JP6985577B2 - コンデンサ感知を用いる共振整流器回路 - Google Patents

Description

エネルギーストレージデバイスを充電及び／又は電子デバイスを給電するためのワイヤレス電力伝送の支持率が急速に増している。例えば、モバイル電子デバイスは、現在広く用いられており、将来利用が増えるものと思われる。モバイルデバイスは概して、バッテリー、又は定期的に再充電される必要のあるその他のエネルギーストレージデバイスにより給電される。充電は、有線で、又は電源へのワイヤレス接続を介して達成され得る。有線による充電は、充電されているデバイスが、充電ケーブルを介して電源に接続されることを必要とし、これは不都合であることがある。これに対し、ワイヤレス再充電システムは、接続ケーブルなしに電力を搬送し、従って、有線の充電器よりも便利な充電を提供し得る。

ワイヤレス電力伝送は、利便性以外の理由でも有利である。例えば、ワイヤレス電力伝送は、有線充電器からの火花が爆発性気体に引火し得るインダストリアル環境に用いるため、及び無菌の機密ケースを要する生物医学的デバイスと共に用いるためによく適している。

より長い距離にわたる電力伝送を促進するため、及びシステム受動構成要素（例えば、インダクタ）のサイズの低減を許容するため、ワイヤレス充電システムの周波数のオペレーションが増大している。

ワイヤレス電力伝送システムの記載される例において、ワイヤレス電力伝送システムは、パワーレシーバ共振回路及び同期整流器を含む。パワーレシーバ共振回路は、インダクタ、及びインダクタと直列に接続されるコンデンサを含む。同期整流器は、コンデンサの電圧に基づいてインダクタを介して流れる交流のゼロ交差を識別し、ゼロ交差のタイミングに基づいて交流の同期整流を制御するように構成される。

別の例において、同期整流器が、コンパレータ、位相シフタ、及びブリッジを含む。同期整流器は、ブリッジの両端に接続される直列共振回路のコンデンサの電圧におけるゼロ交差を識別するように構成される。位相シフタは、コンパレータの出力に結合され、コンパレータにより識別されたゼロ交差に基づいて、共振回路を流れる交流のゼロ交差に時間的に対応するゼロ交差を有する信号を生成するように構成される。

更なる例において、ワイヤレス電力伝送のための方法が、共振回路のインダクタ及びコンデンサにおける電流フローを誘導することを含む。コンデンサの電圧が検出される。この電圧は、電流フローに関連付けられる。同期整流器のトランジスタが、コンデンサの両端で検出された電圧のタイミングに基づいて駆動される。

種々の実施例に従ったコンデンサ感知を備える共振整流器を含むワイヤレス電力伝送システムのための高レベル図を示す。

種々の実施例に従ったコンデンサ感知を含む共振整流器回路における電流及び電圧信号を示す。

種々の実施例に従ったコンデンサ感知を備える共振整流器回路を含むワイヤレスパワーレシーバのための概略図を示す。

種々の実施例に従ったコンデンサ感知を用いる共振整流のための方法のためのフローチャートを示す。

本記載において、「結合する（couple）」という用語は、間接的又は直接的接続のいずれかを意味する。そのため、第１のデバイスが第２のデバイスに結合する場合、その接続は、直接的接続を介し得、或いは、他のデバイス及び接続を介する間接的接続を介し得る。「〜に基づく」という記載は、「少なくとも部分的に〜に基づく」を意味する。従って、ＸがＹに基づく場合、Ｘは、Ｙに及び任意の数の他の要因に基づき得る。

図面及びこれ以降の記載において、明確さ及び簡潔さのため、或る特徴が、寸法において誇張して又はいくらか概略的に示され得、従来の要素の詳細の一部が示されない可能性がある。これ以降の本明細書に記載される実施例の異なる教示及び構成要素は、所望の結果をもたらすために別個に又は任意の適切な組み合わせで用いられ得る。

