KR102139841B1 - 유도 전력 전송 시스템용 수신기 및 유도 전력 전송 시스템용 수신기를 제어하는 방법 - Google Patents

Abstract

커패시터(14)와 직렬로 이루어지는 수신 코일(13), DC 출력을 제공하는 전압 증배기(15), 및 부하에 공급되는 전력을 조절하기 위한 제어기(19)에 의해 제어되는 전력 제어 스위치(18)를 포함하는 유도 전력 전송 수신기가 제공되어 있다. 커패시터와 직렬로 이루어진 수신 코일, DC 출력을 제공하는 전하 펌프, 및 부하에 공급되는 전력을 조절하기 위한 제어기에 의해 제어되는 전력 제어 스위치를 포함하는 유도 전력 전송 수신기가 제공되어 있다. 전력 제어 스위치를 지니는 유도 전력 전송 회로에서의 전력 흐름 제어 방법이 또한 제공되어 있다. 상기 방법은 상기 유도 전력 전송 회로에서 2가지의 동작 천이를 검출하는 단계 및 검출 윈도우 내에 어느 동작 천이가 가장 먼저 검출되는지에 기반하여 기준 타이밍을 결정하는 단계를 포함한다. 상기 기준 타이밍은 상기 전력 제어 스위치를 제어하기 위한 신호를 발생시키는데 사용된다.

Description

유도 전력 전송 시스템용 수신기 및 유도 전력 전송 시스템용 수신기를 제어하는 방법{A receiver for an inductive power transfer system and a method for controlling the receiver}

본 발명은 유도 전력 전송(inductive power transfer; IPT) 분야에 속한다. 좀더 구체적으로 기술하면, 본 발명은 IPT 시스템들에서 사용하기 위한 수신기들, 및 수신기들을 제어하고 수신기들에서 유도된 전류 위상을 검출하는 방법들에 관한 것이다.

IPT 시스템들은 확립된 기술(예컨대 전동 칫솔들의 무선 충전) 및 개발중인 기술(예를 들면 '충전 매트' 상의 핸드헬드 기기들의 무선 충전)의 공지된 분야이다. 전형적으로는, 1차 측(송신기)은 송신 코일 또는 코일들을 가지고 시변 자기장을 생성한다. 이러한 자기장은 2차 측(수신기)의 적합한 수신 코일에서 교류 전류를 유도한다. 상기 수신기에서의 이러한 유도 전류는 이때 배터리를 충전하거나 기기 또는 다른 부하에 전력을 공급하는데 사용될 수 있다. 몇몇 경우들에서는, 상기 송신 코일들 또는 상기 수신 코일들은 공진 회로를 형성하도록 커패시터들과 접속될 수 있는데, 상기 공진 회로는 해당 공진 주파수에서 전력 처리량 및 효율을 증가시킬 수 있다.

전형적으로, IPT 시스템들에서 사용되는 수신기들은 픽업 회로(예컨대, 인덕터 및 커패시터의 형태를 이루는 공진 회로); AC로부터 DC로 상기 유도된 전력을 변환하는 정류기; 및 궁극적으로 부하에 제공되는 전력의 전압을 조절하기 위한 스위치드- 모드 레귤레이터로 이루어져 있다.

IPT 시스템들에서 사용된 수신기들에 관련된 한 공통 문제는 상기 스위치드-모드 레귤레이터가 DC 인덕터를 포함할 수 있다는 것이다. 상기 DC 인덕터는 전력이 적절히 조절될 수 있도록 에너지 저장소로서의 기능을 수행한다. 그러한 DC 인덕터들은 상기 수신기에 의해 점유된 전체 크기에 상당한 영향을 주는 부피가 큰 회로 구성요소일 수 있다. 이는 상기 수신기가 가능한 한 작은 것이 바람직한 애플리케이션들(예를 들면, 핸드헬드 기기들)에서 특정한 문제일 수 있다.

DC 인덕터를 사용하지 않는 몇몇 수신기들에서는, 회로 구성요소들이 손상을 받지 않게 하도록 복잡한 위상 타이밍이 필요하다. 이는 감지 및 제어를 더 복잡하게 하며 잡음 및 고장에 더 민감하게 한다.

