JP4839729B2 - Ａｃ−ｄｃ変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、交流電源電流を正弦波にする主回路構成と制御回路とを備えたＡＣ−ＤＣ変換装置に関するものである。

ＡＣ−ＤＣ変換を行う最も一般的な手段としては、ダイオード整流器を使用したＡＣ−ＤＣ変換装置が用いられ、直流電圧（ＤＣ）の変動を抑制するために大容量のコンデンサを使用することが多い。このダイオード整流器を使用した構成でＡＣ−ＤＣ変換を行う場合、交流電源電流Ｉｓはパルス状になり、大きな高調波を含んだ電流が流れることになる。

この高調波を含んだ交流電源電流抑制の最も簡易な対策は、インダクタンスを回路に挿入することであるが、大幅な高調波の低減は期待できない。このため、ＡＣ−ＤＣ変換装置にスイッチング素子を使用し、高周波で強制的に交流電源電流Ｉｓを正弦波にする、例えばＰＷＭコンバータによるＡＣ−ＤＣ変換装置が提案されている。しかしながら、スイッチング素子を使用した変換装置はダイオード整流器に比較し高価であり、また、スイッチングによる電流リップルを除去するためにフィルタが必要になる問題がある。

これに対し、ダイオード整流器と一石型コンバータとを組み合わせた一石型ＡＣ−ＤＣ変換装置は、交流入力側のパルス状電流を一石型コンバータのＯＮ−ＯＦＦ制御により、直流電流を断続することで交流電源電流Ｉｓを正弦波に近くする方法として提案されている。

図１１は、上記一石型ＡＣ−ＤＣ変換装置を示す回路構成図で、ＡＣは三相交流電源であり、この三相交流電源ＡＣは、リアクトルＬacを介して三相ダイオードブリッヂＤＯＢの各アームに接続される。三相ダイオードブリッヂＤＯＢの出力端間には、一石のＩＧＢＴスイッチング素子から構成されるチョッパＳが接続され、その出力端のプラス側は、ダイオードＤ１を介して正母線ＰＢに接続される。三相ダイオードブリッヂＤＯＢのマイナス側は、負母線ＭＢに接続され、正負母線ＰＢ，ＭＢ間には直流コンデンサＣが接続される。なお、チョッパＳは、図示しない制御回路からのゲート信号により制御される。

ここで、上記ＡＣ−ＤＣ変換装置の簡単な動作について述べる。チョッパＳがＯＮ状態のとき、リアクトルＬacにエネルギーが蓄積され、チョッパＳがＯＦＦ状態のときに、リアクトルＬacから直流コンデンサＣおよび図示しない負荷にエネルギーが放出される、といった動作を繰り返して直流電圧、直流電流を制御している。

図１１に示す回路構成の１つの変換器に注目した場合、各相の交流電源電流Ｉｓが「０」の状態からチョッパＳをオンすると三相交流電源ＡＣを、リアクトルＬacを通して短絡したことになり(図１３）、前記三相交流電源ＡＣの相電圧の大きさに応じて交流入力電流Ｉａｃが直線的に増加する(後述する式（１））。

次に、チョッパＳをオフすると、短絡部に直流電圧源（直流コンデンサC）が入った形になり、交流電源電圧Ｖｓと直流電圧ＶｄｃによってリアクトルLacに逆方向の電圧が掛かり、交流入力電流が減少し「０」になる(後述する式（３））。

このとき、交流入力電流Ｉａｃの方向によって直流電圧源への接続状態が異なり、例えば、図１２のようにIacu＞0＞Iacw＞Iacvとすると（Vacu＞0＞Vacw＞Vacvと同じこと）、最初は、図１４の状態となり、Iacwが「０」になった後、図１５となる（後述する式（４））。

