JP5586872B2 - 三相単相直接電力変換器回路 - Google Patents

Description

本発明は、三相交流電源から単相の交流出力を得るために用いる三相単相直接電力変換器と、それを用いた誘導加熱装置用電源装置および共振形負荷の駆動方法に関する。

従来、三相交流電源を用いて他の周波数の交流電力を生成する電源回路においては、交流を一旦直流に変換し、その直流から所望の周波数の交流を生成することが行われている。交流の電源電力を直流にするためには、半導体素子、例えば、ダイオードやサイリスタ、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いて、ダイオードマトリックスなどの整流回路またはコンバータ回路を用いて電源の交流電力から直流電力を生成する。以下、この部分をコンバータ部と呼ぶ。そして、直流電力から所望の周波数の交流電力を生成するためには、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴなどの素子を用いたインバータ回路によって目的の周波数を有する交流を生成する。以下、この部分をインバータ部と呼ぶ。以上のようなコンバータ部とインバータ部を有する回路（以下、「ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ回路」という）では、２段階の電力変換を行なうため、変換効率を向上させるのが難しいという課題がある。また、ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ回路では、入力と出力の瞬時電力が異なるため、原理的にエネルギー蓄積機器（コンデンサやリアクトル）が必要になる。このエネルギー蓄積機器として、ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ回路では容量の大きな電解コンデンサが用いられる。

しかし、電解コンデンサは、サイズが大きく、また、高温で連続動作させた場合には特に寿命が短く、メンテナンス、すなわち、電解コンデンサの定期的な点検や取替えが必要となる。さらに、ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ回路では、電力線に供給周波数の高調波成分の電流（高調波電流）を生じてしまい、電力系統の進相コンデンサを加熱させるといった課題がある。以上のように、ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ回路は、サイズが大きく、変換効率を高めることが難しく、定期的なメンテナンスが必要となり、電力系統に悪影響を及ぼす。

従来のＡＣ／ＤＣ／ＡＣ回路の上記課題のいくつかを解決するものとして、マトリクス・コンバータと呼ばれる回路が存在する。マトリクス・コンバータでは、三相交流電源から目的の周波数の三相交流電源を、直接、つまり、変換の途中で直流を生成することなく生成する。このため、マトリクス・コンバータでは、直流バス部分が用いられず、上記のような大容量のキャパシタも用いない。

マトリクス・コンバータでは、三相交流電源の各相（Ｒ相、Ｓ相、およびＴ相）のライン（電源側ライン）それぞれと、目的の周波数の三相交流の各相（Ｕ相、Ｖ相、およびＷ相）のライン（出力側ライン）それぞれとの間にスイッチとして作用する要素（スイッチ部）を配置する。このスイッチ部は、各電源側ラインと各出力側ラインとの間を電気的に接続するか、遮断するかを制御するために用いられる。スイッチ部の開閉の動作は、出力側の電圧を目的の周波数で振動させ、電源側の電流の位相を電源側の電圧の位相と一致させて力率をできる限り１に近づけるようにされる。この際、電源の短絡やサージ電圧によるスイッチ部の素子（ＩＧＢＴ素子など）の破壊を防止するように制御しながら、電源電圧または負荷電流の符号に合わせて還流または転流（ｆｒｅｅ ｗｈｅｅｌｉｎｇ、または、ｃｏｍｍｕｔａｔｉｏｎ）が行なわれる。

以上のようなマトリクス・コンバータとしては、三相交流の電源から、その電源の周波数とは異なる周波数を有する三相交流の出力を生成する回路が知られており、モータ駆動電源回路などに適用される例がある。しかしながら、三相交流の電源から単相交流を生成するためのマトリクス・コンバータはこれまで注目されていない。これまで考えられた三相‐単相直接変換回路では、三相のうちの二つの相を接続して単相を作るので、接続されない一相のエネルギーのやり場が無く、入出力間の瞬時エネルギーに不整合が生じて、エネルギー蓄積要素無しには困難であると考えられてきたからである。すなわち、マトリクス・コンバータにおいては、エネルギーや電荷を蓄積するような大容量のキャパシタを用いないため、エネルギー保存則から、供給されるエネルギーと出力するエネルギーとが各瞬間において釣り合っているように保つ必要がある。ここで、三相交流を出力する場合であれば、電源および出力の両方が、共に瞬時電力の総量が交流の振動に合わせて変動（振動）しない三相交流であるため、電源の三相交流において力率を高く保ちつつ高調波を抑制するような制御に対してエネルギーの保存則は制約とはならない。しかし、単相交流を出力する場合には、電源側が瞬時電力が変動しない三相交流であるのに対し、出力側は瞬時電力が交流の２倍の周波数で変動する単相交流であることから、電源の三相交流において力率を高く保ち電源電流の高調波を抑制するような制御に加えて、出力の単相交流の瞬時電力が変動するように制御する必要がある。このような制御は、可能であるとしても負荷が抵抗成分だけの場合にとどまり、負荷にリアクタンス成分や、キャパシタンス成分が含まれるときには不可能であると考えられていた。

本願明細書において、三相交流の電源から単相交流を生成するためのマトリクス・コンバータを、以下、三相単相直接電力変換器という。

また、三相単相直接電力変換器を高周波誘導加熱に用いると別の課題が生じる。即ち、高周波誘導加熱装置（以下、誘導加熱装置）では、交流磁界発生用の誘導コイル（加熱コイル）とキャパシタとを接続し、その誘導コイルとキャパシタとの作る共振回路の共振周波数付近となるように出力の周波数を調整する。共振回路の共振周波数付近の出力を用いることにより、誘導コイルのリアクタおよび抵抗のみでは不十分な力率が改善される。しかしながら、このような動作においては、共振回路の共振周波数が被加熱物の温度変化や電流の変化によって変化すると、それに合わせて出力交流の周波数を調整しなくてはならない。

本願は上記のマトリクス・コンバータの持つ課題のうちの少なくともいくつかを解決することを課題とする。

本発明の第一の態様によれば、小型でメンテナンスを省力化できるような三相単相直接電力変換器、または、それを用いた誘導加熱装置用の電源装置およびその制御方法が提供される。すなわち、本発明のある態様においては、共振形負荷に電流を流す一対の出力ラインと、該一対の出力ラインのそれぞれと三相交流電源の３つの電源ラインのそれぞれとの間における電気的接続状態を制御し、開閉用の制御入力端子を有するスイッチ部と、該スイッチ部それぞれの開閉を制御するために各スイッチ部の制御入力端子へ入力される開閉制御信号を生成する制御回路とを備えてなり、前記制御回路は、前記一対の出力ラインが出力する単相交流における電流の位相を該単相交流における電圧の位相からみて所定の範囲の位相遅れ量または所定の値の位相遅れ量となるように、該単相交流の駆動周波数を制御する、三相単相直接電力変換器が提供される。

ここで、上記の共振形負荷とは、共振を生じさせる負荷を一般に含むものであり、例えば、リアクタＬ、キャパシタＣおよび抵抗Ｒを直列に接続したＬＣＲ直列共振回路など、任意のタイプの共振を起こす回路を含む。

