JP7249236B2 - 電子回路および無線電力伝送装置 - Google Patents

Description

本発明の実施形態は、電子回路および無線電力伝送装置に関する。

三相交流電圧から三相交流電圧に直接電力変換を行うマトリックスコンバータを用いて無線電力伝送を行う技術が提案されている。

マトリックスコンバータには、電圧転流方式と電流転流方式があるが、電圧センサや電流センサの誤差や遅れに起因する電源電圧の短絡や負荷開放による誘導性負荷へのサージ電圧発生などの転流失敗を避ける方式として、電圧転流と電流転流を組み合わせた複合（ハイブリッド）転流方式が提案されている。

しかしながら、複合転流方式では、電圧転流を行う際に、出力側の高周波電流のゼロクロス点を検出するため、出力側に高速検出及び高精度の電流センサを必要とする。この種の電流センサは、コストが高く、サイズも大きいという問題がある。また、電圧転流を行う割合が多い複合転流方式では、転流誤差による入力電流の総合高調波歪み特性（ＴＨＤ：Total Harmonic Distortion）が悪化したり、転流誤差補償による制御が複雑化したり、入力電圧を切り替える際の転流失敗の可能性がある。

日下、伊東、Gopal「三相12コイル非接触給電システムの基礎検討」、半導体変換研、2017年7月

本発明の一態様では、簡易な制御かつ最適なタイミングで、電圧転流と電流転流を切り替えることが可能な電子回路および無線電力伝送装置を提供するものである。

本実施形態によれば、それぞれ位相が異なる複数の相を有する入力交流信号に基づいて、前記複数の相の入力交流信号の周波数とは異なる周波数の複数の相の出力交流信号を生成するための、各相に対応する双方向スイッチを制御する電子回路であって、
前記出力交流信号の周波数よりも高い周波数の参照信号を生成する参照信号生成器と、
前記参照信号が所定の振幅値になるタイミングの前後の所定期間における、各相の前記出力交流信号の電圧レベルに基づいて各相に対応する前記双方向スイッチの切り替えを各相で順繰りに行う電圧転流と、前記所定期間以外の期間における、各相の前記出力交流信号の電流レベルに基づいて前記双方向スイッチの切り替えを各相並行して行う電流転流と、を切り替える転流制御部と、を備える、電子回路が提供される。

一実施形態による電子回路を備えたマトリックスコンバータの概略構成を示すブロック図。 図１の電子回路の内部構成を示すブロック図。 図２の電子回路内の各部の信号波形図。 図１のマトリックスコンバータと等価的な動作を行うインダイレクト・マトリックスコンバータの回路図。 電流型仮想ＰＷＭ整流器で用いられる基準ベクトルの方向とスイッチングパターンを示すベクトル図。 電圧型仮想インバータで用いられる基準ベクトルの方向とスイッチングパターンを示すベクトル図。 キャリア信号と出力電圧指令ベクトルの位相角度の関係を示す図。 図１のマトリックスコンバータを備えた無線電力伝送装置の概略構成を示すブロック図。 シミュレーションで設定した電子回路の各種パラメータを示す図。 マトリックスコンバータの入出力波形図。 電圧型仮想インバータにおいてセクタ５から６へ切り替わる時の入出力波形図。 無線電力伝送装置３０内の整流器３６の入出力波形を示す波形図。

以下、図面を参照して、電子回路および無線電力伝送装置の実施形態について説明する。以下では、電子回路および無線電力伝送装置の主要な構成部分を中心に説明するが、電子回路および無線電力伝送装置には、図示又は説明されていない構成部分や機能が存在しうる。

一実施形態によるマトリックスコンバータは、双方向スイッチを備えている。双方向スイッチは、それぞれ位相が異なる複数の相を有する入力交流信号に基づいて、複数の相の入力交流信号の周波数とは異なる周波数の複数の相の出力交流信号を生成するために、各相に対応づけて設けられる。以下では、複数の相が三相の例を主に説明する。図１は一実施形態による電子回路１を備えたマトリックスコンバータ２の概略構成を示すブロック図である。図１のマトリックスコンバータ２は、三相電源３の各相経路に接続される入力フィルタ４と、各相経路間に接続されるコンデンサＣfと、各相経路と負荷回路５との間に配置される９個の双方向スイッチ６と、これら双方向スイッチ６を切替制御する電子回路１とを備えている。各双方向スイッチ６は、図１の右下に詳細構成を示すように、二つのＭＯＳトランジスタのソース・ドレインを逆向きに接続することで構成可能である。

図１では、三相電源３の各相をＲ相、Ｓ相、Ｔ相と呼び、９個の双方向スイッチ６と負荷回路５との間の３つの経路をＵ相、Ｖ相、Ｗ相と呼ぶ。図１のマトリックスコンバータ２は、各相ごとに、３つの双方向スイッチを備えている。図１では、Ｕ相に対応する３つの双方向スイッチＳru、Ｓsu、Ｓtuを太線の囲みで示している。

図２は図１の電子回路１の内部構成を示すブロック図、図３は図２の電子回路１内の各部の信号波形図である。図２の一点鎖線よりも左側は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相に共通のブロック構成を示すのに対し、一点鎖線よりも右側は、Ｕ相のブロック構成を示している。すなわち、図２の一点鎖線よりも右側には、不図示のＶ相とＷ相のブロック構成が存在する。一点鎖線よりも右側の各相のブロック構成は共通であるため、図２ではＵ相のブロック構成のみを図示している。

