CN104638935A - 矩阵变换器及输出电压误差的补偿方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种能高精度地抑制输出电压误差的矩阵变换器及输出电压误差的补偿方法。本发明的矩阵变换器具有控制信息生成部、换流控制部、存储部及误差补偿部。控制信息生成部用于生成对双向开关进行控制的控制信息。换流控制部基于控制信息单独控制开关元件以进行换流控制。存储部用于存储换流控制的方式、电力转换的调制方式及载波的频率中的至少一个设定信息。误差补偿部基于设定信息进行输出电压的误差补偿。

Description

矩阵变换器及输出电压误差的补偿方法

技术领域

本发明涉及一种矩阵变换器及输出电压误差的补偿方法。

背景技术

矩阵变换器具有用于连接交流电源的各相与负载的各相的多个双向开关，通过控制这些双向开关并对交流电源的各相电压直接进行开关，以向负载输出任意的电压、频率。

这种矩阵变换器在由双向开关对与负载连接的交流电源的相进行切换时，按照规定顺序对构成双向开关的多个开关元件分别进行接通/断开控制这样的换流控制。通过所述换流控制，虽能防止交流电源的线间短路、矩阵变换器的输出开路等，但是输出电压产生误差。

因此，提出了以下一种技术：通过基于交流电源的线间电压来修正电压指令以补偿电压误差(例如，参照专利文献1、2)。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2004-7929号公报

专利文献2：日本特开2007-82286号公报

发明内容

本发明所要解决的问题

然而，在以往的补偿输出电压误差的技术中，是以单一的换流方式、调制方式为对象，例如，不能对换流方式的种类进行切换，或者不能对调制方式的种类进行切换。

本发明是鉴于上述情形而做出的，其目的在于提供一种矩阵变换器及输出电压误差的补偿方法，例如即使对换流方式的种类、调制方式的种类等进行切换时，也能高精度地控制因换流控制导致的输出电压误差。

为解决问题的方法

本发明的一个方式涉及的矩阵变换器具有电力转换部、控制信息生成部、换流控制部、存储部及误差补偿部。所述电力转换部具有能够通过多个开关元件控制导通方向的多个双向开关，并在与交流电源的各相连接的多个输入端子和与负载的各相连接的多个输出端子之间设有所述多个双向开关。所述控制信息生成部用于生成对所述双向开关进行控制的控制信息。所述换流控制部基于所述控制信息单独控制所述开关元件以进行换流控制。所述存储部用于存储所述换流控制的方式和/或电力转换的调制方式的设定信息。所述误差补偿部基于所述设定信息进行输出电压的误差补偿。

发明效果

根据本发明，能提供如下一种矩阵变换器及输出电压误差的补偿方法：例如，即使对换流方式的种类或调制方式的种类等进行切换时，也能高精度地控制输出电压误差。

附图说明

图1是表示本发明实施方式涉及的矩阵变换器的结构例的图。

图2是表示图1所示的双向开关的结构例的图。

图3是表示图1所示的控制部的第一结构例的图。

图4是表示在Io>0时，由四步电流换流法进行的开关元件的接通/断开的转变的图。

图5是表示在Io>0时，由四步电流换流法进行的PWM控制指令、输出相电压与载波之间的关系的图。

图6是表示在Io<0时，由四步电流换流法进行的开关元件的接通/断开的转变的图。

图7是表示在Io<0时，由四步电流换流法进行的PWM控制指令、输出相电压与载波之间的关系的图。

图8是表示在Io>0时，由四步电压换流法进行的开关元件的接通/断开的转变的图。

图9是表示在Io<0时，由四步电压换流法进行的开关元件的接通/断开的转变的图。

图10是表示输出电压空间矢量的一例的图。

图11是表示输出电压指令与空间矢量之间的对应例的图。

图12是表示Ebase＝Ep时开关模式的一例的图(之1)。

图13是表示Ebase＝Ep时开关模式的一例的图(之2)。

图14是表示Ebase＝En时开关模式的一例的图(之1)。

图15是表示Ebase＝En时开关模式的一例的图(之2)。

图16是表示在三相调制法中载波与输出相电压之间的关系的一例的图。

图17是表示由补偿量计算部执行的补偿量计算处理的一例的流程图。

图18是表示载波与修正量计算周期之间的关系的一例的图。

图19是表示图1所示的控制部的第二结构例的图。

附图标记说明

1：矩阵变换器；2：交流电源；3：负载；10：电力转换部；11：LC滤波器；12：输入电压检测部；13：输出电流检测部；14、14A：控制部；20：设定信息存储部；21：电压指令生成部；22、22A：控制信息生成部；23：换流控制部；24、24A：误差补偿部；31、31A：补偿量计算部；32：脉冲宽度调整部；32A：修正指令部；Swa、Swb：开关元件。

具体实施方式

下面，参照附图详细说明本申请公开的矩阵变换器的实施方式。此外，本发明并不限定于以下所示的实施方式。

[1、矩阵变换器的结构]

图1是表示实施方式涉及的矩阵变换器的结构例的图。如图1所示，实施方式涉及的矩阵变换器1设在三相交流电源2(下面简称为交流电源2)与负载3之间。负载3例如为交流电动机、发电机。下面，将交流电源2的R相、S相及T相记为输入相，将负载3的U相、V相及W相记为输出相。

矩阵变换器1具有：输入端子Tr、Ts、Tt；输出端子Tu、Tv、Tw；电力转换部10；LC滤波器11；输入电压检测部12；输出电流检测部13；及控制部14。矩阵变换器1将从交流电源2经由输入端子Tr、Ts、Tt供给的三相交流电转换为任意电压及频率的三相交流电并从输出端子Tu、Tv、Tw输出到负载3。

电力转换部10具有用于连接交流电源2的各相与负载3的各相的多个双向开关Sru、Ssu、Stu、Srv、Ssv、Stv、Srw、Ssw、Stw(下面有时统称为双向开关Sw)。

双向开关Sru、Ssu、Stu分别连接交流电源2的R相、S相、T相与负载3的U相。双向开关Srv、Ssv、Stv分别连接交流电源2的R相、S相、T相与负载3的V相。双向开关Srw、Ssw、Stw分别连接交流电源2的R相、S相、T相与负载3的W相。

图2是表示双向开关Sw的结构例的图。如图2所示，双向开关Sw具有开关元件Swa与二极管Da的串联连接电路、以及开关元件Swb与二极管Db的串联连接电路，这些串联连接电路被反向并联连接。在图2中，输入相电压记为Vi，输出相电压记为Vo。