この結果、交流電源電流Ｉｓは、三角波列（図１６）となり、大きな高調波成分を含む。

なお、図１１の回路の場合、交流電源から出力される交流電源電流ＩｓとダイオードブリッヂＤＯＢに入力する交流入力電流Ｉａｃとは同じ値となる。
特開平０８−２８９５５５号公報 特開平０９−１７２７７９号公報 特開平１０−１７４４４３号公報

図１１のように構成されたＡＣ−ＤＣ変換装置において、三相交流電源ＡＣから任意の交流電源電圧ＶｓがリアクトルＬacを介して三相ダイオードブリッヂＤＯＢに供給される際、リアクトルＬacに交流入力電流Ｉａｃが流れていない状態で、チョッパＳをＯＮしたとき、リアクトルＬacを通して流れる交流入力電流Ｉａｃは、下記式（１）で示すように、交流電源電圧ＶｓとリアクトルＬacのインダクタンス（回路上のインダクタンスを無視する）で決まる傾きで上昇する。

前記リアクトルＬacに交流入力電流Ｉａｃが流れている状態（インダクタンス通電状態）からチョッパＳをＯＦＦにすると、リアクトルＬacの電流は、直流電圧Ｖｄｃと交流電源電圧Ｖｓの関係で減少し、このとき、リアクトルＬacのエネルギーを直流コンデンサＣに移す。なお、前記チョッパＳをＯＦＦしたとき、Ｖsu＞０，Ｖsv＜Ｖsw＜０とすると、Ｉacu＞０，Ｉacv＜Ｉacw＜０となり、三相ダイオードブリッヂＤＯＢの出力電圧が直流電圧Ｖdcより低い場合はダイオードＤ１でカットする。

ここで、上記式（１）に直流側の負のグラウンドに対する電位Ｖnを考慮した式を次式に示す。

であるので、
Ｉacu＋Ｉacv＋Ｉacw＝０
Ｖsu＋Ｖsv＋Ｖsw＝０
よりＶnは次式のようになる。

Ｖn＝−（1／3）Ｖdc
上記Ｖnを、上記式（２）に代入して整理すると、下記式（３）になる。

従って、|Ｖsv|−（1／3）Ｖdc＜０となる場合、０＜（d／dt）Ｉacv＜（d／dt）Ｉacwとなり、ＩacwがＩacvより先に「０」になる。（Ｉacv＜Ｉacw＜０）Ｉacw＝０となった後は、Ｖn＝−（1／2）Ｖdcであるから、（d／dt）Ｉacu，（d／dt）Ｉacv，（d／dt）Ｉacwは次式のようになる。

このため、リアクトルＬacには、図１２に示すようなパルス状の交流入力電流Ｉａｃが流れるため、交流電源にフィルタが必要になる。また、前記のパルス状の電流は、当該平均値電流に比較してリアクトルＬacに流れる最大電流が大きくなるため、前記の最大電流に見合った定格を持つリアクトルＬacの設置を必要とする問題がある。

本発明は、上記の事情に鑑みてなされたもので、一石型ＡＣ−ＤＣ変換装置を２台並列に接続して、各々の変換装置のＯＮ−ＯＦＦ制御により交流入力電流Ｉａｃ１およびＩａｃ２の立ち上がり、立ち下がりの傾きを電圧が最大のところで同じにすることにより、交流電源電流Ｉｓに含まれる高調波を低減するようにしたＡＣ−ＤＣ変換装置を提供することを課題とする。