共振ワイヤレス電力伝送システムにおいて、ブリッジ回路電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）アクティベーションのタイミングは、効率を最適化するために慎重に制御される必要がある。共振整流器が、ブリッジＦＥＴアクティベーションタイミングを制御するフィードバックループを含む。従来の共振整流器において、フィードバックループは、感知電流を生成するため、ブリッジハイサイドパワーＦＥＴと並列の感知ＦＥＴを含む。感知電流は、レシーバコイルを流れる電流のゼロ交差の検出を可能にするため、感知抵抗器を介して流れる。残念なことに、ブリッジＦＥＴの全ては、レシーバコイルにおける電流がゼロを交差する時オフであり、これは、ハイサイドブリッジＦＥＴ電流にグリッチを導入しがちであり、それにより、ハイサイドブリッジＦＥＴ電流を損傷させる。グリッチは、ループ制御回路要素に、共振周波数のサイクル内に複数パルスを生成させ得、及びフィードバックループの制御を最終的に失わせ得、その結果、パワー効率及び出力レギュレーションの劣化となる。また、このような従来のシステムにおける電流感知不正確さは、遅延及びジッタを誘発し得、これは、不適切なゼロ電流検出につながる。

例示の実施例は、直列共振回路のインダクタを介する電流ではなく、直列共振回路のコンデンサの電圧を監視することにより、従来のシステムが被るゼロ交差検出の問題を克服する。コンデンサの電圧はブリッジＦＥＴのスイッチングにより影響を受けないので、本明細書に記載の実施例において適用される感知波形には、従来の共振整流器において見られる欠陥がない。コンデンサの電圧は、インダクタの電流に対して位相が９０度シフトされ、実施例は、共振回路のインダクタにおける電流のゼロ交差に時間的に対応する信号遷移を生成するため、コンデンサの両端で検出された電圧信号を９０度シフトする。実施例は、ブリッジＦＥＴを制御するために、位相シフトされた信号を適用する。共振コンデンサ電圧に基づいてブリッジＦＥＴのタイミングを制御することにより、例示の実施例は、従来のワイヤレス電力伝送システムにおいて提供されるより更によりロバストな同期整流器を提供する。

図１は、種々の実施例に従ったコンデンサ感知を備える共振整流器を含むワイヤレス電力伝送システム１００のための高レベル図を示す。システム１００は、パワートランスミッタ１０２及びパワーレシーバ１０８を含む。パワートランスミッタ１０２は、インダクタ１０４及びコンデンサ１０６によって形成される共振回路を含む。パワートランスミッタ１０２は、明確にするために省略されている任意の数の付加的な構成要素を含み得る。例えば、パワートランスミッタ１０２は、電源、タイミング回路、及びインダクタ１０４及びコンデンサ１０６に印加される駆動信号を生成するための駆動回路を含み得る。パワートランスミッタ１０２は、共振周波数で発振磁場を生成するために、インダクタ１０４及びコンデンサ１０６の共振周波数でインダクタ１０４及びコンデンサ１０６を駆動する。幾つかの実施例において、パワートランスミッタ１０２により生成される発振磁場の周波数は、比較的高くし得る（例えば、６．７８メガヘルツ又はそれ以上）。

パワーレシーバ１０８は、コンデンサ１１２と直列のインダクタ１１０によって形成される共振回路を含む。インダクタ１１０及びコンデンサ１１２の共振周波数は、パワートランスミッタ１０２により生成される発振磁場の周波数とほぼ同じであり得る。パワートランスミッタ１０２により生成される磁場は、磁場発振の周波数でのインダクタ１１０及びコンデンサ１１２における電流を誘導する。