此外，双向开关Sw采用具有多个开关元件并能控制导通方向的结构即可，并不限定于图2所示的结构。例如，在图2所示的例子中，二极管Da、Db的阴极相互连接，但是双向开关Sw也可以采用二极管Da、Db的阴极不相互连接的结构。

另外，开关元件Swa、Swb例如为MOSFET(Metal-Oxide-SemiconductorField-Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)、IGBT(Insulated GateBipolar Transistor：绝缘栅双极型晶体管)等半导体开关元件。另外，也可以为下一代半导体开关元件SiC、GaN。此外，在开关元件Swa、Swb为反向阻断IGBT时，也可以不设二极管Da、Db。

返回图1继续说明矩阵变换器1。LC滤波器11设在交流电源2的R相、S相及T相与电力转换部10之间。该LC滤波器11包含三个电抗器Lr、Ls、Lt及三个电容器Crs、Cst、Ctr，用于去除对双向开关Sw进行开关而产生的高频成分。

输入电压检测部12用于检测出交流电源2的R相、S相、T相的各相电压。具体而言，输入电压检测部12用于检测出交流电源2的R相、S相、T相的各相电压的瞬时值Er、Es、Et(下面记为输入相电压Er、Es、Et)。

输出电流检测部13用于检测出在电力转换部10与负载3之间流动的电流。具体而言，输出电流检测部13用于检测出在电力转换部10与负载3的U相、V相、W相之间分别流动的电流的瞬时值Iu、Iv、Iw(下面记为输出相电流Iu、Iv、Iw)。此外，下面有时将输出相电流Iu、Iv、Iw统称为输出相电流Io。

控制部14具有设定信息存储部20、控制信息生成部22、换流控制部23及误差补偿部24。控制信息生成部22、换流控制部23及误差补偿部24获取存储在设定信息存储部20中的设定信息，并基于获取到的设定信息进行动作。

设定信息存储部20用于存储调制法参数Pm、换流法设定参数Pt及载波频率设定参数Pf等设定信息。这些设定信息为使用者、设置者经由矩阵变换器1的输入部(未图示)输入的信息。调制法参数Pm为表示对负载3进行调制的方式的参数，换流法设定参数Pt为用于指定由换流控制部23进行的换流控制的方式的参数。另外，载波频率设定参数Pf为用于指定控制信息生成部22的载波的频率等的参数。

控制信息生成部22基于输入相电压Er、Es、Et、输出相电流Iu、Iv、Iw、调制法参数Pm及载波频率设定参数Pf，生成用于控制双向开关Sw的控制信息。具体而言，控制信息生成部22以对应于由载波频率设定参数Pf指定的载波的频率的周期来生成控制信息。控制信息生成部22例如在Pm＝0时，生成采用两相调制法的控制信息，在Pm＝1时，生成采用三相调制法的控制信息。

这里，按照输入相电压Er、Es、Et的大小由大到小的顺序设为输入相电压Ep、Em、En时，两相调制法为如下一种方式：将U相、V相及W相中的一个输出相固定为Ep或En，剩余两个输出相在Ep、Em、En之间切换而输出。另外，三相调制法为如下一种PWM控制方式：U相、V相及W相中的任一输出相都在Ep、Em、En之间切换而输出。这样，调制法因从电力转换部10输出的经PWM调制的电压的输出相的数量不同而不同。

换流控制部23基于由控制信息生成部22生成的控制信息而生成驱动信号S1a～S9a、S1b～S9b(下面有时统称为驱动信号Sg)，其中，所述驱动信号S1a～S9a、S1b～S9b执行由对应于换流法设定参数Pt的换流法进行的换流控制。

驱动信号S1a～S9a分别被输入到构成双向开关Sru、Ssu、Stu、Srv、Ssv、Stv、Srw、Ssw及Stw的开关元件Swa的栅极。驱动信号S1b～S9b分别被输入到构成双向开关Sru、Ssu、Stu、Srv、Ssv、Stv、Srw、Ssw及Stw的开关元件Swb的栅极。

换流控制部23例如在Pt＝0时，选择电流换流法并执行换流控制，在Pt＝1时，选择电压换流法并执行换流控制。换流控制时，在由双向开关Sw对与各输出相连接的负载3的相进行切换时，单独对构成切换源及切换目标的双向开关Sw的开关元件Swa、Swb进行接通/断开。根据所述换流控制，能防止输入相间短路和输出相开路。

误差补偿部24基于存储在设定信息存储部20中的设定信息，求出对应于换流方式、调制方式及载波等设定信息的补偿量，通过所述补偿量进行输出电压的误差补偿。

例如，作为误差补偿的第一方式，误差补偿部24基于对应于换流方式、调制方式及载波等设定信息的补偿量，对由控制信息生成部22生成的控制信息进行修正，并将经修正的控制信息输出到换流控制部23。另外，作为误差补偿的第二方式，误差补偿部24基于对应于换流方式、调制方式及载波等设定信息的补偿量，对输出电压指令进行修正并输出到控制信息生成部22。

这样，在实施方式涉及的矩阵变换器1中，求出对应于设定信息的补偿量，并通过所述补偿量进行输出电压的误差补偿。因此，即使对换流方式的种类、调制方式的种类等设定信息进行切换时，也能高精度地控制输出电压误差。下面，在使用控制部14的第一结构例来具体说明误差补偿的第一方式之后，使用控制部14的第二结构例来具体说明误差补偿的第二方式。此外，设定信息也可以为调制法参数Pm、换流法设定参数Pt及载波频率设定参数Pf中的一个或者两个。

[2、控制部14的第一结构例]

图3是表示控制部14的第一结构例的图。如图3所示，控制部14具有设定信息存储部20、电压指令生成部21、控制信息生成部22、换流控制部23及误差补偿部24。误差补偿部24具有补偿量计算部31和脉冲宽度调整部32。

控制部14包含例如具有CPU(Central Processing Unit：中央处理器)、ROM(Read Only Memory：只读存储器)、RAM(Random Access Memory：随机存取存储器)及输入输出端口等的微型计算机和各种电路。微型计算机的CPU通过读取并执行存储在ROM中的程序而起到电压指令生成部21、控制信息生成部22、换流控制部23及误差补偿部24的功能。另外，RAM通过由CPU执行程序而起到设定信息存储部20的功能。此外，有时控制部14不使用程序而仅由硬件构成。

