JP6952284B2 - 電源制御装置、電力変換システム及び電源制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、多相交流電源の相毎に接続され、複数のスイッチ回路により、ＡＣ−ＡＣ変換し、共振回路を通して出力する電力変換装置を制御する電源制御装置、そのような電源制御装置を備える電力変換システム、及びそのような電力変換システムにて実行される電源制御方法に関する。

多相交流電源から入力を受け、マトリックスコンバータにより、ＡＣ−ＡＣ変換を行って負荷側に出力する電力変換装置が注目されている。マトリックスコンバータは、入力である多相交流電源の相毎に接続したスイッチ回路をオン／オフすることで、直流に変換することなく、ＡＣ−ＡＣ変換し、交流を負荷側に出力する。マトリックスコンバータは、負荷側に出力する交流の電圧、周波数等に応じて、双方向スイッチの切り替えを制御する。交流から交流に変換するマトリックスコンバータは、交流から直流に変換した後、再度交流に変換するインバータを用いた電力変換に比べ変換損失が小さく、また、インバータを必要としないので小型化が容易であるといった利点がある。

本願出願人は、このようなマトリックスコンバータについて、出力側に共振回路を配設することにより、電圧と電流との間に位相差を生じさせ、電圧又は電流がゼロの状態でスイッチングを行うソフトスイッチングの技術を開示している（特許文献１参照。）。

ソフトスイッチングは、電圧が印加されて電流が流れている状態で強制的にオン／オフを行うことで変換処理をするハードスイッチングと比べて、スイッチング損失の抑制、変換効率の低下の抑制、半導体デバイスにかかるストレスの抑制等の様々な効果が見込める。

特開２０１５−１４９８５７号公報

本願発明者らは、前述の特許文献１に開示した技術を更に改良し、電力変換装置に入力される入力電流の歪みの抑制、電力変換装置から出力する出力電流の脈動の抑制等の出力の安定化に繋がる制御を課題として取り組んだ。

本発明は斯かる事情に鑑みてなされたものであり、スイッチング制御のための演算を見直し、電力変換装置からの出力を安定化することが可能な電源制御装置の提供を主たる目的とする。

また、本発明は、本発明に係る電源制御装置を用いた電力変換システムの提供を他の目的とする。

更に、本発明は、本発明に係る電力変換システムにて実施可能な電源制御方法の提供を他の目的とする。

上記課題を解決するため、本願記載の電源制御装置は、多相交流電源の相毎に接続され、それぞれ充放電可能なスナバ素子を有する複数のスイッチ回路により前記多相交流電源からの入力をＡＣ−ＡＣ変換し、共振回路を通して出力する電力変換装置を制御する電源制御装置であって、前記電力変換装置に入力される多相交流の入力電圧及び位相、並びに前記共振回路の特性に基づいて導出される前記電力変換装置の出力電流の振幅、出力電流の位相及び瞬時無効電力を可及的に制御目標に近付けるべく制御する制御手段を備え、前記電力変換装置の出力電流の振幅は、前記入力電圧及び位相に基づいて導出される階段状波形から高次成分を除去した目標出力電圧波形から導出されることを特徴とする。

更に、本願記載の電源制御装置は、多相交流電源の相毎に接続され、それぞれ充放電可能なスナバ素子を有する複数のスイッチ回路により前記多相交流電源からの入力をＡＣ−ＡＣ変換し、共振回路を通して出力する電力変換装置を制御する電源制御装置であって、前記電力変換装置に入力される多相交流の入力電圧及び位相、並びに前記共振回路の特性に基づいて導出される前記電力変換装置の出力電流の振幅、出力電流の位相及び瞬時無効電力を可及的に制御目標に近付けるべく制御する制御手段を備え、前記瞬時無効電力は、前記入力電圧及び位相から導出される目標出力電圧波形と周期的に変化する目標出力電流波形とから導出されることを特徴とする。

また、前記電源制御装置において、前記電力変換装置の出力電流の振幅は、前記入力電圧及び位相並びに前記スイッチ回路の切替時間比率に基づいて階段状波形を導出し、導出した階段状波形から高次成分を除去して目標出力電圧波形の振幅及び位相を導出し、導出した目標出力電圧波形の振幅及び位相並びに前記共振回路の特性及び再帰的に得られる出力周波数に基づいて導出されることを特徴とする。

また、前記電源制御装置において、前記電力変換装置の出力電流の位相は、前記入力電圧及び位相並びに前記スイッチ回路の切替時間比率に基づいて階段状波形を導出し、導出した階段状波形から高次成分を除去して目標出力電圧波形の振幅及び位相を導出し、導出した目標出力電圧波形の振幅及び位相並びに前記共振回路の特性及び再帰的に得られる出力周波数に基づいて出力電流の振幅及び位相を導出し、導出した階段状波形、再帰的に得られる出力周波数、前記スナバ素子の充放電条件、導出した出力電流の振幅、並びに目標出力電圧波形の位相及び出力電流の位相に基づいて導出されることを特徴とする。