パワーレシーバ１０８はまた、同期整流器１２０、コンパレータ１１６、クランピング／スケーリング回路要素１１４、及び位相シフト回路要素１１８を含む。コンパレータ１１６は、クランピング／スケーリング回路要素１１４を介してコンデンサ１１２の両端に接続される。より具体的には、コンパレータ１１６の一方の入力端子が、クランピング／スケーリング回路要素１１４を介してコンデンサ１１２の各端子に接続される。クランピング／スケーリング回路要素１１４は、コンパレータ１１６及び／又はダイオード、又は、コンパレータ１１６により受信される電圧信号を制限するためのその他の回路要素により受信される電圧信号の振幅を、所定の振幅（例えば、コンパレータ１１６を給電する電源の電圧）未満まで調節するため、抵抗器ネットワークを含み得る。

コンパレータ１１６は、コンデンサの正弦波電圧１１２のゼロ交差に時間的に対応するゼロ交差を有する矩形波を生成する。コンデンサ１１２の電圧が、インダクタ１１０を流れる電流に対して位相が９０度シフトされ、そのため、ゼロ交差電圧のタイミングが、電流感知においてみられる歪みを受けないので、パワーレシーバ１０８は、ゼロ交差を感知するためのコンデンサ１１２の電圧を用いる。インダクタ電流とコンデンサ電圧との間の９０度の位相シフトは、同じであるインダクタ１１０及びコンデンサ１１２を流れる電流（即ち、インダクタ１１０及びコンデンサ１１２が、直列に接続され、そのため、電流は同じになるはずである）に基づいて検証され得る。コンデンサ１１２を介する電流は、下記のように表すことができる。
ｉ_Ｃ＝Ｃ（ｄｖ_Ｃ／ｄｔ） （１）
ここで、ｉ_Ｃは、コンデンサ１１２を流れる電流であり、ｖ_ｃはコンデンサ１１２の電圧である。共振周波数では、コンデンサ１１２の電圧は正弦波である。従って、コンデンサ１１２の電圧及びコンデンサ１１２における電流は、下記のように表すことができる。
ｖ_ｃ＝Ａｓｉｎ（ωｔ）＋θ_０ （２）、及び
ｉ_Ｃ＝Ａωｃｏｓ（ωｔ） （３）

式（２）及び（３）におけるサイン及びコサイン項により、コンデンサ１１２の電圧及びコンデンサ１１２における電流は９０度位相がずらされるので、インダクタ１１０における電流及びコンデンサ１１２の電圧も９０度位相がずれている。コンパレータ１１６により生成される９０度位相シフトされた感知信号の使用により、パワーレシーバ１０８は、インダクタ１１０における電流のゼロ交差において見られるスイッチングノイズ及びグリッチを避け得る。

図２は、システム１００における代表的な電圧及び電流信号を示す。図２において、信号ＶＣ２はコンデンサ１１２の電圧を表し、信号ＩＣ２はコンデンサ１１２を流れる電流を表し、信号ＩＬ２はインダクタ１１０を流れる電流を表す。図２に示すように、コンデンサ１１２の電圧は、コンデンサ１１２及びインダクタ１１０を流れる電流に対して位相が９０度シフトされる。コンパレータ出力信号１２２におけるゼロ交差は、コンデンサ１１２の電圧におけるゼロ交差に時間的に対応する。

再び図１を参照すると、コンパレータ１１６は、位相シフト回路要素１１８に結合され、コンパレータ出力信号１２２は位相シフト回路要素１１８に提供される。位相シフト回路要素１１８は、コンパレータ出力信号１２２を９０度シフトする。位相シフト回路要素１１８は、位相ロックループ（ＰＬＬ）、遅延ロックループ（ＤＬＬ）、又は、位相が９０度シフトされたコンパレータ出力信号１２２に対応する信号を生成することが可能なその他の位相シフト回路要素を含み得る。コンパレータ出力信号１２２を９０度シフトすることにより、位相シフト回路要素１１８は、インダクタ１１０を流れる電流のゼロ交差に対応及び整合するゼロ交差を有する信号を生成する。

