JP6832402B1 - インバータ装置およびインバータ装置の制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】出力電流のゼロクロス点検出を正確にするとともに、出力制御を行ってもインバータ部の出力の周波数が直列共振負荷の共振周波数からずれることがなく、また、共振周波数が変動する直列共振負荷への追尾特性を改善する。【解決手段】直列共振負荷に接続してＰＷＭ制御される電圧形インバータであるインバータ装置において、直列共振負荷に接続されてインバータ駆動信号により駆動されるインバータ部と、インバータ部の動作を制御する制御手段とを有し、制御手段は、直列共振負荷の共振周波数の周期より短いパルス幅のパルス信号をインバータ駆動信号として、共振周波数より離れた周波数を起点としてインバータ部の駆動を開始した後に、直列共振負荷を構成する共振コンデンサの電圧位相に基づく周波数制御によりインバータ駆動信号の周波数を共振周波数または共振周波数近傍まで周波数シフトさせて、インバータ駆動信号の周波数が共振周波数と略一致するように制御する。【選択図】 図４

Description

本発明は、インバータ装置およびインバータ装置の制御方法に関する。さらに詳細には、本発明は、直列共振負荷に接続して用いるインバータ装置およびインバータ装置の制御方法に関する。

一般に、直列共振負荷に接続する電源装置として、インバータ装置が知られている。なお、直列共振負荷としては、例えば、誘導加熱用の加熱コイルと共振コンデンサとを直列接続して構成される直列共振回路である誘導加熱回路などが挙げられる。

従来、こうしたインバータ装置においては、インバータ回路を有するインバータ部を制御するインバータ制御部として、位相同期（ＰＬＬ：Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）回路により構成されるインバータ制御部が用いられており、このインバータ制御部によりインバータ部が制御されていた。

ここで、図１（ａ）（ｂ）を参照しながら、ＰＬＬ回路を用いたインバータ制御部により制御される従来より公知のインバータ装置について説明する。

なお、図１（ａ）には、ＰＬＬ回路を用いたインバータ制御部により制御されるとともに直列共振負荷に接続されたインバータ装置の全体の構成をあらわす構成説明図が示されている。

また、図１（ｂ）には、図１（ａ）に示すインバータ装置におけるインバータ制御部の詳細な構成説明図があらわされている。

図１（ａ）に示すように、インバータ装置１００は、交流（ＡＣ）電源１０２から供給される交流電圧を所望の電圧の高周波交流電圧に変換して、誘導加熱回路などのような直列共振負荷２００へ供給するものである。

なお、交流電源１０２としては、例えば、商用交流電源を用いることができ、その場合には、インバータ装置１００は、商用交流電圧を高周波交流電圧に変換して直列共振負荷２００へ供給する。

より詳細には、インバータ装置１００は、交流電源１０２から供給される交流電圧を入力して直流（ＤＣ）電圧に変換して出力するコンバータ回路を有するコンバータ部１０４と、コンバータ部１０４から出力された直流電圧を入力して高周波交流電圧に逆変換して出力するインバータ回路を有するインバータ部１０６と、インバータ部１０６からの出力（ここで、インバータ部１０６からの「出力」とは、インバータ部１０６から出力される電圧たる「出力電圧Ｖｈ」、または、インバータ部１０６から出力される電流たる「出力電流Ｉｈ」、または、インバータ部１０６から出力される電力たる「出力電力」である。）を検出してその検出結果を出力センサー信号として出力する出力センサー１０８と、外部からインバータ部１０６の出力を設定する信号たる出力設定信号と出力センサー１０８から出力された出力センサー信号とに基づいてコンバータ部１０４が変換する直流電圧をフィードバック制御するコンバータ制御部１１０と、出力センサー１０８から出力された出力センサー信号に基づいてインバータ部１０６の動作をフィードバック制御するＰＬＬ回路１１２ａ（図１（ｂ）を参照する。）を有するインバータ制御部１１２とを有して構成されている。

ここで、コンバータ部１０４のコンバータ回路は、例えば、サイリスタ整流回路やチョッパ回路などにより構成されている。こうしたコンバータ部１０４は、交流（ＡＣ）電源１０２から交流電圧を供給されると、コンバータ制御部１１０から出力された信号に応じて交流電圧を直流電圧に変換する制御を行う。

また、インバータ部１０６は、例えば、トランジスタにより構成されるインバータ回路を備えている。こうしたインバータ部１０６は、コンバータ部１０４から出力された直流電圧を入力して、入力した直流電圧をトランジスタのＯＮ（オン）／ＯＦＦ（オフ）のスイッチング動作により高周波交流電圧に逆変換して出力する制御を行う。

インバータ部１０６の出力段に設けられた出力センサー１０８は、図１に示す例においては、出力電圧Ｖｈまたは出力電流Ｉｈを検出して、その検出結果を出力センサー信号としてコンバータ制御部１１０とインバータ制御部１１２とに出力する。

これにより、インバータ装置１００においては、インバータ部１０６の出力（電流または電圧）が出力設定信号が示す設定レベルとなるように、コンバータ部１０４の出力直流電圧値が可変制御される。

また、上記したように、インバータ制御部１１２はＰＬＬ回路１１２ａを備えており、ＰＬＬ回路１１２ａによりインバータ部１０６の出力を直列共振負荷２００の共振周波数に自動制御する。

ここで、図１（ｂ）には、インバータ制御部１１２の詳細な構成が示されている。インバータ制御部１１２においては、ＰＬＬ回路１１２ａに入力された出力センサー信号に応じて、ＰＬＬ回路１１２ａがインバータ部１０６を駆動するインバータ駆動信号である矩形波インバータ駆動信号Ｑ、ＮＱを出力する。

なお、本明細書および本特許請求の範囲においては、「矩形波インバータ駆動信号Ｑ、ＮＱ」について、単に「インバータ駆動信号」と適宜に称する。

以上の構成において、インバータ装置１００においては、商用交流電源などの交流電源１０２から、交流電圧がコンバータ部１０４に入力される。

交流電源１０２から交流電圧を入力されたコンバータ部１０４は、コンバータ制御部１１０からの制御信号により直流電圧を可変制御して、インバータ部１０６へ出力する。

インバータ部１０６は、コンバータ部１０４から出力されて入力した直流電圧を、インバータ回路を構成するトランジスタのＯＮ（オン）／ＯＦＦ（オフ）のスイッチング動作により高周波電圧に変換して出力する。

インバータ装置１００におけるインバータ部１０６の出力段には、上記したように出力センサー１０８が設けられており、出力センサー１０８はインバータ部１０６からの出力（出力電圧Ｖｈまたは出力電流Ｉｈまたは出力電力である。）を検出して、その検出結果を出力センサー信号としてコンバータ制御部１１０とインバータ制御部１１２とへ出力する。

コンバータ制御部１１０は、インバータ部１０６の出力を出力設定信号により指示された設定レベルにするように、コンバータ部１０４の出力である直流電圧値を可変する制御を行う。

ここで、インバータ制御部１１２は、ＰＬＬ回路１１２ａにより、インバータ部１０６の出力の周波数が直列共振負荷２００の共振周波数となるように自動制御する。

ところで、直列共振負荷に接続するインバータ装置においては、高周波電圧と高周波電流との位相制御を用いた出力制御回路に関して、上記した従来のインバータ装置１００において示した構成の他にいくつかの手法が用いられている。

しかしながら、従来より用いられているいずれの手法においても、出力制御を行うとインバータ部の出力の周波数が直列共振負荷の共振周波数からずれていく特性となり、実用上の課題となっていたという問題点があった。

一方、低電力機器に用いるインバータ装置においては、パルス幅変調（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御方式による出力制御も用いられている。

ここで、図２には、ＰＷＭ制御方式により出力制御が行われるとともに直列共振負荷に接続されたインバータ装置の全体の構成をあらわす構成説明図が示されている。

なお、以下の説明においては、図１（ａ）（ｂ）を参照しながら説明した構成ならびに作用と同一あるいは相当する構成ならびに作用については、図１（ａ）（ｂ）において用いた符号と同一の符号をそれぞれ付して示すことにより、その詳細な構成ならびに作用の説明は省略する。

図２に示すように、インバータ装置３００は、交流電源１０２から供給される交流電圧を所望の電圧の高周波交流電圧に変換して、誘導加熱回路などのような直列共振負荷２００へ供給するものである。

なお、交流電源１０２としては、上記したインバータ装置１００と同様に、例えば、商用交流電源を用いることができ、その場合には、インバータ装置１０は、商用交流電圧を高周波交流電圧に変換して直列共振負荷２００へ供給する。

より詳細には、インバータ装置３００は、交流電源１０２から供給される交流電圧を入力してダイオードによる整流により直流電圧に変換して出力するコンバータ部３０２と、コンバータ部３０２から出力された直流電圧を入力して高周波交流電圧に逆変換して出力するインバータ回路を有するインバータ部１０６と、インバータ部１０６からの出力（ここで、インバータ部１０６からの「出力」とは、インバータ部１０６から出力される電流たる「出力電流Ｉｈ」、または、インバータ部１０６から出力される電力たる「出力電力」である。）を検出してその検出結果を出力センサー信号として出力する出力センサー１０８と、外部からインバータ部１０６の出力を設定する信号たる出力設定信号と出力センサー１０８から出力された出力センサー信号とに基づいてインバータ部１０６をフィードバック制御するＰＷＭ制御部３０４とを有して構成されている。

