri為控制載波之振幅，T _max為雙向開關S _{k_max}在一個切換週期內的總導通時長，T _min為雙向開關S _{k_min}在一個切換週期內的總導通時長。

在基準電壓命令E _base處於正區間 (即E _base= E _{i_max}) 時，由等式 (5) 可知任一輸出相所對應之雙向開關S _{k_max}及S _{k_min}的導通時長T _max及T _min。如第11A圖所示，透過電壓命令v _{k_max} ^*和v _{k_min} ^*來與控制載波比較。當電壓命令v _{k_max} ^*小於控制載波時，則控制雙向開關S _{k_max}導通；當電壓命令v _{k_max} ^*大於控制載波時，則控制雙向開關S _{k_max}關斷。當電壓命令v _{k_min} ^*大於控制載波時，則控制雙向開關S _{k_min}導通；當電壓命令v _{k_min} ^*小於控制載波時，則控制雙向開關S _{k_min}關斷。由等式 (5) 可推導出：

(20) 透過將電壓命令v _{k_max} ^*和v _{k_min} ^*與控制載波比較可產生雙向開關S _{k_max}及S _{k_min}的控制訊號，而雙向開關S _{k_mid}則在雙向開關S _{k_max}及S _{k_min}皆關斷時導通，以XNOR邏輯閘 (反互斥或閘) 表示為：

(21)

另一方面，在基準電壓命令E _base處於負區間 (即E _base= E _{i_min}) 時，由等式 (7) 可知任一輸出相所對應之雙向開關S _{k_max}及S _{k_min}的導通時長T _max及T _min。如第11B圖所示，透過電壓命令v _{k_max} ^*和v _{k_min} ^*來與控制載波比較。當電壓命令v _{k_min} ^*小於控制載波時，則控制雙向開關S _{k_min}導通；當電壓命令v _{k_min} ^*大於控制載波時，則控制雙向開關S _{k_min}關斷。當電壓命令v _{k_max} ^*大於控制載波時，則控制雙向開關S _{k_max}導通；當電壓命令v _{k_max} ^*小於控制載波時，則控制雙向開關S _{k_max}關斷。由等式 (7) 可推導出：

(22) 透過將電壓命令v _{k_max} ^*和v _{k_min} ^*與控制載波比較可產生雙向開關S _{k_max}及S _{k_min}的控制訊號，而雙向開關S _{k_mid}則在雙向開關S _{k_max}及S _{k_min}皆關斷時導通。

綜上所述，本案提供一種矩陣式電源轉換裝置及其控制方法，通過矩陣式電源轉換裝置中之多個雙向開關的運作，即可將輸入側之交流電源直接轉換為輸出側之交流電源，無需額外設置直流電容作為能量緩衝。因此，藉由本案之矩陣式電源轉換裝置及其控制方法，可使矩陣式電源轉換裝置實現較小體積、較佳效率及較長壽命。此外，本案可利用載波對矩陣式電源轉換裝置中的雙向開關進行控制，以實現輸出電壓和輸入電流的合成。另外，本案可將零序電壓注入至三相的輸出期望值上，藉此減少切換雙向開關之次數，並進而降低切換損耗。再者，本案之控制載波的第一及第二線性載波可具有相等或不相等的週期變化量和壓降變化量，例如控制載波可為左右對稱之三角波，以便於實現及控制，

須注意，上述僅是為說明本案而提出之較佳實施例，本案不限於所述之實施例，本案之範圍由如附專利申請範圍決定。且本案得由熟習此技術之人士任施匠思而為諸般修飾，然皆不脫如附專利申請範圍所欲保護者。