上記の課題を達成するために、本発明の第１は、交流電源に第１リアクトルを介して接続される第１ダイオードブリッジと、
この第１ダイオードブリッヂの直流出力端間に接続されるスイッチング素子から構成される第１変換器と、
前記交流電源に第２リアクトルを介して接続される第２ダイオードブリッヂと、
この第２ダイオードブリッヂの直流出力端間に接続されるスイッチング素子から構成される第２変換器とを有し、
前記第１変換器と第２変換器とを並列接続して負荷に電力を供給する回路手段と、
前記第１変換器と第２変換器とを構成する各々のスイッチング素子に180°位相の異なる制御信号を与える制御信号発生回路とを備え、
前記制御信号発生回路は、直流電流指令Irと、第１変換器の直流電流Id1及び第２
変換器の直流電流Id2をそれぞれ比較する第１，第２の比較器を有し、
第１の比較器による比較結果にて直流電流Id1が直流零電流Ｉ₀より小さいときに、第１変換器のスイッチング素子をＯＮし、Id1＞Irでそのスイッチング素子を
ＯＦＦさせ、
第２の比較器による比較結果にて直流電流Id2が直流零電流Ｉ₀より小さいときに第２の変換器出力信号をＯＮし、Id2＞Irで第２の比較器出力信号をＯＦＦさせ、
第１変換器のスイッチング素子がＯＮのときに第２変換器のスイッチング素子をＯＦＦさせ、
第１変換器のスイッチング素子がＯＦＦのときには、前記第２の比較器出力信号がＯＮのときに第２変換器のスイッチング素子をＯＮし、
前記第２の比較器出力信号がＯＦＦのときに第２変換器のスイッチング素子を
ＯＦＦさせることを
特徴とするものである。

第２発明は、制御信号発生回路は、交流電源電圧と直流電圧の値によって、前記第１，第２変換器への交流入力電流の立ち上がりと立ち下がりの傾きが、最大値付近で同じになるように、前記第１、第２変換器のスイッチング素子をＯＮ−ＯＦＦすることを特徴とするものである。

第３発明は、前記制御信号発生回路は、前記第１，第２変換器の出力電流である直流電流Id1，Id2の立ち上がり時の傾きまたは直流電流Id1，Id2の立ち下がり時の傾きを、スイッチング素子で複数回スイッチングさせて、直流電流の立ち上がりと立下りとの傾きを一致させることを特徴とするものである。

第４発明は、前記制御信号発生回路が制御信号を発生することにより、直流電流が「０」の期間が無いようにしたことを特徴とするものである。

第５発明は、前記直流電流指令Irに脈動成分を付与し、この脈動成分が付与された直流電流指令Ir’と、第１、第２変換器の直流電流Id1、Id2とを比較し、その比較結果に応じてスイッチング素子をＯＮ−ＯＦＦすることを特徴とするものである。

以上述べたように、本発明によれば、ＡＣ−ＤＣ変換装置の主回路構成がＰＷＭコンバータを用いた整流回路に比較してスイッチング素子が少ないので、低コスト化でき、従来の一石型ＡＣ−ＤＣ変換装置に比較して交流電源電流の高調波をより一層低減できる利点がある。

以下本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
［実施の形態１］
図１は本発明の実施の形態１を示す回路構成図で、この実施の形態１は、一石型ＡＣ−ＤＣ変換装置を並列に接続したもので、第１の変換器には添え字として数字「１」を、第２の変換器には同様に数字「２」を付して説明する。

図１において、第１の変換器は次のように構成される。三相交流電源ＡＣは、リアクトルＬac1を介して三相ダイオードブリッヂＤＯＢ1の各アームに接続され、三相ダイオードブリッヂＤＯＢ1の出力端間には、一石のＩＧＢＴスイッチング素子から構成されるチョッパＳ１が接続される。

三相ダイオードブリッヂＤＯＢ1の出力端のプラス側は、図示極性のダイオードDp1を介して正母線ＰＢに接続され，そのマイナス側は、図示極性のダイオードDn1を介して負母線ＭＢに接続されて、正負母線ＰＢ，ＭＢ間には直流コンデンサＣが接続される。第２の変換器も第１の変換器と同様に構成され、第２の変換器のダイオードDp2，Dn2は、図示のように正負母線ＰＢ，ＭＢに接続される。ダイオードDp1およびDp2は、従来技術で説明した通り、交流電源電圧Ｖｓ＜０のときに電圧をカットするものであるが、ダイオードDn1およびDn2は、一石型ＡＣ−ＤＣ変換装置を並列に接続した場合に、一方のダイオードブリッヂの上アームから当該ダイオードブリッヂの出力端間に接続されるチョッパを通り、２つの変換器の負母線接続点を経て、他方のダイオードブリッヂの下アームに流れる漏れ電流経路が出来るのを防止するためのものである。