以上の構成において、図３（ａ）（ｂ）（ｃ）に模式的に示す波形図を参照しながら、インバータ装置３００の動作について説明する。

ここで、図３（ａ）（ｂ）（ｃ）において、
波形Ａ：インバータ部１０６の出力（出力電流Ｉｈ）
波形Ｂ：インバータ部１０６の出力（出力電流Ｉｈ）
波形Ｃ：インバータ部１０６の出力（出力電流Ｉｈ）
Ｔ：インバータ部１０６の出力（出力電圧Ｖｈまたは出力電流Ｉｈ）の基本波成分の１周期
Ｔ／４：インバータ部１０６の出力（出力電圧Ｖｈまたは出力電流Ｉｈ）の基本波成分の１／４周期
ｔｗ：インバータ駆動信号のパルス幅
である。

インバータ装置３００においては、ＰＷＭ制御部３０４のＰＷＭ制御により駆動開始時（スタート時）はパルス幅ｔｗの狭いインバータ駆動信号（矩形波インバータ駆動信号Ｑ、ＮＱ）により共振周波数近傍で駆動させ（図３（ａ））、インバータ部１０６の出力を可変制御するにはＰＷＭ制御部３０４のＰＷＭ制御によりパルス幅ｔｗを可変させて、インバータ部１０６の出力を可変制御する。

例えば、インバータ部１０６の出力を上昇するには、図３（ｂ）ならびに図３（ｃ）に示すように、ＰＷＭ制御部３０４のＰＷＭ制御によりパルス幅ｔｗを広げることになる。

即ち、従来のインバータ装置３００においては、ＰＷＭ制御部３０４のＰＷＭ制御により、スタート時からＰＬＬ回路などを用いて直列共振負荷２００の共振周波数近傍で駆動を制御され、その周波数帯でＰＷＭ制御を行っていた。

このため、従来のインバータ装置３００は、共振周波数が変動する直列共振負荷２００への追尾特性に劣るという問題点があった。

また、出力電流Ｉｈの波形Ａならびに波形Ｂのように、インバータ駆動信号のパルス幅ｔｗが狭い場合には、サイン波形が崩れて正確なゼロクロス点の検出ができなくなるという問題点があった。

なお、本願出願人が特許出願のときに知っている先行技術は、文献公知発明に係る発明ではないため、本願明細書に記載すべき先行技術文献情報はない。

本発明は、上記したような従来の技術における種々の問題点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、出力電流のゼロクロス点検出を正確にするとともに、出力制御を行ってもインバータ部の出力の周波数が直列共振負荷の共振周波数からずれることがなく、また、共振周波数が変動する直列共振負荷への追尾特性を改善したインバータ装置およびインバータ装置の制御方法を提供しようとするものである。

上記目的を達成するために、本発明は、直列共振負荷に接続してＰＷＭ制御される電圧形インバータであるインバータ装置において、直列共振負荷の共振周波数の周期より短いパルス幅（例えば、後述する「最低パルス幅」である。）のパルス信号（本明細書および本特許請求の範囲においては、「直列共振負荷の共振周波数の周期より短いパルス幅のパルス信号」を「狭幅パルス信号」と適宜に称する。）をインバータ駆動信号として用いて、直列共振負荷の共振周波数より離れた周波数を起点としてインバータ部の駆動を開始（スタート）し、正確なゼロクロス点の得られる直列共振負荷を構成する共振コンデンサの電圧位相に基づく周波数制御によりインバータ駆動信号の周波数を直列共振負荷の共振周波数または共振周波数近傍まで周波数シフトさせた後に、位相制御によりインバータ駆動信号の周波数が直列共振負荷の共振周波数と略一致して固定されるように制御して、その後、ＰＷＭ制御によりインバータ駆動信号のパルス幅を広くすることにより、インバータ部の出力（出力電圧または出力電流または出力電力である。）が予め設定された値となるように制御したものである。

従って、本発明によれば、出力電流のゼロクロス点検出を正確にするとともに、出力制御を行ってもインバータ部の出力の周波数が直列共振負荷の共振周波数からずれることがなく、また、共振周波数が変動する直列共振負荷への追尾特性を改善することができるようになる。

つまり、本発明においては、インバータ駆動信号の駆動開始時の周波数を直列共振負荷の共振周波数から離すとともに、当該駆動開始の後にインバータ駆動信号の周波数が直列共振負荷の共振周波数となるように意図的に周波数シフトすることによって、直列共振負荷側の共振周波数がいかようにずれても、当該周波数シフトにより自動で直列共振負荷の共振周波数を探し当てることが可能となる。

ここで、インバータ駆動信号の周波数を周波数シフトする領域（本明細書および本特許請求の範囲においては、「インバータ駆動信号の周波数を周波数シフトする領域」を「周波数シフト領域」と適宜に称する。）は、インバータ回路に最適なダイオード逆回復特性を考慮した誘導性領域に決定することが好ましい。

換言すれば、直列共振負荷の共振周波数より離れた周波数の起点は、周波数シフト領域がインバータ回路のダイオード逆回復特性に基づく誘導性領域となるように決定することが好ましい。

即ち、本発明によるインバータ装置は、直列共振負荷に接続してＰＷＭ制御される電圧形インバータであるインバータ装置において、直列共振負荷に接続されてインバータ駆動信号により駆動されるインバータ部と、上記インバータ部の動作を制御する制御手段とを有し、上記制御手段は、上記直列共振負荷の共振周波数の周期より短いパルス幅のパルス信号を上記インバータ駆動信号として、上記共振周波数より離れた周波数を起点として上記インバータ部の駆動を開始した後に、上記直列共振負荷を構成する共振コンデンサの電圧位相に基づく周波数制御により上記インバータ駆動信号の周波数を上記共振周波数または上記共振周波数近傍まで周波数シフトさせて、上記インバータ駆動信号の周波数が上記共振周波数と略一致するように制御するようにしたものである。

また、本発明によるインバータ装置は、上記した本発明によるインバータ装置において、上記短いパルス幅は、上記インバータ部の出力が外部からの出力設定信号が示す設定値の最低設定出力値となるパルス幅であるようにしたものである。

また、本発明によるインバータ装置は、上記した本発明によるインバータ装置において、上記起点は、上記周波数シフトする領域が上記インバータ部を構成するインバータ回路のダイオード逆回復特性に基づく誘導性領域となるようにしたものである。

また、本発明によるインバータ装置は、上記した本発明によるインバータ装置において、上記起点は、上記共振周波数より高い周波数であるようにしたものである。

また、本発明によるインバータ装置は、上記した本発明によるインバータ装置において、さらに、上記インバータ駆動信号の位相中心位置から１／２周期遅れた上記共振コンデンサの電圧波形のゼロクロス点までの遅れ時間を補正する遅れ補正手段とを有するようにしたものである。

また、本発明によるインバータ装置は、上記した本発明によるインバータ装置において、さらに、上記インバータ駆動信号の位相中心位置に隣接する上記共振コンデンサの電圧波形のゼロクロス点までの遅れ時間を補正する遅れ補正手段とを有するようにしたものである。

また、本発明によるインバータ装置は、上記した本発明によるインバータ装置において、上記遅れ補正手段は、上記インバータ部の出力電圧の基本波成分の１／２周期遅れを補正する第１の遅れ補正手段を有するようにしたものである。

また、本発明によるインバータ装置は、上記した本発明によるインバータ装置において、上記遅れ補正手段は、上記インバータ部の回路遅れを補正する第２の遅れ補正手段を有するようにしたものである。

また、本発明によるインバータ装置は、上記した本発明によるインバータ装置において、上記インバータ部は、インバータスイッチング素子におけるフリーホイールダイオードとしてＳｉＣダイオードを用いたものである。

また、本発明によるインバータ装置は、上記した本発明によるインバータ装置において、上記起点は、上記共振周波数の周波数に対して５％以上離れた周波数であるようにしたものである。

また、本発明によるインバータ装置は、上記した本発明によるインバータ装置において、上記制御手段は、上記インバータ駆動信号の周波数が上記共振周波数と略一致するように制御した後に、ＰＷＭ制御により上記インバータ駆動信号のパルス幅を広くするようにしたものである。

また、本発明によるインバータ装置は、上記した本発明によるインバータ装置において、上記制御手段は、上記インバータ部の出力が位相検知が可能になる出力レベルになったことを検知する最低レベル検知手段を有するようにしたものである。

また、本発明によるインバータ装置は、上記した本発明によるインバータ装置において、上記直列共振負荷は、誘導加熱用の加熱コイルと共振コンデンサとを直列に接続した直列共振回路により構成されるようにしたものである。