位相シフト回路要素１１８はまた、同期整流器１２０を駆動するための制御信号を生成するための回路要素を含み得る。制御信号のタイミングは、位相が９０度シフトされたコンパレータ出力信号１２２のタイミング（例えば、ゼロ交差タイミング）に基づき得る。同期整流器１２０は、Ｈブリッジとして配されるパワーＦＥＴを含む。位相シフト回路要素１１８により生成される制御信号は、クロスコンダクションを防止するタイミングでパワーＦＥＴを駆動する。従って、制御信号は、接続されているハイサイドパワーＦＥＴ及びローサイドパワーＦＥＴが同時にオンにならないようにするタイミングでパワーＦＥＴを駆動し得る。これにより、全てのパワーＦＥＴがオフにされる「デッドタイム」がつくられる。デッドタイムは、コンデンサ１１２の電圧のゼロ交差から導出されるようにインダクタ１１０を流れる電流におけるゼロ交差と一致する。

同期整流器１２０は、レギュレートされ、フィルタされ、一層高い又は下側ＤＣ電圧などに変換され得る、ＤＣ出力（ＶＲ）を生成し、システム１００及び／又はシステム１００のパワー回路要素のバッテリーを充電するために用いられる。

図３は、種々の実施例に従ったコンデンサ感知を備える共振整流器回路を含むワイヤレスパワーレシーバ３００のための概略図を示す。ワイヤレスパワーレシーバ３００は、ワイヤレスパワーレシーバ１０８の一実施例であり得る。図３において、パワートランスミッタのインダクタ１０４は、レシーバ３００の一部ではないが、参照のため示されている。ワイヤレスパワーレシーバ３００は、インダクタ１１０、コンデンサ１１２、コンパレータ１１６、ＰＬＬ３０２、デューティサイクル制御及びドライバ回路要素３０４、及びパワーＦＥＴ３０６、３０８、３１０、及び３１２を含む。ワイヤレスパワーレシーバ３００は、クランピング／スケーリング回路要素１１４も含み得る。ワイヤレスパワーレシーバ３００の幾つかの実施例において、ＰＬＬ３０２は、ＤＬＬ又はその他の位相シフト回路要素で置換され得る。

パワーＦＥＴ３０６、３０８、３１０、及び３１２は、Ｈブリッジを形成するように接続される。インダクタ１００及びコンデンサ１１２によって形成される共振回路は、Ｈブリッジの両端に接続される。パワートランスミッタのインダクタ１０４により生成される発振磁場は、インダクタ１１０及びコンデンサ１１２において電流フローを誘導する。コンパレータ１１６、ＰＬＬ３０２、及びデューティサイクル制御及びドライバ回路要素３０４は、Ｈブリッジ及び共振回路に接続されて、パワーＦＥＴ３０６、３０８、３１０、及び３１２を制御し、整流をインダクタ１１０において誘導される電流波形と同期させるフィードバックループを形成する。

コンパレータ１１６の入力端子は、パワーレシーバ１０８に関して本明細書に記載するようにコンデンサ１１２の両端に接続される。コンパレータ１１６は、コンデンサ１１２の正弦波電圧に周波数及び位相において対応する出力信号１２２（例えば、矩形波）を生成する。コンパレータ１１６の出力信号１２２は、ＰＬＬ３０２のための基準クロックとして機能する。

ＰＬＬ３０２は、電圧制御発振器、位相コンパレータ、チャージポンプ、ローパスフィルタ、周波数分周器、及び、ＰＬＬにコンパレータ１１６の出力信号１２２に位相ロックされる種々の周波数を生成させる他の構成要素を含み得る。ＰＬＬ３０２は、コンパレータ１１６の出力信号１２２に対して位相が９０度、１８０度、２７０度及び／又は３６０度シフトされた出力信号を生成する（例えば、順次ロジックによって形成される）遅延要素を含み得る。例えば、ＰＬＬ３０２は、コンパレータ１１６の出力信号１２２の周波数の４倍の、及び、コンパレータ１１６の出力信号１２２に位相ロックされるクロックを生成し得、信号１２２の９０度、１８０度、２７０度及び３６０度位相シフトされたバージョンを生成するためクロックを印加し得る。幾つかの実施例において、９０度、１８０度、２７０度、及び３６０度位相シフトされたバージョンの一つ又は複数が、信号１２２の周波数の２倍で生成され得、５０％デューティサイクルを確保するために２で除算され得る。