また、前記電源制御装置において、前記電力変換装置の出力電流の位相は、前記階段状波形、再帰的に得られる出力周波数及び前記スナバ素子の充放電条件である静電容量に基づいて導出した第１位相と、目標出力電圧波形の位相及び出力電流の位相から導出した第２位相との位相差から導出され、前記制御手段は、前記位相差を０とすることを制御目標とすることを特徴とする。

また、前記電源制御装置において、前記瞬時無効電力は、前記入力電圧及び位相並びに前記スイッチ回路の切替時間比率に基づいて階段状波形を導出し、導出した階段状波形から高次成分を除去して目標出力電圧波形の振幅及び位相を導出し、導出した目標出力電圧波形の振幅及び位相並びに前記共振回路の特性及び再帰的に得られる出力周波数に基づいて出力電流の振幅及び位相を導出し、導出した目標出力電圧波形の位相及び出力電流の位相、出力電流の振幅、前記スイッチ回路の切替時間比率、並びに周期的に変化する目標出力電流波形に基づいて前記電力変換装置に入力される入力電流を導出し、導出した入力電流並びに前記入力電圧及び位相から導出されることを特徴とする。

また、前記電源制御装置において、前記周期的に変化する目標出力電流波形は正弦波であることを特徴とする。

また、前記電源制御装置において、前記スイッチ回路の切替時間比率は、再帰的演算又は予め設定されている設定値の読取により得られることを特徴とする。

また、前記電源制御装置において、前記制御手段は、前記瞬時無効電力を０とすることを制御目標とすることを特徴とする。

更に、本願記載の電力変換システムは、多相交流電源の相毎に接続され、それぞれ充放電可能なスナバ素子を含む複数のスイッチ回路により、前記多相交流電源からの入力をＡＣ−ＡＣ変換し、共振回路を通して出力する電力変換装置と、前記電源制御装置とを備えることを特徴とする。

更に、本願記載の電源制御方法は、多相交流電源の相毎に接続され、複数のスイッチ回路により前記多相交流電源からの入力をＡＣ−ＡＣ変換し、共振回路を通して出力する電力変換装置を制御する電源制御方法であって、前記電力変換装置に入力される多相交流の入力電圧及び位相、並びに前記共振回路の特性に基づいて導出される前記電力変換装置の出力電流の振幅、出力電流の位相及び瞬時無効電力を可及的に制御目標に近付けるべく制御するものであり、前記電力変換装置の出力電流の振幅は、前記入力電圧及び位相に基づいて導出される階段状波形から高次成分を除去した目標出力電圧波形から導出されていることを特徴とする。

更に、本願記載の電源制御方法は、多相交流電源の相毎に接続され、複数のスイッチ回路により前記多相交流電源からの入力をＡＣ−ＡＣ変換し、共振回路を通して出力する電力変換装置を制御する電源制御方法であって、前記電力変換装置に入力される多相交流の入力電圧及び位相、並びに前記共振回路の特性に基づいて導出される前記電力変換装置の出力電流の振幅、出力電流の位相及び瞬時無効電力を可及的に制御目標に近付けるべく制御するものであり、前記瞬時無効電力は、前記入力電圧及び位相から導出される目標出力電圧波形と周期的に変化する目標出力電流波形とから導出されていることを特徴とする。

本願記載の電源制御装置、電力変換システム及び電源制御方法は、電力変換装置からの出力を安定化することが可能である。

本発明は、電力変換装置に入力される多相交流の入力電圧及び位相、並びに共振回路の特性に基づいて好適な電力変換装置の出力電流の振幅、出力電流の位相及び瞬時無効電力を導出し、導出した結果を制御目標に近付けるべく電力変換装置を制御する。これにより、本発明は、電力変換装置の安定化、例えば、電力変換装置に入力される入力電流の歪みの抑制、電力変換装置から出力する出力電流の脈動の抑制等の安定化に繋げることが可能である等、優れた効果を奏する。

本願記載の電力変換システムの回路構成の一例を示す概略構成図である。 本願記載の電力変換システムにおいて、三相交流電源の電圧波形及びスイッチング素子の制御パターンを示す説明図である。 本願記載の電力変換システムにおいて、電力変換装置の出力電圧及び出力電流の関係を経時的に示すグラフである。 本願記載の電力変換システムにおける電力変換装置が備えるスイッチング素子の動作状況を経時的に示すタイムチャートである。 本願記載の電力変換システムにおける電力変換装置が備えるスイッチング素子の動作状況を経時的に示すタイムチャートである。 本願記載の電力変換システムにおける電力変換装置が備えるスイッチング素子並びに出力電圧及び出力電流の状況を経時的に示すグラフである。 本願記載の電源制御装置の処理を概念的に示すブロック図である。 本願記載の電力変換システムが備える電力変換装置からの出力波形を概略的に示すグラフである。 本願記載の電力変換システムにおいて、電源制御装置に入力される入力電流の実験波形の一例を示すグラフである。

以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。なお、以下の実施形態は、本発明を具現化した一例であって、本発明の技術的範囲を限定するものではない。