また、本発明によるインバータ装置の制御方法は、直列共振負荷に接続してＰＷＭ制御される電圧形インバータであるインバータ装置の制御方法において、直列共振負荷の共振周波数の周期より短いパルス幅のパルス信号をインバータ駆動信号として、上記共振周波数より離れた周波数を起点としてインバータ部の駆動を開始した後に、上記直列共振負荷を構成する共振コンデンサの電圧位相に基づく周波数制御により上記インバータ駆動信号の周波数を上記共振周波数または上記共振周波数近傍まで周波数シフトさせて、上記インバータ駆動信号の周波数が上記共振周波数と略一致するように制御するようにしたものである。

また、本発明によるインバータ装置の制御方法は、上記した本発明によるインバータ装置の制御方法において、上記短いパルス幅は、上記インバータ部の出力が外部からの出力設定信号が示す設定値の最低設定出力値となるパルス幅であるようにしたものである。

また、本発明によるインバータ装置の制御方法は、上記した本発明によるインバータ装置の制御方法において、上記起点は、上記周波数シフトする領域が上記インバータ部を構成するインバータ回路のダイオード逆回復特性に基づく誘導性領域となるようにしたものである。

また、本発明によるインバータ装置の制御方法は、上記した本発明によるインバータ装置の制御方法において、上記起点は、上記共振周波数より高い周波数であるようにしたものである。

また、本発明によるインバータ装置の制御方法は、上記した本発明によるインバータ装置の制御方法において、上記インバータ駆動信号の位相中心位置から１／２周期遅れた上記共振コンデンサの電圧波形のゼロクロス点までの遅れ時間を補正するようにしたものである。

また、本発明によるインバータ装置の制御方法は、上記した本発明によるインバータ装置の制御方法において、上記インバータ駆動信号の位相中心位置に隣接する上記共振コンデンサの電圧波形のゼロクロス点までの遅れ時間を補正するようにしたものである。

また、本発明によるインバータ装置の制御方法は、上記した本発明によるインバータ装置の制御方法において、上記インバータ部の出力電圧の基本波成分の１／２周期遅れを補正するようにしたものである。

また、本発明によるインバータ装置の制御方法は、上記した本発明によるインバータ装置の制御方法において、上記インバータ部の回路遅れを補正するようにしたものである。

また、本発明によるインバータ装置の制御方法は、上記した本発明によるインバータ装置の制御方法において、上記インバータ部は、インバータスイッチング素子におけるフリーホイールダイオードとしてＳｉＣダイオードを用いたものである。

また、本発明によるインバータ装置の制御方法は、上記した本発明によるインバータ装置の制御方法において、上記起点は、上記共振周波数の周波数に対して５％以上離れた周波数であるようにしたものである。

また、本発明によるインバータ装置の制御方法は、上記した本発明によるインバータ装置の制御方法において、上記インバータ駆動信号の周波数が上記共振周波数と略一致するように制御した後に、ＰＷＭ制御により上記インバータ駆動信号のパルス幅を広くするようにしたものである。

また、本発明によるインバータ装置の制御方法は、上記した本発明によるインバータ装置の制御方法において、上記インバータ部の出力が位相検知が可能になる出力レベルになったことを検知するようにしたものである。

また、本発明によるインバータ装置の制御方法は、上記した本発明によるインバータ装置の制御方法において、上記直列共振負荷は、誘導加熱用の加熱コイルと共振コンデンサとを直列に接続した直列共振回路により構成されるようにしたものである。

本発明は、以上説明したように構成されているので、出力電流のゼロクロス点検出を正確にするとともに、出力制御を行ってもインバータ部の出力の周波数が直列共振負荷の共振周波数からずれることがなく、また、共振周波数が変動する直列共振負荷への追尾特性を改善することが可能になるという優れた効果を奏するものである。

図１（ａ）（ｂ）は、ＰＬＬ回路を用いたインバータ制御部により制御される従来より公知のインバータ装置の構成説明図である。より詳細には、図１（ａ）は、ＰＬＬ回路を用いたインバータ制御部により制御されるとともに直列共振負荷に接続されたインバータ装置の全体の構成をあらわす構成説明図である。また、図１（ｂ）は、図１（ａ）に示すインバータ装置におけるインバータ制御部の詳細な構成説明図である。 図２は、ＰＷＭ制御方式により出力制御が行われるとともに直列共振負荷に接続された従来より公知のインバータ装置の全体の構成をあらわす構成説明図である。 図３（ａ）（ｂ）（ｃ）は、図２に示すインバータ装置における動作を示す模式的な波形図である。 図４は、本発明の実施の形態の一例によるインバータ装置（第１の実施の形態）の構成説明図である。より詳細には、図４は、制御部により制御されるとともに直列共振負荷に接続されたインバータ装置の全体の構成をあらわす構成説明図である。 図５は、図４に示すインバータ装置における制御部の詳細な構成説明図である。 図６は、本発明の実施の形態の一例によるインバータ装置（第３の実施の形態）の構成説明図である。より詳細には、図６は、制御部により制御されるとともに直列共振負荷に接続されたインバータ装置の全体の構成をあらわす構成説明図である。 図７（ａ）（ｂ）（ｃ）（ｄ）（ｅ）は、図６に示すインバータ装置における動作を示す模式的な波形図である。 図８は、本発明の実施の形態の一例によるインバータ装置（第４の実施の形態）の構成説明図である。より詳細には、図８は、制御部により制御されるとともに直列共振負荷に接続されたインバータ装置の全体の構成をあらわす構成説明図である。 図９（ｂ’）（ｃ’）は、図８に示すインバータ装置における動作を示す模式的な波形図である。 図１０（ａ）（ｂ）（ｃ）（ｄ）（ｅ）は、本発明の実施の形態の一例によるインバータ装置（第５の実施の形態）における動作を示す模式的な波形図である。 図１１（ｂ’）（ｃ’）は、第６の実施の形態によるインバータ装置における動作を示す模式的な波形図である。 図１２は、本発明の実施の形態の一例によるインバータ装置（第７の実施の形態）における制御部の構成説明図である。 図１３は、本発明の実施の形態の一例によるインバータ装置（第８の実施の形態）におけるインバータ部の拡大説明図である。 図１４は、本発明の実施の形態の一例によるインバータ装置の第９の実施の形態として、直列共振負荷の一例として誘導加熱用共振負荷を接続した場合を示す構成説明図である。

以下、添付の図面を参照しながら、本発明によるインバータ装置およびインバータ装置の制御方法の実施の形態の一例を詳細に説明するものとする。

なお、以下の「発明を実施するための形態」の項の説明においては、図１（ａ）（ｂ）、図２ならびに図３（ａ）（ｂ）（ｃ）の各図を参照しながら説明した構成ならびに作用、あるいは、図４以下の各図を参照しながら説明する構成ならびに作用と同一あるいは相当する構成ならびに作用については、図１（ａ）（ｂ）、図２ならびに図３（ａ）（ｂ）（ｃ）あるいは図４以下において用いた符号と同一の符号をそれぞれ付して示すことにより、その詳細な構成ならびに作用の説明は省略する。

（Ｉ）本発明の第１の実施の形態

（Ｉ−１）構成

図４には、本発明の実施の形態の一例によるインバータ装置（第１の実施の形態）の構成説明図があらわされている。なお、図４には、制御部により制御されるとともに直列共振負荷に接続されたインバータ装置の全体の構成があらわされている。

また、図５には、図４に示すインバータ装置における制御部の詳細な構成説明図があらわされている。

これら図４ならびに図５を参照しながら、本発明の第１の実施の形態によるインバータ装置について説明する。

本発明の第１の実施の形態によるインバータ装置１０は、直列共振負荷２００に接続するＰＷＭ制御の電圧形インバータである。

直列共振負荷２００は、共振コンデンサ２０２と直列共振インダクタ２０４とを直列接続することにより構成されている。

なお、共振コンデンサ２０２はインバータ装置１０の内部側に位置し、一方、直列共振インダクタ２０４はインバータ装置１０の外部側に位置している。

インバータ装置１０は、インバータ部１０６における電圧型インバータ回路のＰＷＭ制御により、交流電源１０２から供給される交流電圧を所望の電圧の高周波交流電圧に変換して可変パルス幅で出力し、共振コンデンサ２０２を通して直列共振インダクタ２０４へ出力することにより、誘導加熱回路などのような直列共振負荷２００へ高周波交流電圧を供給するものである。

なお、交流電源１０２としては、従来のインバータ装置１００と同様に、例えば、商用交流電源を用いることができ、その場合には、インバータ装置１０は、商用交流電圧を高周波交流電圧に変換して直列共振負荷２００へ供給する。

一般に、商用交流電源として用いられる電源としては、単相交流電源または３相交流電源がある。

より詳細には、インバータ装置１０は、交流電源１０２から供給される交流電圧を入力してダイオードによる整流により直流電圧に変換して出力するコンバータ部３０２を備えている。

即ち、インバータ装置１０のコンバータ部３０２は、コンバータ制御部を使用しないダイオード整流回路で構成されており、交流電源１０２から交流電圧が入力され、入力された交流電圧を直流電圧に変換してインバータ部１０６へ出力する。