図２の電子回路１の構成を説明する前に、マトリックスコンバータ２の制御方式の一つである仮想ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ変換方式を説明する。図４は図１のマトリックスコンバータ２と等価的な動作を行うインダイレクト・マトリックスコンバータ２の回路図である。図４のインダイレクト・マトリックスコンバータ２は、入力フィルタ４と負荷回路５との間に設けられる、電流型仮想ＰＷＭ（Pulse Width Modulator）整流器７と電圧型仮想インバータ８とを有する。マトリックスコンバータ２等の交流直接変換器はエネルギーバッファがないため、入力側と出力側を同時に制御する必要があり、制御が複雑になる。このため、本実施形態では、マトリックスコンバータ２の制御は、インダイレクト・マトリックスコンバータ２と入出力関係が同一であることを利用し、入出力を別々に考えることができる仮想ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ変換方式を採用する。ここでは、スイッチング回数の低減のために電流形仮想ＰＷＭ整流器７で空間ベクトルの変調を行い、電圧型仮想インバータ８で１パルス駆動を行い、パルス合成をしてマトリックスコンバータ２のスイッチングを行う。

図４の電流型仮想ＰＷＭ整流器７は、Ｒ相に接続されるスイッチＳrp及びＳrnと、Ｓ相に接続されるスイッチＳsp及びＳsnと、Ｔ相に接続されるスイッチＳtp及びＳtnとを有する。電圧型仮想インバータ８は、Ｕ相に接続されるスイッチＳup及びＳunと、Ｖ相に接続されるスイッチＳvp及びＳvnと、Ｗ相に接続されるスイッチＳwp及びＳwnとを有する。スイッチＳrp、Ｓsp、Ｓtp、Ｓup、Ｓvp及びＳwpの各他端側は共通に接続され、スイッチＳrn、Ｓsn、Ｓtn、Ｓun、Ｓvn及びＳwnの各他端側も共通に接続されている。これら計１２個のスイッチは双方向スイッチである。

図４のインダイレクト・マトリックスコンバータ２と図１のマトリックスコンバータ２とが、同一の入力電流かつ同一の出力電圧を得るには、図１のマトリックスコンバータ２のスイッチング関数（以下、第１スイッチング関数）と図４のインダイレクト・マトリックスコンバータ２のスイッチング関数（以下、第２スイッチング関数）との間に、以下の式（１）が成立すればよい。

式（１）の左辺は図１のマトリックスコンバータ２のスイッチング関数を示し、右辺は図４のインダイレクト・マトリックスコンバータ２のスイッチング関数を示す。より詳細には、右辺第１項の行列は図４のインダイレクト・マトリックスコンバータ２内の電圧型仮想インバータ８の第１スイッチング関数を示し、右辺第２項の行列は電流型仮想ＰＷＭ整流器７の第２スイッチング関数を示す。

図５は電流型仮想ＰＷＭ整流器７で用いられる基準ベクトルの方向とスイッチングパターンを示すベクトル図である。図示のように、電流型仮想ＰＷＭ整流器７で用いられる基準ベクトルＩ2、Ｉ1、Ｉ6、Ｉ5、Ｉ4、Ｉ3は、α軸とβ軸で表される二次元空間上の６０度ずつ異なる方向に配置されている。また、３つのゼロベクトルＩ7、Ｉ8、Ｉ9が設けられている。例えば、基準ベクトルＩ1のスイッチングパターンは、以下の（２）式で表される。

図５の破線矢印線は、ある時刻での入力電流指令ベクトルｉinを示している。入力電流指令ベクトルｉinは、角度０度に相当するα軸上の正側を開始点として、角速度ωin＝２πｆinで回転する。ここで、ｆinは、入力三相交流の周波数である。

図５のベクトル図において、入力電流指令ベクトルが、ある正三角形領域に存在する間は、その正三角形領域の頂点を形成する３つの瞬時電流ベクトル、すなわち入力電流指令ベクトルに隣接する２つの基準ベクトルをＩa及びＩbとし、一つのゼロベクトルをＩzとする。
例えば、入力電流指令ベクトルが３０度から９０度の間に存在する時間区間では、入力電流指令ベクトルに隣接する２つの基準ベクトルのうち、ＩaとしてＩ1を、ＩbとしてＩ2を選択する。また、Ｉzとしては、スイッチング回数を抑制するために入力相電圧絶対値の最大相がオン状態を保持するように、最大相がＲ相のときはＩ7を、最大相がＳ相のときはＩ8を、最大相がＴ相のときはＩ9を用いる。

なお、ゼロベクトルは、マトリックスコンバータ２のスイッチング関数を出力した際に無駄なスイッチングを抑制するために、キャリア信号の上下に二分割して配置する。

図５のベクトル図を用いた空間ベクトル変調において、Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｚのαβ成分をそれぞれＩａα、Ｉａβ、Ｉｂα、Ｉｂβ、Ｉｚα、Ｉｚβとすると、入力電流指令ベクトルは、三相－二相変換を行うことで、式（３）で表される。

式（３）において、ゼロベクトルの各成分は、Ｉｚα＝Ｉｚβ＝０である。電流型仮想ＰＷＭ整流器７のデューティｄａ、ｄｂ、ｄｚは、クラメルの公式と、上述したＩｚα＝Ｉｚβ＝０を用いることにより、式（４）で求められる。

このように、入力電流指令ベクトルは、初期値から角速度ωin＝２πｆinで回転することから、任意の時刻の入力電流指令ベクトルｉin(*)＝［Ｉ_α Ｉ_β］が電流型仮想ＰＷＭ整流器７に与えられる。電流型仮想ＰＷＭ整流器７は、与えられた入力電流指令ベクトルが図５における６つの正三角形領域のうち、どの正三角形領域に存在するかで、基準ベクトルＩａとＩｂを決定し、Ｉａ、Ｉｂのα軸成分Ｉａα、Ｉｂαと、β軸成分Ｉａβ、Ｉｂβを決定する。また、１つのゼロベクトルＩｚとしては、スイッチング回数抑制のために入力相電圧絶対値の最大相がオン状態を保持するように、最大相がＲ相のときはＩ７を、最大相がＳ相のときはＩ８を、最大相がＴ相のときはＩ９を採用する。また、上述した（４）式によりデューティｄａ、ｄｂ、ｄｚを求める。