设定信息存储部20例如用于存储调制法参数Pm、载波频率设定参数Pf、换流时间参数Td1～Td3及换流法设定参数Pt。这些信息例如为使用者或设置者经由矩阵变换器1的输入部(未图示)输入的信息。

电压指令生成部21例如基于频率指令f^*及输出相电流Iu、Iv、Iw，按规定的控制周期生成并输出每个输出相的输出电压指令Vu^*、Vv^*、Vw^*(下面有时将这些记为输出电压指令Vo^*)。频率指令f^*为输出相电压Vu、Vv、Vw的频率的指令。

控制信息生成部22基于输入相电压Er、Es、Et、输出相电流Iu、Iv、Iw及输出电压指令Vu^*、Vv^*、Vw^*等，在载波Sc的每个半周期内使用空间矢量法，对用于规定PWM(Pulse Width Modulation)控制的脉冲宽度的输出矢量的比率进行运算。控制信息生成部22将已运算出的输出矢量的比率作为控制信息Tru、Trv、Trw通知给误差补偿部24。

控制信息生成部22在载波Sc的波峰或波谷的时刻，切换用于运算控制信息Tru、Trv、Trw的输出电压指令Vo^*。例如，载波Sc的周期Tsc为输出电压指令Vo^*的周期的两倍时，控制信息生成部22在载波Sc的每两个周期内，在载波Sc的波峰或波谷的时刻，切换用于运算控制信息Tru、Trv、Trw的输出电压指令Vo^*。

误差补偿部24基于控制信息Tru、Trv、Trw、存储在设定信息存储部20中的设定信息及输出相电流Iu、Iv、Iw，生成经输出电压误差补偿的PWM控制指令Vu1^*、Vv1^*、Vw1^*。

输出电压误差补偿为对由控制信息生成部22运算出的输出矢量的比率与通过换流控制部23的换流控制而设定的输出矢量的比率之间的偏差进行补偿的处理。误差补偿部24向换流控制部23输出已生成的PWM控制指令Vu1^*、Vv1^*、Vw1^*(下面有时将它们记为PWM控制指令Vo1^*)。PWM控制指令Vo1^*包含用于指定向输出相进行输出的输入相电压Vi的信息(下面记为指定输入相信息)。

换流控制部23在PWM控制指令Vo1^*的指定输入相信息产生变化时，执行通过双向开关Sw对与负载3连接的交流电源2的相进行切换的换流控制并生成驱动信号Sg。

如上所述，由误差补偿部24进行的输出电压误差补偿根据换流法的种类、电力转换的调制法的种类而进行。下面，按顺序具体说明换流法、调制方式和误差补偿。

[2.1、换流控制法]

如上所述，作为由换流控制部23执行的换流法，例如有电流换流法和电压换流法。换流控制部23基于存储在设定信息存储部20中的换流法设定参数Pt，选择电流换流法及电压换流法的一方，并按照所选择的换流法进行换流控制。

[2.1.1、电流换流法]

电流换流法为采用对应于输出相电流Io的极性的换流模式对每个输出相执行的换流法。这里，作为换流控制部23执行的电流换流法的一个例子，说明四步电流换流法。

在四步电流换流法中，为防止输入相间短路和输出相间开路，根据输出相电流Io的极性，按照由下面第一至第四步骤构成的换流模式进行换流控制。

第一步骤：断开构成切换源的双向开关Sw的开关元件中的、导通方向与输出相电流Io的极性为相反极性的开关元件。

第二步骤：接通构成切换目标的双向开关Sw的开关元件中的、导通方向与输出相电流Io的极性为相同极性的开关元件。

第三步骤：断开构成切换源的双向开关Sw的开关元件中的、导通方向与输出相电流Io的极性为相同极性的开关元件。

第四步骤：接通构成切换目标的双向开关Sw的开关元件中的、导通方向与输出相电流Io的极性为相反极性的开关元件。

图4是表示在Io>0时，由四步电流换流法进行的开关元件的接通/断开的转变的图。开关元件Sw1p、Sw1n分别为切换源的双向开关Sw的开关元件Swa、Swb。开关元件Sw2p、Sw2n分别为切换目标的双向开关Sw的开关元件Swa、Swb。v1、v2为输入相电压Vi，呈v1>v2的关系。

如图4所示，在Io>0时，由PWM控制指令Vo1^*指定的输入相电压Vi从v1切换为v2时，输出相电压Vo在第三步骤的执行时刻(时刻t3)切换。另外，在Io>0时，由PWM控制指令Vo1^*指定的输入相电压Vi从v2切换为v1时，输出相电压Vo在第二步骤的执行时刻(时刻t2)切换。

图5是表示在Io>0时，由四步电流换流法进行的PWM控制指令Vo1^*、输出相电压Vo与载波Sc之间的关系的图。如图5所示，在由PWM控制指令Vo1^*指定的输入相电压Vi的切换时刻，输出相电压Vo不切换。

即，从时刻ta1、ta2到第三步骤的执行时刻，输出相电压Vo切换，从时刻ta3、ta4到第二步骤的执行时刻，输出相电压Vo切换。因而，在载波Sc的一周期Tsc中，输出相电压Vo相对于PWM控制指令Vo1^*产生(Ep-En)×Td2/Tsc的误差。

另外，在Io<0时，向输出相输出的输入相电压Vi的切换时刻与Io>0的情况不同。图6是表示在Io<0时，由四步电流换流法进行的开关元件的接通/断开的转变的图。

如图6所示，在Io<0时，由PWM控制指令Vo1^*指定的输入相电压Vi从v1切换为v2时，输出相电压Vo在第二步骤的执行时刻(时刻t2)切换。另外，在Io<0时，由PWM控制指令Vo1^*指定的输入相电压Vi从v2切换为v1时，输出相电压Vo在第三步骤的执行时刻(时刻t3)切换。

图7是表示在Io<0时，由四步电流换流法进行的PWM控制指令Vo1^*、输出相电压Vo与载波Sc之间的关系的图。如图7所示，与Io>0的情况相同，在Io<0时，在由PWM控制指令Vo1^*指定的输入相电压Vi的切换时刻，输出相电压Vo不切换。