＜電力変換システム＞
図１は、本願記載の電力変換システムの回路構成の一例を示す概略構成図である。図１に例示する電力変換システム１は、三相交流電源等の多相交流電源１０から入力された交流電力をＡＣ−ＡＣ変換する。図１に示す電力変換システム１では、変換された交流電力を、例えば車両に搭載された二次電池等の電力負荷２への充電用に出力する形態を例示している。電力変換システム１から出力された交流電力は、トランスＴを介して非接触状態で車両側へ出力され、車両側のＡＣ−ＤＣ変換装置により変換された直流電力として電力負荷２へ供給される。なお、ＡＣ−ＤＣ変換装置は、車両に搭載されていても、車両外に配置されていてもよい。

電力変換システム１は、複数のスイッチ回路を有するマトリックスコンバータ１１０及びＬＬＣ回路等の共振回路１１１を有する電力変換装置１１、並びに電力変換装置１１を制御する電源制御装置１２を備えている。

図１に例示するマトリックスコンバータ１１０は、６組のスイッチ回路を有しており、各組のスイッチ回路は、双方向スイッチとして機能する。入力される三相交流電源１０の各相（Ｒ相，Ｓ相，Ｔ相）には、それぞれスイッチ回路として、２つの双方向スイッチが並列に接続されている。各双方向スイッチは、２つのスイッチング素子と、２つのダイオードと、スナバ素子として機能する１つのコンデンサ（スナバコンデンサ）とをそれぞれ備えている。以下では、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を備えるスイッチ回路を例示して説明するが、スイッチング素子Ｓ３〜Ｓ１２を備える他のスイッチ回路についても同様である。

スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２は、逆導通しない構造をもつ半導体スイッチであり、絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタ（ＩＧＢＴ）、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）等の素子が用いられる。スイッチ回路は、２つのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を逆並列接続しているため、双方向スイッチとして機能する。

スナバ素子として機能するコンデンサＣ１は、逆並列接続されたスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のコレクタ−エミッタ間に接続されている。

また、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のコレクタ−ベース間には、ダイオードＤ１，Ｄ２（図４Ａ，図４Ｂ等参照）が接続されている。

スイッチング素子Ｓ３〜Ｓ１２を備える他のスイッチ回路も同様に、コンデンサＣ２〜Ｃ６及びダイオード（図４Ａ，図４Ｂにて、Ｄ３〜Ｄ６を図示）を備えている。

これら６組のスイッチ回路を有するマトリックスコンバータ１１０は、三相交流電源１０の相ごとに接続され、各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，…，Ｓ１１，Ｓ１２のオン／オフ切り替えにより、三相交流電源１０のうちいずれか２相の相間電圧を出力する。また、Ｒ相、Ｓ相及びＴ相からなる三相交流電源１０からの出力は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６を用いて形成されるＵ相側及びスイッチング素子Ｓ７〜Ｓ１２を用いて形成されるＶ相側に電流の方向に応じて分岐する。各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，…，Ｓ１１，Ｓ１２のオン／オフ切り替えは、電源制御装置１２により制御される。

共振回路１１１は、コンデンサＣ１１１と、コイルＬ１１１とを直列に接続し、更に電力負荷２に非接触で接続するトランスＴの一次側コイルＬｔ１が接続されたＬＬＣ回路である。共振回路１１１の共振周波数は、電力変換装置１１から出力する交流電圧の周波数に基づいて決定されている。なお、一次側コイルＬｔ１と共にトランスＴを構成する二次側コイルＬｔ２には、ＡＣ−ＤＣ変換装置を介して電力負荷２が接続されている。

電源制御装置１２は、入力電圧検出部１２０、演算部１２１及びパルス出力部１２２、その他にも出力電圧検出部１２３等の各種構成を備えている。

入力電圧検出部１２０は、三相交流電源１０から入力を受ける各相の電圧をそれぞれ検出する回路である。図１に例示する電力変換システム１では、各相Ｒ，Ｓ，Ｔの電圧ｅr ，ｅs ，ｅt をそれぞれ検出し、演算部１２１に入力電圧Ｅ、並びに位相θr ，θs ，θt として出力する。

演算部１２１は、入力電圧検出部１２０が検出した入力電圧及び入力電圧位相の初期値の入力に基づいて、電力変換装置１１の変換の対象となる各相の位相差及び位相差に基づく周波数を導出する。そして、演算部１２１は、導出した位相差及び周波数になるようにマトリックスコンバータ１１０を制御すべくパルス出力部１２２へ位相差及び周波数に基づく出力値を出力する。

パルス出力部１２２は、演算部１２１から出力された出力値に基づいて、マトリックスコンバータ１１０の各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，…，Ｓ１１，Ｓ１２を制御すべく、ＰＷＭパルス信号を生成し、生成したＰＷＭパルス信号をマトリックスコンバータ１１０へ出力する。

演算部１２１による演算及び演算結果に基づく各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，…，Ｓ１１，Ｓ１２の制御の詳細については後述する。