上記のように構成された第１、第２の変換器のチョッパＳ１，Ｓ２には、図２に示す制御ブロック図から１８０°位相の異なる三角波信号が供給され、直流電流指令Irと各々の三角波信号の振幅とを振幅比較し、チョッパＳ１，Ｓ２の各々のスイッチング素子を制御することで交流電源電流Ｉｓに含まれる高調波を減らすことができる。

ここで、図２の制御ブロック図について述べる。図２において、２１は三角波の位相が１８０°異なる２つの三角波出力を発生する三角波発生器で、この三角波発生器２１から出力される第１三角波（位相：θ）と第２三角波（位相：θ＋１８０°）となる各々の三角波信号は第１、第２比較器２２，２３の第１入力に供給される。

第１、第２比較器２２，２３の第２入力には、ＰＩ制御器２４から出力される直流電流指令Irが供給される。このＰＩ制御器２４には、直流電圧指令と直流電圧検出値の偏差が偏差器２５から供給される。これら第１、第２比較器２２，２３では、直流電流指令Irと、第１、第２三角波とで各々振幅比較して、チョッパＳ１，Ｓ２の各々のスイッチング素子をＯＮ−ＯＦＦする制御信号を出力する。

次に上記変換器を並列に接続した場合の交流電源電流Ｉｓの波形動作について述べる。

変換器を並列に接続する場合、キャリアの位相を360°／並列台数ｎずらす、ことによって、高調波が減少し、スイッチング素子の制御信号の位相が180°異なる変換装置の交流入力電流Ｉａｃ１およびＩａｃ２は、一方が最大のとき、他方は「０」となり、合計するとスイッチング素子が１個の図１１の回路構成に比べて交流電源電流Ｉｓは正弦波に近くなり、高調波も低減する。

前記において、変換器を並列に接続してキャリアの位相をずらすことで、高調波は低減するものの、より一層高調波を低減させるため、交流電源電圧Ｖｓと直流電圧Ｖｄｃの値とリアクトルＬａｃの大きさによって、各々の交流入力電流Ｉａｃ１，Ｉａｃ２の最大値付近で、立ち上がりと立ち下がりの傾きが同じになるようにチョッパＳ１，Ｓ２のＯＮ−ＯＦＦ制御により直流電圧Ｖｄｃを設定する。

上記のことから、Ｕ相電圧が最大に近い状態を考えると、Ｖ，Ｗ相電圧が等しいため、Ｖ，Ｗ相電流が「０」になる時間は、ほとんど等しく、各々の交流入力電流Ｉａｃ１，Ｉａｃ２の立ち下がりは、前記式（３）で表現できる。このことから、前記式（１）と式（３）より、交流入力電流Ｉａｃ１，Ｉａｃ２の立ち上がりと立ち下がりの傾きが等しい条件は、次式（５）となる。
［数５］ Ｖdc＝３・maxＶsu …… （５）
上記式（５）の条件を満足するように直流電圧Ｖｄｃを選び、チョッパＳ１，Ｓ２のスイッチング時間を選ぶと、交流電源電流Ｉｓの最大値付近で高調波がほとんど流れないので、小容量の電源フィルタで交流電源電流Ｉｓを正弦波にできる。例えば、図１のＡ点での電流と、Ｂ点での電流が合計されてＣ点での電流となり、Ａ点、Ｂ点の電流に含まれる高調波はＣ点では大幅に減少する。
［実施の形態２］
前記実施の形態１において、負荷電流の小さいところでは、それぞれのチョッパＳ１，Ｓ２のスイッチング素子のＯＦＦ期間が長くなるので、高調波も増加する。このため、流す電流の大きさによってスイッチングする周期を変化させ、それぞれのダイオードブリッヂＤＯＢ1，ＤＯＢ2の直流電流Ｉｄ１，Ｉｄ２が直流零電流I₀より小さくなる期間が生じないようにする。