図６Ａは電圧型仮想インバータ８で用いられる基準ベクトルの方向とスイッチングパターンを示すベクトル図、図６Ｂはキャリア信号と出力電圧指令ベクトルの位相角度の関係を示す図である。図６Ａに示すように、電圧型仮想インバータ８で用いられる基準ベクトルＶ2、Ｖ1、Ｖ6、Ｖ5、Ｖ4、Ｖ3は、α軸とβ軸で表される二次元空間状の６０度ずつ異なる方向に配置されている。例えば、基準ベクトルＶ1のスイッチングパターンは、以下の（５）式で表される。

図６Ａの破線矢印線は、ある時刻での出力電圧指令ベクトルνoutを示している。出力電圧指令ベクトルνoutは、角度０度に相当するα軸上の正側を開始点とし、角速度ωout＝２πｆoutで回転する。ここで、ｆoutは、出力の基本周波数であり、本実施形態では、ｆoutを、負荷回路５の共振周波数ｆRと同じにする。なお、キャリア信号の周波数ｆcは、一般的にはｆoutの３倍、あるいは３Ｎ倍（Ｎは自然数）の周波数である。本実施形態では、ｆc＝３×ｆoutとする。

ある時刻での出力電圧指令ベクトルが与えられると、出力電圧指令ベクトルに最も近い基準ベクトルが選択される。例えば、出力電圧指令ベクトルが３０度を横切る際に、基準ベクトルがＶ１からＶ２に変更される。このとき、図６Ａからわかるように、スイッチＳvpは０（オフ）から１（オン）に、スイッチＳvnは１（オン）から０（オフ）に切り替えられるが、その他の４つのスイッチのスイッチング関数は変化しない。

電圧型仮想インバータ８は、１パルス駆動を行うことで、空間ベクトル変調に比べて、スイッチング回数を削減できる。また、出力電流の総合高調波歪み特性（ＴＨＤ）は悪化するが、共振負荷では共振周波数成分以外のインピーダンスが高いため、その影響は少ない。

なお、（１）式に示すパルス合成をするにあたって、無駄なスイッチングを抑制するため、電流型仮想ＰＷＭ整流器７のゼロベクトルと電圧型仮想インバータ８の電圧ベクトルの切り替わりを同期させることも考えられる。実際、キャリア信号のピークとボトムで、電圧型仮想インバータ８の電圧ベクトルが切り替わり、かつ、電流型仮想ＰＷＭ整流器７のゼロベクトルが発生するように設定すれば、必ずゼロベクトル内に、電圧型仮想インバータ８の電圧切り替わりが発生するように設定できる。

図１のマトリックスコンバータ２は、電圧転流と電流転流を組み合わせた複合転流方式を採用する。複合転流方式については、本発明者が先に公表した論文（加藤、伊東、「マトリックスコンバータの転流失敗を激減する新しい転流方式の開発」、電学論Ｄ、127巻8号、2007年）に記載されている方法全般を本実施形態でも用いられる。電圧転流を行う場合は、入力三相交流信号の電圧レベルの大中小の関係を監視して転流を行う。入力三相交流信号の電圧レベルの大中小の関係が切り替わるタイミングの前後で、複数の入力相経路に繋がる複数のスイッチが同時にオンすると、複数の入力交流信号が短絡して、入力電流に歪みが発生する。このため、複数のスイッチが同時にオンしないように切替制御を行う必要がある。

また、電流転流を行う場合は、出力電流方向を監視して転流を行う。このとき、出力電流がゼロクロスするタイミングの前後で電流転流を行うと、出力側の電流源が開放してサージ電圧が発生するおそれがあり、注意が必要である。

以上から、複合転流では、入力電圧や出力電流などに閾値を設定し、出力電流がゼロクロスするタイミングの前後では電圧転流を行い、入力電圧の大中小関係が切り替わるタイミングの前後では電流転流を行うことが望ましい。

しかしながら、図１のマトリックスコンバータ２をそのままの構成で無線電力伝送に用いる場合、通常、電流転流を行う場合に必要となるマトリックスコンバータ２から出力される高周波電流がゼロクロスするタイミングを検出するための電流センサを、出力側に設けていない。後述するように、本実施形態による電子回路１は、上記の電流センサを用いずに、図１のマトリックスコンバータ２の転流方式を決定する。このとき、無線電力伝送の特有の現象である出力電流が正弦波となることと、伝送コイルが位置ずれを起こした際に出力力率が変動することを考慮に入れた上で、転流方式を決定する。

次に、図２と図３を参照して、本実施形態による電子回路１の構成及び動作を説明する。本実施形態による電子回路１は、入力三相交流信号を出力三相交流信号に直接変換する複数の双方向スイッチ６のオン・オフを切替制御する回路である。双方向スイッチ６は、各相ごとに複数個ずつ設けられる。出力三相交流信号の周波数は、入力三相交流信号の周波数よりも高いことを前提としている。

図２に示すように、本実施形態による電子回路１は、各相共通のブロック構成として、入力クロック発生器１１と、入力電流指令発生器（第１指令信号生成器）１２と、空間ベクトル変調器１３と、出力クロック発生器１４と、出力電圧指令発生器（第２指令信号生成器）１５と、第１スイッチング関数算出器１６と、第２スイッチング関数算出器１７と、第３スイッチング関数算出器１８と、電圧検出器１９とを備えている。