IPT 시스템들에서 사용된 수신기들에 관련된 다른 한 공통 문제는 (예를 들면, 부하 또는 다른 회로 매개변수들의 변화들에 기인한) 수신기의 공진 주파수 또는 송신기의 동작 주파수의 변경들이 전력 전송의 양 및 효율에 영향을 줄 수 있다는 것이다.

수신기들의 경우에, 전력 컨버터 단들(예컨대 스위치드-모드 레귤레이터들 또는 동기 정류기들)에 스위치들을 포함하는 것이 알려져 있다. 종종, 이러한 스위치들은 스위치 양단 간의 전압이 제로일 경우에(제로-전압 스위칭(zero-voltage switching; ZVS)일 경우에) 또는 스위치를 통한 전류가 제로일 경우에(제로-전류 스위칭(zero-current switching; ZCS)일 경우에) 상기 스위치들이 스위칭하도록 제어된다. 상기 스위치들에서의 손실들을 최소화하는 것을 포함하는 ZVS 및 ZCS의 혜택들이 잘 알려져 있다. ZVS 또는 ZCS를 달성하기 위해 상기 스위치들을 적절히 제어하기 위해, 상기 회로에서 전압 또는 전류의 위상을 검출하는 것이 필요하다. 상기 위상을 검출하는 한가지 공지된 방법은 전류 감지 저항기를 사용하는 것이다. 그러나, IPT 수신기에서 흐르는 전류는 큰 동적 범위를 지닐 수 있으며, 이러한 범위는 또한 높은 부하들에서 전류 감지 저항기가 과열될 수 있게 하고 낮은 부하들에서 신호들을 신뢰할 수 없게 한다. 위상을 검출하는 다른 한 공지된 방법은 변류기를 사용하는 것이다. 그러나, 그러한 변류기들은 부피가 크며 고주파수 애플리케이션들의 경우에 충분히 빠르지 않을 수 있다.

본 발명의 한 목적은 상기 DC 인덕터의 크기를 최소화하는 IPT 시스템들용 수신기들을 제공하는 것이다.

본 발명의 다른 한 목적은 DC 인덕터를 포함하지 않는 IPT 시스템들용 수신기들을 제공하는 것이다.

본 발명의 또 다른 한 목적은 낮은 부하에서부터 높은 부하에 이르기까지의 부하 범위에 대해 양호하게 수행하는 수신기에서 위상을 검출하는 방법 및 부피가 큰 회로 구성요소들에 의존하지 않는 방법을 제공하는 것이다.

각각의 목적은 적어도 유용한 선택을 일반인에게 제공하는 목적과는 분리해서 이해되어야 한다.

한 전형적인 실시 예에 의하면, 커패시터와 직렬로 접속된 수신 코일을 지니는 공진 회로; DC 출력을 부하에 제공하는 전압 증배기; 상기 부하에 공급되는 전력을 조절하는 전력 제어 스위치; 및 상기 부하에 공급되는 전력을 조절하도록 상기 전력 제어 스위치를 제어하는 제어기;를 포함하는 유도 전력 전송 수신기가 제공된다.

다른 한 전형적인 실시 예에 의하면, 전력 흐름을 제어하기 위한 전력 제어 스위치를 지니는 유도 전력 전송 회로에서의 전력 흐름 제어 방법이 제공되며, 상기 방법은 상기 유도 전력 전송 회로의 제1 동작 천이를 검출하는 단계; 상기 유도 전력 전송 회로의 제2 동작 천이를 검출하는 단계; 검출 윈도우 내에서 상기 제1 동작 천이가 가장 먼저 검출되는지 상기 제2 동작 천이가 가장 먼저 검출되는지에 기반하여 기준 타이밍을 결정하는 단계; 및 상기 기준 타이밍에 기반하여 상기 전력 제어 스위치를 제어하기 위한 신호를 발생시키는 단계를 포함한다.

또 다른 한 전형적인 실시 예에 의하면, 전력 흐름을 제어하기 위한 전력 제어 스위치를 포함하는 유도 전력 전송 회로가 제공되며, 상기 유도 전력 전송 회로는 제1 동작 천이를 검출하는 수단; 제2 동작 천이를 검출하는 수단; 검출 윈도우 내에서 상기 제1 동작 천이가 가장 먼저 검출되는지 상기 제2 동작 천이가 가장 먼저 검출되는지에 기반하여 기준 타이밍을 결정하는 수단; 및 상기 기준 타이밍에 기반하여 상기 전력 제어 스위치를 제어하기 위한 신호를 발생시키는 수단;을 포함한다.