インバータ部１０６は、コンバータ部３０２から出力された直流電圧を入力して高周波交流電圧に逆変換して出力する。

インバータ装置１０は、インバータ部１０６の動作を制御する制御手段として制御部１２を備えている。

図５に示すように、制御部１２は、ＰＷＭ制御部１２ａと、ＰＷＭ制御部１２ａを制御する周波数シフト制御部１２ｂとを有して構成されている。

インバータ部１０６の出力段には、インバータ部１０６から出力される電流たる出力電流を検出して、その検出結果を電流レベル信号として制御部１２のＰＷＭ制御部１２ａへ出力する電流センサー１４が設けられている。

また、直列共振負荷２００の共振コンデンサ２０２には、共振コンデンサ２０２における電圧の位相を検出して、その検出結果を共振コンデンサ電圧位相信号として制御部１２の周波数シフト制御部１２ｂへ出力する電圧センサー１６が設けられている。

制御部１２は、外部からインバータ部１０６の出力を設定する信号たる出力設定信号と、電流センサー１４から出力された電流レベル信号と、電圧センサー１６から出力された共振コンデンサ電圧位相信号とに基づいて、インバータ部１０６をフィードバック制御するものである。

即ち、制御部１２は、インバータ部１０６からの出力が出力設定信号の示す出力設定値となるように、周波数シフト制御部１２ｂによる制御を受けるＰＷＭ制御部１２ａのＰＷＭ制御によって、インバータ部１０６を構成する電圧型インバータ回路のトランジスタを駆動するインバータ駆動信号たる矩形波インバータ駆動信号Ｑ、ＮＱのパルス幅を可変して、インバータ部１０６で変換される高周波交流電圧の出力を可変する。

なお、インバータ部１０６からの出力は、電流センサー１４を介して直列共振負荷２００に入力される。

（Ｉ−２）動作

以上の構成において、インバータ装置１０の制御部１２は、本発明の実施の関連する動作として、以下に説明する動作を行う。

即ち、インバータ装置１０からの出力を開始する駆動開始時（スタート時）は、直列共振負荷２００の共振周波数の周期より十分に短いパルス幅、例えば、外部からの出力設定信号が示す設定値の最低設定出力値（出力電圧または出力電流または出力電力である。）となるパルス幅（本明細書および本特許請求においては、「外部からの出力設定信号が示す設定値の最低設定出力値となるパルス幅」を「最低パルス幅」と適宜に称する。）であって、かつ、直列共振負荷２００の共振周波数より十分に離れた周波数を起点とした矩形波インバータ駆動信号Ｑ、ＮＱにより駆動開始（スタート）させる。

また、周波数シフト制御部１２ｂには、電圧センサー１６から出力された共振コンデンサ電圧位相信号が入力されている。

従って、直列共振負荷２００の共振周波数が変動しても、駆動開始時（スタート時）から制御部１２の周波数シフト制御部１２ｂは、共振コンデンサ電圧位相信号に基づいて矩形波インバータ駆動信号Ｑ、ＮＱの周波数を共振周波数へシフトする周波数シフトを行い、変動する直列共振負荷２００の共振周波数への自動追尾が可能になる。

そして、インバータ装置１０においては、制御部１２のＰＷＭ制御部１２ａが、矩形波インバータ駆動信号Ｑ、ＮＱの周波数が直列共振負荷２００の共振周波数（共振点）または共振周波数近傍になった後に、外部からの出力設定信号が示す設定値の出力になるように、ＰＷＭ制御により矩形波インバータ駆動信号Ｑ、ＮＱのパルス幅を広げる。

即ち、インバータ装置１０は、インバータ駆動信号である矩形波インバータ駆動信号Ｑ、ＮＱとして、外部からの出力設定信号が示す設定値の最低設定出力値（出力電圧または出力電流または出力電力である。）を出力するとともに直列共振負荷２００の共振周波数の周期より十分に短いパルス幅（例えば、上記した最低パルス幅である。）のパルス信号（狭幅パルス信号）を用い、その狭幅パルス信号を直列共振負荷２００の共振周波数より十分に離れた周波数を起点にスタートさせてから、共振コンデンサ電圧位相信号を用いて共振周波数または共振周波数近傍まで周波数をシフトさせた後に、周波数制御により直列共振負荷２００の略共振周波数に制御する。

その後に、インバータ装置１０は、ＰＷＭ制御により狭幅パルス信号のパルス幅を広くして、外部からの出力設定信号が示す設定値の出力（出力電圧または出力電流または出力電力である。）になるようにする。

（Ｉ−３）作用効果

従って、上記において説明したインバータ装置１０によれば、出力電流のゼロクロス点検出を正確にするとともに、出力制御を行ってもインバータ部の出力の周波数が直列共振負荷２００の共振周波数からずれることがなく、また、共振周波数が変動する直列共振負荷２００への追尾特性を改善することができる。

また、上記において説明したインバータ装置１０においては、インバータ部１０６において出力制御ができるため、従来の技術のようにコンバータ部のコンバータ回路としてサイリスタ整流回路やチョッパ回路を使用することがない。

このため、インバータ装置１０は、サイリスタ整流回路やチョッパ回路を使用する従来の技術と比較すると、電源力率の改善、出力応答速度の大幅な改善（本願発明者の実験によれば、応答速度は、従来の技術における１００ｍｓから１０ｍｓに大幅に改善された。）、部品点数の大幅削減によるコスト低減ならびに信頼性向上を図ることができるようになる。

また、インバータ装置１０は、インバータ駆動信号の駆動開始時（スタート時）の周波数たるスタート周波数を直列共振負荷２００の共振周波数より十分に離れた周波数とし、それからインバータ駆動信号の周波数を直列共振負荷２００の共振周波数に近づけるように周波数シフトさせるため、共振周波数が変動する直列共振負荷２００への追尾特性が大幅に改善され、また、共振周波数の異なる複数の直列共振負荷２００を切り替えて接続する場合にも問題なく対応することができる。

ここで、周波数シフト制御部１２ｂにより周波数シフトする領域（周波数シフト領域）は、インバータ回路に最適なダイオード逆回復特性を考慮した誘導性領域に決定することが好ましい。

換言すれば、スタート周波数は、周波数シフト領域がインバータ回路のダイオード逆回復特性に基づく誘導性領域となるように決定することが好ましい。

本願発明者による実験によれば、インバータ駆動信号の駆動開始時（スタート時）の周波数たるスタート周波数としては、直列共振負荷２００の共振周波数の周波数に対して５％以上離れた周波数（例えば、直列共振負荷２００の共振周波数が２０ｋＨｚであるとすると、直列共振負荷２００の共振周波数の周波数に対して５％以上離れた周波数は１９ｋＨｚ以下の周波数または２１ｋＨｚ以上の周波数となる。）とすると良好な結果が得られた。

なお、スタート周波数を直列共振負荷２００の共振周波数の周波数に対して５％以上離れた周波数とする際、即ち、スタート周波数を直列共振負荷２００の共振周波数の周波数から５％以上離す際には、直列共振負荷２００の共振周波数の低域側（直列共振負荷２００の共振周波数よりも低い周波数方向）に離してもよいし（例えば、直列共振負荷２００の共振周波数が２０ｋＨｚであるとすると、直列共振負荷２００の共振周波数の低域側に５％以上離れた周波数は１９ｋＨｚ以下の周波数となる。）、あるいは、直列共振負荷２００の共振周波数の高域側（直列共振負荷２００の共振周波数よりも高い周波数方向）に離してもよい（例えば、直列共振負荷２００の共振周波数が２０ｋＨｚであるとすると、直列共振負荷２００の共振周波数の高域側に５％以上離れた周波数は２１ｋＨｚ以上の周波数となる。）。

なお、本願発明者の知見によれば、上記した本発明によるインバータ装置１０のように、スタート周波数を直列共振負荷２００の共振周波数の周波数から離すようにして（例えば、直列共振負荷２００の共振周波数の周波数に対して５％以上離すようにする。）、当該スタート周波数から狭幅パルス信号によりインバータ部１０６の駆動を開始した後に、当該狭幅パルス信号を直列共振負荷２００の共振周波数へ周波数シフトさせ、その後に直列共振負荷２００の共振周波数で狭幅パルス信号のパルス幅を広げるＰＷＭ制御を開始させるような従来の技術は存在しない。

（ＩＩ）本発明の第２の実施の形態

次に、本発明の第２の実施の形態によるインバータ装置およびインバータ装置の制御方法について説明する。

この本発明の第２の実施の形態によるインバータ装置およびインバータ装置の制御方法は、上記において説明した本発明の第１の実施の形態によるインバータ装置およびインバータ装置の制御方法とは、周波数シフト制御部１２ｂによる周波数シフトの制御の手法が異なる。

即ち、本発明の第２の実施の形態によるインバータ装置は、構成要素としては本発明の第１の実施の形態によるインバータ装置１０と同様な構成を備えているため、以下の説明においては、本発明の第１の実施の形態によるインバータ装置１０とは異なる点についてのみ説明する。

本発明の第２の実施の形態によるインバータ装置およびインバータ装置の制御方法は、インバータ駆動信号の駆動開始時（スタート時）の周波数たるスタート周波数を、直列共振負荷２００の共振周波数の高域側（直列共振負荷２００の共振周波数よりも高い周波数方向）に離すようにしたものである（例えば、直列共振負荷２００の共振周波数が２０ｋＨｚであるとすると、直列共振負荷２００の共振周波数の高域側に５％以上離れた周波数は２１ｋＨｚ以上の周波数となる。）。