また、本実施形態による電子回路１は、各相ごとに設けられる、電圧転流区間指示器（転流区間指示発生器）２０と、電流方向算出器２１と、転流制御部２２とを備えている。図２では、簡略化のために、Ｕ相用の電圧転流区間指示器２０、電流方向算出器２１、及び転流制御部２２のみを図示している。

図２の電子回路１内のブロック構成のうち、出力電圧指令発生器１５と転流制御部２２は必須の構成部である。

出力電圧指令発生器１５は、複数相の出力三相交流信号の周波数よりも高い周波数のキャリア信号（参照信号）を生成する参照信号生成器を内蔵している。キャリア信号は、ピーク点及びボトム点を交互に周期的に含む信号（例えば、三角波信号）である。また、キャリア信号は、例えば、出力三相交流信号の周波数の３の整数倍の周波数を有する信号である。

転流制御部２２は、キャリア信号が所定の振幅値になるタイミングの前後の所定期間における、各相の出力交流信号の電圧レベルに基づいて各相に対応する双方向スイッチの切替を各相で順繰りに行う電圧転流と、所定期間以外の期間における、各相の出力交流信号の電流レベルに基づいて双方向スイッチの切替を各相並行して行う電流転流と、を切り替える。例えば、転流制御部２２は、複数相のうち出力三相交流信号の電流がゼロになると推測できる相については、出力三相交流信号の電流がゼロになるタイミングを含む所定期間内では電圧転流を選択し、所定期間以外の期間では全相とも共通のタイミングで電流転流を選択する。より具体的には、転流制御部２２は、キャリア信号がピーク点及びボトム点になるタイミングを含む所定期間内では、いずれかの相について電圧転流を選択する。図３では、キャリア信号におけるＵ相の電圧転流を行うタイミング（ピーク点及びボトム点）の一例を太線丸で明示している。

転流制御部２２は、電圧転流か電流転流かを選択した後に、Ｕ相・Ｖ相・Ｗ相の各相の出力を生成するための複数の双方向スイッチ６をオン又はオフするためのゲートパルス信号を転流制御部２２の内部で算出し、これを基に複数の双方向性スイッチ６を構成する複数のトランジスタのゲート端子に対して各トランジスタをＯＮあるいはＯＦＦするための制御信号を出力する。転流制御部２２は、一つの双方向スイッチ６をオンからオフにした後、所定のデッドタイムが経過した後に、次の双方向スイッチ６をオフからオンにする。このように、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相に接続された複数の双方向スイッチ６を、予め定めた順序で順次にオン又はオフする。各双方向スイッチ６のオン又はオフを切り替える際にデッドタイムを設けるのは、複数の相のスイッチが同時にオンして短絡電流が流れるのを防止するためである。

入力クロック発生器１１は、入力三相交流信号の周波数ｆinの３倍又は３×Ｍ倍（Ｍは自然数）の周波数の入力クロック信号を生成する。なお、図２に破線で示したように、入力三相交流信号を参照して、入力クロック信号を生成してもよい。入力クロック信号の周波数を、入力三相交流信号の周波数の３×Ｍ倍にすることで、入力三相交流信号にほぼ同期した入力電流指令ベクトルを生成しやすくなる。

また、後述する出力クロック発生器１４で生成された出力クロック信号で入力クロック信号を代用してもよい。その際、入力三相交流信号を参照してもよい。

入力クロック発生器１１で生成された入力クロック信号は、入力電流指令発生器１２に入力される。入力電流指令発生器１２は、図５の破線矢印線に示すような入力電流指令ベクトル（第１指令信号）ｉinを生成する。より詳細には、入力電流指令発生器１２は、任意の時刻において、入力電流指令ベクトルの初期値から、角速度ωin＝２πｆinで回転させた方向の入力電流指令ベクトルを生成する。なお、入力電流指令ベクトルの初期値の位相は、一般に三相入力交流の力率が良好であることを考えると、図２に示すように、入力三相交流信号のいずれかを入力し、その電圧位相を検出し、この位相に合わせるのが適切である。

空間ベクトル変調器１３は、図５のベクトル図を用いて空間ベクトル変調を行い、入力電流指令ベクトルに隣接する２つの基準ベクトルＩａ及びＩｂと１つのゼロベクトルＩｚを用いて、電流型仮想ＰＷＭ整流器７のスイッチング関数［Ｓrp Ｓsp Ｓtp；Ｓrn Ｓsn Ｓtn］（第１スイッチング関数）を発生させる。

一方、出力クロック発生器１４は、出力交流信号の周波数ｆRの３倍又は３×Ｌ倍（Ｌは自然数）の周波数の出力クロック信号を生成する。３×Ｌ倍とすることにより、キャリア信号の周波数ｆc（例えば、出力交流信号の周波数ｆRの３倍又は３×Ｎ倍（Ｎは自然数））を生成しやすくなる。出力クロック発生器１４で生成された出力クロック信号は、出力電圧指令発生器１５に入力される。

出力電圧指令発生器１５は、図６Ａの破線矢印線に示すような出力電圧指令ベクトル（第２指令信号）νoutを生成するとともに、キャリア信号を生成する。上述したように、出力電圧指令発生器１５は、任意の時刻において、出力電圧指令ベクトルの初期値から、角速度ωout＝２πｆoutで回転させた方向の出力電圧指令ベクトルを生成する。生成された出力電圧指令ベクトルは、第２スイッチング関数算出器１７に供給される。また、生成された出力電圧指令ベクトルとキャリア信号は、第２スイッチング関数算出器１７と、各相の電流方向算出器２１と、電圧転流区間指示発生器２０とに入力される。