このような電源制御装置１２は、演算部１２１により、装置全体を制御されて動作する。なお、演算部１２１は、ＶＬＳＩ、ＬＳＩ等の論理回路を用いたハードウェアとして実現しても良く、フラッシュメモリ等の記録回路及び記録回路に記録されたコンピュータプログラムを実行するＣＰＵ等の制御回路として実現しても良く、更にはこれらを適宜組み合わせて実現しても良い。即ち、電源制御装置１２は、論理回路が搭載された制御基板、本願記載の電源制御方法を実現する電源制御プログラムが記録され、その電源制御プログラムを実行するコンピュータ等の態様で構成される。

＜制御方法＞
図２は、本願記載の電力変換システム１において、三相交流電源１０の電圧波形及びスイッチング素子の制御パターンを示す説明図である。図２（ａ）は、横軸に時間をとり、縦軸に入力電圧Ｖinの電圧値をとって、三相交流電源１０から出力された各相の電圧値の経時変化を示している。各相の電圧波形ｅr ，ｅs ，ｅt は、位相が２／３π（１２０°）ずつずれている。電源制御装置１２は、各相の電圧の大小関係で分類した６パターンの区間（図２に示すＡ〜Ｆの区間）毎に、その区間に応じた制御パターンで電力変換回路の６組のスイッチ回路の状態（スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ１２のオン／オフ状態）を制御する。

図２（ｂ）は、横軸に概念的な時間をとって、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ１２の制御パターン及び出力電圧Ｖout の電圧値の経時変化を示している。なお、横軸は、説明の便宜上、概念的な時間として、時刻Ｔ１〜Ｔ６〜次の周期の各区間を等分して示しているが、各区間の時間間隔は必ずしも一定ではない。また、図２（ｂ）に示す制御パターンは、図２（ａ）に示した区間Ｄにおけるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ１２の制御パターンを示している。なお、図２において、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ１２の経時変化のうちオンとなる区間を斜線にて示している。

電源制御装置１２は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ１２のオン／オフの切り替えを繰り返し行うことにより、電力変換装置１１から出力される相間電圧が図２に示すように周期的に変化する。

図３は、本願記載の電力変換システム１において、電力変換装置１１の出力電圧及び出力電流の関係を経時的に示すグラフである。図３は、横軸に時間をとり、左側に示す縦軸に出力電圧Ｖout をとり、右側に示す縦軸に出力電流Ｉout をとって、出力電圧Ｖout 及び出力電流Ｉout の経時変化を示している。なお、出力電流Ｉout は、図１を例示して説明した電力変換装置１１において、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６を用いて形成されるスイッチ回路から電力負荷２側へ出力されるＵ相の電流を示している。図３に示すように、出力電圧Ｖout は階段状の波形を示す階段状波として出力される。階段状波として出力される出力電圧Ｖout は、時刻Ｔ１で反転し、時刻Ｔ２で、最後の立ち上がりが起こり最大となる。また、出力電圧Ｖout は、時刻Ｔ３〜Ｔ５の間で段階的に下がり、時刻Ｔ４で反転し、時刻Ｔ５で最小となる（所謂、立ち下がりの最後となる）。また、電力変換装置１１は、共振回路１１１を備えているため、出力電流Ｉout の位相は、出力電圧Ｖout の位相より、位相θに相当する時間分の遅延が生じる。なお、本願では、負から正への反転が発生する時刻Ｔ１を基準に位相を定義する。

図４Ａ及び図４Ｂは、本願記載の電力変換システム１における電力変換装置１１が備えるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６の動作状況を経時的に示すタイムチャートである。また、図５は、本願記載の電力変換システム１における電力変換装置１１が備えるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４並びに出力電圧及び出力電流の状況を経時的に示すグラフである。図４Ａ及び図４Ｂ並びに図５は、図２及び図３に例示したＲ相からＳ相へ切り替わる時刻Ｔ５以降の制御の状況をｔ１〜ｔ４の区間に細分化して示している。なお、図４Ａ及び図４Ｂは、図４Ａ（ａ）、図４Ａ（ｂ）、図４Ａ（ｃ）、図４Ｂ（ａ）、図４Ｂ（ｂ）の順でスイッチング素子の切替が行われる。図５に示すＶcrは、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２のコレクタ−エミッタ間に接続されたコンデンサＣ１の両端電圧であり、Ｖcsは、スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４のコレクタ−エミッタ間に接続されたコンデンサＣ２の両端電圧である。また、Ｉr はＲ相を流れる電流であり、Ｉs は、Ｓ相を流れる電流である。なお、実際には、Ｒ相及びＳ相を流れる電流は、スイッチング状態が変化しない状態においても一定では無く変動するが、図５では、理解を容易にするため、電流が流れており、かつスイッチングが変化しない状態では一定であるものとして概念的な図示としている。

まず、電源制御装置１２は、図２及び図３に示した時刻Ｔ５になった直後のｔ１において、スイッチング素子Ｓ４をオフ状態からオン状態に切り替える（図４Ａ（ａ）→図４Ａ（ｂ））。このスイッチング素子Ｓ４の状態の切り替え時には、電流がＳ相を流れていないので（Ｉs ＝０）、ｔ１におけるスイッチング素子Ｓ４の状態の切り替えがゼロ電流シーケンス（ＺＣＳ）で行われる。即ち、ｔ１におけるスイッチング素子Ｓ４の状態の切り替えは、ソフトスイッチングで行われる。