このため、実施の形態２では、図４に示すように制御ブロック図を構成する。図４において、第１比較器３１には、直流電流Id1（ダイオードブリッヂＤＯＢ1の出力電流）とＰＩ制御器２４の出力である直流電流指令Irが供給され、第２比較器３２には、直流電流Id2（ダイオードブリッヂＤＯＢ2の出力電流）と上記直流電流指令Irが供給される。

第１比較器３１は、Id1＜Ｉ₀で「１」、Id1＞Irで「０」を出力し、チョッパＳ１のゲート信号となる。また、第２比較器３２は、Id2＜Ｉ₀で「１」、Id2＞Irで「０」を出力し、ＡＮＤ回路３３を介してチョッパＳ２のスイッチング素子のゲート信号となる。

なお、ＡＮＤ回路３３には、第１比較器３１の出力がＮＯＴ回路３４を介して供給され、第１比較器３１の出力が「０」のとき、ＡＮＤ回路３３はアンド条件を満たして、ゲート信号をチョッパＳ２のスイッチング素子に供給する。

実施の形態２を上記のように構成することにより、直流電流指令Irと直流電流
Id1とを比較し、Id1が直流零電流Ｉ₀より小さくI₀≒０かつI₀＞0となったときにチョッパＳ１をＯＮし、Id1＞Irで、チョッパＳ１をＯＦＦする。なお、チョッパＳ２は、チョッパＳ１と動作が反対のスイッチング（例えば、ＯＮならＯＦＦ、ＯＦＦならＯＮ）を行う。すなわち、第１変換器のスイッチング素子（チョッパＳ１）がＯＮのときに、Id2＞Irで第２変換器のスイッチング素子（チョッパＳ２）をＯＦＦさせ、チョッパＳ１がＯＦＦで且つId2直流零電流Ｉ₀より小さくI₀≒０かつI₀＞0となったときに、チョッパＳ２をＯＮ動作するようにしている。図５はこのときの直流電流Idcである。

なお、直流零電流Ｉ₀の値は、Ｉ₀≒０でかつＩ₀＞０である。

上記実施の形態１，２では、特に、直流電圧＝電源相電圧×３の関係を満足することが必要である。
［実施の形態３］
上記実施の形態２では直流電圧が交流相電圧の３倍にする必要があるが、図６に示す実施の形態３のような制御ブロック図に構成すると、直流電流が立ち上がるとき、複数回スイッチングすることにより、平均的な電流の傾きを設定できるため、各々の交流入力電流Ｉａｃ１，Ｉａｃ２の立ち上がりの平均的な電流の傾きを、立ち下がりの交流入力電流Ｉａｃ１，Ｉａｃ２の傾きと一致させることができるようになる（図７（ａ），（ｂ））。これにより、直流電圧を電源相電圧ピークの3／2倍から3倍の範囲で可変にできる。

ここで、図６に示す実施の形態３の制御ブロック図について述べる。図６において、４１は三角波発生器で、この三角波発生器４１は、第１三角波（位相θ）、第２三角波（位相θ＋180°）及び高周波の三角波を発生するもので、発生された三角波は第１比較器４２〜第３比較器４４に供給される。

第１比較器４２と第２比較器４３には、ＰＩ制御器２４から出力される直流電流指令Irが供給され、第３比較器４４には、後述する比「ｋ」を介して供給される。第１比較器４２の出力と第３比較器４４の出力とをＡＮＤ回路４５に入力して、両出力のＡＮＤ条件をチョッパＳ１のスイッチング素子のゲート信号として与え、第２比較器４３の出力と第３比較器４４の出力とをＡＮＤ回路４６に入力して、両出力のＡＮＤ条件をチョッパＳ２のスイッチング素子のゲート信号として与える。