第２スイッチング関数算出器１７は、図６Ａのベクトル図を用いて、電圧型仮想インバータ８に対して上述した１パルス駆動を行い、出力電圧指令ベクトルv_outに最も近い１つの基準ベクトルを用いて、電圧型仮想インバータ８の図６Ａに示すスイッチング関数［Ｓup Ｓvp Ｓwp；Ｓun Ｓvn Ｓwn］（第２スイッチング関数）を生成する。

出力クロック発生器１４で生成された出力クロック信号を用いて、第１スイッチング関数算出器１６で生成された第１スイッチング関数をサンプリングすることで、第１スイッチング関数［Ｓrp Ｓsp Ｓtp；Ｓrn Ｓsn Ｓtn］を、第２スイッチング関数［Ｓup Ｓvp Ｓwp；Ｓun Ｓvn Ｓwn］と演算しやすい同一のサンプリング周波数の値を出力する。第３スイッチング関数算出器１８は、出力クロック信号の周波数に合わせて、第１スイッチング関数と第２スイッチング関数を合成して、Ｕ相・Ｖ相・Ｗ相の各相の出力を生成するための複数の双方向スイッチ６のオン又はオフを指示する第３スイッチング関数を生成する。

出力電圧指令発生器１５で生成された出力電圧指令ベクトルは、各相の電流方向算出器２１にも供給される。図２では、簡略化のため、Ｕ相の電流方向算出器２１のみを図示している。各相の電流方向算出器２１は、対応する転流制御部２２内の電流転流器に電流方向を指示する信号を出力する。出力電圧指令ベクトルから直接各相の電流方向がわかるのは、マトリックスコンバータ２の負荷回路５が無線電力伝送装置の送電共振回路であり、電流がほぼ正弦波で、送受電コイルがほぼ正対する場合に出力力率がほぼ１になり、出力電圧と出力電流がほぼ同位相になるためである。

具体的には、図３の例では、出力電圧指令ベクトルの位相角が０～９０度、２７０～３６０度の場合、Ｕ層電流は正方向、それ以外の位相角では、Ｕ層電流は負方向になる。出力電圧指令ベクトルの位相角が３０～２１０度の場合、Ｖ相電流は正方向、それ以外の位相角では、Ｖ相電流は負方向になる。出力電圧指令ベクトルの位相角が１５０～３３０度の場合、Ｗ相電流は正方向、それ以外の位相角ではＷ相電流は負方向になる。

第３スイッチング関数算出器１８は、第１スイッチング関数算出器１６からの第１スイッチング関数［Ｓrp Ｓsp Ｓtp；Ｓrn Ｓsn Ｓtn］と、第２スイッチング関数算出器１７からの第２スイッチング関数［Ｓup Ｓvp Ｓwp；Ｓun Ｓvn Ｓwn］から、マトリックスコンバータ２のスイッチングに用いる第３スイッチング関数［Ｓru Ｓsu Ｓtu；Ｓrv Ｓsv Ｓtv；Ｓrw Ｓsw Ｓtw］を出力する。各行のスイッチング関数は、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相の電圧転流器２３と、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相の電流転流器２４に入力される。

入力三相交流信号の電圧レベルは、電圧検出器１９に入力される。電圧検出器１９は、入力三相交流信号の電圧レベルの大中小を検出し、その検出結果を示す信号を、各相の電圧転流器２３に入力する。

実際には、各相の大小関係は、空間ベクトル変調に用いられる位相情報からも把握することができる。このため、電圧検出器１９を設ける代わりに、空間ベクトル変調に用いられる位相情報から、入力三相交流信号の電圧レベルの大中小関係を検出してもよい。

転流制御部２２は、電圧転流器２３と、電流転流器２４と、転流選択器２５とを有する。転流制御部２２は、例えば、ＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array）などの信号処理を行う半導体チップで実現可能である。

電圧転流器２３は、第３スイッチング関数算出器１８からの第３スイッチング関数に基づいて、入力三相（Ｒ／Ｓ／Ｔ相）のうち、ＯＮからＯＦＦにすべき相と、ＯＦＦからＯＮにすべき相を把握する。例えば、図３では、スイッチング関数の変化にしたがい、図３の出力電圧指令ベクトルの位相角約８０度のタイミングで、Ｒ相をＯＮからＯＦＦとし、Ｔ相をＯＦＦからＯＮとしている。このとき、Ｒ相がＴ相よりも電圧が高いことが、電圧検出器１９の検出結果でわかった場合、次のような電圧転流の手続を用意する。まず、Ｔ相で負荷側に電流が流れる方向のスイッチをＯＮし、次に、Ｒ相で負荷側に電流が流れる方向のスイッチをＯＦＦし、次に、Ｔ相で入力側に電流が流れる方向のスイッチをＯＮし、次に、Ｒ相で入力側に電流が流れる方向のスイッチをＯＦＦする手続を用意する。各スイッチの切替は、デッドタイムを挟んで行う。

電流転流器２４は、第３スイッチング関数算出器１８からの第３スイッチング関数に基づいて、入力三相（Ｒ／Ｓ／Ｔ相）のうち、ＯＮからＯＦＦにすべき相と、ＯＦＦからＯＮにすべき相を把握するとともに、対応する相の電流方向算出器２１からの電流方向信号に基づいて、電流転流の手続を用意する。例えば、図３で、出力電圧指令ベクトルの位相角が約６０度の場合、Ｕ相においては、Ｓ相をＯＮからＯＦＦとし、Ｒ相をＯＦＦからＯＮにする。また、負荷側へ正の電流が流れていることが、Ｕ相の電流方向算出器２１から通知された場合は、次のような電流転流の手続を用意する。まず、Ｓ相で入力側に電流が流れる方向のスイッチをＯＮし、次に、Ｒ相で負荷側に電流が流れる方向のスイッチをＯＦＦし、次に、Ｓ相で負荷側に電流が流れる方向のスイッチをＯＮし、次に、Ｒ相で入力側に電流が流れる方向のスイッチをＯＦＦする手続を用意する。