당업자라면 "단수의 구성요소를 포함하다", "복수의 구성요소들을 포함하다" 그리고 "단수의 구성요소 또는 복수의 구성요소들을 포함하는"이라는 용어들이 여러 관할 하에서 배타적이거나 포괄적인 의미에 기인할 수 있음을 인식할 것이다. 본원 명세서의 목적을 위해 그리고 특별히 언급하지 않는 한, 이러한 용어들은 포괄적인 의미를 갖는 것으로 의도된 것이다. 다시 말하면 상기 용어들은 참조들을 직접 사용하는 목록화된 구성요소들, 및 아마도 또한 다른 특정되지 않은 구성요소들 또는 요소들의 포함을 의미하는 것으로 취해지게 된다.

본원 명세서에서의 어떤 선행 기술에 대한 참조는 그러한 선행 기술이 공통의 일반적 지식의 일부를 형성하는 것으로 승인한 것은 아니다.

본원 명세서에 통합되어 본원 명세서의 일부를 구성하는 첨부도면들은 본 발명의 실시 예들을 보여주는 것이며 위에 제시된 본 발명의 총괄적인 설명과 함께 이하에 제시되어 있는 실시 예들의 구체적인 설명은 본 발명의 원리들을 설명하는데 도움을 주는 것이다.

도 1은 IPT 시스템의 블록도이다.
도 2 - 도 6은 본 발명의 서로 다른 실시 예들에 따른 수신기 토폴로지들에 대한 회로도들이다.
도 7은 한 실시 예에 따른 도 2의 수신기의 동작에 해당하는 파형들을 보여주는 도면이다.
도 8a - 도 8d는 한 실시 예에 따른 도 2의 수신기의 서로 다른 동작 단계들에 해당하는 유효 회로도들이다.
도 9는 도 2의 수신기용 제어기의 한 실시 예에 대한 회로도이다.
도 10은 한 실시 예에 따른 도 4의 수신기의 동작에 해당하는 파형들을 보여주는 도면이다.
도 11a - 도 11d는 한 실시 예에 따른 도 4의 수신기의 서로 다른 동작 단계들에 해당하는 유효 회로도들이다.

도 1은 유도 전력 전송(inductive power transfer; IPT) 시스템(1)의 총괄적인 표현을 보여주는 블록도이다. 상기 IPT 시스템은 송신기(2) 및 수신기(3)를 포함한다. 상기 송신기는 적합한 전력 공급원에 접속되어 있는 컨버터(4)를 포함한다. 도 1에서는 이러한 것이 DC 전력 공급원(5a)에 접속되어 있는 DC-DC 컨버터(5)로서 도시되어 있다. 상기 컨버터는 비-공진형 하프 브리지 컨버터일 수도 있고 푸시-풀 컨버터와 같은 특정 IPT 시스템에 적합한 다른 어떤 컨버터일 수도 있다. 상기 컨버터는 원하는 주파수 및 진폭을 지니는 교류 전류를 출력하도록 구성된다. 상기 컨버터의 출력 전압은 또한 상기 컨버터, 상기 DC-DC 컨버터 또는 이들 양자 모두의 조합에 의해 조절될 수 있다.

상기 컨버터(4)는 송신 코일(들)(6)에 접속되어 있다. 상기 컨버터는 상기 송신 코일(들)에 교류 전류를 공급하고 그럼으로써 상기 송신 코일(들)이 적합한 주파수 및 진폭을 갖는 시변 자기장을 생성하게 한다. 일부 구성들에서는, 상기 송신 코일(들)이 또한 상기 컨버터의 일체화된 요소인 것으로 간주할 수 있지만 명확성을 위해 본 설명에서는 상기 송신 코일(들)을 개별 구성요소로서 언급할 것이다.