なお、第１比較器４２〜第３比較器４４は、それぞれin1＜in2で「１」をそれ以外では「０」を出力する。

上記形態３において、Vsuが最大値の近くでは、前記式（１）、式（２）により各々の交流入力電流Ｉａｃ１，Ｉａｃ２の電流立ち上がり時と立ち下がり時の電流の傾きはそれぞれ、次式（６）のようになる。

ここで、ｋは｛スイッチング素子S1,S2のＯＮする期間｝÷｛交流入力電流立ち上がり全期間｝で与えられ、また、各々の交流入力電流Ｉａｃ１，Ｉａｃ２の立ち上がり期間と立ち下がり期間が等しくなるように、次式（７）で求める。

上記から交流入力電流立ち上がり期間の式（７）で示される期間をＯＮ、残りをＯＦＦとすれば、平均的な傾きの絶対値が、交流入力電流立ち下がりの傾きと等しくなる。また、上記直流電圧Ｖdcを電源相電圧ピークの3／2倍から3倍の範囲で可変にできるのは、前記式（７）でｋ≦１よりＶdc≦３Ｖsp ｋ＞０よりＶdc＞（3／2）Ｖsp、したがって、（3／2）Ｖsp＜Ｖdc≦３Ｖspの範囲でＶdcを設定できる。

なお、三角波発生器４１において、高い周波数の三角波は、交流入力電流立ち上がり期間全体に対するスイッチング素子をＯＮする期間の比である「ｋ」を実現するために、第３比較器で「ｋ」と比較して、ｋ＞三角波のとき「１」を、それ以外では「０」を出力する。

この三角波の周波数が立ち上がりのとき、複数回スイッチングする周波数になる。第３比較器の出力は、他の第１、第２比較器の出力とのＡＮＤをとり、スイッチング素子のゲート信号となる。
［実施の形態４］
前記実施の形態２では、直流電流Ｉｄ１，Ｉｄ２が直流零電流Ｉ₀より小さくなると、スイッチング素子をＯＮして交流入力電流を増加させるモードになるもので、実施の形態２の図４に示す制御ブロック図では、直流電流Id1が増加するとき、直流電流Id2は減少するように第１比較器３１の出力のＮＯＴ回路３４と第２比較器３２の出力のＡＮＤを取ってゲート信号を生成している。図８として示す実施の形態４は、実施の形態２に、実施の形態３の電流傾斜を調整するロジックを付加したものである。

図８は、実施の形態４の制御ブロック図で、図８において、５１〜５４は第１〜第４比較器、５５はＮＯＴ回路、５６〜５８はＡＮＤ回路である。この実施の形態４では、スイッチング素子のゲート信号を発生することにより、整流器の直流電流Ｉｄ１，Ｉｄ２が直流零電流Ｉ₀より小さくなる期間が無いようにして、直流電圧を形態３と同じ範囲で可変にできる。

なお、上記実施の形態３，４では、（電源相電圧×３）より低い直流電圧を設定できる利点がある。
［実施の形態５］
上記実施の形態３では立ち上がりの傾斜を、立ち下がりに合わせた形態であったが、図９に示す実施の形態５では、立ち下がりの傾斜を、立ち上がりに合わせるため、立ち下がり時に複数回スイッチングすることで平均的な交流入力電流Ｉａｃ１，Ｉａｃ２の傾きを変えている。立ち上がり時のスイッチングのデューティ比「ｋ」は、次式（８），（９）より求めることができる。式（９）でｋ＞０よりＶdc＞３Ｖspとなる。

上記のように、交流入力電流立ち下がり期間の式（９）で示される期間をＯＮすれば、平均的な傾きの絶対値が、交流入力電流立ち上がりの傾きと等しくなる。なお、図９において、４７，４８はＮＯＴ回路、４９，５０はＯＲ回路である。