上記の電圧転流器２３と電流転流器２４のどちらで準備した手続を実際の転流に用いるかは、各相の電圧転流区間指示発生器２０により決定される。電圧転流区間指示発生器２０が電圧転流区間を指示した場合には、転流選択器２５は、電圧転流器２３が用意した手続を選択する。また、電圧転流区間指示発生器２０が電流転流区間を指示した場合には、転流選択器２５は、電流転流器２４が用意した手続を選択する。

ここで、電圧転流区間は、各相において、電流がゼロクロス点となると予測できる時刻を中心に、その時刻の前後±Ｔ_{ＶＣＯＭＭ}に定める。ここで、Ｔ_{ＶＣＯＭＭ}は後述する方法で定める。なお、電流がゼロクロス点となると予測できる時刻は、マトリックスコンバータ２の負荷が、無線電力伝送回路の送電共振回路であり、電流がほぼ正弦波で、送受電コイルがほぼ正対する場合に出力力率がほぼ１となり、出力電圧と出力電流がほぼ同位相となるため、出力電圧指令ベクトルの位相角から定めることができる。具体的には、Ｕ相は、出力電圧指令ベクトルの位相角が９０度と２７０度に相当する時刻、Ｖ相は、出力電圧指令ベクトルの位相角が３０度と２１０度に相当する時刻、Ｗ相は、出力電圧指令ベクトルの位相角が１５０度と３３０度に相当する時刻となる。図３には、Ｕ相に着目した入力Ｒ相からＳ相への転流発生時のスイッチングパターンと電圧転流適用期間を示している。なお、図３に示した区間では、入力電流指令ベクトルの位相角は、図５に示した６０度である。

電圧転流の適用期間Ｔvcommは、転流失敗を避けるために、式（６）の条件を満たすのが望ましい。式（６）を満たすことで、電圧転流と電流転流の両者がそれぞれの転流失敗多発区間を使用せずに転流することが可能となる。

ここで、Ｔdは双方向スイッチ６のデッドタイムである。したがって、３Ｔdは、２つの双方向スイッチ６を用いて転流するのに要する所要時間である。ｆRはマトリックスコンバータ２の出力交流周波数、ＰＦoutは、送受電コイルが正対した位置からのずれを許容する場合に、マトリックスコンバータ２の出力力率が１からやや劣化する場合の最悪値（最小値）の予測値である。ただし、入力周波数に対して、スイッチング周波数は非常に大きいため、入力電圧リプルは無視する。

式（６）の左辺は、送受電コイルが正対した位置からのずれを許容する場合に、マトリックスコンバータ２の出力力率がＰＦoutまで劣化したと仮定した場合に、出力力率が１と仮定した場合のゼロクロス時刻に対して、実際のゼロクロス点がずれる可能性がある時間範囲である。したがって、少なくとも、この時間範囲で電流転流することを避けて、電圧転流を選択すれば、ゼロクロス点付近での電流転流に起因する出力側電流源の開放やサージ電圧の発生を回避することができる。なお、出力力率の劣化が発生しにくいと考えられる場合には、この項の勘案を省略することもできる。

なお、キャリア周波数ｆcと電流型仮想ＰＷＭ整流器７におけるゼロベクトルのデューティ比であるｄzに対して、キャリア周期の１／４の時間のうち、ゼロベクトルが占める時間区間(ｄz／(４×ｆc))は、Ｒ相あるいはＳ相あるいはＴ相のオン状態はキープされるので、もし、このデューティ比ｄzが比較的容易に求められる場合には、式（６）の左辺から(ｄz／(４×ｆc))を引いた式で、電圧転流の適用期間Ｔvcommを設定することも考えられる。

無線電力伝送装置のような共振負荷では、共振周波数成分に対するリアクタンスは非常に小さいため、マトリックスコンバータ２の出力力率は１になり、出力電圧指令と出力電流の位相は等しくなる。このため、電流センサを用いなくても、出力電流方向の推定が可能である。伝送コイルの位置ずれが発生したとしても、出力電流方向を補償できる力率範囲であれば電流転流を用いることで転流失敗を抑制できる。反対に、電流がゼロクロス付近となる区間では、電流方向が推定できないため電圧転流を用いる。これにより、本実施例の転流方式では高周波側の電流センサを用いなくても、転流失敗を抑制できる。

図７は図１のマトリックスコンバータ２を備えた無線電力伝送装置３０の概略構成を示すブロック図である。図７の無線電力伝送装置３０は、送電回路３１と受電回路３２とを備えており、受電回路３２には、負荷回路５が接続されている。なお、送電回路３１のみを有する無線電力伝送装置３０も考えられる。

送電回路３１は、図１のマトリックスコンバータ２と、スナバ回路３３と、キャパシタＣu1、Ｃv1、Ｃw1と、一次側コイル（送電コイル）３４とを有する。スナバ回路３３は、リンギングを抑制する回路であり、複数のダイオードＤ１と、キャパシタＣ１と、抵抗Ｒ１とを有する。キャパシタＣu1、Ｃv1、Ｃw1は、マトリックスコンバータ２内の双方向スイッチ６のＵ相、Ｖ相及びＷ相にそれぞれ接続されている。一次側コイル３４は、複数のコイルＬu1a、Ｌu1b、Ｌv1a、Ｌv1b、Ｌw1a、Ｌw1bがＹ結線された構成を有する。コイルＬu1a、Ｌu1b、Ｌv1a、Ｌv1bはＵ相及びＶ相の間に接続され、コイルＬu1a、Ｌu1b、Ｌw1a、Ｌw1bはＵ相及びＷ相の間に接続され、コイルＬv1a、Ｌv1b、Ｌw1a、Ｌw1bはＶ相及びＷ相の間に接続されている。このように、各相がそれぞれ、直列接続された２個のコイルを有する。これらコイルは差動接続されている。これにより、漏洩磁界が遠方で打ち消され、大電力伝送時にも漏洩磁界を低減することができる。