つまり、直列共振負荷２００を構成する直列共振回路においては、直列共振回路の共振周波数より周波数が高い範囲では誘導性になる特性がある。

一方、インバータ部１０６を構成する電圧型インバータ回路は、インバータ素子に並列に接続されているダイオードの電流の逆回復特性により、誘導性でのスイッチング動作は容量性でのスイッチング動作と比較するとより安定している。

従って、第２の実施の形態によるインバータ装置およびインバータ装置の制御方法においては、直列共振負荷２００を構成する直列共振回路の共振周波数より高い周波数（例えば、５％以上高い周波数である。）をスタート周波数として周波数シフトさせて周波数を降下させて、直列共振負荷２００を構成する直列共振回路の共振周波数でロック（固定）するようにした。

（ＩＩＩ）本発明の第３の実施の形態

（ＩＩＩ−１）構成

図６には、本発明の実施の形態の一例によるインバータ装置（第３の実施の形態）の構成説明図があらわされている。なお、図６には、制御部により制御されるとともに直列共振負荷に接続されたインバータ装置の全体の構成があらわされている。

図６を参照しながら、本発明の第３の実施の形態によるインバータ装置について説明すると、本発明の第３の実施の形態によるインバータ装置２０は、直列共振負荷２００に接続されている。

ところで、直列共振負荷２００では、直列共振負荷２００を構成する直列共振回路の共振周波数より周波数が高い範囲では誘導性になる特性があり、一方、インバータ部１０６たる電圧型インバータは、インバータ素子に並列に接続されているダイオードの電流の逆回復特性より、誘導性でのスイッチング動作は容量性に比較して安定なことが分かっている。

従って、本発明の第３の実施の形態によるインバータ装置２０は、直列共振回路２００の共振周波数よりも高い周波数（例えば、直列共振回路２００の共振周波数より５％以上高い周波数である。）をインバータ駆動信号のスタート周波数とし、このスタート周波数から周波数シフトさせてインバータ駆動信号の周波数を直列共振回路２００の共振周波数まで下降し、直列共振回路２００の共振周波数でインバータ駆動信号の周波数をロックさせるようにしている。

以下に、インバータ装置２０について説明すると、符号２２は、インバータ部１０６を構成する電圧型インバータ回路のトランジスタを駆動するインバータ駆動信号たる矩形波インバータ駆動信号Ｑ、ＮＱのパルス幅を可変制御して、インバータ部１０６へ出力する制御部である。

制御部２２は、周波数シフト回路３０と、電圧制御発振器（ＶＣＯ：Ｖｏｌｔａｇｅ−ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）回路３２と、狭幅パルス信号発生回路３４と、出力回路３６と、位相比較回路３８と、遅れ補正回路４０と、ロック完了回路４２と、検波回路４４と、誤差アンプ・フィルタ４６と、三角波発生回路４８と、ＰＷＭ回路５０とを有して構成されている。

ここで、遅れ補正回路４０は、その構成要素としてＴ／２遅れ補正回路４０ａを有して構成されている。

なお、後において詳述するように、「Ｔ／２」は「インバータ部１０６の出力電圧の基本波成分の１／２周期」を意味する。この本発明の第３の実施の形態によるインバータ装置２０においては、より具体的には、電圧センサー１６から出力された共振コンデンサ電圧波形の１／２周期」を意味する。

インバータ装置２０は、本発明の実施に関連して制御部２２が、周波数シフト回路３０を備えていてインバータ駆動信号の周波数を周波数シフトする点と信号切換の点、ならびに、Ｔ／２遅れ補正回路４０ａを有して構成される遅れ補正回路４０を備えている点を除いて、従来より公知のインバータ装置の技術を適用することができるので、インバータ駆動信号の周波数を周波数シフトする点と信号切換の点ならびに遅れ補正の点を除く他の構成に関する詳細な説明は省略する。

（ＩＩＩ−２）動作

以上の構成において、インバータ装置２０の動作について、本発明の実施に関連する制御部２２の動作を中心に説明する。

このインバータ装置２０は、電圧センサー１６により直列共振負荷２００を構成する直列共振回路の共振コンデンサ２０２の電圧波形の位相を検出して、その検出結果である共振コンデンサ電圧位相信号を制御部２２の位相比較回路３８への一方の入力とする。

また、制御部２２の位相比較回路３８への他方の入力は、ＶＣＯ回路３２の出力信号を遅れ補正回路４０へ入力して遅れ補正した出力信号である。

制御部２２の位相比較回路３８は、上記した遅れ補正した出力信号を比較信号として、直列共振負荷２００の直列共振周波数に追尾させるようにしている。

ここで、遅れ補正回路４０により補正される遅れ時間は、インバータ駆動信号たる矩形波インバータ駆動信号Ｑ、ＮＱのパルスの位相中心位置から１／２周期遅れた共振コンデンサ２０２の電圧波形のゼロクロス点までの遅れ時間ｔｄ（ｔｄ＝Ｔ／２＋Δｔ）にほぼ等しい値である。

なお、後において詳述するように、「Δｔ」は、「インバータ部１０６を構成するインバータ回路の回路遅れ」を意味する。

また、制御部２２の検波回路４４は、電流レベル信号を入力して検波した後に誤差アンプ・フィルタ４６へ出力し、一方、誤差アンプ・フィルタ４６は出力設定信号を入力する。

そして、誤差アンプ・フィルタ４６において電流レベル信号が出力設定信号のレベルとなるように、ＰＷＭ回路５０により矩形波インバータ駆動信号Ｑ、ＮＱのパルス幅を制御する。

より詳細には、インバータ装置２０の制御部２２においては、外部からの出力オン（ＯＮ）信号を周波数シフト回路３０に入力し、直列共振負荷２００の共振周波数より高い周波数（例えば、直列共振負荷２００の共振周波数より５％以上高い周波数である。）からインバータ部１０６の駆動を開始するようにＶＣＯ回路３２に信号を出力し、ＶＣＯ回路３２の出力からの周波数信号は狭幅パルス信号発生回路３４に入力され、ＶＣＯ回路３２の出力の周波数の狭幅パルス信号が狭幅パルス信号発生回路３４により発生されて出力回路３６に出力される。

出力回路３６では、ロック完了回路４２の信号により、狭幅パルス信号発生回路３４の信号からＰＷＭ回路５０の信号に切り換える。

ここで、狭幅パルス信号発生回路３４により発生される狭幅パルス信号のパルス幅は、インバータ部１０６から出力される出力値が、外部からの出力設定信号が示す設定値の最低設定出力値（出力電圧または出力電流または出力電力である。）となるように設定することが好ましい。

なお、狭幅パルス信号発生回路３４により発生される狭幅パルス信号のパルス幅は、一定でなくてもよく、例えば、周期の最低割合で決めてもよい。

即ち、狭幅パルス信号のパルス幅を一定（固定）にすると、周波数が高いほど出力割合が大きくなり、最低レベルが増大するため、周期の最低割合としておく方が好ましい。

図７（ａ）（ｂ）（ｃ）（ｄ）（ｅ）には、インバータ装置２０における動作を模式的に示す波形図があらわされている。

なお、図７（ａ）（ｂ）（ｃ）（ｄ）（ｅ）のそれぞれにおいて、波形Ｄ、波形Ｅ、波形Ｆ、波形Ｇならびに波形Ｈは、電圧センサー１６により検知された共振コンデンサ電圧波形である。

また、図７（ａ）（ｂ）（ｃ）（ｄ）（ｅ）のそれぞれにおいて、波形Ｉ、波形Ｊ、波形Ｋ、波形Ｌならびに波形Ｍは、電流センサー１４により検知された電流（出力電流）波形である。

図７（ａ）は、駆動開始時（スタート時）のスタート周波数における、インバータ駆動信号たる狭幅パルス信号の波形（狭幅パルス駆動信号波形）と、インバータ部１０６の出力として電流センサー１４により検知された出力電流波形（波形Ｉ）と、インバータ部１０６の出力として電圧センサー１６により検知された共振コンデンサ電圧波形（波形Ｄ）との位相差を示す。

インバータ装置２０に直列共振負荷２００が接続されている場合には、共振コンデンサ電圧は出力電流よりＴ／２（９０°）位相が遅れ、また、直列共振負荷２００の共振周波数以上の周波数領域においては、出力電流位相は狭幅パルス駆動信号波形の位相中心位置より位相が遅れることがわかっている。

ここで、位相比較回路３８では、インバータ駆動信号である狭幅パルス駆動信号波形の位相中心位置からの周期の１／２遅れパルスである位相検波パルス位置をＡ点とし、比較する共振コンデンサ電圧波形のゼロクロス点をＢ点として（図７（ａ）（ｂ）を参照する。）、Ａ点とＢ点との位相差を比較し、位相差がゼロ（０）または予め設定されている位相差となった周波数でロックする（図７（ｃ）を参照する。）。

一方、ＶＣＯ回路３２からの周波数信号は、遅れ補正回路４０を構成するＴ／２遅れ補正回路４０ａに入力され、直列共振負荷２００を構成する直列共振回路の共振コンデンサ電圧の位相の遅れ分を補正された後に位相比較回路３８に入力される。