次に、電源制御装置１２は、ｔ２において、スイッチング素子Ｓ２をオン状態からオフ状態に切り替える（図４Ａ（ｂ）→図４Ａ（ｃ））。このスイッチング素子Ｓ２の状態の切り替え時には、コンデンサＣ１の両端電圧が０Ｖであるので、ｔ２におけるスイッチング素子Ｓ２の状態の切り替えがゼロ電圧シーケンス（ＺＶＳ）で行われる。即ち、ｔ２におけるスイッチング素子Ｓ２の状態の切り替えは、ソフトスイッチングで行われる。また、スイッチング素子Ｓ２をオフ状態にしたことにより、コンデンサＣ１の充電が開始され、Ｓ相の電流Ｉs が流れ始める。なお、スイッチング素子Ｓ２を切り替えたｔ２の直後は、充電が開始されるコンデンサＣ１にて接続されることにより、一時的に双方に電流が流れることになる。従って、図５に示すように、ｔ２の直後はコンデンサＣ１の充電及びコンデンサＣ２の放電が完了するまで、Ｒ相の電流Ｉr とＳ相の電流Ｉs とに電流が分けられることになる。

電源制御装置１２は、ｔ３において、スイッチング素子Ｓ３をオフ状態からオン状態に切り替える（図４Ａ（ｃ）→図４Ｂ（ａ））。このスイッチング素子Ｓ３の状態の切り替え時には、コンデンサＣ２の両端電圧が０Ｖであるので、ｔ３におけるスイッチング素子Ｓ３の状態の切り替えがゼロ電圧シーケンス（ＺＶＳ）で行われる。即ち、ｔ３におけるスイッチング素子Ｓ３の状態の切り替えは、ソフトスイッチングで行われる。

なお、コンデンサＣ１〜Ｃ６の容量は、共振回路１１１の共振周波数及び電力負荷２の大きさに基づいて、ｔ１〜ｔ３までの間に放電を完了し、ｔ２〜ｔ３までの間に充電を完了する大きさに設定されている。

電源制御装置１２は、ｔ４において、スイッチング素子Ｓ１をオン状態からオフ状態に切り替える（図４Ｂ（ａ）→図４Ｂ（ｂ））。このスイッチング素子Ｓ１の状態の切り替え時には、電流がＲ相を流れていないので（Ｉr ＝０）、ｔ４におけるスイッチング素子Ｓ４の状態の切り替えがゼロ電流シーケンス（ＺＣＳ）で行われる。即ち、ｔ４におけるスイッチング素子Ｓ１の状態の切り替えは、ソフトスイッチングで行われる。

このように、電力変換装置１１の転流動作にかかるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ１２の状態の切り替えが、全てソフトスイッチングで行われ、ハードスイッチングで行われることがない。このような電力変換装置１１としては、例えば、特開２０１５−１４９８５７号公報にて詳述した技術を適用することが可能である。

＜制御及び各種演算＞
次に、本願記載の電源制御システムにおいて、ソフトスイッチングを実行し、電力変換装置１１に入力される入力電流の歪みの抑制、電力変換装置１１から出力する出力電流の脈動の抑制等の安定化を実現し、更には入力の力率を向上させるための制御及びそのための各種演算について説明する。

入力電流の歪みの抑制は、電力変換装置１１から出力する出力電流が正弦波であると仮定した目標出力電流波形に基づく制御により実現する。また、出力電流の脈動の抑制は、電力変換装置１１から出力する出力電圧の目標を、階段状波形である出力電圧波形をフーリエ級数展開し、高次成分を除去して得られた出力電圧の基本波の波形（目標出力電圧波形）とした制御により実現する。

図６は、本願記載の電源制御装置１２の処理を概念的に示すブロック図である。図６は、上述した目標出力電流波形及び目標出力電圧波形に制御するための演算をブロック図として示している。電源制御装置１２は、初期設定又は演算にて得られた時間比率ζ、入力電圧検出部１２０の検出にて得られた入力電圧Ｅ及び位相θ、演算にて得られた出力周波数ｆに基づいて各種演算を実施する。時間比率ζとは、マトリックスコンバータ１１０が有する各スイッチング素子のオン／オフの切替の時間比率（スイッチング時比率）であり、スイッチング素子のオン／オフの切替の比率及び切替の時期を示している。なお、時間比率ζは、漸近的に収束する解として再帰的アルゴリズムによる演算にて導出されるが、予め設定した初期設定値を用いることも可能である。出力周波数ｆは、電源制御装置１２からの出力周波数であり、漸近的に収束する解として再帰的アルゴリズムによる演算にて導出される。

演算部１２１は、検出により得られた入力電圧Ｅ及び位相θと、再帰的な演算又は予め設定されている初期設定値の読取により得られた時間比率ζと、各スイッチング素子の制御手順となるスイッチングパターンとに基づいて、電力変換装置１１から階段状波として出力する出力電圧の波形、即ち、出力電圧波形を作成する。なお、スイッチングパターンは、予め初期値として設定されていても良く、また、演算により初期値及びその他の条件から導出した演算結果を用いるようにしても良い。