即，从时刻ta1、ta2到第二步骤的执行时刻，输出相电压Vo切换，从时刻ta3、ta4到第三步骤的执行时刻，输出相电压Vo切换。因而，在载波Sc的一周期Tsc中，输出相电压Vo相对于PWM控制指令Vo1^*产生-(Ep-En)×Td2/Tsc的误差。

这样在采用电流换流法进行的换流控制中，输出相电压Vo的变化时刻在电压上升时(v2→v1)与电压下降时(v1→v2)不同。因此，输出相电压Vo相对于PWM控制指令Vo1^*产生误差(下面记为输出电压误差Voerr)，另外，输出电压误差Voerr的极性也因输出相电流Io的极性不同而不同。

[2.1.2、电压换流法]

电压换流法为采用对应于输入相电压Er、Es、Et的大小关系的换流模式而执行的换流法。这里，作为换流控制部23执行的电压换流法的一个例子，说明四步电压换流法。

在四步电压换流法中，为防止输入相间短路和输出相开路，根据输入相电压Er、Es、Et的大小关系，按照由下面第一至第四步骤构成的换流模式进行换流控制。所述四步电压换流法的换流模式是不依赖于输出相电流Io的极性的换流模式。

第一步骤：接通切换目标的被反向偏压的开关元件。

第二步骤：断开切换源的被反向偏压的开关元件。

第三步骤：接通切换目标的被正向偏压的开关元件。

第四步骤：断开切换源的被正向偏压的开关元件。

此外，在开关元件Swa中，将即将进行换流控制之前的输入侧电压低于输出侧电压的状态称为反向偏压，将即将进行换流控制之前的输入侧电压高于输出侧电压的状态称为正向偏压。。另外，在开关元件Swb中，将即将进行换流控制之前的输入侧电压低于输出侧电压的状态称为正向偏压，将即将进行换流控制之前的输入侧电压高于输出侧电压的状态称为反向偏压。

图8及图9是表示由四步电压换流法进行的开关元件的接通/断开的转变的图。开关元件Sw1p、Sw1n、Sw2p、Sw2n和电压v1、v2与图4及图6相同。

如图8所示，在Io>0时，由PWM控制指令Vo1^*指定的输入相电压Vi从v1切换为v2时，输出相电压Vo在第二步骤的执行时刻(时刻t2)切换。另外，在Io>0时，由PWM控制指令Vo1^*指定的输入相电压Vi从v2切换为v1时，输出相电压Vo在第三步骤的执行时刻(时刻t3)切换。因而，与电流换流法中Io<0的情况(参照图7)相同，电压换流法中Io>0时的输出电压误差Voerr也为-(Ep-En)×Td2/Tsc。

如图9所示，在Io<0时，由PWM控制指令Vo1^*指定的输入相电压Vi从v1切换为v2时，输出相电压Vo在第三步骤的执行时刻(时刻t3)切换。另外，在Io<0时，由PWM控制指令Vo1^*指定的输入相电压Vi从v2切换为v1时，输出相电压Vo在第二步骤的执行时刻(时刻t2)切换。因而，与电流换流法中Io>0的情况(参照图5)相同，电压换流法中Io<0时的输出电压误差Voerr也为(Ep-En)×Td2/Tsc。

这样在采用电压换流法进行的换流控制中，输出相电压Vo的变化时刻在电压上升时(v2→v1)与电压下降时(v1→v2)不同。因此，产生相对于PWM控制指令Vo1^*的输出电压误差Voerr，另外，输出电压误差Voerr的极性也因输出相电流Io的极性不同而不同。另外，相对于输出相电流Io的极性，电压换流法与电流换流法中输出电压误差Voerr的极性不同。

[2.2、电力转换的调制方式]

作为由控制信息生成部22执行的调制方式，例如有两相调制法和三相调制法。控制信息生成部22基于存储在设定信息存储部20中的调制法参数Pm，选择两相调制法及三相调制法的一方，并生成对应于所选择的调制法的控制信息Tru、Trv、Trw。例如，控制信息生成部22在Pm＝0时选择两相调制法，在Pm＝1时选择三相调制法。

控制信息生成部22采用对应于调制法参数Pm的调制方式，使用空间矢量法，对用于规定PWM控制的脉冲宽度的输出矢量的比率进行运算。下面按空间矢量法、两相调制法、三相调制法的顺序进行说明。

[2.2.1、空间矢量法]

对于R相、S相及T相而言，最大电压相设为P、最小电压相设为N、中间电压相设为M，能如图那样表示输出电压空间矢量。图10是表示输出电压空间矢量的一例的图。

在图10中，使用矢量表达方式，将U相、V相及W相的输出相中某一相连接在最大电压相P、剩余的相连接在最小电压相N的状态标记为“a矢量”。另外，使用矢量表达方式将输出相中某一相连接在最小电压相N、剩余的相连接在最大电压相P的状态标记为“b矢量”。例如，将使U相连接在最大电压相P、V相及W相连接在最小电压相N时标记为PNN，其为“a矢量”。同样，NPN、NNP为“a矢量”。另外，PPN、PNP、NPP为“b矢量”。

另外，使用矢量表达方式，将使输出相中的一部分连接在中间电压相M的状态标记为“ap矢量”、“an矢量”、“bp矢量”、“bn矢量”。例如，“ap矢量”为表示输出相中某一相连接在最大电压相P，剩余的相连接在中间电压相M的状态的矢量。“an矢量”为表示输出相中某一相连接在中间电压相M，剩余的相连接在最小电压相N的状态的矢量。“bp矢量”为表示输出相中某两相连接在最大电压相P，剩余的相连接在中间电压相M的状态的矢量。另外，“bn矢量”为表示输出相中某两相连接在中间电压相M，剩余的相连接在最小电压相N的状态的矢量。此外，a＝ap+an、b＝bp+bn。

另外，使用矢量表达方式，将U相、V相及W相分别连接在不同的输入相的状态标记为“cm矢量”。另外，U相、V相及W相全部连接在相同的输入相的状态标记为“on矢量”、“om矢量”或“op矢量”。“on矢量”为表示输出相的全部相连接在最小电压相N的状态的矢量。“om矢量”为表示输出相的全部相连接在中间电压相M的状态的矢量。“op矢量”为表示输出相的全部相连接在最大电压相P的状态的矢量。

图11是表示输出电压指令Vo^*与空间矢量之间的对应例的图。如图11所示，控制信息生成部22将输出电压指令Vo^*的“a矢量成分Va”与“b矢量成分Vb”，根据由多个输出矢量的组合而成的开关模式来生成并输出控制信息Tru、Trv、Trw。组合是在“a矢量”、“ap矢量”、“an矢量”、“b矢量”、“bp矢量”、“bn矢量”、“cm矢量”、“op矢量”、“om矢量”及“on矢量”中进行。