1:矩陣式電源轉換裝置 11、12、13:三相切換模組 14:控制器 M:馬達 S _au、S _bu、S _cu、S _av、S _bv、S _cv、S _aw、S _bw、S _cw:雙向開關 v _a、v _b、v _c:輸入相電壓 v _u、v _v、v _w:輸出相電壓 i _ga、i _gb、i _gc:電流 ω:角速度 θ:角度 S1、S2、S3、S4、S5:步驟 S _au1、S _au2、S _bu1、S _bu2、S _cu1、S _cu2、S _av1、S _av2、S _bv1、S _bv2、S _cv1、S _cv2、S _aw1、S _aw2、S _bw1、S _bw2、S _cw1、S _cw2:開關 D _au、D _bu、D _cu、D _av、D _bv、D _cv、D _aw、D _bw、D _cw:占空比 i _a、i _b、i _c:輸入相電流 i _u、i _v、i _w:輸出相電流 E _{i_max}:電壓最大值 E _{i_mid}:電壓中間值 E _{i_min}:電壓最小值 S _{k_max}、S _{k_mid}、S _{k_min}:雙向開關 S _{u_max}、S _{u_mid}、S _{u_min}:雙向開關 S _{v_max}、S _{v_mid}、S _{v_min}:雙向開關 S _{w_max}、S _{w_mid}、S _{w_min}:雙向開關 D _{k_max}:占空比最大值 D _{k_mid}:占空比中間值 D _{k_min}:占空比最小值 E _base:基準電壓命令 v _k:輸出相電壓 v _k*:輸出期望值 T _sw1:切換週期 T ₁:第一切換區間 T ₂:第二切換區間 α ₁:時間比例值 V _dc1:第一電壓差 V _dc2:第二電壓差 T _{1k_mid}、T _{1k_max}、T _{2k_max}、T _{2k_min}:導通時長 T _sw2:切換週期 T ₃:第一切換區間 T ₄:第二切換區間 α ₂:時間比例值 V _dc3:第三電壓差 V _dc4:第四電壓差 T _{3k_min}、T _{3k_mid}、T _{4k_max}、T _{4k_min}:導通時長 I _{i_1}、I _{i_2}、I _{i_3}:輸入相電流 T _{1u_mid}、T _{1u_max}、T _{2u_max}、T _{2u_min}、T _{1v_mid}、T _{1v_max}、T _{2v_max}、T _{2v_min}、T _{1w_mid}、T _{1w_max}、T _{2w_max}、T _{2w_min}:導通時長 T _{3u_min}、T _{3u_mid}、T _{4u_max}、T _{4u_min}、T _{3v_min}、T _{3v_mid}、T _{4v_max}、T _{4v_min}、T _{3w_min}、T _{3w_mid}、T _{4w_max}、T _{4w_min}:導通時長 v _u*、v _v*、v _w*:輸出期望值 v _z:零序電壓 v _u**、v _v**、v _w**:輸出期望值 T _max、T _min:導通時長 v _{k_max} ^*、v _{k_min} ^*:電壓命令