演算部１２１は、階段状波形として作成した出力電圧波形をフーリエ級数展開し、高次成分を除去して出力電圧の基本波の波形（目標出力電圧波形）を導出する。更に、演算部１２１は、目標出力電圧波形に基づく基本波の振幅Ｉ1 及び位相φ1 、共振回路１１１の特性（Ｖ＝Ｚ（ω）・Ｉ）、及び再帰的に得られる出力周波数ｆから出力電流の振幅Ｉを導出する。

また、演算部１２１は、階段状波形として作成した出力電圧波形、出力電流の振幅Ｉ、スナバ素子の充放電条件及び再帰的に得られる出力周波数ｆに基づいて、最適な電流位相φiopt（第１位相）を導出する。更に、演算部１２１は、出力電圧の基本波として導出された目標出力電圧波形の位相φ1 及び出力電流の位相φioutの和として求まるマトリックスコンバータ１１０に対する出力電流の位相φi （第２位相）と、最適な電流位相φioptとの位相差（φi −φiopt）を導出する。

スナバ素子の充放電条件について説明する。図７は、本願記載の電力変換システム１が備える電力変換装置１１からの出力波形を概略的に示すグラフである。図７は、横軸に時間をとり、縦軸に出力値をとって、出力電圧及び出力電流の波形の変化を示している。図７中、階段状波は、電力変換装置１１から出力される出力電圧Ｖout の波形を示しており、正弦波は、電力変換装置１１から出力されるＵ相からＶ相への出力電流ｉuvの波形を示している。スナバ素子として用いられるスナバコンデンサは、転流時に充放電を行うことにより、スイッチ回路の両端の急激な電圧変化を抑制している。従って、スナバ素子が完全に放電するまで、スイッチ回路を流れる出力電流ｉuvの方向（極性）が変化しないように制御する必要がある。即ち、図７では、出力電流ｉuvが負から正になるまで、即ち、時刻ｔr から時刻ｔi に到達するまでに放電を完了しなければならない。具体的には、下記式（１）にて示すように、スナバ素子の静電容量Ｃの２倍及び出力電圧の変化分ΔＶの積が、時刻ｔr から時刻ｔi までの出力電流の積分値の絶対値より小さいということがスナバ素子の充放電条件となる。

図６に戻り、演算部１２１は、再帰的な演算又は初期設定値の読取により得られた時間比率ζ、並びに出力電流の位相φi 及び出力電流の振幅Ｉに基づいて、電力変換装置１１に入力される入力電流Ｉinを導出する。出力電流の位相φi 及び出力電流の振幅Ｉは、前述の様にフーリエ級数展開を用いて導出した出力電圧の基本波の波形（目標出力電圧波形）に基づいている。更に、演算部１２１は、検出した入力電圧Ｅ及び位相θ、並びに導出した入力電流Ｉinから、瞬時電力のベクトル理論に基づいて、瞬時無効電力ｑを導出する。

以上のように、演算部１２１は、電力変換装置１１の出力電流の振幅Ｉ、位相差（φi −φiopt）及び瞬時無効電力ｑを導出する。導出される位相差（φi −φiopt）とは、出力電流の位相φi （第２位相）と、最適な電流位相φiopt（第１位相）との位相差（φi −φiopt）であり、位相差（φi −φiopt）を０とすることがマトリックスコンバータ１１０に対する制御の目標となる。なお、位相差（φi −φiopt）は、０とすることが望ましいが、０の近傍の値であっても良く、即ち、位相差（φi −φiopt）が可及的に０となるように制御すれば良い。また、導出される瞬時無効電力ｑについては、ｑ＝０とすることがマトリックスコンバータ１１０の制御の目標となる。なお、瞬時無効電力＝０とすることが望ましいが、０の近傍の値、即ち、可及的に０となるように制御すれば良い。瞬時無効電力ｑを可及的に０とすることにより、入力の力率を最高に、即ち、可及的に１となるように制御することになる。導出された出力電流の振幅Ｉ、位相差（φi −φiopt）及び瞬時無効電力ｑは、出力周波数ｆ及び時間比率ζの導出に用いられる変数となる。

そして、演算部１２１は、導出した出力電流の振幅Ｉ、位相差（φi −φiopt）及び瞬時無効電力ｑに基づき、これらの変数が可及的に目標値となるように制御すべく出力周波数ｆ及び時間比率（スイッチング時比率）ζを導出する。出力電流の振幅Ｉ、位相差（φi −φiopt）及び瞬時無効電力ｑに基づく出力周波数ｆ及び時間比率ζの導出は、図６を用いて例示したように、再帰的アルゴリズムによる演算を繰り返し実行することにより漸近的に収束する解として導出する。再帰的な演算の結果、例えば、入力電圧位相θの初期値と最終値との差が所定値以下になるまで収束した場合に、演算部１２１は、出力周波数ｆ及び時間比率ζを再帰的に演算する導出処理を終了する。なお、時間比率ζについては、予め設定されている設定値を読み取るようにしても良い。出力周波数ｆ及び時間比率ζを導出した演算部１２１は、導出した出力周波数ｆ及び時間比率ζとなるようにマトリックスコンバータ１１０の各スイッチ回路を制御すべく、パルス出力部１２２へ出力値を出力する。