上記のような態様においては、共振形負荷のもつ共振周波数に対して駆動周波数を適切に維持することができ、共振形負荷の駆動が効率よく行なえて変改効率および力率の高い駆動を行うことができる三相単相直接電力変換器が実現する。

本発明の上記態様では、共振形の負荷に電流を流すときに、駆動するためのスイッチ部の動作条件のために、駆動周波数の電圧の位相と電流との間に必要な関係を考慮している。すなわち、負荷の共振周波数よりも低い周波数の駆動周波数では、負荷が容量性の負荷として振る舞い、スイッチ部に過大な電流が流れてしまってスイッチ部の電流容量を上回ってしまうことがある。このため、駆動周波数は負荷の共振周波数よりもある程度高い周波数とするのが望ましい。このとき、負荷の共振周波数は、各瞬間での負荷の受動素子の定数（リアクタンス、キャパシタンスなど）に影響されるが、その一方で、それらの値を常時得ることは難しい。そこで、本発明の上記実施態様では、出力の単相交流において、制御して出力される電圧と、その電圧によって駆動され、共振形負荷の状態を反映して流れる電流との間の位相を制御して、電流の位相を電圧の位相からある遅れ量だけ遅れるようにする。その制御においては、上記の遅れ量が、ある所定の範囲となる、あるいは、ある所定の値となるようにされる。

本発明の上記態様において、遅れ量は、０度より大きく９０度未満の範囲に含まれ、任意の角度に制御することができる。

この遅れ量は、駆動周波数と共振周波数の相対的な関係を示している。出力の電流の位相が電圧の位相より０度より大きく９０度未満の範囲または値となっていると、駆動周波数が共振周波数よりも高くなっており、負荷が容量性負荷とはならない。また、角度が低ければスイッチング損失が低くなり、力率も１に近づくので、効率よく加熱ができる。しかし、位相が０度を下回ると負荷が容量性になり破壊を招く恐れがあるため、制御余裕を持ち任意の角度となるように制御される。

また、本発明の上記態様において、前記制御回路が、キャリア信号の周波数を制御する周波数可変回路を有し、この制御回路が、該周波数可変回路によってキャリア周波数を変化させて単相交流の駆動周波数を制御するようにすることができる。ここで、キャリア信号は、パルス幅変調（ＰＷＭ）において通常用いられるように、一例としては、三角波とすることができる。このキャリア信号を用いる場合に、本願の発明では、典型的には、その周波数の交流出力を生成したり、その周波数の整数分の１の周波数の交流出力を生成するのに用いられる。

さらにこの態様において、スイッチ部それぞれが、電流経路の順方向の向きを反転させて互いに直列に接続された２つのスイッチ素子と、このスイッチ素子の逆電流をバイパスする向きになるよう各スイッチ素子に並列に接続された還流ダイオードとを備え、該スイッチ素子のそれぞれが、制御入力端子である開閉制御端子を有し、前記制御回路が、前記スイッチ部を制御するスイッチ部制御信号と前記キャリア信号とから、前記スイッチ素子の前記開閉制御端子に印加する開閉制御信号を生成するインバータ相当部を有するものとすることもできる。また、上記の態様において、制御回路が、三相交流電源の３つの電源ラインのうちの少なくとも二つの電圧測定値から、該三相交流電源の３つの電源ラインそれぞれの電圧値の位相にあわせた位相によって振動する電流指令値信号を生成する電流指令値生成部を有するとともに、該電流指令値生成部からの前記電流指令値信号と、駆動周波数と同じ周波数のキャリア信号との比較演算によって、駆動周波数と同じ周波数を有し、前記三相交流電源の電源電圧値に応じたスイッチ部制御信号を生成するコンバータ相当部を有するものとすることができる。このようなインバータ相当部やコンバータ相当部の構成を有する場合には、共振形負荷を共振に近い条件で動作させるために出力の単相交流の電圧を制御することが可能となる。

また、本発明の上記態様において、三相交流電源の３つの電源ラインのそれぞれの間において三相交流電源の周波数より高い周波数の電流成分を低減させるフィルタを設けることができる。このフィルタは典型的には、リアクタとフィルムコンデンサとによるＬＣフィルタとすることができ、三相交流電源の各相の間に生じる電源周波数の高調波成分の電流ノイズを吸収することができる。さらに好ましくは、このフィルタが駆動周波数の成分を遮断するようにすることができる。電流や電圧の周波数で見れば、フィルタが吸収するのは２倍の周波数の成分ではなく、発振周波数の成分になる。このようにすれば、このフィルタが、本来は電源周波数の高調波成分の電流ノイズを吸収するように設けられていたものであっても、出力の単相交流の瞬時電力の振動（駆動周波数の２倍の振動）を吸収することができる。ここで、このような動作をするフィルタは、三相交流の電源ラインにおいて出力の単相交流の瞬時電力の変動に応じて電力を供給することができるため、三相交流と単相交流の間でのエネルギー保存則を満たす動作の助けとなる。このため、上記態様において、前記単相交流出力の周波数が前記三相交流電源の周波数の周波数よりも大きくする事は好適である。

本発明においては、上記各態様の三相単相直接電力変換器を用い、前記共振形負荷として共振キャパシタと誘導コイルとを含んでいる誘導加熱装置に用いられる電源装置が提供される。誘導加熱装置では、負荷にリアクタンス成分が大きいコイルが用いられる。このため、リアクタンス成分によって低下する力率を可能な限り１に近づけるべく、負荷全体が共振形となるように補償キャパシタを付加するのが好適である。このような構成の共振形負荷とすると、上記各態様の三相単相直接電力変換器によって良好な駆動を行うことができる。

本発明においては、上記の三相単相直接電力変換器のほか、三相単相直接電力変換器の駆動方法も提供される。すなわち、本発明のある態様においては、単相交流の一対の出力ラインに接続された共振形負荷を流れる電流を検出するステップと、単相交流の出力の電圧の符号または位相を定め、単相交流の電流と比較可能になっている指令信号と共振形負荷を流れる前記電流とを比較して、指令信号と電流との差を表わす差信号を得るステップと、この差信号を低域通過フィルタによって処理するステップと、低域通過フィルタによって処理された差信号に応じて、指令信号の周波数を変更するステップと、指令信号に応じて、一対の出力ラインのそれぞれと、三相交流電源の３つの電源ラインのそれぞれとの間における電気的接続状態を制御する少なくとも６個のスイッチ部の開閉を制御して、三相交流電源から出力ラインへの出力を生成するステップとを含む共振形負荷の駆動方法が提供される。

本発明のある態様においては、三相交流の電源から単相交流を出力する場合に、リアクタンス成分や、キャパシタンス成分が含まれるような共振形負荷を駆動する際に、電源の三相交流において力率を高く保ち電源電流の高調波を削減するような制御ができる。加えて、出力の単相交流の瞬時電力を変動させる制御ができる。

