JPH0246171A - 高電圧整流回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明はインバータ装置等の入力部に用いられ交流入
力電圧のピーク値よりも高い直流電圧を出力する高電圧
整流回路に関する。

〔従来の技術〕

従来のこの種の高電圧整流回路としては第５図の回路図
に例示するものが知られている。

第５図において、１は単相の交流電源、２はリアクトル
、Ｄ６とり、とはダイオード、Ｃ１〜Ｃ２はコンデンサ
、４は負荷、ＴｐとＴ、、とはそれぞれ直流出力の正極
及び負極端子である。

上記回路構成において、単相交流電源ｌの正の半波にて
例えばダイオードＤ６が導通しコンデンサＣ２が充電さ
れるものとすれば前記電源１の負の半波においてはダイ
オードＤ、が導通しコンデンサＣ１が充電されることに
なる。この場合前記コンデンサＣ２とＣ１それぞれの充
電電圧は端子Ｔｐを正、端子Ｔ７を負とする極性におい
て互に加算されてコンデンサＣ１を充電し、該コンデン
サＣ３の端子電圧が負荷４に対する供給直流電圧となる
。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかしながら上記従来方式による高電圧整流回路におい
ては回路動作上半波毎の交流入力電圧を受電するコンデ
ンサＣ２とＣ１とを要するが、該両コンデンサはその大
きな高調波通電電流のために大形且つ高価なものとなら
ざるを得なかった。

これに鑑み本発明は、前記両コンデンサＣ２とＣ３との
削除による回路の小形低廉化を可能とし更には交流電源
における力率改善をも可能とする高電圧整流回路の提供
を目的とするものである。

〔課題を解決するための手段〕

上記目的を達成するために、本発明の高電圧整流回路に
おいては、交流電源の各相出力に直列に接続されたリア
クトルと、前記交流電源の相数と同一の整流相数を有し
前記各相リアクトルを介して与えられる前記交流電源の
各相電圧を入力として直流電圧を出力する全波整流回路
と、該全波整流回路の出力側に並列に接続され所定のＯ
Ｎ／ＯＦＦ制御を受けるトランジスタ等のスイッチング
素子と、前記全波整流回路の出力正極側とそのアノード
とが接続されたダイオードと、該ダイオードのカソード
と前記全波整流回路の出力負極側との間に並列に接続さ
れた平滑コンデンサとを以って回路構成を行って上記の
コンデンサ所要個数の削減を図ると共に、更に前記交流
電源回路における電流波形と力率改善とを図るために上
記手段による回路構成において、交流入力電圧と該入力
電圧に対応する全波整流回路の整流相数を何れも単相と
なし、該単相高電圧整流回路の２組をそれぞれの入力側
において単相交流電源に対し並列に接続すると共にそれ
ぞれの出力側においては平滑コンデンサと負荷とを共通
として並列接続し、且つ前記画商電圧整流回路それぞれ
のスイッチング素子を互に共役動作させるものである。

〔作用〕

一般にコンデンサの端子電圧は該コンデンサに流入する
充電電流の積分値に比例する。また前記充電電流は前記
コンデンサ端子電圧が充電電源電圧に等しくなった時点
において零となる。従って前記のコンデンサ端子電圧は
その充電電源電圧を超えることはなく、例えば該充電電
源電圧を正弦波交流電圧として全波整流した電圧を平滑
コンデンサに加えて得られる直流電圧が前記正弦波交流
電圧を超えることはない。

本発明は、リアクトルの逆起電力に基くその通電電流の
継続性を利用し該リアクトルの通電電流を以ってコンデ
ンサに対する充電電流となし、交流電源電圧の大きさに
制約されることな（所要の裔圧直流電圧を得るものであ
る。すなわち電源に直列に接続されたリアクトルを介し
て交流電圧を全波整流回路に入力し、該全波整流回路の
出力側に並列に接続されたスイッチング素子を適当な周
期にて開閉制御し、前記スイッチング素子の閉動作時に
おける前記リアクトルの通電電流を前記スイッチング素
子の開動作時に出力コンデンサに対する充電電流として
転流させ、該転流電流の積分値に比例する値として前記
出力コンデンサの端子電圧を得るものである。