デューティサイクル制御及びドライバ回路要素３０４は、それぞれ、パワーＦＥＴ３０８、３０６、３１２、及び３１０を制御するため、ゲート制御信号３１４、３１６、３１８、及び３２０を生成する。デューティサイクル制御及びドライバ回路要素３０４は、ＰＬＬ３０２により生成された信号１１２の９０度位相シフトされたバージョンを受け取り、ＰＬＬ出力信号３２４によって提供されるように、インダクタ１００における電流のゼロ交差に基づくタイミングでゲート制御信号３１４、３１６、３１８、及び３２０を生成する。上述したように、デューティサイクル制御及びドライバ回路要素３０４は、インダクタ１１０の電流におけるゼロ交差辺りにデッドタイムを提供するために、ゲート制御信号３１４、３１６、３１８、及び３２０を生成する。デューティサイクル制御及びドライバ回路要素３０４は、ゲート制御信号３１４、３１６、３１８、及び３２０のタイミングを生成するため、順次及び／又は組み合わせ論理を含み得る。ハイサイドＦＥＴ３１０及び３１２はｎチャネルＦＥＴであり得るので、デューティサイクル制御及びドライバ回路要素３０４は、ゲート制御信号３１８及び３２０を駆動するためのレベルシフタを含み得る。

ゲート制御信号３１４、３１６、３１８、及び３２０の一つが、ＰＬＬ３０２のフィードバック入力３２２に接続され得る。幾つかの実施例において、制御信号３１８及び３２０の一つが、ハイサイドパワーＦＥＴ３１０及び３１２を駆動するレベルシフタにおける遅延を補償するために、ＰＬＬ３０２のフィードバック入力３２２に接続され得る。

図４は、種々の実施例に従った容量性感知を用いる共振整流のための方法４００のフローチャートを示す。便宜上順次示されるが、少なくとも幾つかの行為が、異なる順で及び／又は並列して成され得る。また、幾つかの実施例が、示される行為の幾つかのみを実施し得る。幾つかの実施例において、方法４００の少なくともの幾つかのオペレーションが、パワーレシーバ回路１０８又は３００の構成要素により実装されてもよい。

ブロック４０２において、電流フローが、ワイヤレスパワーレシーバ１０８のインダクタ１１０及びコンデンサ１１２によって形成される共振回路において誘導される。幾つかの実施例において、ワイヤレスレシーバ１０８は、インダクタ１１０及びコンデンサ１１２におけるＡＣ電流のフローを開始するためにワイヤレスパワートランスミッタ１０２により生成される発振磁場内に位置し得る。

ブロック４０４において、コンパレータ１１６は、コンデンサ１１２の電圧を感知する。コンデンサ１１２の電圧は正弦波である。コンパレータ１１６は、コンデンサ１１２の正弦波電圧のゼロ交差に時間的に対応するエッジを有する矩形波を生成する。

ブロック４０６において、コンパレータ１１６の出力１２２は、位相シフタ１１８によって位相が９０度シフトされ、位相シフタ１１８は、ＰＬＬ、ＤＬＬ、又はその他の位相シフトデバイスであり得る。コンパレータ１１６の出力１２２の９０度位相シフトされたバージョンにおける遷移は、共振回路を流れるＡＣ電流におけるゼロ交差に対応する時間に起こる。