送電回路３１内の一次側コイル３４とキャパシタＣu1、Ｃv1、Ｃw1にて共振回路が生成される。この共振回路は、一次側コイル３４のインダクタンスとキャパシタＣu1、Ｃv1、Ｃw1の容量とで規定される共振周波数で共振する。これにより、送電回路３１に流れる電流はほぼ正弦波になる。上述したキャリア信号の周波数は、共振周波数の３の整数倍に設定される。

受電回路３２は、二次側コイル（受電コイル）３５と、キャパシタＣu2、Ｃv2、Ｃw2と、整流回路３６と、出力コンデンサＣoutとを有する。二次側コイル３５は、一次側コイル３４に磁気結合しており、複数のコイルＬu2a、Ｌu2b、Ｌv2a、Ｌv2b、Ｌw2a、Ｌw2bがＹ結線された構成を有する。二次側コイル３５も、一次側コイル３４と同様に、各相が直列接続かつ差動接続された２個のコイルを有する。コイルＬu1a、Ｌu1b、Ｌv1a、Ｌv1bはＵ相及びＶ相の間に接続され、コイルＬu1a、Ｌu1b、Ｌw1a、Ｌw1bはＵ相及びＷ相の間に接続され、コイルＬv1a、Ｌv1b、Ｌw1a、Ｌw1bはＶ相及びＷ相の間に接続されている。キャパシタＣu2、Ｃv2、Ｃw2は、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相にそれぞれ接続されている。整流回路３６は、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相に接続される複数のダイオードを有する。

送電回路３１には、例えば５０Hz～６０Hzの商用電源３７が接続される。図７のマトリックスコンバータ２は、５０Hz～６０Hzの入力三相交流信号を、例えば８５kHzの出力三相交流信号に変換する。

本発明者は、図２の電子回路１及び図７の無線電力伝送装置３０についての実機による実験検証を行った。実験にあたって設定した電子回路１の各種パラメータは図８に示す通りである。電圧転流の適用期間Ｔ_{ＶＣＯＭＭ}は式（６）に基づいて決定した。電圧転流の適用期間Ｔvcommの値は、Ｔvcommのほぼ中間値となる１．６μsに設定した。また、共振電流を三相平衡させ、電圧転流による転流失敗を抑制するため、キャリア周波数と共振周波数は３：１の関係にした。

図９乃至図１１は、電子回路１及び無線電力伝送装置３０の実験結果を示す波形図である。より詳細には、図９は、Ｔvcomm＝１．６μsのときのマトリックスコンバータ２の入出力波形図、図１０は電圧型仮想インバータ８においてセクタ５から６へ切り替わる時の入出力波形図である。図５．７（ａ）では系統電流ひずみ率が３．７％となっており、入力電圧切り替わり時にひずみがないことから電圧転流の転流失敗が発生していなことが確認できた。図９では、マトリックスコンバータ２出力電圧に出力電流ゼロクロス付近に線間瞬時電圧最大値２８２Ｖ以上となるサージ電圧がないことから電流転流の転流失敗が発生していないことが確認できた。さらに、２０kHz程度の高周波の出力電圧及び出力電流が得られていることが確認できた。なお、出力側の力率はわずかに進み力率となっており、周波数や共振のコンデンサなどにより調整する余地がある。

図１１は無線電力伝送装置３０内の整流回路３６の入出力波形を示す波形図である。図１１の結果により、三相コイルの２次側にエネルギーが伝送され、負荷電圧及び負荷電流を一定にできていることが確認できた。

このように、本実施形態では、複合転流方式のマトリックスコンバータ２において、キャリア信号がピークとボトムになるタイミングに合わせて電圧転流の期間を設定し、それ以外のタイミングでは電流転流を行うため、電流センサを用いることなく、電圧転流と電流転流とを最適なタイミングで切り替えることができる。電流センサは、コストが高くてサイズも大きいため、電流センサを省略することで、電子回路１の部材コストを削減でき、かつ小型化が可能になる。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１ 電子回路、２ マトリックスコンバータ、３ 三相電源、４ 入力フィルタ、５ 負荷回路、６ 双方向スイッチ、７ 電流型仮想ＰＷＭ整流器、８ 電圧型仮想インバータ、１１ 入力クロック発生器、１２ 入力電流指令発生器、１３ 空間ベクトル変調器、１４ 出力クロック発生器、１５ 出力電圧指令発生器、１６ 第１スイッチング関数算出器、１７ 第２スイッチング関数算出器、１８ 第３スイッチング関数算出器、１９ 電圧検出器、２０ 電圧転流区間指示器、２１ 電流方向算出器、２２ 転流制御部、２３ 電圧転流器、２４ 電流転流器、２５ 転流選択器、３０ 無線電力伝送装置、３１ 送電回路、３２ 受電回路、３３ スナバ回路、３４ 一次側コイル、３５ 二次側コイル

Claims (13)