将输出电压指令Vu^*、Vv^*、Vw^*中最大值设为Vmax、中间值设为Vmid、最小值设为Vmin时，控制信息生成部22例如基于下面式(1)、(2)求出a矢量成分Va与b矢量成分Vb。

|Va|＝Vmax-Vmid···(1)

|Vb|＝Vmid-Vmin···(2)

另外、控制信息生成部22以输入相电压Er、Es、Et中绝对值最大的输入相电压Vi为基准电压Ebase。在基准电压Ebase为Ep时控制信息生成部22例如基于下式(3)求出电流分配率α，在基准电压Ebase为En时例如基于下式(4)求出电流分配率α。在下式(3)、(4)中，输入电流指令Ir^*、Is^*、It^*中对应于输入相电压Ep、Em、En的相的电流指令值分别为Ip、Im、In。

α＝Im/In  ···(3)

α＝Im/Ip  ···(4)

在控制部14的输入电力控制器(未图示)中，例如基于正相序分量电压及反相序分量电压、经过设定的功率因数指令而生成输入电流指令Ir^*、Is^*、It^*。通过所述输入电流指令Ir^*、Is^*、It^*，不平衡电压的影响被抵消，并且输入电流的功率因数也被控制成任意的值。

如下表1所示，存储在设定信息存储部20中的调制法参数Pm表示两相调制时，控制信息生成部22从四个开关模式中选择一个开关模式。具体而言，控制信息生成部22基于基准电压Ebase是输入相电压Ep、En中的哪一个、及输入相电压Vi的相位状态是否满足|Vb|-α|Va|≥0来选择开关模式。控制信息生成部22基于输出电压指令Vu^*、Vv^*、Vw^*，求出构成所选的开关模式的各输出矢量的比率。

例如在已选择模式号码为“1”的开关模式时，控制信息生成部22求出在从载波Sc的波谷到波峰为止的载波半周期内的Top、Tbp、Tb、Tcm、Ta。Top、Tbp、Tb、Tcm、Ta分别为“op矢量”、“bp矢量”、“b矢量”、“cm矢量”及“a矢量”的比率。

[表1]

(表1)

另外，在调制法参数Pm表示三相调制时，控制信息生成部22选择下表2所示的开关模式，并基于输出电压指令Vu^*、Vv^*、Vw^*，求出构成所选的开关模式的各输出矢量的比率。

[表2]

(表2)

控制信息生成部22生成控制信息Tru、Trv、Trw并输出到误差补偿部24，其中，该控制信息Tru、Trv、Trw用于规定构成所选的开关模式的各输出矢量的比率及模式号码。

[2.2、两相调制法]

在选择了两相调制法时，控制信息生成部22生成控制信息Tru、Trv、Trw，所述控制信息Tru、Trv、Trw使U相、V相及W相中的一个输出相固定为基准电压Ebase，使剩余两个输出相在Ep、Em、En之间切换并输出。如上所述，在所述两相调制法中，开关模式因基准电压Ebase和输入相电压Vi的相位的不同而不同。

图12～图15是表示在两相调制法中载波Sc、输出相电压Vu、Vv、Vw及基准电压Ebase之间的关系的图，是满足Vu>Vv>Vw关系的例子。图12及图13表示ebase＝Ep时开关模式的一例，图14及图15表示Ebase＝En时开关模式的一例。

另外，图12及图14所示的开关模式中，对输出到一方的输出相的输入相电压Vi连续进行切换之后，对输出到另一方的输出相的输入相电压Vi连续进行切换。图13及图15所示的开关模式中，对输出到一方的输出相的输入相电压Vi和输出到另一方的输出相的输入相电压Vi交替进行切换。控制信息生成部22基于输入相电压Vi的相位，切换图12及图14所示的开关模式和图13及图15所示的开关模式。

这样，在两相调制法中，因基准电压Ebase和输入相电压Vi的相位而存在四种开关模式。

[2.2、三相调制法]

三相调制法为U相、V相及W相的任一输出相都在Ep、Em、En之间切换并输出的方式。在所述三相调制法中，开关模式为单一模式。

图16是表示在三相调制法中载波Sc和输出相电压Vu、Vv、Vw之间的关系的图，是满足Vu>Vv>Vw关系的例子。如图16所示，在三相调制法中，从电力转换部10分别向U相、V相及W相输出输入相电压Vi按照Ep→Em→En→Em→Ep的顺序变化的PWM脉冲电压。此外，在图16所示的例子中，表示在Io>0时采用电流换流法进行的换流控制的状态。

[2.3、输出电压误差补偿]

如上所述，输出电压误差补偿由误差补偿部24执行。如图3所示，误差补偿部24具有补偿量计算部31与脉冲宽度调整部32。

补偿量计算部31对用于补偿输出电压误差Voerr的补偿量进行运算。具体而言，补偿量计算部31基于换流法的种类、输出相电流Io的极性、换流时间Td1和Td2及在修正量计算周期Tc内的载波Sc的波峰波谷次数，算出补偿量Tcp(max)、补偿量Tcp(mid)、补偿量Tcp(min)。

Tcp(max)为对最大输出电压相的补偿量，Tcp(mid)为对中间输出电压相的补偿量，Tcp(min)为对最小输出电压相的补偿量。最大输出电压相为对应于Vmax的输出相，中间输出电压相为对应于Vmid的输出相，最小输出电压相为对应于Vmin的输出相。此外，下面将Tcp(max)、Tcp(mid)及Tcp(min)统称为Tcp(o)。另外，在修正量计算周期Tc内的载波Sc的波峰次数、波谷次数、及波峰波谷次数分别设为Cy、Ct、Cyt。

修正量计算周期Tc同于电压指令生成部21生成的输出电压指令Vo^*的运算周期，因而，能在每个输出电压指令Vo^*的运算周期内运算出补偿量Tcp(o)。因此，能提高补偿量Tcp(o)的精度。此外，修正量计算周期Tc也可以为输出电压指令Vo^*的运算周期的1/n(n为自然数)。

这里，参照图17具体说明由补偿量计算部31执行的补偿量计算处理的一例。图17是表示由补偿量计算部31执行的补偿量计算处理的一例的流程图。对U相、V相及W相的每个输出相都执行所述补偿量计算处理。