位相比較回路３８は、入力された共振コンデンサ電圧位相信号と遅れ補正回路４０により遅れ補正されたＶＣＯ回路３２からの周波数信号との位相を比較して、ＶＣＯ回路３２からの出力が直列共振負荷２００の共振周波数となるように、ＶＣＯ回路３２の周波数をフィードバック制御する。

具体的には、直列共振負荷２００の共振周波数から離れた周波数、例えば、共振周波数より５％以上高い周波数をスタート周波数とした狭幅パルス信号のインバータ駆動信号によりインバータ部１０６の駆動を開始し（図７（ａ）を参照する。）、当該インバータ信号の周波数を周波数シフトして下降させる（図７（ｂ）を参照する。）。

そして、位相比較回路３８によりインバータ駆動信号の周波数を直列共振負荷２００の共振周波数でロックさせ（図７（ｃ）を参照する。）、ロック完了回路４２がロック完了を検知して出力回路３６へ信号を出力する。

この信号により、狭幅パルス信号による動作からＰＷＭ動作に移行し、出力回路３６からは、狭幅パルス信号からＰＷＭ制御によりパルス幅ｔｗが広がったインバータ駆動信号が出力され、インバータ部１０６の出力が出力設定信号によって設定された設定値の出力まで上昇（アップ）する（図７（ｄ）（ｅ）を参照する。）。

（ＩＶ）本発明の第４の実施の形態

図８には、本発明の実施の形態の一例によるインバータ装置（第４の実施の形態）の構成説明図があらわされている。なお、図８には、制御部により制御されるとともに直列共振負荷に接続されたインバータ装置の全体の構成があらわされている。

図８を参照しながら、本発明の第４の実施の形態によるインバータ装置６０について説明すると、本発明の第４の実施の形態によるインバータ装置６０は、制御部６２における遅れ補正回路４０がＴ／２遅れ補正回路４０ａとΔｔ遅れ補正回路４０ｂとを有して構成されている点において、本発明の第３の実施の形態によるインバータ装置２０と異なる。

ここで、インバータ部１０６を構成するインバータ回路では、回路遅れΔｔが発生することが知られている。

このため、本発明の第４の実施の形態によるインバータ装置６０においては、こうしたインバータ部１０６を構成するインバータ回路の回路遅れΔｔを補正するために、遅れ補正回路４０にΔｔ遅れ補正回路４０ｂを設け、遅れ補正回路４０がＴ／２遅れ補正回路４０ａとΔｔ遅れ補正回路４０ｂとを有するように構成している。

図９（ｂ’）（ｃ’）は、回路遅れΔｔがある場合の波形を示しており、こうした回路遅れΔｔをΔｔ遅れ補正回路４０ｂにより補正する。

なお、図９（ｂ’）は図７（ｂ）において回路遅れΔｔがある場合の波形図を示し、また、図９（ｃ’）は図７（ｃ）において回路遅れΔｔがある場合の波形図を示している。

（Ｖ）本発明の第５の実施の形態

次に、本発明の第５の実施の形態によるインバータ装置およびインバータ装置の制御方法について説明する。

この本発明の第５の実施の形態によるインバータ装置およびインバータ装置の制御方法は、上記において説明した本発明の第３の実施の形態によるインバータ装置およびインバータ装置の制御方法とは、位相比較回路３８における位相差の検出の手法について異なっている。

即ち、本発明の第５の実施の形態によるインバータ装置は、構成要素としては本発明の第３の実施の形態によるインバータ装置２０と同様な構成を備えているため、以下の説明においては、本発明の第３の実施の形態によるインバータ装置２０とは異なる点についてのみ説明する。

本発明の第５の実施の形態によるインバータ装置においては、電圧センサー１６により直列共振負荷２００を構成する直列共振回路の共振コンデンサ２０２の電圧波形の位相を検出して、その検出結果である共振コンデンサ電圧位相信号を位相比較回路３８への一方の入力とする。

また、位相比較回路３８への他方の入力は、ＶＣＯ回路３２の出力信号を遅れ補正回路４０へ入力して遅れ補正した出力信号である。

ここで、遅れ補正回路４０により補正される遅れ時間は、インバータ駆動信号たる矩形波インバータ駆動信号Ｑ、ＮＱのパルスの位相中心位置から、この位相中心位置に隣接する共振コンデンサ２０２の電圧波形のゼロクロス点までの遅れ時間ｔｄ（ｔｄ＝Δｔ）にほぼ等しい値である。

ここで、図１０（ａ）（ｂ）（ｃ）（ｄ）（ｅ）には、本発明の第５の実施の形態によるインバータ装置における動作を示す模式的な波形図があらわされている。

なお、図１０（ａ）（ｂ）（ｃ）（ｄ）（ｅ）のそれぞれにおいて、波形Ｄ’、波形Ｅ’、波形Ｆ’、波形Ｇ’ならびに波形Ｈ’は、電圧センサー１６により検知された共振コンデンサ電圧波形である。

また、図１０（ａ）（ｂ）（ｃ）（ｄ）（ｅ）のそれぞれにおいて、波形Ｉ’、波形Ｊ’、波形Ｋ’、波形Ｌ’’ならびに波形Ｍ’は、電流センサー１４により検知された電流（出力電流）波形である。

本発明の第３の実施の形態によるインバータ装置２０においては共振コンデンサ２０２の電圧は振動しているため、図１０（ａ）（ｂ）（ｃ）（ｄ）（ｅ）に示すように、図７（ａ）（ｂ）（ｃ）（ｄ）（ｅ）に示すＢ点よりもＴ／２だけ早い点であるＢ’点のゼロクロス点を検知しても、実用上は不都合なことはない。なお、Ａ’点は、パルス位相中心である。

具体的には、直列共振負荷２００の共振周波数から離れた周波数、例えば、直列共振負荷２００の共振周波数より５％以上高い周波数をスタート周波数とした狭幅パルス信号のインバータ駆動信号によりインバータ部１０６の駆動を開始し（図１０（ａ）を参照する。）、当該インバータ信号の周波数を周波数シフトして下降させる（図１０（ｂ）を参照する。）。

そして、位相比較回路３８によりインバータ駆動信号の周波数を直列共振負荷２００の共振周波数でロックさせ（図１０（ｃ）を参照する。）、ロック完了回路４２がロック完了を検知して出力回路３６へ信号を出力する。

この信号により、狭幅パルス信号による動作からＰＷＭ動作に移行し、出力回路３６からは、狭幅パルス信号からＰＷＭ制御によりパルス幅ｔｗが広がったインバータ駆動信号が出力され、インバータ部１０６の出力が出力設定信号によって設定された設定値の出力まで上昇（アップ）する（図１０（ｄ）（ｅ）を参照する。）。

（ＶＩ）本発明の第６の実施の形態

次に、本発明の第６の実施の形態によるインバータ装置およびインバータ装置の制御方法について説明する。

この本発明の第６の実施の形態によるインバータ装置およびインバータ装置の制御方法は、上記において説明した本発明の第４の実施の形態によるインバータ装置およびインバータ装置の制御方法とは、位相比較回路３８における位相差の検出の手法のみが異なる。

ここで、位相比較回路３８における位相差の検出の手法については、上記において説明した本発明の第５の実施の形態によるインバータ装置およびインバータ装置の制御方法と同様であるので、上記した「（Ｖ）本発明の第５の実施の形態」における説明を援用することによりその詳細な説明は省略する。

本発明の第６の実施の形態によるインバータ装置およびインバータ装置の制御方法は、遅れ補正回路４０がＴ／２遅れ補正回路４０ａとΔｔ遅れ補正回路４０ｂとを有していて回路遅れΔｔを補正する点において、本発明の第５の実施の形態によるインバータ装置およびインバータ装置の制御方法と異なる。

上記において説明したように、インバータ部１０６を構成するインバータ回路では、回路遅れΔｔが発生することが知られている。

こうしたインバータ部１０６を構成するインバータ回路の回路遅れΔｔは、遅れ補正回路４０を構成するΔｔ遅れ補正回路４０ｂで補正すればよい。

図１１（ｂ’）（ｃ’）は、回路遅れΔｔがある場合の波形を示しており、こうした回路遅れΔｔをΔｔ遅れ補正回路４０ｂにより補正する。

なお、図１１（ｂ’）は図１０（ｂ）において回路遅れΔｔがある場合の波形図を示し、また、図１１（ｃ’）は図１０７（ｃ）において回路遅れΔｔがある場合の波形図を示している。また、Ａ’’点は、狭幅パルス信号波形の位相中心位置である。

（ＶＩＩ）本発明の第７の実施の形態

図１２には、本発明の実施の形態の一例によるインバータ装置（第７の実施の形態）における制御部の構成説明図があらわされている。

なお、この本発明の第７の実施の形態によるインバータ装置７０は、制御部７２を除く他の構成については、上記した本発明の第４の実施の形態によるインバータ装置６０の構成と異なるところがないので、制御部７２を除く他の構成の図示ならびに詳細な説明は省略する。