パルス出力部１２２は、演算部１２１から出力された出力値に基づいて電力変換装置１１のマトリックスコンバータ１１０を制御する。なお制御目標となる出力周波数ｆ及び時間比率ζの導出に際し、瞬時無効電力ｑが可及的に０となるように演算が行われる。即ち、力率が可及的に１となる制御目標に基づいて電力変換装置１１のマトリックスコンバータ１１０は制御される。

以上のように、演算部１２１は、入力電圧Ｅ及び位相θ等の各種情報に基づいて、電力変換装置１１の出力電流の振幅Ｉ、位相差（φi −φiopt）及び瞬時無効電力ｑを導出し、導出結果を可及的に制御目標に近付くように制御すべく、電力変換装置１１のマトリックスコンバータ１１０を制御する。そして、マトリックスコンバータ１１０の動作を制御することにより、電力変換装置１１は、ソフトスイッチングを実現し、入力の力率を１又は可及的に１に近付け、電力変換装置１１に入力される入力電流の歪みの抑制、電力変換装置１１から出力する出力電流の脈動の抑制等の安定化を実現する。

＜実験結果＞
次に本願記載の電力変換システム１において、電源制御装置１２により制御される電力変換装置１１の出力を実験した結果について説明する。図８は、本願記載の電力変換システム１において、電源制御装置１２に入力される入力電流の実験波形の一例を示すグラフである。図８（ａ）及び図８（ｂ）は、横軸に時間をとり、縦軸に電流値をとって、三相交流の各相の入力電流の経時変化を示している。なお、図８（ａ）及び図８（ｂ）は、図示の都合上、電流の振れ幅の上下限を抽出し、外形として示している。図８（ａ）は、図６を用いて説明した電力変換装置１１から出力される出力電流を正弦波と仮定した目標出力電流波形に基づいて制御した結果を示している。図８（ｂ）は、比較用の実験であり、出力電流を方形波と仮定した目標出力電流波形に基づいて制御した結果を示している。図８（ａ）及び図８（ｂ）を比較すると明らかなように、出力電流を正弦波と仮定することにより、入力電流の歪みが抑制されている。

また、他の実験では、周波数を一定とした従来のソフトスイッチングによる制御と比較して、全高調波歪の抑制等の安定化に関する効果が得られることも判明している。

本発明は、以上説明した実施形態に限定されるものではなく、他の様々な形態で実施することが可能である。そのため、上述した実施形態はあらゆる点で単なる例示にすぎず、限定的に解釈してはならない。本発明の範囲は請求の範囲によって示すものであって、明細書本文には、なんら拘束されない。更に、請求の範囲の均等範囲に属する変形や変更は、全て本発明の範囲内のものである。

例えば、前記実施形態では、電力変換システム１から出力する交流電力を直流に変換する形態を例示したが、直流に変換することなく、交流電力として使用するようにしても良い。

また、前記実施形態では、出力電圧波形からフーリエ級数展開に基づいて導出した基本波の波形を用いる形態を示したが、このような基本波に限らず、台形波等の他の交流波形であっても良い。

また、前記実施形態では、出力電流の振幅が制御目標に近付くように出力周波数ｆ及び時間比率ζを導出する形態を示したが、演算方法を適宜修正することにより、出力電圧の振幅を出力電流の振幅に代替して用いることも可能である。従って、本発明は、出力電流の振幅に代替した出力電圧の振幅が制御目標に近付くように出力周波数ｆ及び時間比率ζを導出するようにしても良い。

更に、前記実施形態では、電源制御装置１２にて各種演算を実行する形態を示したが、本発明はこれに限るものではない。例えば、予め各種演算を実行しておき、実行した結果に基づいて作成された制御テーブルを電源制御装置１２に記録しておき、電源制御装置１２が、得られた入力電圧等の情報から制御テーブルを参照し、制御方法を決定するようにしても良い。

また、電力変換装置１１のマトリックスコンバータ１１０に用いられるスイッチ回路は、双方向スイッチであれば、他の回路構成であっても良い。例えば、還流ダイオードとして機能するダイオードが逆並列接続された２つのスイッチング素子を逆向きに直列接続し、直列接続されたスイッチング素子と並列にスナバコンデンサを接続した回路構成の双方向スイッチを用いることも可能である。

１ 電力変換システム
１０ 多層交流電源（三相交流電源）
１１ 電力変換装置
１１０ マトリックスコンバータ
１１１ 共振回路（ＬＬＣ回路）
Ｃ１〜Ｃ６ スナバコンデンサ（スナバ素子）
Ｓ１〜Ｓ１２ スイッチング素子
１２ 電源制御装置
１２０ 入力電圧検出部
１２１ 演算部
１２２ パルス出力部
１２３ 出力電圧検出部
２ 電力負荷