如图17所示，补偿量计算部31基于存储在设定信息存储部20中的换流法设定参数Pt来判定换流法是否为电流换流法(步骤St1)。

当判定为换流法是电流换流法时(步骤St1；是)，补偿量计算部31判定输出相电流Io的极性是否为正(步骤St2)。例如，对U相进行补偿量计算处理时，判定输出相电流Iu的极性是否为正。

另外，在步骤St1中，当判定为换流法不是电流换流法而是电压换流法时(步骤St1；否)，补偿量计算部31进行与步骤St2同样的处理、即判定输出相电流Io的极性是否为正(步骤St3)。

在步骤St2中，在输出相电流Io的极性为正时(步骤St2；是)，或在输出相电流Io的极性不为正时(步骤St3；否)，补偿量计算部31执行第一补偿量计算处理(步骤St4)。在步骤St4中，补偿量计算部31例如使用下式(5)执行用于求出补偿量Tcp(o)的第一补偿量计算处理。

[算式1]

$\mathrm{Tcp}\left(o\right)=\frac{(\mathrm{Td}1+\mathrm{Td}2)\&CenterDot;\mathrm{Ct}-\mathrm{Td}1\&CenterDot;\mathrm{Cy}}{\mathrm{Cyt}}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(5\right)$

另外，在步骤St2中，在输出相电流Io的极性不为正时(步骤St2；否)，或在输出相电流Io的极性为正时(步骤St3；是)，补偿量计算部31执行第二补偿量计算处理(步骤St5)。在步骤St5中，补偿量计算部31例如使用下式(6)执行用于求出补偿量Tcp(o)的第二补偿量计算处理。

[算式2]

$\mathrm{Tcp}\left(o\right)=\frac{\mathrm{Td}1\&CenterDot;\mathrm{Ct}-(\mathrm{Td}1+\mathrm{Td}2)\&CenterDot;\mathrm{Cy}}{\mathrm{Cyt}}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(6\right)$

这样，补偿量计算部31基于换流法的种类、输出相电流Io及修正量计算周期Tc内的载波Sc的波峰波谷次数，求出每个输出相的补偿量Tcp(o)。补偿量计算部31例如基于载波频率设定参数Pf求出Cy、Ct、Cyt。例如如图18所示，在Pf＝0时，Tc＝Tsc/2、Cy＝0、Ct＝1、Cyt＝1或Tc＝Tsc/2、Cy＝1、Ct＝0、Cyt＝1。在Pf＝1时，Tc＝Tsc、Cy＝1、Ct＝1、Cyt＝2。在Pf＝2时，Tc＝3Tsc/2、Cy＝1、Ct＝2、Cyt＝3或Tc＝3Tsc/2、Cy＝2、Ct＝1、Cyt＝3。图18是表示载波Sc与修正量计算周期之间的关系例的图。

另外，脉冲宽度调整部32基于控制信息生成部22所选的开关模式，修正从控制信息生成部22输出的控制信息Tru、Trv、Trw。此外，后述的“Tcp(o)×2fs”为对应于载波Sc的补偿量，也能由补偿量计算部31代替脉冲宽度调整部32而算出“Tcp(o)×2fs”。

具体而言，Pm＝0且所选开关模式的模式号码为“1”时，脉冲宽度调整部32例如使用下式(7)，对分别与图12所示的时刻t11～t15相对应的时刻T1～T5进行运算。Tcp(o)×2fs为在载波半周期内的补偿量的比率。脉冲宽度调整部32基于对应于载波频率设定参数Pf的fs、Tcp(o)，对时刻T1～T5进行运算。如图12所示，由于最小输出电压相连续变化，因此能基于Tcp(min)运算出时刻T1、T2，然后，由于中间输出电压相连续变化，因此能基于Tcp(mid)运算出时刻T3、T4。另外，对于剩余的载波半周期而言，也能同样地使用修正量来运算出时刻。

[算式3]

T1＝Top-Tcp(min)·2fs

T2＝Top+Tbp-Tcp(min)·2fs                ···(7)

T3＝Top+Tbp+Tb-Tcp(mid)·2fs

T4＝Top+Tbp+Tb+Tcm-Tcp(mid)·2fs

T5＝Top+Tbp+Tb+Tcm+Ta

另外，Pm＝0且所选开关模式的模式号码为“2”时，脉冲宽度调整部32例如使用下式(8)，对分别与图13所示的时刻t11～t15相对应的时刻T1～T5进行运算。如图13所示，由于最小输出电压相与中间输出电压相交替变化，因此能基于Tcp(min)运算出时刻T1、T3，基于Tcp(mid)运算出时刻T2、T4。另外，对于剩余的载波半周期而言，也能同样地使用修正量来运算出时刻。

[算式4]

T1＝Top-Tcp(min)·2fs

T2＝Top+Tbp-Tcp(mid)·2fs

T3＝Top+Tbp+Tap-Tcp(min)·2fs                ···(8)

T4＝Top+Tbp+Tap+Tcm-Tcp(mid)·2fs

T5＝Top+Tbp+Tap+Tcm+Ta

另外，Pm＝0且所选开关模式的模式号码为“3”时，脉冲宽度调整部32例如使用下式(9)，对分别与图14所示的时刻t11～t15相对应的时刻T1～T5进行运算。如图14所示，由于中间输出电压相连续变化，因此能基于Tcp(mid)运算出时刻T1、T2，然后，由于最大输出电压相连续变化，因此能基于Tcp(max)运算出时刻T3、T4。另外，对于剩余的载波半周期而言，也能同样地使用修正量来运算出时刻。

[算式5]

T1＝Tb-Tcp(mid)·2fs

T2＝Tb+Tcm-Tcp(mid)·2fs

T3＝Tb+Tcm+Ta-Tcp(max)·2fs            ···(9)

T4＝Tb+Tcm+Ta+Tan-Tcp(max)·2fs

T5＝Tb+Tcm+Ta+Tan+Ton

另外，Pm＝0且所选开关模式的模式号码为“4”时，脉冲宽度调整部32例如使用下式(10)，对分别与图15所示的时刻t11～t15相对应的时刻T1～T5进行运算。如图15所示，由于中间输出电压相与最大输出电压相交替变化，因此能基于Tcp(mid)运算出时刻T1、T3，基于Tcp(max)运算出时刻T2、T4。另外，对于剩余的载波半周期而言，也能同样地使用修正量来运算出时刻。