상기 송신 코일(들)(6)은 송신기의 특정한 기하학적 구조 및 특정 애플리케이션에 필요한 자기장의 특성에 의존하여, 임의의 적합한 코일 구조일 수 있다. 일부 IPT 시스템들에서는, 상기 송신 코일들이 공진 회로를 형성하도록 (도시되지 않은) 커패시터들에 접속될 수 있다. 다수의 송신 코일이 존재하는 경우에, 이들은 선택적으로 여자(勵磁)될 수 있고 그럼으로써 적합한 수신 코일들에 근접해 있는 송신 코일들만이 여자되게 된다. 일부 IPT 시스템들에서는, 하나보다 많은 수신기가 동시에 전력을 공급받을 수 있는 것이 가능할 수 있다. 상기 수신기들이 (예를 들면, 이하에 구체적으로 기재되어 있는 본 발명의 실시 예들에서와 같이) 상기 부하에 제공되는 전력을 제어하도록 구성되어 있는 IPT 시스템들에서는, 다수의 송신 코일이 동일한 컨버터에 접속될 수 있다. 이는 상기 송신기를 간소화하는 이점을 지니는데, 그 이유는 상기 송신기가 각각의 송신 코일을 별도로 제어할 필요가 없기 때문이다. 더욱이, 최고 전력 요구들에 따라 결합된 수신기에 의존하는 레벨로 상기 송신 코일들에 제공되는 전력을 조절하도록 상기 송신기를 구성하는 것이 가능할 수 있다.

도 1에는 또한 상기 송신기(2)에 내재하는 제어기(7)가 도시되어 있다. 상기 제어기는 상기 송신기의 각각의 부분에 접속될 수 있다. 상기 제어기는 상기 송신기의 각각의 부분으로부터의 입력들을 수신하고 상기 송신기의 각각의 부분이 동작하는 방식을 제어하는 출력들을 생성하도록 구성되어 있다. 상기 제어기는 메모리를 포함할 수 있다. 상기 제어기는 상기 IPT 시스템의 요건들에 의존하여 서로 다른 계산 태스크들을 수행하도록 프로그램되어 있는 프로그램가능한 로직 제어기인 것이 바람직하다.

도 1에는 또한 수신기(3)가 도시되어 있다. 상기 수신기는 수신 코일(들)(8)을 포함하며 상기 수신 코일(들)(8)은 수신기 회로(9)에 적절히 접속되어 있고 상기 수신기 회로(9)는 다시 상기 부하(10)에 전력을 공급한다. 상기 부하는 배터리일 수 있다. 상기 수신기 회로는 유도된 전류를 상기 부하에 적합한 형태로 변환하도록 구성되어 있다. 일부 IPT 시스템들에서는, 상기 수신 코일(들)이 공진 회로를 형성하도록 (도시되지 않은) 커패시터들에 접속되어 있을 수 있다.

본 발명의 실시 예들은 IPT 시스템들에 사용하기 위한 수신기들, 및 상기 수신기에서 위상을 검출하는 방법들에 관한 것인데, 이들은 이하에서 좀더 구체적으로 설명될 것이다. 비록 이들이 특정 실시 예들에 대해 설명되고 있지만, 당업자라면 회로 설계 또는 동작 방법의 변경들이 총괄적 발명 개념으로부터 벗어나지 않고 이루어질 수 있음을 알 수 있을 것이다.

도 2를 참조하면, 도 2에는 본 발명의 한 실시 예에 따른 IPT 시스템에서 사용하기 위한 유도 전력 전송 수신기(11)가 도시되어 있다. 상기 수신기는 (인덕터로서 도시된) 수신 코일(13) 및 공진 커패시터(14)를 지니는 공진 회로(12)를 포함한다. 상기 수신기는 또한 전압 증배기 회로(15)를 포함한다. 이하에 좀더 구체적으로 설명되어 있는, 상기 전압 증배기 회로는 부하(16)에 DC 출력을 제공한다. 상기 부하는 휴대용 기기의 배터리 충전 회로와 같은 임의의 적합한 DC 부하일 수 있다. 상기 부하는 DC 평활용 커패시터(17)에 접속되어 있다. 상기 수신기는 상기 DC 출력의 전력을 조절하는 이하에 좀더 구체적으로 기재되어 있는, 전력 제어 스위치(18)를 포함한다. 상기 수신기는 또한 제어기(19)를 포함한다.