また、本発明のある態様においては、三相単相直接電力変換器を用いる誘導加熱装置において、共振形負荷の共振周波数が何らかの要因によって変化しても、変動する共振周波数に近い駆動周波数によって駆動することができる。

本発明のある実施の形態による三相単相直接電力変換器の回路図。 本発明のある実施の形態による三相単相直接電力変換器の主回路を制御するための制御回路のブロックダイヤグラム。 本発明のある実施の形態における共振形負荷の動作を説明するための、共振形負荷が接続されている電圧型インバータを含む従来のＡＣ／ＤＣ／ＡＣ回路の回路図。 図３の従来の電圧型インバータを含むＡＣ／ＤＣ／ＡＣ回路を動作させるための制御波形およびそれによって得られる電流信号の説明図。 本発明のある実施の形態における共振形負荷の動作を説明するための、共振形負荷が接続されている電流型インバータを含む従来のＡＣ／ＤＣ／ＡＣ回路の回路図。 図３の従来の電流型インバータを含むＡＣ／ＤＣ／ＡＣ回路を動作させるための制御波形およびそれによって得られる電流信号の説明図。 本発明のある実施の形態における共振形負荷を駆動するための駆動周波数と位相角との関係を示すグラフ。 本発明のある実施の形態において電圧型スイッチを用いて共振形負荷を駆動するための電圧波形と電流波形の関係を説明する説明図。 本発明のある実施の形態において駆動周波数を制御するための制御回路の機能ブロックの構成を説明する説明図。 図９の制御ブロックによって駆動周波数が制御される態様を波形によって示す説明図。 本発明のある態様における三相単相直接電力変換器の実施例の主回路を含む部分の回路図。 本発明のある態様における三相単相直接電力変換器の実施例のコンバータ相当部を含む部分の回路図。 本発明のある態様における三相単相直接電力変換器の実施例のインバータ相当部を含む部分の回路図。 本発明のある態様における三相単相直接電力変換器の実施例の波形図。 本発明のある態様における三相単相直接電力変換器の実施例のシミュレーション結果を示す波形図。 本発明のある態様における三相単相直接電力変換器の実施例のシミュレーション結果を示す波形図。

以下、図面を参照して、本願の発明の実施の形態について説明する。図面において、同様の要素には同一の符号を付してその説明を省略する。また、上述の説明では、電源側の各相をＲ相、Ｓ相およびＴ相としたが、以降の説明では、三相交流は電源側のみに現れるので、電源側の各相をＵ相、Ｖ相およびＷ相と記載する。

［実施形態の説明］

１．三相単相直接電力変換器の構成
図１は、本願のある実施の形態において用いる三相単相直接電力変換器１の回路図であり、図２は、三相単相直接電力変換器１の主回路１０を制御するための制御回路のブロックダイヤグラムである。

三相単相直接電力変換器１は、三相交流の電源Ｖ_Ｐの各相（Ｕ相、Ｖ相、およびＷ相）のライン（電源側ライン）それぞれから、主回路１０によって、目的の周波数の単相交流の出力を生成する。このため、三相単相直接電力変換器１は、主回路１０以外に、電源電流検知部１２と、電源側フィルタ部１４を備え、必要に応じて電流量を所望の値に調整する高周波トランス１６を有する。

制御回路２０（図２）には、Ｕ相およびＶ相の電流値ｉ_ｕ、ｉ_ｖと、電流指令値Ｉ_ＲＥＦ ^＊と、Ｕ相、Ｖ相、およびＷ相の電圧信号ｖ_ｕ、ｖ_ｖ、ｖ_ｗとが入力される。ここでの電流指令値Ｉ_ＲＥＦ ^＊は、スカラー量であるが、Ｕ相、Ｖ相、およびＷ相の電流位相の制御信号を生成するために利用される。制御回路２０の詳細は後述する。

２．主回路
主回路１０（図１）には、スイッチ部１０２〜１２４が備えられる。主回路１０は、電源Ｖ_ＰのＵ相、Ｖ相、およびＷ相の３本のラインのそれぞれと、単相交流出力の正側および負側の２本のラインのそれぞれとの間にスイッチ部を配置しているため、主回路１０には、６つのスイッチ部１０２、１０４、１１２、１１４、１２２、１２４がある。スイッチ部１０２〜１２４は、典型的には、スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ１２によって構成される。すなわち、スイッチ部１０２には、スイッチ素子Ｓ１とＳ８が含まれ、スイッチ部１１２には、スイッチ素子Ｓ３とＳ１０が含まれ、というように各スイッチ部には、２つのスイッチ素子が含まれる。ここで、この実施形態では、各スイッチ素子は、図示したように互いに直列に接続されている。各スイッチ素子は、典型的には、制御する電流ラインにエミッタおよびコレクタを挿入するように接続されるＩＧＢＴなどのスイッチ素子を有しており、さらに、そのスイッチ素子に逆電圧が印加されて破壊するのを防止するための還流ダイオードがＩＧＢＴのエミッタおよびコレクタに並列接続されるものとすることができる。この典型例では、各スイッチ部が直列に接続された二つのスイッチ素子によって構成される。スイッチ部１０２、１０４、１１２、１１４、１２２、１２４は、この目的を達成する他の要素、例えば逆阻止ＩＧＢＴなどによって構成することも可能である。

２．１．主回路の動作
主回路１０は、スイッチ部１０２、１０４、１１２、１１４、１２２、１２４の開閉状態の組み合わせによって、単相交流出力の正側および負側の２本に生じる電圧波形（出力電圧波形）と、三相交流電源の電流（電源電流）とを制御する。すなわち、出力側電圧の電圧と周波数とを制御して、一般にはインダクタＬと、キャパシタＣと、抵抗Ｒとを有する負荷１００に印加される電圧波形を所望のものになるように制御し、その際に、三相交流電源のラインに、従来のＡＣ／ＤＣ／ＡＣ回路によってしばしば観測されるような高調波ひずみ電流ができるだけ流れないようにする。電源電流の位相差は、三相交流電源からみた装置全体の力率が高まるように、三相交流電源の各相の電圧波形との間での位相差が可能な限り０となるように調整する。

３．電流制御回路の構成および動作
上記の電源側の電流を制御するための構成について以下説明する。電流制御回路は、機能的に大別すると、コンバータ相当部２２と、インバータ相当部２４と、フリーホイーリングロジック部２６とに分かれる。

３．１．コンバータ相当部
図２に示したように、電源側の電流を制御するためには、電流検知部１２（図１）からの測定値によって、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の電流信号Ｉ_ｕ、Ｉ_ｖ、Ｉ_ｗを生成する。ここでは、三相交流の性質を利用して、Ｕ相、Ｖ相電源側の測定値Ｉ_ｕ、Ｉ_ｖからＷ相の電流値Ｉ_ｗを求めるように演算しているが、他の構成とすることもできる。そして、その各相の電流値Ｉ_ｕ、Ｉ_ｖ、Ｉ_ｗから、電源側フィルタ部１４（図１）の遅れ補償する演算をおこない、Ｉ_ｕ、Ｉ_ｖ、Ｉ_ｗ各相の電流指令値を作り出す。ここでは、微分要素ｓＴと、定数要素ｋｐとによってその成分を生成している。