この本発明の第７の実施の形態によるインバータ装置７０の制御部７２は、上記した本発明の第４の実施の形態によるインバータ装置６０における制御部６２と比較すると、制御部６２における構成に加えて最低レベル検知回路７４を備えており、この点において両者は異なる。

本発明の第４の実施の形態によるインバータ装置６０においては、周波数が直列共振負荷２００の直列共振周波数から離れると、共振コンデンサ電圧または出力電流レベルが低下して、インバータ部１０６の出力から正確な位相検知ができなくなる。

このため、この本発明の第７の実施の形態によるインバータ装置７０においては、制御部７２に最低レベル検知回路７４を設け、インバータ部１０６の出力が最低レベル検知回路７４で位相検知が可能になる出力レベルになったことを検知して、位相比較を開始するようにした。

即ち、本発明の第７の実施の形態によるインバータ装置７０においては、パルス駆動信号による直列共振負荷２００の共振コンデンサ電圧または出力電流レベルを検波するように制御部７２の検波回路４４を構成し、検波回路４４から出力を最低レベル検知回路７４
を入力する。

最低レベル検知回路７４は、インバータ駆動信号たるパルス駆動信号による直列共振負荷２００の共振コンデンサ電圧または出力電流レベルを検知して、予め設定されたレベル以上になった場合に直列共振負荷２００の共振周波数近傍に周波数シフトする制御を行うように、位相比較回路３８を動作開始させるものである。

（ＶＩＩＩ）本発明の第８の実施の形態

図１３には、本発明の実施の形態の一例によるインバータ装置（第８の実施の形態）におけるインバータ部の拡大説明図があらわされている。

この本発明の第８の実施の形態によるインバータ装置は、図４乃至図１１を参照しながら説明した本発明の第１乃至第７の実施の形態によるインバータ装置の構成と比較すると、インバータ部１０６に代えてインバータ部４０６を備えている点において両者は異なっている。

図１３に示すように、インバータ装置のインバータ部４０６は、インバータスイッチング素子４０６ａにおける環流ダイオード（フリーホイールダイオード）４０６ｂとしてＳｉＣダイオードを用いるようにしたものである。

より詳細には、図１３に示すように、インバータ部４０６のインバータスイッチング素子４０６ａにおいて、半導体スイッチング素子４０６ｃと逆向き並列に接続されたフリーホイールダイオード４０６ｂとして、ＳｉＣダイオードを用いるようにしている。

この本発明の第８の実施の形態によるインバータ装置においては、最低設定出力値（出力電流または出力電力である。）が確保できる十分に短いインバータ駆動信号たるパルス駆動信号の周波数を共振周波数よりも高い周波数（例えば、共振周波数より５％以上高い周波数である。）を起点にスタートさせ、共振周波数近傍まで周波数を下降する周波数シフトによる周波数制御を行って、インバータ駆動信号たるパルス駆動信号の周波数を共振周波数に制御する。

即ち、上記した本発明の第８の実施の形態によるインバータ装置においては、インバータスイッチング素子４０６ａのフリーホイールダイオード４０６ｂとして、ＳｉＣダイオードを用いている。

このため、その特性から電流回生時のリカバリー時間がほとんどないので、直列共振回路でのＰＷＭスイッチングオン時のダイオードリカバリーショート電流を防止でき、さらには、インバータノイズの低減やインバータ損失の低減が可能になる。

（ＩＸ）本発明の第９の実施の形態

本発明による第９の実施の形態によるインバータ装置は、上記した本発明の各実施の形態（第１乃至第８の実施の形態）における直列共振負荷２００を構成する直列共振回路が、誘導加熱用の加熱コイルと共振コンデンサとからなる直列共振回路により構成されるようにしたものである。

即ち、上記において説明した本発明の各実施の形態（第１乃至第８の実施の形態）によるインバータ装置を含む本発明によるインバータ装置に接続する直列共振負荷２００としては各種の構成のものを用いることができ、例えば、図１４に示すような誘導加熱用直列共振負荷を本発明によるインバータ装置に接続するようにしてもよい。

ここで、図１４には、本発明の実施の形態の一例によるインバータ装置の第９の実施の形態として、直列共振負荷の一例である誘導加熱用の加熱コイル（誘導加熱コイルＬ）と共振コンデンサＣとを直列接続した誘導加熱用の直列共振回路よりなる誘導加熱用共振負荷を接続した場合を示す構成説明図があらわされている。

なお、誘導加熱の場合には、出力電流が大きくなるため、出力に整合トランスを入れてもよい。

（Ｘ）その他の実施の形態および変形例の説明

なお、上記した実施の形態は例示に過ぎないものであり、本発明は他の種々の形態で実施することができる。即ち、本発明は、上記した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。

例えば、上記した実施の形態は、以下の（Ｘ−１）乃至（Ｘ−４）に示すように変形するようにしてもよい。

（Ｘ−１）上記した実施の形態において、スタート周波数を直列共振負荷２００の共振周波数から離す際に、具体的には直列共振負荷２００の共振周波数から５％以上離すことを例示した。

しかしながら、本発明は、直列共振負荷２００の共振周波数から５％以上離すことに限られるものではなく、直列共振負荷２００の共振周波数から５％未満離すようにしてもよい。

即ち、「５％」との数値は本願発明者が実験により実証的に求めた好適な数値ではあるが、本発明は「５％」の数値に限られものではなく、スタート周波数が直列共振負荷２００の共振周波数から離れていればよい。

スタート周波数を直列共振負荷２００の共振周波数から離すことにより、直列共振負荷２００側の共振周波数がいかようにずれても、周波数シフトにより自動で直列共振負荷２００の共振周波数を探し当てることが可能となる。

ここで、周波数シフトする領域（周波数シフト領域）は、インバータ回路に最適なダイオード逆回復特性を考慮した誘導性領域に決定することが好ましく、本願発明者が実験によれば共振周波数から５％以上の領域であった。

（Ｘ−２）上記した実施の形態においては、各構成における具体的な回路構成などは説明を省略したが、各構成に対応する従来より公知の回路構成を用いてよいことは勿論である。

（Ｘ−３）上記した実施の形態においては、各構成における具体的な回路定数などの説明を省略したが、各構成に対応する従来より公知の回路定数を用いてよいことは勿論である。

（Ｘ−４）上記した各実施の形態ならびに上記した（Ｘ−１）乃至（Ｘ−３）に示す各実施の形態は、適宜に組み合わせるようにしてもよいことは勿論である。

本発明は、誘導加熱回路などのような直列共振負荷に接続する電源装置たるインバータ装置に利用することができる。

１０ インバータ装置
１２ 制御部（制御手段）
１２ａ ＰＷＭ制御部（制御手段）
１２ｂ 周波数シフト制御部（制御手段）
１４ 電流センサー
１６ 電圧センサー
２０ インバータ装置
２２ 制御部（制御手段）
３０ 周波数シフト回路
３２ 電圧制御発振器（ＶＣＯ：Ｖｏｌｔａｇｅ−ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）回路
３４ 狭幅パルス信号発生回路
３６ 出力回路
３８ 位相比較回路
４０ 遅れ補正回路（遅れ補正手段）
４０ａ Ｔ／２遅れ補正回路（第１の遅れ補正手段）
４０ｂ ΔＴ遅れ補正回路（第２の遅れ補正手段）
４２ ロック完了回路
４４ 検波回路
４６ 誤差アンプ・フィルタ
４８ 三角波発生回路
５０ ＰＷＭ回路
６０ インバータ装置
６２ 制御部（制御手段）
７０ インバータ装置
７２ 制御部（制御手段）
７４ 最低レベル検知回路（最低レベル検知手段）
１００ インバータ装置
１０２ 交流（ＡＣ）電源
１０４ コンバータ部
１０６ インバータ部
１０８ 出力センサー
１１０ コンバータ制御部
１１２ 制御部
１１２ａ ＰＬＬ回路
２００ 直列共振負荷
２０２ 共振コンデンサ
２０４ 直列共振インダクタ
３００ インバータ装置
３０２ コンバータ部
３０４ ＰＷＭ制御部
４０６ インバータ部
４０６ａ インバータスイッチング素子
４０６ｂ 環流ダイオード（フリーホイールダイオード）
４０６ｃ 半導体スイッチング素子
Ｌ 誘導加熱コイル
Ｃ 共振コンデンサ
Ｖｈ 出力電圧
Ｉｈ 出力電流
Ｑ 矩形波インバータ駆動信号
ＮＱ 矩形波インバータ駆動信号
Ｔ インバータ部の出力（出力電圧または出力電流）の基本波成分の１周期
Ｔ／２ インバータ部の出力電圧の基本波成分の１／２周期
Ｔ／４ インバータ部の出力（出力電圧または出力電流）の基本波成分の１／４周期
Δｔ インバータ部を構成するインバータ回路の回路遅れ
ｔｗ 矩形波インバータ駆動信号Ｑ、ＮＱのパルス幅

Claims (26)