Claims (10)

1. 多相交流電源の相毎に接続され、それぞれ充放電可能なスナバ素子を有する複数のスイッチ回路により前記多相交流電源からの入力をＡＣ−ＡＣ変換し、共振回路を通して出力する電力変換装置を制御する電源制御装置であって、
   前記電力変換装置に入力される多相交流の入力電圧及び位相、並びに前記共振回路の特性に基づいて導出される前記電力変換装置の出力電流の振幅、出力電流の位相及び瞬時無効電力を可及的に制御目標に近付けるべく制御する制御手段を備え、
   前記電力変換装置の出力電流の振幅は、前記入力電圧及び位相に基づいて導出される階段状波形から高次成分を除去した目標出力電圧波形から導出される
   ことを特徴とする電源制御装置。
2. 請求項１に記載の電源制御装置であって、
   前記電力変換装置の出力電流の振幅は、
   前記入力電圧及び位相並びに前記スイッチ回路の切替時間比率に基づいて階段状波形を導出し、導出した階段状波形から高次成分を除去して目標出力電圧波形の振幅及び位相を導出し、導出した目標出力電圧波形の振幅及び位相並びに前記共振回路の特性及び再帰的に得られる出力周波数に基づいて導出される
   ことを特徴とする電源制御装置。
3. 請求項１又は請求項２に記載の電源制御装置であって、
   前記電力変換装置の出力電流の位相は、
   前記入力電圧及び位相並びに前記スイッチ回路の切替時間比率に基づいて階段状波形を導出し、導出した階段状波形から高次成分を除去して目標出力電圧波形の振幅及び位相を導出し、導出した目標出力電圧波形の振幅及び位相並びに前記共振回路の特性及び再帰的に得られる出力周波数に基づいて出力電流の振幅及び位相を導出し、導出した階段状波形、再帰的に得られる出力周波数、前記スナバ素子の充放電条件、導出した出力電流の振幅、並びに目標出力電圧波形の位相及び出力電流の位相に基づいて導出される
   ことを特徴とする電源制御装置。
4. 請求項３に記載の電源制御装置であって、
   前記電力変換装置の出力電流の位相は、
   前記階段状波形、再帰的に得られる出力周波数及び前記スナバ素子の充放電条件である静電容量に基づいて導出した第１位相と、目標出力電圧波形の位相及び出力電流の位相から導出した第２位相との位相差から導出され、
   前記制御手段は、前記位相差を０とすることを制御目標とする
   ことを特徴とする電源制御装置。
5. 請求項１乃至請求項４のいずれか１項に記載の電源制御装置であって、
   前記瞬時無効電力は、
   前記入力電圧及び位相並びに前記スイッチ回路の切替時間比率に基づいて階段状波形を導出し、導出した階段状波形から高次成分を除去して目標出力電圧波形の振幅及び位相を導出し、導出した目標出力電圧波形の振幅及び位相並びに前記共振回路の特性及び再帰的に得られる出力周波数に基づいて出力電流の振幅及び位相を導出し、導出した目標出力電圧波形の位相及び出力電流の位相、出力電流の振幅、前記スイッチ回路の切替時間比率、並びに周期的に変化する目標出力電流波形に基づいて前記電力変換装置に入力される入力電流を導出し、導出した入力電流並びに前記入力電圧及び位相から導出される
   ことを特徴とする電源制御装置。
6. 請求項５に記載の電源制御装置であって、
   前記周期的に変化する目標出力電流波形は正弦波である
   ことを特徴とする電源制御装置。
7. 請求項１乃至請求項６のいずれか１項に記載の電源制御装置であって、
   前記スイッチ回路の切替時間比率は、再帰的演算又は予め設定されている設定値の読取により得られる
   ことを特徴とする電源制御装置。
8. 請求項１乃至請求項７のいずれか１項に記載の電源制御装置であって、
   前記制御手段は、前記瞬時無効電力を０とすることを制御目標とする
   ことを特徴とする電源制御装置。
9. 多相交流電源の相毎に接続され、それぞれ充放電可能なスナバ素子を含む複数のスイッチ回路により、前記多相交流電源からの入力をＡＣ−ＡＣ変換し、共振回路を通して出力する電力変換装置と、
   前記電力変換装置を制御する請求項１乃至請求項８のいずれか１項に記載の電源制御装置と
   を備えることを特徴とする電力変換システム。
10. 多相交流電源の相毎に接続され、複数のスイッチ回路により前記多相交流電源からの入力をＡＣ−ＡＣ変換し、共振回路を通して出力する電力変換装置を制御する電源制御方法であって、
    前記電力変換装置に入力される多相交流の入力電圧及び位相、並びに前記共振回路の特性に基づいて導出される前記電力変換装置の出力電流の振幅、出力電流の位相及び瞬時無効電力を可及的に制御目標に近付けるべく制御するものであり、
    前記電力変換装置の出力電流の振幅は、前記入力電圧及び位相に基づいて導出される階段状波形から高次成分を除去した目標出力電圧波形から導出されている
    ことを特徴とする電源制御方法。

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