また、図２の電流制御回路２０には、電流指令値Ｉ_ＲＥＦ ^＊と、Ｕ相、Ｖ相、およびＷ相の電圧信号ｖ_ｕ、ｖ_ｖ、ｖ_ｗとが入力される。これらの値は，相ごとに掛け合わされて電源の電圧信号ｖ_ｕ、ｖ_ｖ、ｖ_ｗと同位相で振動する交流電流指令値信号Ｉ^＊とされる。この信号は、各相の電流値との差を取り、比例積分レギュレータ２２０に入力される。このようにして、比例積分レギュレータ２２０によって電流量測定値が電流指令値信号と同じ値となるように制御される。ここで、交流電流指令値信号Ｉ^＊は電圧信号と同位相によって振動しているので、制御の結果最も望ましい状態は、電流量測定値も交流電流指令値信号Ｉ^＊と同位相で振動している状態となる。これにより、電流の位相が電圧の位相と同位相で振動するようにされる。

比例積分レギュレータ２２０の出力は、三角波のキャリア信号との比較を比較部２２１によって行なってインバータ部へと出力される。ここで、この比較部２２１を用いた処理では、比例積分レギュレータ２２０の出力に応じたオン／オフ信号が生成される。このオン/オフ信号は、電源側の各相と出力側の正側および負側との間の接続を定めるものなので、６本の信号となる。

コンバータ相当部２２には、位相検出部２２２が設けられる。この位相検出部２２２は、電圧信号ｖ_ｕ、ｖ_ｖ、ｖ_ｗの位相を検出した任意の信号を生成する。位相検出部２２２からの信号は、後述するフリーホイーリングロジック部２６へ入力される。フリーホイーリングロジック部２６は、電源の短絡および負荷の開放を避けるような経路を確保しつつ、スイッチ素子Ｓ１〜１２を変化させるために設ける。スイッチ素子１０２，１１２，１２２，１０４，１１４，１２４が理想的なスイッチの場合、フリーホイーリングロジック部２６は特に必要ない。しかし、実際のＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴはオン/オフに時間が必要であったり、遅延を生じたりするので、フリーホイーリングロジック部２６が必要になる。

３．２．インバータ相当部
インバータ相当部２４は，コンバータ相当部２２の出力とキャリア信号とによって、各スイッチ素子を制御するための信号を生成する。したがって、典型的には、図１に示した主回路のスイッチ素子の数だけの信号を生成する。

３．３．フリーホイーリングロジック部
そして、インバータ相当部２４の出力は、フリーホイーリングロジック部２６によって主回路の転流が適切に処理されるようにタイミングが調整される。このとき、位相検出部２２２による位相を利用する。ここでの転流の処理は主回路の構成に依存する。すなわち、図１に示したようなスイッチ部では、電圧を切り替えるためのスイッチ部（電圧型のスイッチという）を用いるため、電源の各相のライン間に短絡の生じるタイミングがないようにする必要がある。また、ここには図示しないが、電流を切り替えるためのスイッチ部（電流型のスイッチ部）を用いても本願の発明を実施し得る。このときには、電流の断絶によって高い電圧がスイッチ素子に発生するのを防止するために、電流の経路を確保しながらスイッチングする必要がある。以上のような転流の処理を行なうために、フリーホイーリングロジック部２６では、インバータ相当部２４からの信号に対して、タイミングを調整する処理を行う。

以上のように、本願の発明においては、コンバータ相当部２２、インバータ相当部２４およびフリーホイーリングロジック部２６として動作する部位が機能に合わせて用いられる。

４．共振形負荷の作用
ここで、本発明の三相単相直接電力変換器によって駆動される負荷が共振形負荷である点について、その技術的特徴を詳細に説明する。図１においては、三相単相直接電力変換器１によって駆動される負荷は、キャパシタＣ、リアクタＬ、抵抗Ｒの等価回路の負荷１００によって表現している。説明のために、ここでは、三相単相直接電力変換器ではなく、従来のＡＣ／ＤＣ／ＡＣ回路によって共振形負荷を駆動する動作を説明する。

４．１． 共振形負荷の作用（ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ回路による説明）
従来のＡＣ／ＤＣ／ＡＣ回路の例を図３および５に示し、それぞれの回路によって用いられる電流または電圧波形を図４および６に示す。ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ回路は、上述のように、コンバータ部とインバータ部とによって構成される。

ここで、共振形負荷を駆動する従来のＡＣ／ＤＣ／ＡＣ回路では、共振形負荷を等価回路によって表現したときに抵抗ＲとインダクタＬとキャパシタＣとが互いに直列接続されている回路（ＲＬＣ直列共振回路、図３）であるときには、
コンバータ部は蓄積キャパシタを有してＤＣ電圧を生成して維持する回路とし、インバータ部をそのＤＣ電圧から交流電力を生成する電圧型インバータ３０とする。この回路によって用いられる電流または電圧の波形を図４に示す。

これに対して、駆動される共振形負荷等価回路によって表現したときに抵抗ＲとインダクタＬとキャパシタＣとが互いに並列接続されている回路（ＲＬＣ並列共振回路、図５）であるときには、コンバータ部はリアクタを用いてＤＣ電流を生成して維持する回路とし、インバータ部をそのＤＣ電流から交流電力を生成する電流型インバータ回路５０とする。この回路によって用いられる電流または電圧波形を図６に示す。

４．２．共振形負荷を駆動するＡＣ／ＤＣ／ＡＣ回路の動作
共振形負荷を駆動する際のＡＣ／ＤＣ／ＡＣ回路の動作を図を用いて説明する。図３の電圧型インバータ３０に対してコンバータ部の動作は等価的に電圧源３２として表現される。この蓄積コンデンサＣｄには、電荷によって静電的エネルギーが蓄積される。互いに直列接続された抵抗Ｒ_Ｓ３１６とインダクタＬ_Ｓ３１４とキャパシタＣ_Ｓ３１２とからなる負荷に振動電圧Ｖ_ｉｎｖを印加するためには、トランジスタ３０２と３０４のゲート電位Ｇａを図４のＧａ波形となるように制御し、トランジスタ３０６と３０８のゲート電位Ｇｂを図４のＧｂ波形となるように制御する。なお、トランジスタ３０２〜３０８は、ゲート電位がＨＩのときにエミッタ−コレクタ間を導通させてＯＮにし、ゲート電位がＨＩのときにエミッタ−コレクタ間を遮断してＯＦＦにするＩＧＢＴとして説明する。Ｇａ波形とＧｂ波形には、同時にトランジスタをＯＮにしないような期間を設けて、電源側から見た短絡を防止する。その結果、振動電圧Ｖ_ｉｎｖは図４の電圧信号Ｖ_ｉｎｖのようになり、また、負荷電流Ｉ_ｒは、電流信号Ｉ_ｒのようになる。ここで、負荷電流Ｉ_ｒは、振動電圧Ｖ_ｉｎｖよりもわずかに位相が遅れるように動作させる。この理由は後述する。そのため、電圧源３２および蓄積コンデンサＣ_ｄ３４から流出する電流ｉ_ｄｃには、負荷電流Ｉ_ｒの値が負になる期間、すなわち、蓄積コンデンサＣ_ｄ３４に向かって電流が戻る期間が生じ、力率が１とはなってはいない。この電流が戻る期間においては、電流は、トランジスタ３０２、３０４、３０６、３０８（ＩＧＢＴ）に並列に接続された還流ダイオードを流れる。