도 2에 도시된 상기 수신기(11)의 공진 회로(12)를 참조하면, 상기 수신 코일(13) 및 공진 커패시터(14)는 직렬로 접속되어 있다(다시 말하면, 상기 공진 회로는 '직렬-공진'을 이룬다). 상기 공진 회로는 적합한 송신기에 의해 생성된 시변 자기장으로부터 전력을 수신하도록 구성되어 있다. 상기 공진 회로는 상기 IPT 시스템의 동작 주파수에서 공진을 이루도록 구성될 수 있다. 일부 IPT 시스템들에서는, 상기 수신기가 송신기 주파수에 '미스 튜닝(mis-tuning)'되도록 구성될 수 있고, 그럼으로써 상기 수신기에서의 활성 튜닝이 상기 시스템을 튜닝 상태로 유발할 수 있게 한다. 당업자라면 상기 수신 코일 및 공진 커패시터의 값들이 상기 수신기의 공진 주파수에 영향을 주게 되고 상기 수신 코일 및 공진 커패시터가 송신기의 동작 주파수 또는 다른 어떤 적합한 주파수에서 공진을 이루도록 선택될 수 있다. 다른 고려들이 또한 상기 수신기에서 사용된 수신 코일 및 공진 커패시터의 타입 및 크기, 예를 들면 상기 수신기 또는 상기 수신기가 사용되고 있는 기기의 치수들, 또는 필요한 전력에 영향을 줄 수 있다. 상기 공진 회로는 AC 출력을 생성하게 된다.

도 2의 상기 수신기(11)의 전압 증배기 회로(15)는 상기 공진 회로(12)로부터의 공진 커패시터(14) 및 하프-브리지 구조로 접속된 2개의 비대칭 전류 흐름 기기(20, 21)를 포함한다. 상기 하프-브리지 구조는 상기 전압 증배기 회로가 공유된 AC 및 DC 접지를 지니도록 이루어져 있다. 명료성을 위해, 본 설명의 나머지 부분에서는 상기 공진 회로와 일반적으로 병렬로 이루어진 비대칭 흐름 기기를 '제1' 비대칭 전류 흐름 기기(20)로서 언급하게 되고 상기 부하와 일반적으로 직렬로 이루어진 비대칭 흐름 기기를 '제2' 비대칭 전류 흐름 기기(21)로서 언급하게 된다. 도 2에서는, 상기 비대칭 전류 흐름 기기들이 다이오드들이다. 당업자라면 상기 전압 증배기 회로 내로의 AC 입력이 DC 출력을 형성하게끔 정류되도록 상기 다이오드들의 위치 및 배향이 이루어짐을 알 수 있을 것이다. 당업자라면 다른 비대칭 전류 흐름 기기들이 상기 다이오드들 대신에 사용될 수 있음을 알 수 있을 것이며 본 발명은 이러한 실시 태양에 국한되지 않는다. 한 실시 태양에서는, 제어형 스위치들이 사용될 수 있다. 다른 한 실시 예에서는, (다이오드들 또는 제어형 스위치들과 같은) 임의의 적합한 비대칭 전류 흐름 기기들의 조합이 상기 전압 증배기 회로에서 사용될 수 있다. 제어형 스위치들은 다이오드들에 비해 개선된 성능을 제공할 수 있지만 상기 제어형 스위치들이 전류 흐름을 방지할 필요가 있을 때 상기 제어형 스위치들이 오프 상태로 스위칭되도록 상기 제어형 스위치들이 제어되어야 한다. 사용될 수 있는 가능한 제어형 스위치들은 MOSFET들, IGBT들 또는 BJT들과 같은 임의의 적합한 트랜지스터들을 포함한다.

도 2의 상기 수신기(11)의 전력 제어 스위치(18)는 상기 부하(16)에 제공되는 전력을 조절한다. 이러한 본 발명의 실시 예에서는, 상기 전력 제어 스위치가 상기 공진 회로(12)와 직렬을 이루고 있는 것으로 도시되어 있지만, 이하에서 좀더 구체적으로 논의되겠지만, 상기 전력 제어 스위치는 또한 상기 수신기 내의 다른 위치들에 배치될 수 있다. 상기 전력 제어 스위치는 MOSFET, IGBT 또는 BJT와 같은 트랜지스터일 수 있다. 상기 전력 제어 스위치는 몸체 다이오드(18a)를 포함할 수 있다.