ブロック４０８において、ブリッジトランジスタ制御回路要素（例えば、デューティサイクル制御及びドライバ回路要素３０４）が、ブリッジトランジスタを制御するためタイミング信号を生成する。信号のタイミングは、９０度位相シフトされたコンパレータ１１６の出力１２２に基づく。例えば、第１のハイサイドパワートランジスタ及び第１のローサイドパワートランジスタが、ＡＣ電流の正のハーフサイクルの間、タイミング信号によりイネーブルされ得、第２のハイサイドパワートランジスタ及び第２のローサイドパワートランジスタが、ＡＣ電流の負のハーフサイクルの間、タイミング信号によりイネーブルされ得る。タイミング信号は、９０度位相シフトされたコンパレータ１１６の出力１２２における遷移の辺り（即ち、整流されるべきＡＣ電流におけるゼロ交差の辺り）の時間期間の間、トランジスタの全てをディセーブルし得る。

ブロック４１０において、タイミング信号は、ブリッジを流れるＡＣ電流の整流を制御するためブリッジ回路のトランジスタを駆動する。ブリッジの出力は、他の回路要素を給電するためにフィルタ及び／又はレギュレートされ得る。

ワイヤレスパワーレシーバ１００、３００の整流器ブリッジは、ＦＥＴを含むように説明されてきたが、幾つかの実施例においてブリッジはバイポーラトランジスタを含み得る。

本発明の特許請求の範囲内で、説明した例示の実施例に改変が成され得、他の実施例が可能である。

Claims (20)

1. ワイヤレス電力レシーバであって、
   インダクタと、前記インダクタに直列に接続されるコンデンサとを含む、共振回路と、
   前記共振回路に結合される同期整流器と、
   前記共振回路と前記同期整流器とに結合される回路要素であって、
   前記コンデンサの電圧に基づいて前記インダクタを介して流れる交流のゼロ交差を識別し、
   前記ゼロ交差のタイミングに基づいて前記交流の同期整流を制御する、
   ように構成される、前記回路要素と、
   を含む、ワイヤレス電力レシーバ。
2. 請求項１に記載のワイヤレス電力レシーバであって、
   前記回路要素がコンパレータを含み、
   前記コンパレータの第１の入力端子が前記コンデンサの第１の端子に結合され、前記コンデンサの第２の入力端子が前記コンパレータの第２の端子に結合される、ワイヤレス電力レシーバ。
3. 請求項２に記載のワイヤレス電力レシーバであって、
   前記コンパレータが、前記コンデンサの電圧のゼロ交差を識別するように構成される、ワイヤレス電力レシーバ。
4. 請求項２に記載のワイヤレス電力レシーバであって、
   前記回路要素が、前記コンパレータの出力に結合される位相シフタを更に含み、
   前記位相シフタが、９０度位相がシフトされた前記コンパレータの出力における信号に対応する出力信号を生成するように構成される、ワイヤレス電力レシーバ。
5. 請求項４に記載のワイヤレス電力レシーバであって、
   前記位相シフタが、位相ロックループと遅延ロックループとの一方を含む、ワイヤレス電力レシーバ。
6. 請求項４に記載のワイヤレス電力レシーバであって、
   前記同期整流器が、ブリッジとして接続される、２つのハイサイド電力トランジスタと２つのローサイド電力トランジスタとを含み、
   前記ハイサイド電力トランジスタのうちの１つのハイサイド電力トランジスタの制御端子が、前記位相シフタのフィードバック入力に結合される、ワイヤレス電力レシーバ。
7. 請求項４に記載のワイヤレス電力レシーバであって、
   前記同期整流器が、ブリッジとして接続される、２つのハイサイド電力トランジスタと２つのローサイド電力トランジスタとを含み、
   前記回路要素が、前記位相シフタの出力と前記ブリッジとに結合されるスイッチング制御回路を更に含み、
   前記スイッチング制御回路が、前記ブリッジに前記同期整流器を介して流れる前記交流を整流させるために、前記ブリッジの各トランジスタに対応する駆動信号を生成するように構成される、ワイヤレス電力レシーバ。
8. ワイヤレス電力レシーバであって、
   コンパレータと位相シフタとブリッジとを含み、
   前記コンパレータが、前記ブリッジの両端に接続される直列共振回路のコンデンサの電圧におけるゼロ交差を識別するように構成され、
   前記位相シフタが、前記コンパレータの出力に結合され、前記コンパレータにより識別された前記ゼロ交差に基づいて、前記直列共振回路を流れる交流のゼロ交差に時間的に対応するゼロ交差を有する信号を生成するように構成される、ワイヤレス電力レシーバ。
9. 請求項８に記載のワイヤレス電力レシーバであって、
   前記位相シフタが、前記コンパレータの出力を９０度位相シフトすることによって前記信号を生成するように更に構成される、ワイヤレス電力レシーバ。
10. 請求項８に記載のワイヤレス電力レシーバであって、
    前記位相シフタが、位相ロックループと遅延ロックループとの一方を含む、ワイヤレス電力レシーバ。
11. 請求項８に記載のワイヤレス電力レシーバであって、
    前記ブリッジが、２つのハイサイド電力トランジスタと２つのローサイド電力トランジスタとを含む、ワイヤレス電力レシーバ。
12. 請求項１１に記載のワイヤレス電力レシーバであって、
    前記位相シフタがフィードバック入力を含み、前記フィードバック入力が、前記ハイサイド電力トランジスタうちの１つのハイサイド電力トランジスタの制御端子に結合される、ワイヤレス電力レシーバ。
13. 請求項８に記載のワイヤレス電力レシーバであって、
    前記位相シフタの出力と前記ブリッジとに結合されるスイッチング制御回路を更に含み、
    前記スイッチング制御回路が、前記ブリッジに前記交流を整流させるために、前記ブリッジの各トランジスタに対応する駆動信号を生成するように構成され、前記ゼロ交差に基づく前記駆動信号のタイミングが前記コンパレータにより識別される、ワイヤレス電力レシーバ。
    