なお前記リアクトルの通電電流値は該リアクトルのイン
ピーダンスと前記交流電源の内部インピーダンスとの和
にて前記交流電源電圧を除した値として与えられる。従
って前記出力コンデンサの端子電圧は前記リアクＩ・ル
のインダクタンス調整と前記転流電流の積分時間調整従
って前記スイッチング素子の開閉時間比調整とにより制
御可能となり、前記交流電源電圧の大きさのみに依存す
るものではない。

更に上記高電圧整流回路を基本とし、２組の該基本整流
回路をそれぞれの入力側において交流電源に並列に接続
すると共にそれぞれの出力側においても出力コンデンサ
と負荷とを共用するように並列接続し、且つそれぞれの
回路における前記スイ・７チング素子の開閉動作を時間
的に互に共役となすことにより前記交流電源における電
流波形をその電圧波形と略相似且つ同相となして力率と
電流波形との改善を可能となすものである。

〔実施例〕

以下この発明の実施例を図面により説明する。

第１図と第２図とはこの発明の実施例を示す回路図、第
３図と第４図とはそれぞれ第１図と第２図との各部動作
波形図である。なお第１図と第２図とにおいては第５図
の回路図に示す従来技術の実施例の場合と同一機能の構
成要素に対しては同一の表示符号を附している。

第１図は本発明による高電圧整流回路の基本回路図を示
すものであり、１は単相の交流電源、２はリアクトル、
Ｄ　Ｉ””　Ｄ　ａは前記交流電源ｌから前記リアクト
ル２を介して与えられる交流電圧に対する全波整流回路
を構成するダイオード、３は該全波整流回路の出力側を
ＯＮ（短絡）またはＯＦＦ　（開放）するスイッチング
用トランジスタ、Ｃ１は平滑コンデンサであり同時に負
荷４に対する出力コンデンサでもある。Ｄ、は該コンデ
ンサＣ１の放電電流の逆流防止用のダイオード、Ｔｐと
Ｔｎとはそれぞれ正極及び負極の出力端子である。

第３図は第１回答部の動作波形図であり、図（ア）は前
記交流型ａｌｌの電圧波形、図（イ）は前記トランジス
タ３のＯＮ・ＯＦＦ動作模様を示す。図示の期間Ｉにお
いては、前記ｌ・ランジスタ３がＯＮ状態にあり、回路
電流は交流電源１−リアクトル２→ダイオードＤ１→ト
ランジスタ３−ダイオードＤ４−交流電源１の経路にて
環流し前記交流電源１からの電圧印加と共に前記環流経
路総合の回路時定数に従って増大する。次に期間■にお
いては、前記トランジスタ３はＯＦＦ状態となり、回路
電流は前記期間■終了時点の電流値を初期値としてダイ
オードＤ、−コンデンサＣ１と負荷４−ダイオードＤ４
＝交流電源１−リアクトル２→ダイオードＤ１→ダイオ
ードＤ５の径路にてコンデンサＣＩと負荷４との回路へ
転流環流し該環流回路総合の回路時定数に従って減衰す
る。

この模様を図（つ）に点Ｐの電流として示す。この場合
負荷４への通電電流に比しコンデンサＣ９への通電電流
すなわち該コンデンサＣ１の充電電流を十分大となすこ
とにより該充電電流の積分値に比例する値として得られ
る前記コンデンサＣ３の端子電圧を前記電源ｌの交流電
圧の最大値より大となすことが可能となる。前記コンデ
ンサＣ３の端子電圧の変動模様を図（１）に示し、前記
交流電源ｌの通電電流を図（オ）に示す。

なお図示の期間■と■とにおける各部動作は前記期間■
と■とにそれぞれ対応して同様の動作模様を示す。また
期間■は前記電源１の交流電圧の極性が図（ア）に示す
如く前記期間■〜■に示す場合に対し反転したものであ
り、該電圧極性の反転に伴ない図（オ）に示す交流電源
１の電流極性も反転するが、他は全く同様の動作模様を
示す。

次に第２図は、第１図に示す回路を基本回路とし入力側
の交流電源１と出力側の平滑コンデンサＣ，と負荷４と
を共通として前記基本回路の２組を互に並列に接続した
回路図であり、第１図におけるリアクトル２〜ダイオー
ドＤ、に至る前記基本回路と第２図におけるリアクトル
２８〜ダイオード［）ｓｔに至る回路とリアクトル２ｂ
〜ダイオードＤ５□に至る回路とが対応する。なお第２
図においてトランジスタ３ａと３ｂとは時間的に互に共
役のＯＮ・ＯＦＦ動作を行なうものとする。