[算式6]

T1＝Tb-Tcp(mid)·2fs

T2＝Tb+Tcm-Tcp(max)·2fs

T3＝Tb+Tcm+Tbn-Tcp(mid)·2fs         ···(10)

T4＝Tb+Tcm+Tbn+Tcm-Tcp(max)·2fs

T5＝Tb+Tcm+Tbn+Tcm+Ton

另外，Pm＝1时，脉冲宽度调整部32使用下式(11)对分别与图16所示的时刻t11～t17相对应的时刻T1～T7进行运算。如图16所示，由于最小输出电压相、中间输出电压相及最大输出电压相按顺序变化，因此能基于Tcp(min)运算出时刻T1、T4。另外，能基于Tcp(mid)运算出时刻T2、T5，基于Tcp(max)运算出时刻T3、T6。另外，对于剩余的载波半周期而言，也能同样地使用修正量来运算出时刻。

[算式7]

T1＝Top-Tcp(min)·2fs

T2＝Top+Tbp-Tcp(mid)·2fs

T3＝Top+Tbp+Tap-Tcp(max)·2fs                 ···(11)

T4＝Top+Tbp+Tap+Tom-Tcp(min)·2fs

T5＝Top+Tbp+Tap+Tom+Tbn-Tcp(mid)·2fs

T6＝Top+Tbp+Tap+Tom+Tbn+Tan-Tcp(max)·2fs

T7＝Top+Tbp+Tap+Tom+Tbn+Tan+Ton

脉冲宽度调整部32基于针对每个输出相求出的时刻T1～T5(T1～T7)，生成PWM控制指令Vu1^*、Vv1^*、Vw1^*，所述PWM控制指令Vu1^*、Vv1^*、Vw1^*用于指定向输出相进行输出的输入相电压Vi。脉冲宽度调整部32将已生成的PWM控制指令Vu1^*、Vv1^*、Vw1^*输出到换流控制部23。

这样，误差补偿部24基于存储在设定信息存储部20中的设定信息，进行输出电压的误差补偿。因此，实施方式所涉及的矩阵变换器1，即使在对换流方式的种类或调制方式的种类等进行切换时，也能高精度地抑制输出电压误差Voerr。另外，由于基于换流控制中所用的换流时间参数Td1、Td2对输出电压误差Voerr进行修正，从而能高精度地抑制输出电压误差Voerr。

[3.控制部14的第二结构例]

接着说明控制部14的第二结构例。下面，为了与第一结构例的控制部14进行区别，将第二结构例的控制部14记为控制部14A。

图19是表示控制部14A的结构例的图。如图19所示，具有设定信息存储部20、电压指令生成部21、控制信息生成部22A、换流控制部23及误差补偿部24A。由于控制部14A中的设定信息存储部20、电压指令生成部21及换流控制部23与第一结构例的控制部14中的设定信息存储部20、电压指令生成部21及换流控制部23相同，因此这里省略其说明。

控制信息生成部22A基于经误差补偿部24A修正的输出电压指令Vu^*、Vv^*、Vw^*，使用空间矢量法生成用于控制双向开关Sw的PWM控制指令Vu1^*、Vv1^*、Vw1^*(控制信息的一例)。

具体而言，控制信息生成部22A使用同于控制信息生成部22的方法，求出对应于输出电压指令Vu^*、Vv^*、Vw^*的输出矢量的比率，并基于所述输出矢量的比率生成PWM控制指令Vu1^*、Vv1^*、Vw1^*。控制信息生成部22A例如基于从上式(8)～(11)中去掉补偿量Tcp(o)×2fs这一减法部分的运算式，针对每个输出相求出时刻T1～T5(T1～T7)。

控制信息生成部22A基于针对每个输出相求出的时刻T1～T5(T1～T7)生成PWM控制指令Vu1^*、Vv1^*、Vw1^*，所述PWM控制指令Vu1^*、Vv1^*、Vw1^*用于指定向输出相进行输出的输入相电压Vi。控制信息生成部22A将已生成的PWM控制指令Vu1^*、Vv1^*、Vw1^*输出到换流控制部23。

误差补偿部24A对用于补偿输出电压误差Voerr的补偿量进行运算。误差补偿部24A具有补偿量计算部31A与指令修正部32A。

与补偿量计算部31同样，补偿量计算部31A也基于存储在设定信息存储部20中的设定信息算出补偿量Tcp(o)。并且补偿量计算部31A基于存储在设定信息存储部20中的设定信息，算出对应于补偿量Tcp(o)的电压指令补偿量Vcp(o)。具体而言，补偿量计算部31A算出分别对应于补偿量Tcp(max)、Tcp(mid)、Tcp(min)的电压指令补偿量Vcp(max)、Vcp(mid)、Vcp(min)。

Pm＝0且所选开关模式的模式号码为“1”或“2”时，补偿量计算部31A例如使用下式(12)算出电压指令补偿量Vcp(o)。此外，输出电压指令Vu^*、Vv^*、Vw^*中的最大值设为Vmax、中间值设为Vmid、最小值设为Vmin。

[算式8]

$\begin{array}{c}\mathrm{Vcp}\left(\min \right)=\frac{V\min \&CenterDot;\mathrm{Tcp}\left(\min \right)}{\mathrm{Tsc}/2}\\ \mathrm{Vcp}\left(\mathrm{mid}\right)=\frac{\mathrm{Vmid}\&CenterDot;\mathrm{Tcp}\left(\mathrm{mid}\right)}{\mathrm{Tsc}/2}\end{array}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(12\right)$

另外，Pm＝0且所选开关模式的模式号码为“3”或“4”时，补偿量计算部31A例如使用下式(13)算出电压指令补偿量Vcp(o)。

[算式9]

$\begin{array}{c}\mathrm{Vcp}\left(\mathrm{mid}\right)=\frac{\mathrm{Vmid}\&CenterDot;\mathrm{Tcp}\left(\mathrm{mid}\right)}{\mathrm{Tsc}/2}\\ \mathrm{Vcp}\left(\max \right)=\frac{V\max \&CenterDot;\mathrm{Tcp}\left(\max \right)}{\mathrm{Tsc}/2}\end{array}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(13\right)$

另外，Pm＝1时，补偿量计算部31A例如使用下式(14)算出电压指令补偿量Vcp(o)。

[算式10]