14. 請求項１３に記載のワイヤレス電力レシーバであって、
    前記位相シフタが、前記コンデンサの電圧に対して、９０、１８０、２７０及び３６０度の位相シフトを有する信号を生成するように更に構成され、
    前記スイッチング制御回路が、前記位相シフタにより生成される前記信号における遷移のあたりに前記駆動信号におけるデッドタイムを提供するように更に構成される、ワイヤレス電力レシーバ。
15. ワイヤレス電力伝送のための方法であって、
    共振回路のインダクタとコンデンサとにおいて電流フローを誘導することと、
    前記コンデンサの電圧を検出することであって、前記電圧が前記電流フローに関連付けられている、前記検出することと、
    前記コンデンサの検出された電圧に基づいて前記インダクタを介する電流フローにおけるゼロ交差を識別することと、
    前記ゼロ交差のタイミングに基づいて同期整流器のトランジスタを駆動することと、
    を含む、方法。
16. 請求項１５に記載の方法であって、
    前記コンデンサの電圧のゼロ交差を識別することを更に含む、方法。
17. 請求項１５に記載の方法であって、
    前記コンデンサの検出された電圧の周波数を有し、前記コンデンサの検出された電圧に対して９０度位相がシフトされた第１の信号を生成することを更に含む、方法。
18. 請求項１７に記載の方法であって、
    位相ロックループと遅延ロックループとの一方によって前記第１の信号を生成することを更に含む、方法。
19. 請求項１７に記載の方法であって、
    前記第１の信号を生成する位相シフタに前記同期整流器のハイサイドに配置される前記トランジスタのうちの１つのトランジスタの制御端子から駆動信号をフィードバックすることを更に含む、方法。
20. 請求項１５に記載の方法であって、
    前記駆動することが、ブリッジに前記同期整流器を介して流れる交流を整流させるために、前記同期整流器における前記ブリッジとして接続される前記トランジスタの各々に対応する駆動信号を生成することを含む、方法。

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