第４図は第２回答部の動作波形図であり、第３図におけ
ると同様にして各部波形が形成される。

なお第３図の図（つ）に示す電流波形は第４図の図（１
）と図（力）との合成波形及び図（オ）と図（キ）との
合成波形にそれぞれ対応する。

また第４図においてスイッチング用のトランジスタ３ａ
と３ｂとは互に共役の０Ｎ−ＯＦＦ動作を行なうために
、前記交流電源ｌの通電電流は前記のトランジスタ３ａ
と３ｂ及びダイオード［）ｓｔとＩ）’ｓｚそれぞれの
通電電流の和として与えられ、該電流和に対応する交流
電源側波形は図（ゲ）に示す如く図（ア）に示す電圧波
形に対し略同相且つ相似となり、更に出力直流電圧に関
しても図（り）に示す如くなり、第３図に示す場合に比
して力率と交流電流波形の歪率と出力直流電圧の平滑度
とに関し改善された入出力特性が得られる。

〔発明の効果〕

本発明によれば、インバータ装置等に用いられる高電圧
整流回路において、直列リアクトルを介して入力された
交流電圧を全波整流回路にて整流し、該全波整流回路の
出力側をスイッチング素子により短絡（ＯＮ）開放（Ｏ
ＦＦ）Ｌ、前記リアクトルの通電電流を前記全波整流回
路の出力側にて逆流防止ダイオードを介して並列に接続
された出力コンデンサの充電電流となすことにより、前
記入力交流電圧の大きさに制約されることなく所要の高
電圧の出力直流電圧を得ることができると共に所要のコ
ンデンサ個数を従来技術による場合に比して削減可能と
なし前記高電圧整流回路の小形化と低廉化とを図ること
ができる。

また前記高電圧整流回路の２組をそれぞれの入力及び出
力側において、前述の如く、交流電源と出力コンデンサ
とをそれぞれ共通として並列接続することにより、前記
の効果と共に更に前記交流電源における電流波形と力率
との改善、更に出力直流電圧のリップル低減が可能とな
る。

【図面の簡単な説明】

第１図と第２図とはこの発明の実施例を示す回路図、第
３図と第４図とはそれぞれ第１図と第２図との各部動作
波形図、第５図は従来技術の実施例を示す回路図である
。 １・・・交流電源、２．２ａ、２ｂ・・・リアクトル、
３．３ａ、３ｂ・・・トランジスタ、４・・・負荷、０
１〜Ｃ１・・・コンデンサ、Ｄ、〜Ｄ　？　＋　　Ｄ　
ＩＩ−Ｄ　ａ　＋　＋Ｄ１□〜Ｄ４□・・・ダイオード
、Ｔい・・・正極出力端子、Ｔｆｉ・・・負極出力端子
。 第１図 Ｄ’！１ 第２図 □時間 第３図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）交流電圧を整流しそのピーク値よりも高い値の直
   流電圧を得る整流回路であって、交流電源の各相出力に
   直列に接続されたリアクトルと、前記交流電源の相数と
   同一の整流相数を有し前記各相リアクトルを介して与え
   られる前記交流電源の各相電圧を入力として直流電圧を
   出力する全波整流回路と、該全波整流回路の出力側に並
   列に接続され所定のＯＮ／ＯＦＦ制御を受けるトランジ
   スタ等のスイッチング素子と、前記全波整流回路の出力
   正極側とそのアノードとが接続されたダイオードと、該
   ダイオードのカソードと前記全波整流回路の出力負極側
   との間に並列に接続された平滑コンデンサとを備えて成
   り、該平滑コンデンサの端子電圧を以って負荷への給電
   電圧となす事を特徴とする高電圧整流回路。（２）請求
   項（１）記載の高電圧整流回路において、交流入力電圧
   と該入力電圧に対応する全波整流回路の整流相数を何れ
   も単相となし、該単相高電圧整流回路の２組をそれぞれ
   の入力側において単相交流電源に対し並列に接続すると
   共にそれぞれの出力側においては平滑コンデンサと負荷
   とを共通として並列に接続し、且つ前記両高電圧整流回
   路それぞれのスイッチング素子を互に共役動作させるこ
   とを特徴とする高電圧整流回路。