$\begin{array}{c}\mathrm{Vcp}\left(\min \right)=\frac{V\min \&CenterDot;\mathrm{Tcp}\left(\min \right)}{\mathrm{Tsc}/2}\\ \mathrm{Vcp}\left(\mathrm{mid}\right)=\frac{\mathrm{Vmid}\&CenterDot;\mathrm{Tcp}\left(\mathrm{mid}\right)}{\mathrm{Tsc}/2}\\ \mathrm{Vcp}\left(\max \right)=\frac{V\max \&CenterDot;\mathrm{Tcp}\left(\max \right)}{\mathrm{Tsc}/2}\end{array}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(14\right)$

指令修正部32A使输出电压指令Vo^*加上电压指令补偿量Vcp(o)以修正输出电压指令Vo^*，并将修正后的输出电压指令Vo^*作为输出电压指令Vo^**输出到控制信息生成部22A。

具体而言，指令修正部32A使最大值Vmax的输出电压指令Vo^*加上Vcp(max)，使中间值Vmid的输出电压指令Vo^*加上Vcp(mid)，使最小值Vmin的输出电压指令Vo^*加上Vcp(min)。指令修正部32A将经修正的输出电压指令Vo^*作为输出电压指令Vo^**输出到控制信息生成部22A。

这样，误差补偿部24A基于存储在设定信息存储部20中的设定信息，进行输出电压的误差补偿。因此，实施方式所涉及的矩阵变换器1，即使在对换流方式的种类或调制方式的种类等进行切换时，也能高精度地抑制输出电压误差Voerr。另外，由于基于换流控制所使用的换流时间参数Td1、Td2对输出电压误差Voerr进行修正，从而能高精度地抑制输出电压误差Voerr。

在上述实施方式中，对于控制部14、14A而言，说明了使用空间矢量法来生成PWM控制指令Vo1^*的例子，但也能使用三角波比较法来生成PWM控制指令Vo1^*。此时也同样，误差补偿部24、24A求出对应于因换流控制而产生的输出电压误差Voerr的补偿量Tcp(o)，基于该补偿量Tcp(o)来补偿输出电压误差Voerr。由此，能高精度地抑制输出电压误差Voerr。

此外，控制部14、14A能基于由使用者、设置者经矩阵变换器1的输入部(未图示)输入的信息，选择并执行采用空间矢量法生成PWM控制指令Vo1^*、或采用三角波比较法生成PWM控制指令Vo1^*。

另外，在上述实施方式中，例示了从两种换流法中选择一种换流法的例子，但是控制部14、14A也能基于调制法参数Pm，从三种以上的换流法中选择一种换流法。

另外，在上述实施方式中，说明了由从控制信息生成部22输出的控制信息Tru、Trv、Trw来规定各矢量的比率，但是控制信息生成部22也能生成规定了PWM控制的时刻的控制信息Tru、Trv、Trw。

对于本领域的技术人员而言，还可以得出进一步的效果以及其他变形例。因而，本发明的范围并不限于上面详细说明的特定的、具有代表性的实施方式。所以在不脱离权利要求书及其等同物所定义的发明的总括性精神或者范围内，可以进行各种变更。

Claims (8)

1.一种矩阵变换器，其特征在于，具有：

电力转换部，其具有能够通过多个开关元件控制导通方向的多个双向开关，并在与交流电源的各相连接的多个输入端子和与负载的各相连接的多个输出端子之间设有所述多个双向开关；

控制信息生成部，其用于生成对所述双向开关进行控制的控制信息；

换流控制部，其基于所述控制信息单独控制所述开关元件以进行换流控制；

存储部，其用于存储所述换流控制的方式和/或电力转换的调制方式的设定信息；以及

误差补偿部，其基于所述设定信息进行输出电压的误差补偿。

2.一种矩阵变换器，其特征在于，具有：

电力转换部，其具有能够通过多个开关元件控制导通方向的多个双向开关，并在与交流电源的各相连接的多个输入端子和与负载的各相连接的多个输出端子之间设有所述多个双向开关；

控制信息生成部，其利用规定的载波生成用于控制所述双向开关的控制信息；

换流控制部，其基于所述控制信息单独控制所述开关元件以进行换流控制；

存储部，其用于存储所述载波的设定信息；以及

误差补偿部，其基于所述设定信息进行输出电压的误差补偿。

3.根据权利要求1或2所述的矩阵变换器，其特征在于，

所述误差补偿部具有：

补偿量计算部，其用于计算对应于所述设定信息的补偿量；以及

修正部，其根据由所述补偿量计算部计算出的补偿量来修正所述控制信息。

4.根据权利要求1或2所述的矩阵变换器，其特征在于，

所述矩阵变换器具有用于生成输出电压指令的电压指令生成部，

所述误差补偿部具有：

补偿量计算部，其用于计算对应于所述设定信息的补偿量；以及

修正部，其根据由所述补偿量计算部计算出的补偿量来修正所述输出电压指令，

所述控制信息生成部基于经所述误差补偿部修正的输出电压指令生成所述控制信息。

5.根据权利要求3或4所述的矩阵变换器，其特征在于，

所述补偿量计算部还用于计算对应于来自所述电力转换部的输出电流的极性的所述补偿量。

6.根据权利要求5所述的矩阵变换器，其特征在于，

所述调制方式包含：

两相调制，将经PWM调制的电压输出给所述负载的两个相；以及

三相调制，将经PWM调制的电压输出给所述负载的三个相，

在所述调制方式的种类为两相调制时，所述修正部对所述负载的两个相分别进行采用所述补偿量的修正，在所述调制方式的种类为三相调制时，所述修正部对所述负载的三个相分别进行采用所述补偿量的修正。

7.根据权利要求2所述的矩阵变换器，其特征在于，具有：

补偿量计算部，其基于所述载波的频率及在补偿量计算周期内的所述载波的波峰波谷次数来计算所述补偿量；以及

修正部，其根据由所述补偿量计算部计算出的补偿量来修正所述控制信息。

8.一种输出电压误差的补偿方法，其特征在于，包括：

生成工序，生成用于控制连接在交流电源的各相与负载的各相之间的多个双向开关的控制信息；

换流控制工序，基于所述控制信息单独控制多个开关元件以进行换流控制，其中，所述多个开关元件包含于所述双向开关并且能够控制导通方向；以及

误差补偿工序，基于所述换流控制的方式和/或电力转换的调制方式的设定信息，进行输出电压的误差补偿。