1. それぞれ位相が異なる複数の相を有する入力交流信号に基づいて、前記複数の相の入力交流信号の周波数とは異なる周波数の複数の相の出力交流信号を生成するための、各相に対応する双方向スイッチを制御する電子回路であって、
   前記出力交流信号の周波数よりも高い周波数の参照信号を生成する参照信号生成器と、
   前記参照信号が所定の振幅値になるタイミングの前後の所定期間における、各相の前記出力交流信号の電圧レベルに基づいて各相に対応する前記双方向スイッチの切り替えを各相で順繰りに行う電圧転流と、前記所定期間以外の期間における、各相の前記出力交流信号の電流レベルに基づいて前記双方向スイッチの切り替えを各相並行して行う電流転流と、を切り替える転流制御部と、を備える、電子回路。
2. 前記転流制御部は、前記複数の相のうち出力交流信号の電流がゼロになった相については、前記出力交流信号の電流がゼロになるタイミングを含む前記所定期間内では前記電圧転流を選択し、前記所定期間以外の期間では全相とも共通のタイミングで前記電流転流を選択する、請求項１に記載の電子回路。
3. 前記参照信号は、ピーク点及びボトム点を交互に周期的に含む信号であり、
   前記転流制御部は、前記参照信号が前記ピーク点及び前記ボトム点になるタイミングを含む前記所定期間内は、いずれかの相について前記電圧転流を選択する、請求項２に記載の電子回路。
4. 前記参照信号は、前記出力交流信号の周波数の３の整数倍の周波数を有する、請求項１乃至３のいずれか一項に記載の電子回路。
5. 前記所定期間であるＴvcommは、前記双方向スイッチの出力交流信号の周波数をｆR、前記双方向スイッチの出力力率が１から劣化する場合の最小値の予測値をＰＦout、前記双方向スイッチのデッドタイムをＴdとすると、以下の（１）式で表される範囲の期間であることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか一項に記載の電子回路。
   

   
6. 前記複数の相の入力交流信号の周波数よりも速い周波数の入力クロック信号を生成する入力クロック生成器と、
   前記入力クロック信号に基づいて、前記複数の双方向スイッチと等価的な動作を行う電流型仮想ＰＷＭ整流器及び電圧型仮想インバータのうち、前記電流型仮想ＰＷＭ整流器を制御するための第１指令信号を生成する第１指令信号生成器と、
   前記第１指令信号に基づいて、前記電流型仮想ＰＷＭ整流器内の複数のスイッチのオン又はオフを指示する第１スイッチング関数を生成する第１スイッチング関数算出器と、
   前記出力交流信号の周波数よりも速い周波数の出力クロック信号を生成する出力クロック生成器と、
   前記出力クロック信号に基づいて、前記電圧型仮想インバータを制御するための第２指令信号を生成する第２指令信号生成器と、
   前記第２指令信号に基づいて、前記電圧型仮想インバータ内の複数のスイッチのオン又はオフを指示する第２スイッチング関数を生成する第２スイッチング関数算出器と、
   前記出力クロック信号の周波数に合わせて、前記第１スイッチング関数及び前記第２スイッチング関数を合成することにより、前記複数の双方向スイッチのオン又はオフを指示する第３スイッチング関数を生成する第３スイッチング関数算出器と、
   前記出力クロック信号及び前記参照信号に基づいて、前記転流制御部が前記電圧転流を選択するか、前記電流転流を選択するかを指示する指示信号を前記転流制御部に入力する転流区間指示発生器と、を備える、請求項１乃至５のいずれか一項に記載の電子回路。
7. 前記第２指令信号生成器は、前記出力クロック信号に基づいて前記参照信号を生成する前記参照信号生成器を有する、請求項６に記載の電子回路。
8. 前記転流制御部は、
   前記第３スイッチング関数に基づいて前記電圧転流時における前記複数の双方向スイッチの切替信号を生成する電圧転流器と、
   前記第３スイッチング関数に基づいて前記電流転流時における前記複数の双方向スイッチの切替信号を生成する電流転流器と、
   前記指示信号に基づいて、前記電圧転流器又は前記電流転流器で生成された前記複数の双方向スイッチの切替信号を選択する転流選択器と、を有する、請求項６又は７に記載の電子回路。
9. 前記複数の相の入力交流信号の電圧レベルの大小関係を検出する電圧検出器を備え、
   前記電圧転流器は、前記第３スイッチング関数及び前記電圧検出器の検出信号に基づいて、前記電圧転流時における前記複数の双方向スイッチの切替信号を生成する、請求項８に記載の電子回路。
10. 前記複数の相の出力交流信号により駆動され、所定の共振周波数で共振する共振回路を備え、
    前記共振回路は、送電コイルを有する、請求項１乃至９のいずれか一項に記載の電子回路。
11. 前記参照信号の周波数は、前記共振周波数の３の整数倍である、請求項１０に記載の電子回路。
12. 前記複数の相は三相である、請求項１乃至１１のいずれか一項に記載の電子回路。
13. それぞれ位相が異なる複数相の入力交流信号に基づいて前記複数相の入力交流信号の周波数とは異なる周波数の複数相の出力交流信号を生成する、各相ごとに複数個ずつ設けられる双方向スイッチと、
    前記複数相の出力交流信号に応じた交流電流を流すことにより、無線電力伝送のための磁束を発生させる送電コイルと、
    前記複数相の出力交流信号の周波数よりも速い周波数の参照信号を生成する参照信号生成器と、
    前記参照信号が所定の振幅値になるタイミングの前後の所定期間に、各相の前記出力交流信号の電圧レベルに基づいて各相に対応する前記双方向スイッチの転流動作を各相で順繰りに行う電圧転流と、前記所定期間以外の期間に、各相の前記出力交流信号の電流レベルに基づいて前記双方向スイッチの転流動作を各相並行して行う電流転流と、を切り替える転流制御部と、を備える、無線電力伝送装置。

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