４．２．１．負荷の性質と駆動周波数
上述のように若干の力率の低下を生じさせてまで負荷電流Ｉｒの位相を振動電圧Ｖ_ｉｎｖよりも遅らせるのは、もし負荷電流Ｉｒの位相を振動電圧Ｖ_ｉｎｖよりも進ませると、負荷全体のインピーダンスが容量性となってしまい、スイッチ素子がＯＮになる各瞬間に、負荷が容量性つまり電流を呼び込むような動作をしてしまうためである。この場合、電圧型インバータのスイッチ素子が半導体素子である場合に、半導体素子に過大な突入電流が流入して破損する。これを防止するために、負荷電流Ｉｒの位相を振動電圧Ｖ_ｉｎｖよりも遅らせる。

上記説明は電圧型インバータ３０によって説明を行なったが、図５に記載した電流型インバータ５０においても同様に位相を調整する。なお、電流型インバータ５０においては、電圧型インバータとは逆に、交流電流Ｉ_ｉｎｖを反転させて負荷電圧Ｖ_ｒを生じさせる動作となるので、負荷電圧Ｖ_ｒを交流電流Ｉ_ｉｎｖよりも遅らせる。この場合にもは、負荷全体のインピーダンスを誘導性負荷となるように維持する。電流型インバータでは、電流型スイッチとなるように、スイッチ素子５０２〜５０８がＩＧＢＴであれば、直列にダイオードを接続する。

これらを駆動周波数の点からみると、電圧型インバータでも、電流型インバータでも、容量形負荷とならないように、負荷が持つ共振周波数よりも若干高い周波数の駆動周波数で駆動するのが適切である。

４．３． 共振形負荷の作用（三相単相直接電力変換器の場合）
以上のＡＣ／ＤＣ／ＡＣ回路における負荷の性質とその駆動周波数の関係は、ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ回路ではなく三相単相直接電力変換器においても同様である。以下、その点について詳述する。

４．３．１． 周波数制御の詳細
三相単相直接電力変換器においても、共振周波数よりも若干高い周波数になるように駆動周波数を調整する。以下、負荷をＲＬＣ直列共振回路として構成し、それに応じて三相単相直接電力変換器を動作させる場合を想定して駆動周波数の設定について説明する。

図１に負荷１００として示しているＲＬＣ直列共振回路のインピーダンスは、

となる。これにより、電圧と電流の位相差（位相角）

を得る。ここで、ｆ_ｓは三相単相直接電力変換器が駆動する駆動周波数である。

また、負荷の共振周波数は

である。ここに、

となるｑを導入して式を整理すると、位相角

を得る。以上のようにして得られた位相角を、ｑの値ごとに駆動周波数ｆ_ｓに対してプロットすると、図７のようになる。

４．３．２． 三相単相直接電力変換器の周波数の制御
本発明のある態様においては、三相単相直接電力変換器の負荷の状態を反映するように三相単相直接電力変換器の駆動周波数を制御する。その周波数制御装置について説明する。

制御回路は、発振周波数（駆動周波数）を、負荷の共振周波数に近づけるように制御する。図７に示した関係から、インバータ相当部分の出力電圧波形と出力電流波形の位相差（位相角）が０（度）に近づくように駆動周波数を制御すればよい。ただし、上述のように、この位相角は実際には完全に０とするのではなく、０より大きな任意の角度になるように制御され、位相角がマイナスつまりｆ_ｓ＜ｆ_ｒとなる条件で負荷を動作させないようにする。このためには、例えば、外部から何らかの指令値を与えて位相角が所望の値になるように制御する。

三相単相直接電力変換器についても、図７に示した関係は成立し、位相角が駆動周波数の値の増加とともに増加する。このため、三相単相直接電力変換器についても、スイッチ部の構成が電圧型インバータのように動作するときには、駆動周波数を共振周波数よりも高くして、負荷電流の位相を負荷に印加する電圧の位相よりも遅らせる。また、制御回路の動作は、位相差を観測して周波数を変更するような周波数制御を行うこととなる。

図８に、ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ回路の電圧型インバータ回路に関して説明した上述の説明に引き続き、電圧型インバータ回路に関して振動電圧Ｖ_ｉｎｖと負荷電流Ｉ_ｒとの時間軸上での相対的な関係を示す。振動電圧Ｖ_ｉｎｖの周期は、駆動周波数ｆ_ｓの逆数となる。また、振動電圧Ｖ_ｉｎｖと負荷電流Ｉ_ｒの間の遅延時間ｔ_ｆｂｋは、位相角が増大すると増大する。このため、遅延時間ｔ_ｆｂｋを適切な値である遅延時間指令値ｔ_ｆｂｋ ^＊となるように、駆動周波数ｆ_ｓを制御する。

なお、三相単相直接電力変換器においては、振動電圧Ｖ_ｉｎｖは、図８の電圧波形Ｖ_ｉｎｖのようには必ずしもならない。というのは、出力の正側および負側の各ラインに現れる電圧が、振動している電源の三相交流の各相から選択されるためである。この場合であっても、単相交流出力の電圧信号のうち、基本波成分の周波数を駆動周波数とみなし、その基本波成分の位相と駆動電流の位相とに０度より大きい任意の遅れを持たせることによって、スイッチ素子の破損を防止することができる。

４．３．３．誘導加熱装置への適用
上述の共振形負荷を用いる応用分野に誘導加熱装置がある。誘導加熱装置において共振回路を用いる必要性は、誘導コイルは、電流を流して対象物に渦電流を発生させるため、大きなインダクタンス成分を有して力率が低下するためである。すなわち、単に誘導コイルのみを用いると、誘導コイルがインダクタンス成分と抵抗成分とを直列接続した等価回路となる。その場合、インダクタンス成分が電流の位相を遅らせるため、インバータ部の出力電圧が反転しても、誘導コイルに流れる電流の位相が遅れ、出力側の力率が低下してしまう。このため、上記のように、キャパシタを用いてＲＬＣ直列共振回路またはＲＬＣ並列共振回路として、共振を利用して力率を改善する。