上記実施の形態５では、（電源相電圧×３）より高い直流電圧を設定できる利点がある。
［実施の形態６］
上記実施の形態４では立ち上がりの傾斜を、立ち下がりに合わせた形態であったが、図１０に示す実施の形態６では、立ち下がりの傾斜を、立ち上がりに合わせるため、立ち下がり時に複数回スイッチングすることで平均的な交流入力電流Ｉａｃ１，Ｉａｃ２の傾きを変えている。従って、実施の形態４と同様に直流電流Ｉｄ１，Ｉｄ２が直流零電流Ｉ₀より小さくなる期間がないようになる。上記実施の形態６において、６１，６２はＮＯＴ回路、６３〜６５はＡＮＤ回路、６６，６７はＯＲ回路である。

なお、上記各実施の形態において、同一部分には同一符号を付して詳細な説明は省略した。なお、実施の形態１，３，５はスイッチング周波数が一定で動作し、実施の形態２，４，６はスイッチング周波数が変動するが、高調波、電圧歪みが少ない。
［実施の形態７］
上記図４に示す実施の形態２において、直流電流指令Irは、直流電圧検出値Ｖdcと直流電圧指令値（＝３Ｖs）から作成されている。この場合、直流電圧検出値Ｖdcは、図１７（ａ）に示すように変動が小さいため、直流電流指令Irは短期的に見ると、図１７（ｂ）に示すように、一定値に近くなる。

直流電流指令Irが一定値であると、直流電流Id1,Id2を加算した電流Idは一定値になるように制御される。出力直流電流が一定値になるということは、各相交流電源電流Ｉsu，Ｉsv，Ｉswのうち、正側（変換器に流れ込む電流）の合計が、図１７（ｃ）に示すように、常に一定値になるということである。従って、三相入力電流の値は、図１８に示すように、正弦波にならず、各相の交流電源電流Isu，Isv，Iswが直流電流Idと等しい大きさで一定値になってしまう。

上記の不具合を解消するため、実施の形態７では、制御ブロック図を図１９に示すように構成した。図１９において、ＰＩ制御器２４の出力(直流電流指令Ir）を脈動成分付与制御器２６に入力する。脈動成分付与制御器２６には、入力電源位相情報が供給されるため、その制御器２６の出力には、位相に併せて脈動された成分である直流電流指令Ir’が得られる。なお、交流入力電源ＡＣの位相情報は、電源電圧検出などで得ることができる。

上記のようにして得られた脈動成分付与直流電流指令Ir’は、第１、第２比較器３１，３２に供給され、以後、実施の形態２の動作と同様に、直流電流指令Ir’は、第１、第２比較器３１，３２で直流電流Id1、Id2と比較されて、チョッパＳ１，Ｓ２のゲート信号を発生する。

上記のように制御ブロックを、図１９に示すように構成することにより、各相の交流電源電流Ｉsu，Ｉsv，Ｉswの波形を正弦波にすることができる。図２０に入力電流波形と直流電流指令との関係を示す。この図２０から直流電流指令Ir’の脈動は、三相正弦波の正側を合計した形で得られることが分る。なお、脈動の平均または最大値（脈動させる前のIrに追従する形ならこの辺はＰＩ制御器２４の制御の加減次第で種々制御可能である）がＰＩ制御後の直流電流指令Ir’となる。

本発明の実施の形態１を示す回路構成図。 実施の形態１の制御ブロック図。 Ｕ相電圧のピーク値付近の交流電源電流波形図。 実施の形態２の制御ブロック図。 直流電流波形図。 実施の形態３の制御ブロック図。 交流入力電流波形図。 実施の形態４の制御ブロック図。 実施の形態５の制御ブロック図。 実施の形態６の制御ブロック図。 従来技術の一石型ＡＣ−ＤＣ変換装置を示す回路構成図。 従来技術各相の電流波形図。 三相電源をリアクトルを通して短絡した時の等価回路図。 チョッパをオフしたときの等価回路図。 チョッパをオフにしてから電流が「０」なったときの等価回路図。 従来技術任意の相の交流電源電流波形図。 直流電流指令Ｉｒの生成過程と交流電源電流波形図。 直流電流指令Ｉｒ一定の時の交流電源電流波形図。 実施の形態７の制御ブロック図。 交流電源電流波形と直流電流指令との関係を示す波形図。