1. 直列共振負荷に接続してＰＷＭ制御される電圧形インバータであるインバータ装置において、
   直列共振負荷に接続されてインバータ駆動信号により駆動されるインバータ部と、
   前記インバータ部の動作を制御する制御手段と
   を有し、
   前記制御手段は、前記直列共振負荷の共振周波数の周期より短いパルス幅のパルス信号を前記インバータ駆動信号として、前記共振周波数より離れた周波数を起点として前記インバータ部の駆動を開始した後に、前記直列共振負荷を構成する共振コンデンサの電圧波形のゼロクロス点と前記インバータ駆動信号の波形の位相中心位置との位相差または前記直列共振負荷を構成する共振コンデンサの電圧波形のゼロクロス点と前記インバータ駆動信号の波形の位相中心位置から前記共振コンデンサ電圧波形の１／２周期遅れた位置との位相差がゼロまたは予め設定された位相差となるように、前記インバータ駆動信号の周波数を前記共振周波数または前記共振周波数近傍まで周波数シフトさせて、前記インバータ駆動信号の周波数が前記共振周波数と略一致するように制御する
   ことを特徴とするインバータ装置。
2. 請求項１に記載のインバータ装置において、
   前記短いパルス幅は、前記インバータ部の出力が外部からの出力設定信号が示す設定値の最低設定出力値となるパルス幅である
   ことを特徴とするインバータ装置。
3. 請求項１または２のいずれか１項に記載のインバータ装置において、
   前記起点は、前記周波数シフトする領域が前記インバータ部を構成するインバータ回路のダイオード逆回復特性に基づく誘導性領域となるようにした
   ことを特徴とするインバータ装置。
4. 請求項１、２または３のいずれか１項に記載のインバータ装置において、
   前記起点は、前記共振周波数より高い周波数である
   ことを特徴とするインバータ装置。
5. 請求項１、２、３または４のいずれか１項に記載のインバータ装置において、
   前記制御手段は、前記位相差をゼロまたは予め設定された位相差とする際に、前記インバータ駆動信号の波形の位相中心位置から１／２周期遅れた前記共振コンデンサの電圧波形のゼロクロス点までの前記インバータ駆動信号の遅れ時間を補正する遅れ補正手段を有する
   ことを特徴とするインバータ装置。
6. 請求項１、２、３または４のいずれか１項に記載のインバータ装置において、
   前記制御手段は、前記位相差をゼロまたは予め設定された位相差とする際に、前記インバータ駆動信号の波形の位相中心位置に隣接する前記共振コンデンサの電圧波形のゼロクロス点までの前記インバータ駆動信号の遅れ時間を補正する遅れ補正手段を有する
   ことを特徴とするインバータ装置。
7. 請求項５または６のいずれか１項に記載のインバータ装置において、
   前記遅れ補正手段は、前記インバータ部の出力電圧の基本波成分の１／２周期遅れを補正する第１の遅れ補正手段を有する
   ことを特徴とするインバータ装置。
8. 請求項５、６または７のいずれか１項に記載のインバータ装置において、
   前記遅れ補正手段は、前記インバータ部の回路遅れを補正する第２の遅れ補正手段を有する
   ことを特徴とするインバータ装置。
9. 請求項１、２、３、４、５、６、７または８のいずれか１項に記載のインバータ装置において、
   前記インバータ部は、インバータスイッチング素子におけるフリーホイールダイオードとしてＳｉＣダイオードを用いた
   ことを特徴とするインバータ装置。
10. 請求項１、２、３、４、５、６、７、８または９のいずれか１項に記載のインバータ装置において、
    前記起点は、前記共振周波数の周波数に対して５％以上離れた周波数である
    ことを特徴とするインバータ装置。
11. 請求項１、２、３、４、５、６、７、８、９または１０のいずれか１項に記載のインバータ装置において、
    前記制御手段は、前記インバータ駆動信号の周波数が前記共振周波数と略一致するように制御した後に、ＰＷＭ制御により前記インバータ駆動信号のパルス幅を広くする
    ことを特徴とするインバータ装置。
12. 請求項１、２、３、４、５、６、７、８、９、１０または１１のいずれか１項に記載のインバータ装置において、
    前記制御手段は、前記インバータ部の出力が位相検知が可能になる出力レベルになったことを検知する最低レベル検知手段を有する
    ことを特徴とするインバータ装置。
13. 請求項１、２、３、４、５、６、７、８、９、１０、１１または１２のいずれか１項に記載のインバータ装置において、
    前記直列共振負荷は、誘導加熱用の加熱コイルと共振コンデンサとを直列に接続した直列共振回路により構成される
    ことを特徴とするインバータ装置。
14. 直列共振負荷に接続してＰＷＭ制御される電圧形インバータであるインバータ装置の制御方法において、
    直列共振負荷の共振周波数の周期より短いパルス幅のパルス信号をインバータ駆動信号として、前記共振周波数より離れた周波数を起点としてインバータ部の駆動を開始した後に、前記直列共振負荷を構成する共振コンデンサの電圧波形のゼロクロス点と前記インバータ駆動信号の波形の位相中心位置との位相差または前記直列共振負荷を構成する共振コンデンサの電圧波形のゼロクロス点と前記インバータ駆動信号の波形の位相中心位置から前記共振コンデンサ電圧波形の１／２周期遅れた位置との位相差がゼロまたは予め設定された位相差となるように、前記インバータ駆動信号の周波数を前記共振周波数または前記共振周波数近傍まで周波数シフトさせて、前記インバータ駆動信号の周波数が前記共振周波数と略一致するように制御する
    ことを特徴とするインバータ装置の制御方法。
15. 請求項１４に記載のインバータ装置の制御方法において、
    前記短いパルス幅は、前記インバータ部の出力が外部からの出力設定信号が示す設定値の最低設定出力値となるパルス幅である
    ことを特徴とするインバータ装置の制御方法。
16. 請求項１４または１５のいずれか１項に記載のインバータ装置の制御方法において、
    前記起点は、前記周波数シフトする領域が前記インバータ部を構成するインバータ回路のダイオード逆回復特性に基づく誘導性領域となるようにした
    ことを特徴とするインバータ装置の制御方法。
17. 請求項１４、１５または１６のいずれか１項に記載のインバータ装置の制御方法において、
    前記起点は、前記共振周波数より高い周波数である
    ことを特徴とするインバータ装置の制御方法。
18. 請求項１４、１５、１６または１７のいずれか１項に記載のインバータ装置の制御方法において、
    前記位相差をゼロまたは予め設定された位相差とする際に、前記インバータ駆動信号の波形の位相中心位置から１／２周期遅れた前記共振コンデンサの電圧波形のゼロクロス点までの前記インバータ駆動信号の遅れ時間を補正する
    ことを特徴とするインバータ装置の制御方法。
19. 請求項１４、１５、１６または１７のいずれか１項に記載のインバータ装置の制御方法において、
    前記位相差をゼロまたは予め設定された位相差とする際に、前記インバータ駆動信号の波形の位相中心位置に隣接する前記共振コンデンサの電圧波形のゼロクロス点までの前記インバータ駆動信号の遅れ時間を補正する
    ことを特徴とするインバータ装置の制御方法。
20. 請求項１８または１９のいずれか１項に記載のインバータ装置の制御方法において、
    前記位相差をゼロまたは予め設定された位相差とする際に、前記インバータ駆動信号について、前記インバータ部の出力電圧の基本波成分の１／２周期遅れを補正する
    ことを特徴とするインバータ装置の制御方法。
21. 請求項１８、１９または２０のいずれか１項に記載のインバータ装置の制御方法において、
    前記位相差をゼロまたは予め設定された位相差とする際に、
    前記インバータ駆動信号について、前記インバータ部の回路遅れを補正する
    ことを特徴とするインバータ装置の制御方法。
22. 請求項１４、１５、１６、１７、１８、１９、２０または２１のいずれか１項に記載のインバータ装置の制御方法において、
    前記インバータ部は、インバータスイッチング素子におけるフリーホイールダイオードとしてＳｉＣダイオードを用いた
    ことを特徴とするインバータ装置の制御方法。
23. 請求項１４、１５、１６、１７、１８、１９、２０、２１または２２のいずれか１項に記載のインバータ装置の制御方法において、
    前記起点は、前記共振周波数の周波数に対して５％以上離れた周波数である
    ことを特徴とするインバータ装置の制御方法。
24. 請求項１４、１５、１６、１７、１８、１９、２０、２１、２２または２３のいずれか１項に記載のインバータ装置の制御方法において、
    前記インバータ駆動信号の周波数が前記共振周波数と略一致するように制御した後に、ＰＷＭ制御により前記インバータ駆動信号のパルス幅を広くする
    ことを特徴とするインバータ装置の制御方法。
25. 請求項１４、１５、１６、１７、１８、１９、２０、２１、２２、２３または２４のいずれか１項に記載のインバータ装置の制御方法において、
    前記インバータ部の出力が位相検知が可能になる出力レベルになったことを検知する
    ことを特徴とするインバータ装置の制御方法。
26. 請求項１４、１５、１６、１７、１８、１９、２０、２１、２２、２３、２４または２５のいずれか１項に記載のインバータ装置の制御方法において、
    前記直列共振負荷は、誘導加熱用の加熱コイルと共振コンデンサとを直列に接続した直列共振回路により構成される
    ことを特徴とするインバータ装置の制御方法。

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