ここで、誘導加熱装置加熱対象はさまざまなものがあるが、自動車部品などの焼入れの場合、対象物である炭素鋼（炭素を０．２５〜０．５５％程度含んだ鉄合金）の部材を、摂氏８００度を超える温度まで加熱する。このように、対象物の電磁気的性質が常温において強磁性体である鉄であるような場合に加熱を行なうと、強磁性体の磁化は、加熱と共に小さくなって、キューリー点（鉄では、摂氏約７７０度）を越えるところで自発磁化を失う。この対象物の磁化状態の変化によって負荷のインダクタンス（図１における負荷１００のＬ）の値が変化し、上述の数３にしたがって、共振周波数が変化する。そうすると、数５によって位相角も変化する。したがって、三相単相直接電力変換器によって誘導加熱装置の加熱用電流を生成するためには、加熱中に上記位相角を一定に保つように制御することが望まれる。

４．３．４．制御回路の構成および動作
上記のような制御を行うより具体的な構成を図９に示す。図９には、発振回路部、周波数可変回路部、フィルタ部、および、位相比較部が記載されており、さらに、マトリクス・コンバータ部とそのマトリクス・コンバータ部によって駆動される共振負荷部が記載されている。なお、ここでのマトリクス・コンバータ部は、三相単相直接電力変換器のことである。

共振負荷部は、上述の共振形負荷を用いる誘導加熱装置では、誘導コイルを含む負荷であり、その誘導コイルのインダクタンスの値が加熱対象物の透磁率の影響を受けて加熱対象物の温度上昇に応じて減少する。

マトリクス・コンバータ部には、発振回路から発振電圧波形が入力される。この波形は、図２において、インバータ部２４に入力されている矩形波の信号を生成するために用いられる。例えば、矩形波の信号は駆動電圧の周波数と同様の周波数を有する。図２においては、この矩形波のキャリア信号に同期した三角波のキャリア信号もコンバータに入力されている。この三角波のキャリア波形も図９の発振回路部からの発振電圧波形から生成される。

図９の位相比較部には、遅延時間指令値ｔ_ｆｂｋ ^＊も入力されて、駆動電圧波形と共振負荷部の電流波形との間における時間差を調整できるように、駆動電圧波形と共振負荷部の電流波形（誘導電流波形）のいずれかを時間的に遅延させることができるようになっている。

図１０に、図９の位相比較部、フィルタ部および周波数可変回路部によって行なわれる作用を信号波形によって模式的に示している。図１０の最上段は、発振回路部に同期した信号であり、第２段目には、共振負荷部の電流波形が記載されている。この電流波形は、第３段に記載されているように、電流の正負の向きに応じるように二値化され、位相比較部において最上段の電圧波形と比較される。ここでの比較は、比較される二つの値の排他的論理和（ＸＯＲ）の値を反転させた出力を用いる（第４段）。そして、この位相比較部の出力はフィルタ部に入力されて平滑化され（第５段）周波数指令値として用いられる。

位相比較部の出力は発振回路部に入力されて発振周波数が調整され、マトリクス・コンバータ部の周波数がそれに合わせて調整される。上記の比較において、位相比較部の出力が大きいときには、周波数指令値は大きくなる。この周波数指令値は発信回路のＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）に入力される。

以上の制御においては、一致の程度が大きいとき、つまり、駆動電圧に対して発振電流の位相遅れが少ないときには、駆動周波数を高めて負荷がよりリアクタンス的な振る舞いとなるような調整が実現する。その逆の時は逆に調整される。

なお、図９においては、発振回路部からの矩形波が直接マトリクス・コンバータ部に入力されているが、図２に示すように適宜三角波に変換することができる。

５．三相単相直接電力変換器の実施例
以下、上記実施の形態に係る実施例について、より具体的な回路構成および動作を説明する。この実施例は、回路シミュレータ（ＰＯＷＥＲＳＩＭ社製回路シミュレータ、製品名ＰＳＩＭ）によって特性を予測した結果を示している。

図１１〜１３に、上記実施の形態の実施例にかかる回路図を示す。図１１は、ほぼ図１に対応する回路構成を示しており、図１２は、図２のコンバータ部分、図１３は図２のインバータ部分を示している。

５．１ 全体回路
図１１の全体回路は、電源１１０２が三相交流電源となっていて、その電圧値を電圧検出部１１０４によって測定している。この電圧検出部１１０４の出力は、図１２のコンバータ相当部分に入力される。三相交流電源は、Ｕ相およびＶ相の電流量が測定部１１０８、１１１０において検出される。この電流の値は、減算器１１１４によって減算されたのち、電流測定値Ｉ_ｕ、Ｉ_ｖ、Ｉ_ｗとしてから出力される。ここでの微分減算処理は、リアクタンス１１１８による位相遅れに合わせ、発振を防止するためのものである。なお、Ｗ相の電流測定値は、Ｕ相およびＶ相の測定値から差を演算して得ている。なお電流測定値の微分減算処理、および、Ｗ相の電流測定値のＵ相およびＶ相の測定値から差の演算の部分は、図２におけるコンバータ部分の一部として記載されている。

Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の電源ラインには、リアクタンス１１１８が直列に、また、キャパシタンス１１１６が並列に接続されていて、図１における電源側フィルター部１４と同様のフィルタを構成している。このキャパシタンス１１１６は、例えばフィルムコンデンサなどの１〜１００μＦ程度のものとすることができる。なお、この程度の容量のコンデンサは、寿命が通常問題とならないフィルムコンデンサを用いることができる。

図１の主回路１０に相当する構成も、スイッチ部１１２０〜１１３０によって実現している。各スイッチ部が、スイッチ素子であるＩＧＢＴと還流ダイオードとの並列接続の組を直列に二つ接続したものとなっている。各スイッチ部は、出力の単相交流の正側または負側のいずれかのラインに接続されている。この単相交流出力の正側負側のラインは、電流検出器１１３４によって電流値が検出されて、高周波トランス１１３６に入力される。このトランスによって電流を増した出力は、共振形負荷１１３８に加えられる。なお、単相電圧計１１３２は波形を観測するためのものである。

５．２ コンバータ相当部
図１２に示したコンバータ相当部は、電圧検出部１１０４（図１１）からの電圧と電流信号部１１１４（図１１）からの検出電流と、キャリア信号を受けて、インバータ相当部（図１３）への出力を生成する。コンバータ相当部は、電圧値端子１２０２より三相交流電源の電圧値を受ける。ここで、乗算器１２０４では、電流指令値（図２のＩ_ｒｅｆ ^＊）の値に相当する電圧源の値を各相の電圧に乗じて、電流指令値を電源の周波数で振動させて交流電流指令値信号としている。そこから、図１１の電流測定値Ｉ_ｕ、Ｉ_ｖ、Ｉ_ｗを加算器１２０６によって減算した後、比例積分レギュレータ１２０８に通している。また、この比較は連続して行なわれるので、振幅の違いだけではなく位相の違いに応じても電源周波数に応じた出力が得られる。