符号の説明

Ｓ１，Ｓ２…チョッパ（スイッチング素子）
ＤＯＢ1，ＤＯＢ2…三相ダイオードブリッヂ
Ｌac1，Ｌac2…リアクトル
Ｃ…直流コンデンサ
Ir，Ir’…直流電流指令
Id1，Id2…直流電流
Ｉ₀…直流零電流
２１…三角波発生器
２２…第１比較器
２３…第２比較器
２４…ＰＩ制御器
２５…偏差器
２６…脈動成分付与制御器

Claims (5)

1. 交流電源に第１リアクトルを介して接続される第１ダイオードブリッジと、
   この第１ダイオードブリッヂの直流出力端間に接続されるスイッチング素子から構成される第１変換器と、
   前記交流電源に第２リアクトルを介して接続される第２ダイオードブリッヂと、
   この第２ダイオードブリッヂの直流出力端間に接続されるスイッチング素子から構成される第２変換器とを有し、
   前記第１変換器と第２変換器とを並列接続して負荷に電力を供給する回路手段と、
   前記第１変換器と第２変換器とを構成する各々のスイッチング素子に180°位相の異なる制御信号を与える制御信号発生回路とを備え、
   前記制御信号発生回路は、直流電流指令Irと、第１変換器の直流電流Id1及び第２
   変換器の直流電流Id2をそれぞれ比較する第１，第２の比較器を有し、
   第１の比較器による比較結果にて直流電流Id1が直流零電流Ｉ₀より小さいときに、第１変換器のスイッチング素子をＯＮし、Id1＞Irでそのスイッチング素子を
   ＯＦＦさせ、
   第２の比較器による比較結果にて直流電流Id2が直流零電流Ｉ₀より小さいときに第２の変換器出力信号をＯＮし、Id2＞Irで第２の比較器出力信号をＯＦＦさせ、
   第１変換器のスイッチング素子がＯＮのときに第２変換器のスイッチング素子をＯＦＦさせ、
   第１変換器のスイッチング素子がＯＦＦのときには、前記第２の比較器出力信号がＯＮのときに第２変換器のスイッチング素子をＯＮし、
   前記第２の比較器出力信号がＯＦＦのときに第２変換器のスイッチング素子を
   ＯＦＦさせることを特徴とするＡＣ−ＤＣ変換装置。
2. 制御信号発生回路は、交流電源電圧と直流電圧の値によって、前記第１，第２変換器への交流入力電流の立ち上がりと立ち下がりの傾きが、最大値付近で同じになるように、前記第１、第２変換器のスイッチング素子をＯＮ−ＯＦＦすることを特徴とする請求項１記載のＡＣ−ＤＣ変換装置。
3. 前記制御信号発生回路は、前記第１，第２変換器の出力電流である
   直流電流Id1，Id2の立ち上がり時の傾きまたは直流電流Id1，Id2の立ち下がり時の傾きを、スイッチング素子で複数回スイッチングさせて、直流電流の立ち上がりと立下りとの傾きを一致させることを特徴とする請求項１記載のＡＣ−ＤＣ変換装置。
4. 前記制御信号発生回路が制御信号を発生することにより、直流電流が「０」の期間が無いようにしたことを特徴とする請求項１乃至３の何れかに記載のＡＣ−ＤＣ変換装置。
5. 前記直流電流指令Irに脈動成分を付与し、この脈動成分が付与された直流電流指令Ir’と、第１、第２変換器の直流電流Id1、Id2とを比較し、その比較結果に応じてスイッチング素子をＯＮ−ＯＦＦすることを特徴とする請求項１記載のＡＣ−ＤＣ変換装置。

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