第1圖為現有的馬達及馬達驅動器的應用方式示意圖。

第2圖為本案較佳實施例之矩陣式電源轉換裝置的電路結構示意圖。

第3圖為本案較佳實施例之矩陣式電源轉換裝置的控制方法的流程示意圖。

第4圖例示出了第2圖中之雙向開關的具體結構。

第5圖示出了一三相切換模組在一個切換週期內的等效電路。

第6圖為第2圖中之輸入相電壓與基準電壓命令的波形示意圖。

第7A圖為第6圖中之基準電壓命令處於正區間且在一個切換週期內的控制載波、輸出期望值及輸出相電壓的波形示意圖。

第7B圖為第6圖中之基準電壓命令處於負區間且在一個切換週期內的控制載波、輸出期望值及輸出相電壓的波形示意圖。

第8圖示出了輸入相電流與輸出相電流間之關係及雙向開關的等效電路。

第9A圖例示出了基準電壓命令處於正區間且在一個切換週期內的控制載波、三相輸出期望值及輸出相電壓的波形。

第9B圖示出了對第9A圖之三相輸出期望值進行零序注入後的波形。

第10A圖例示出了基準電壓命令處於負區間且在一個切換週期內的控制載波、三相輸出期望值及輸出相電壓的波形。

第10B圖示出了對第10A圖之三相輸出期望值進行零序注入後的波形。

第11A圖及第11B圖示出了在第一及第二線性載波具有相等的週期變化量和壓降變化量時的控制載波及雙向開關之控制訊號的波形。

1:矩陣式電源轉換裝置

11、12、13:三相切換模組

14:控制器

M:馬達

S_au、S_bu、S_cu、S_av、S_bv、S_cv、S_aw、S_bw、S_cw:雙向開關

v_a、v_b、v_c:輸入相電壓

v_u、v_v、v_w:輸出相電壓

i_ga、i_gb、i_gc:電流

ω:角速度

θ:角度

i_a、i_b、i_c:輸入相電流

i_u、i_v、i_w:輸出相電流

Claims (14)