端子１２１０には、図１３のインバータ相当部の三角波信号源１３１４によって生成されるキャリア信号が入力される。このキャリア信号は、遅れ要素１２１２によって９０度分だけ位相を遅らせて、比較器１２１４に入力される。こうして、９０度遅らせたキャリアに、電流の指令値と測定値との差分が重畳される。その信号は、そのまま、あるいは反転されて、遅れ要素１２１８との間で論理積が取られ、出力（Ｃｏｎｖ１〜６）が生成される。ここで、Ｃｏｎｖ１〜６は、それぞれ、図１１のスイッチ部１１２０〜１１３０の制御のためのＰＷＭ信号を生成する。

５．３ インバータ相当部
図１３に示したインバータ相当部では、上述のように、三角波信号源１３１４によって生成されたキャリアが、キャリア出力１３１２からコンバータ相当部のキャリア入力１２１０に出力される。インバータ相当部は、コンバータ相当部の出力（Ｃｏｎｖ１〜６）を入力部１３０２によって受け、最終的には、スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ１２へのゲート信号を出力して各スイッチ部１１２０〜１１３０の各スイッチ素子を制御する。

コンバータ相当部の出力（Ｃｏｎｖ１〜６）は、遅れ要素１３０４との間でＯＲ１３０６によって論理和が取られる。コンバータ相当部の出力（Ｃｏｎｖ１〜６）は、スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ６のためのゲート信号には、各ＯＲ１３０６の出力と三角波信号源１３１４からのキャリアとのＡＮＤを取って適当なバッファ１３１０から出力され、スイッチ素子Ｓ７〜Ｓ１２のためのゲート信号については、各ＯＲ１３０６の出力と反転した三角波信号源１３１４からのキャリアとのＡＮＤを取ってバッファ１３１０から出力される。なお、係数要素１３１６は、定数を乗じる作用を持つが、ここでその定数は−１として上記の反転を行なっている。

以上のようにして生成されたスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ１２のためのゲート信号は、図１１のそれぞれのスイッチ素子のゲートに入力され、ＨＩの際にスイッチ素子の電流を導通させ、ＬＯのときに遮断させる。三角波信号源１３１４からのキャリアを用いたゲート信号によって制御されるスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ６は、図１１中において時計回りに流れる出力電流を制御するために用いられる。１３１６は信号を−１倍する演算器であり、三角波信号源１３１４を反転させる。反転した三角波信号源１３１４からのキャリアを用いたゲート信号によって制御されるスイッチ素子Ｓ７〜Ｓ１２は、図１１中において反時計回りに流れる出力電流を制御するために用いられる。論理和１３０６の出力から、三角波信号源１３１４との論理積１３０８からの出力Ｓ１〜６と、三角波信号源を反転した１３１６との論理積１３０８からの出力Ｓ７〜１２を作成する。出力端子１３１８の信号Ｓ１〜１２が主回路１０のＳ１〜１２の動作信号となり、共振形負荷１００に任意の周波数で変化する単相の電圧を供給することができる。端子１３１２は、図１２の端子１２１０に接続するものである。
なお、図１２及び図１３においては、図２にある位相検出部２２２とフリーホイーリングロジック部２６につながる位相検出部２２２の出力に相当するものが記載されていないが、スイッチ素子１０２，１１２，１２２，１０４，１１４，１２４が理想的なスイッチの場合はこのフリーホイーリングロジック部が必要ないためである。

５．４．波形の例
以上のような回路構成によって実現する電気的な波形を図１４にまとめている。図１４（ａ）は、電源の３相交流の電圧信号であり、図１４（ｂ）は、その電圧と位相差のない交流電流指令値信号である。この交流電流指令値信号は、乗算器１２０４によって生成される。ここでは、電源周波数よりも十分に大きい周波数のキャリアを用いるため、図１４（ｃ）には、図１４（ｂ）の一部を時間的に拡大し、三角波のキャリアを重ねて描いている。なお、電源周波数は、例えば、商用電源周波数（たとえは５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）とし、駆動周波数は、例えば、誘導加熱装置を想定した、任意の周波数とすることができる。

図１４（ｃ）においては、三角波キャリアの１周期中では変化しないものとして、３つの電流指令値信号が記載されている。図１４（ｄ）に示したように、コンバータ相当部（図１２）においてそれらとキャリアとの大小関係が比較されてコンバータ相当部の出力Ｃｏｎｖ１〜６が生成される。つまり、コンバータ相当部においては、ＰＷＭ変調動作を行っている。なお、図１４（ｄ）においては、同一の電流指令値信号から生成される出力、例えばＣｏｎｖ１とＣｏｎｖ２とは、互い反転した信号となっているが、実際には，図１２の遅れ要素１２１８とＡＮＤ１２２０の作用によって、Ｃｏｎｖ１を反転しても、Ｃｏｎｖ２と完全に重なるものではない。さらに、図１２の遅れ要素１２１２の作用によって、コンバータ相当部のキャリアは、インバータ相当部のキャリア１３１２（図１３）よりも位相が遅れている。この様子を図１４（ｅ）に示している。そこには、比較のためＣｏｎｖ１も記載している。インバータ相当部では、コンバータ相当部の出力と位相の遅れがないキャリアとによってゲート信号を生成するが、そのとき、図１４（ｅ）に記載したコンバータ相当部の出力Ｃｏｎｖ１で説明すると、遅れ要素とＯＲ１３０６とによってわずかにＨＩの幅が調整された後、キャリア１３１２との間でＡＮＤを取るため、図１４（ｅ）に記載したコンバータ相当部の出力Ｃｏｎｖ１とキャリアとの両者がＨＩのときのみＨＩの信号が生成され、ゲート信号ｓ１を得る。反転させたキャリアとの間では、同じコンバータ相当部の出力Ｃｏｎｖ１から、ゲート信号ｓ７を得る（図１４（ｆ））。同様に、コンバータ相当部の出力Ｃｏｎｖ２〜６から、ゲート信号ｓ２とｓ８、ｓ３とｓ９、ｓ４とｓ１０、ｓ５とｓ１１、そして、ｓ６とｓ１２が得られる。

５．５．性能
以上の回路と同等の回路において、表１のような主回路のパラメータを用いて回路シミュレーションを実施して得られた誘導加熱用駆動回路の入出力の例を図１５および１６にまとめている。図１５には、電源のほぼ２周期分の期間にわたって、三相交流電源のＵ相の電圧の波形ｖ_ｕ、同じくＵ相の電流波形ｉ_ｕ、出力の電圧波形ｖ_ｏｕｔ、出力の電流波形ｉ_ｏｕｔ、および、出力の瞬時電力波形Ｐ_ｏｕｔを示している。図１５のように、電源側電流波形ｉ_ｕは、ほぼ正弦波となり、位相も電圧波形ｖ_ｕとほぼ一致していた。