1. 一種矩陣式電源轉換裝置，耦接於一三相輸入電源與一馬達之間，其中該矩陣式電源轉換裝置包括： 多個三相切換模組，切換該三相輸入電源來產生一三相輸出電源，其中每一該三相切換模組包括多個雙向開關，且每一該三相切換模組中的每一該雙向開關分別對應連接該三相輸入電源的每一輸入相電壓，其中每一該三相切換模組分別對應輸出該三相輸出電源的每一輸出相電壓；以及 一控制器，取得每一該輸入相電壓，且決定該些輸入相電壓之間的一電壓最大值、一電壓中間值及一電壓最小值，並進而取得在一切換週期的一控制載波之波形； 其中，該控制器取得該些輸出相電壓所對應的輸出期望值 ； 其中，該控制器將該控制載波的該波形與每一該輸出期望值分別比較，以取得每一該雙向開關在該切換週期中所對應的導通時間； 其中，根據每一該雙向開關所對應的該些導通時間，該控制器控制該矩陣式電源轉換裝置切換該三相輸入電源，並進而改變該三相輸出電源來驅動該馬達。
2. 如請求項1所述之矩陣式電源轉換裝置，其中該控制載波的該波形包括一第一線性載波及一第二線性載波，且該控制器更用以： 依據該電壓最大值、該電壓中間值及該電壓最小值，取得一時間比例值； 將該時間比例值與該切換週期相乘，以取得該切換週期的一第一切換區間；以及 將該切換週期與該第一切換區間相減，以取得該切換週期的一第二切換區間； 其中該第一切換區間為該第一線性載波的週期變化量，且該第二切換區間為該第二線性載波的週期變化量。
3. 如請求項2所述之矩陣式電源轉換裝置，其中該控制器更用以： 選擇具有最大電壓絕對值的該些輸入相電壓的其中之一，作為一基準電壓命令；以及 判斷該基準電壓命令為正值或負值，並依據判斷結果來分別決定該第一線性載波及該第二線性載波的壓降變化量。
4. 如請求項3所述之矩陣式電源轉換裝置，其中當該控制器判斷該基準電壓命令為正值時，該控制器更用以： 計算該電壓最大值及該電壓中間值之間的一第一電壓差； 計算該電壓最大值及該電壓最小值之間的一第二電壓差；以及 依據該第一電壓差、該第二電壓差、該電壓中間值及該電壓最小值，計算出該時間比例值； 其中該第一電壓差為該第一線性載波的壓降變化量，且該第二電壓差為該第二線性載波的壓降變化量；其中該第一線性載波的斜率為負值，且該第二線性載波的斜率為正值。
5. 如請求項4所述之矩陣式電源轉換裝置，其中該控制器更用以： 擷取該第一線性載波分別大於該些輸出期望值所對應的時間，以取得分別對應該些輸出期望值的占空比中間值； 擷取該第一線性載波分別小於該些輸出期望值所對應的第一時間，並擷取該第二線性載波分別小於該些輸出期望值所對應的第二時間； 將該些第一時間對應地相加該些第二時間，以取得分別對應該些輸出期望值的占空比最大值；以及 擷取該第二線性載波分別大於該些輸出期望值所對應的時間，以取得分別對應該些輸出期望值的占空比最小值。
6. 如請求項5所述之矩陣式電源轉換裝置，其中，對應該電壓中間值的該些雙向開關的導通時間分別對應該些占空比中間值，且對應該電壓最大值的該些雙向開關的導通時間分別對應該些占空比最大值，且對應該電壓最小值的該些雙向開關的導通時間分別對應該些占空比最小值。
7. 如請求項3所述之矩陣式電源轉換裝置，其中當該控制器判斷該基準電壓命令為負值時，該控制器更用以： 計算該電壓中間值及該電壓最小值之間的一第三電壓差； 計算該電壓最大值及該電壓最小值之間的一第四電壓差；以及 依據該第三電壓差、該第四電壓差、該電壓中間值及該電壓最小值，計算出該時間比例值； 其中該第三電壓差為該第一線性載波的壓降變化量，且該第四電壓差為該第二線性載波的壓降變化量；其中該第一線性載波的斜率為負值，且該第二線性載波的斜率為正值。
8. 如請求項7所述之矩陣式電源轉換裝置，其中該控制器更用以： 擷取該第一線性載波分別大於該些輸出期望值所對應的第一時間，並擷取該第二線性載波分別大於該些輸出期望值所對應的第二時間； 將該些第一時間對應地相加該些第二時間，以取得分別對應該些輸出期望值的占空比最小值； 擷取該第一線性載波分別小於該些輸出期望值所對應的時間，以取得分別對應該些輸出期望值的占空比中間值；以及 擷取該第二線性載波分別小於該些輸出期望值所對應的時間，以取得分別對應該些輸出期望值的占空比最大值。
9. 如請求項8所述之矩陣式電源轉換裝置，其中，對應該電壓中間值的該些雙向開關的導通時間分別對應該些占空比中間值，且對應該電壓最大值的該些雙向開關的導通時間分別對應該些占空比最大值，且對應該電壓最小值的該些雙向開關的導通時間分別對應該些占空比最小值。
10. 如請求項3所述之矩陣式電源轉換裝置，其中當該控制器判斷該基準電壓命令為正值時，該控制器更用以： 計算該些輸出相電壓所對應的電壓平均值； 選取該些電壓平均值的一最大值，以作為一參考基準電壓； 計算該電壓最大值及該參考電壓基準之間的一電壓差，以作為一平移電壓；以及 將每一該些電壓平均值分別與該平移電壓相加，以取得該些輸出期望值。
11. 如請求項3所述之矩陣式電源轉換裝置，其中當該控制器判斷該基準電壓命令為負值時，該控制器更用以： 計算該些輸出相電壓所對應的電壓平均值； 選取該些電壓平均值的一最小值，以作為一參考基準電壓； 計算該電壓最小值及該參考電壓基準之間的一電壓差，以作為一平移電壓；以及 將每一該些電壓平均值分別與該平移電壓相減，以取得該些輸出期望值。
12. 如請求項1所述之矩陣式電源轉換裝置，其中該控制器還依據一預定相位擷取該三相輸入電源的每一該輸入相電壓，且該預定相位為30度或π/6弧度。
13. 如請求項1所述之矩陣式電源轉換裝置，其中該些輸出期望值為所對應的該些輸出相電壓的電壓平均值。
14. 一種用於矩陣式電源轉換裝置的控制方法，其中該矩陣式電源轉換裝置包括多個三相切換模組，用於切換一三相輸入電源來產生一三相輸出電源，其中每一該三相切換模組包括多個雙向開關，且每一該三相切換模組中的每一該雙向開關分別對應連接該三相輸入電源的每一輸入相電壓，其中每一該三相切換模組分別對應輸出該三相輸出電源的每一輸出相電壓，其中該控制方法包括： 取得每一該輸入相電壓； 決定該些輸入相電壓之間的一電壓最大值、一電壓中間值及一電壓最小值，並進而取得在一切換週期的一控制載波之波形； 取得該些輸出相電壓所對應的輸出期望值 ； 將該控制載波的該波形與每一該輸出期望值分別比較，以取得每一該雙向開關在該切換週期中所對應的導通時間；以及 根據每一該雙向開關所對應的該些導通時間切換該三相輸入電源，並進而改變該三相輸出電源來驅動一馬達。

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