また、図１６には、出力の電圧波形ｖ_ｏｕｔおよび出力の電流波形ｉ_ｏｕｔの約二周期分の波形を拡大している。出力の電圧波形ｖ_ｏｕｔは、上記のようなゲート信号ｓ１〜１２によって制御されたスイッチ素子が電源側の各相から電圧を選択的に出力するため、ゲート信号のタイミングによって、正側および負側の出力ラインが、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相を選択するか、開放となる。よって、電圧としてはＵ相、Ｖ相およびＷ相のうちから２本を選ぶ３通りの組み合わせの電圧と、０Ｖとの合計４種の電圧のどれかを各瞬間に選ぶこととなる。このため、ここでの電圧波形は、図１０に関連して説明したような典型的な矩形波の電圧波形となってはいない。

このシミュレーションによって得られた性能は、電流指令値２４Ａ、駆動周波数（励磁周波数）１５ｋＨｚでの出力は、５ｋＷとなり、そのときの入力電流のＴＨＤ（第三高調波歪率）は、６．９２％、総合負荷力率は９０．２％であった。

本発明によれば、小型でメンテナンスを省力化できるような三相単相直接電力変換器、または、それを用いる誘導加熱装置用電源装置を実現することができる。

１ 三相単相直接電力変換器
１０ 主回路
１２ 電圧検知部
１４ 電源側フィルタ部
１６ 高周波トランス
１００ 負荷
２０ 制御回路
２２ コンバータ相当部
２４ インバータ相当部
２６ フリーホイーリングロジック部
２２２ 位相検出部
３２ 電圧源
３４ 蓄積コンデンサ
３０２〜３０８ スイッチ（トランジスタ）
３１６ 抵抗Ｒ_Ｓ
３１４ インダクタＬ_Ｓ
３１２ キャパシタＣ_Ｓ
５０ 電流型インバータ回路
５０２〜５０８ スイッチ（トランジスタ）
５１６ 抵抗Ｒ_Ｐ
５１４ インダクタＬ_Ｐ
５１２ キャパシタＣ_Ｐ

Claims (6)

1. 共振形負荷に単相交流電流を流す一対の出力ラインと、
   該一対の出力ラインのそれぞれと三相交流電源の３つの電源ラインのそれぞれとの間における電気的接続状態を制御し、開閉用の制御入力端子を有する６個のスイッチ部であって、そのそれぞれが、電流経路の順方向の向きを反転させて互いに直接に接続された２つのスイッチ素子と、該スイッチ素子の逆電流をバイパスする向きになるよう各スイッチ素子に並列に接続された還流ダイオードとを備え、各スイッチ素子が前記制御入力端子である開閉制御端子を有するものであるスイッチ部と、
   該スイッチ部それぞれの開閉を制御するために各スイッチ部の前記開閉制御入力端子へ入力される開閉制御信号を生成する制御回路と
   を備えてなり、前記制御回路は、キャリア信号の周波数を制御する周波数可変回路と、前記三相交流電源の３つの電源ラインの電圧値と電流値に応じたスイッチ部制御信号を生成するコンバータ相当部と、該スイッチ部制御信号と前記キャリア信号とから、前記開閉制御信号を生成するインバータ相当部とを有し、前記コンバータ相当部の働きにより制御されている前記インバータ相当部が、前記三相交流電源の各相の電圧と電流の位相差をゼロに近づけるように調整しつつ、前記一対の出力ラインが出力する単相交流における電流の位相を該単相交流における電圧の位相からみて所定の範囲の位相遅れ量または所定の値の位相遅れ量となるように前記開閉制御信号を生成して該単相交流の駆動周波数を制御するものである、三相単相直接電力変換器。
2. 前記所定の範囲が、０度より大きく９０度未満の範囲に含まれるか、または、前記所定の値が０度より大きく９０度未満の範囲にある、請求項１に記載の三相単相直接電力変換器。
3. 前記制御回路のコンバータ相当部が、前記三相交流電源の３つの電源ラインのうちの少なくとも二つの電圧測定値から、該三相交流電源の３つの電源ラインそれぞれの電圧値の位相にあわせた位相によって振動する電流指令値信号を生成する電流指令値生成部を有するとともに、該電流指令値生成部からの前記電流指令値信号と、前記駆動周波数と同じ周波数のキャリア信号との比較演算によって、前記駆動周波数と同じ周波数を有し、前記三相交流電源の３つの電源ラインの電圧値に応じたスイッチ部制御信号を生成するものである、請求項１または２に記載の三相単相直接電力変換器。
4. 前記三相交流電源の３つの電源ラインのそれぞれの間において該三相交流電源の周波数より高い周波数の成分を低減させるフィルタを前記スイッチ部に入力する前に有する、請求項１に記載の三相単相直接電力変換器。
5. 請求項１〜４のいずれかに記載の三相単相直接電力変換器を用い、前記共振形負荷として共振キャパシタと誘導コイルとを含んでいる誘導加熱装置に用いられる電源装置。
6. 共振形負荷に単相交流電流を流す一対の出力ラインと、該出一対の力ラインのそれぞれと三相交流電源の３つの電源ラインのそれぞれとの間における電気的接続状況を制御し、開閉用の制御入力端子を有する少なくとも６個のスイッチ部であって、そのそれぞれが、電流経路の順方向の向きを反転させて互いに直接に接続された２つのスイッチ素子と、該スイッチ素子の逆電流をバイパスする向きになるよう各スイッチ素子に並列に接続された還流ダイオードとを備え、各スイッチ素子が前記制御入力端子である開閉制御端子を有するものであるスイッチ部と、該スイッチ素子のそれぞれの開閉を制御するために各スイッチ素子の開閉制御端子へ入力される開閉制御信号を生成する制御回路であって、キャリア信号の周波数を制御する周波数可変回路と、前記三相交流電源の３つの電源ラインの電圧値と電流値に応じたスイッチ部制御信号を生成するコンバータ相当部と、該スイッチ部制御信号と前記キャリア信号とから前記開閉制御信号を生成するインバータ相当部とを備えた制御回路とを備えた三相単相直接電力変換器において、
   単相交流の一対の出力ラインに接続された共振形負荷を流れる電流を検出するステップと、
   該単相交流の出力の電圧の符号または位相を検出し、前記単相交流の電流と比較可能な電流指令信号と、共振形負荷を流れる前記電流とを比較して、該電流指令信号と前記電流との差を表わす差信号を得るステップと、
   該差信号を低域通過フィルタによって処理するステップと、
   低域通過フィルタによって処理された差信号に応じて、前記電流指令信号の周波数を変更するステップと、
   前記三相交流電源の各相の電圧と電流の位相差をゼロに近づけるように調整しつつ、前記一対の出力ラインが出力する単相交流における電流の位相を該単相交流における電圧の位相からみて所定の範囲の位相遅れ量または所定の値の位相遅れ量となるように、周波数が変更された前記電流指令信号に応じて、前記一対の出力ラインのそれぞれと、三相交流電源の３つの電源ラインのそれぞれとの間における電気的接続状態を制御する前記少なくとも６個のスイッチ部の開閉を、前記コンバータ相当部により制御される前記インバータ相当部が制御して前記三相交流電源から前記出力ラインへの出力を生成するステップと
   を含む三相交流電源を用いた誘導加熱装置の単相交流駆動方法。