상기 전력 제어 스위치(18)는 상기 제어기(19)에 의해 제어된다. 상기 제어기는 상기 수신기의 부분들로부터의 입력들을 수신하도록 구성되어 있으며, 상기 수신기의 부분들로부터의 입력들은 상기 부하(16)에 공급되는 전류 및 전압을 포함할 수 있다. 상기 제어기에는 또한 입력들 또는 다른 어떤 적합한 수단에 의한 상기 부하의 전력 요건들이 제공될 수 있다. 상기 제어기는 상기 부하에 제공되는 전력을 조절하도록 상기 전력 제어 스위치를 제어하게 된다. 상기 전력 제어 스위치는 스위치 모드로 제어될 수 있다. 상기 제어기는 메모리를 포함할 수 있다. 상기 제어기는 상기 전력 제어 스위치를 제어하는 것을 포함하는, 서로 다른 계산 태스크들을 수행하도록 프로그램되는 프로그램가능한 로직 제어기인 것이 바람직하다.

당업자라면 상기 부하(16)에 제공되는 전력을 조절하는 결과를 초래하게 하는 전력 제어 스위치(18)를 제어하는 방법이 다수 존재함을 알 수 있을 것이며, 전형적인 실시 예들은 차후에 좀더 구체적으로 설명될 것이다.

도 3을 참조하면, 도 3에는 본 발명에 따른 수신기(22)의 다른 한 실시 예가 도시되어 있다. 상기 수신기는 (인덕터로서 도시되어 있는) 수신 코일(24) 및 공진 커패시터(25)를 지니는 공진 회로(23)를 포함한다. 상기 수신기는 또한 부하(30)에 DC 출력을 제공하는 전압 증배기 회로(26)를 포함한다. 상기 부하는 DC 평활용 커패시터(29)에 접속되어 있다. 상기 수신기는 몸체 다이오드(32a)를 지닐 수 있는 전력 제어 스위치(32)를 포함한다. 상기 수신기는 또한 제어기(31)를 포함한다. 이러한 수신기는 도 2의 상기 수신기(11)와 유사하지만, 상기 전압 증배기 회로에서 사용되는 비대칭 전류 흐름 기기들은 제어형 스위치들(27, 28)이다. 상기 제어형 스위치들은 몸체 다이오드들(27a, 28a)을 지닐 수 있다. 본 발명의 이러한 실시 예에서는 3개 모두의 스위치(다시 말하면, 상기 전력 제어 스위치(32) 및 상기 2개의 제어형 스위치(27, 28))가 플로팅 구동(floating driving)에 대한 필요 없이 모두 구동될 수 있는 추가 혜택이 제공된다. 특히, 상기 전력 제어 스위치(32) 및 상기 제1 제어형 스위치(27)는 공통 접지(33)를 참조하여 구동될 수 있다. 상기 제2 제어형 스위치(28)는 고정 전압 상위 측 전압(34)을 참조하여 구동될 수 있다.

도 4를 참조하면, 도 4에는 본 발명의 다른 한 실시 예에 따른 IPT 시스템에서 사용하기 위한 유도 전력 전송 수신기(35)가 도시되어 있다. 상기 수신기는 (인덕터로서 도시되어 있는) 수신 코일(37) 및 공진 커패시터(38)를 지니는 공진 회로(36)를 포함한다. 상기 수신기는 또한 2개의 비대칭 전류 흐름 기기(40, 41)를 지니는 전압 증배기 회로(39)를 포함하며, 상기 전압 증배기 회로(39)는 DC 출력을 부하(43)에 제공한다. 상기 부하는 DC 평활용 커패시터(42)에 접속되어 있다. 상기 수신기는 몸체 다이오드(45a)를 지닐 수 있는 전력 제어 스위치(45)를 포함한다. 상기 수신기는 또한 제어기(44)를 포함한다. 이러한 수신기는 도 2의 상기 수신기(11)와 유사하지만, 본 발명의 실시 예에서는 상기 전력 제어 스위치(45)가 상기 전압 증배기 회로 내의 제2 비대칭 흐름 제어 기기(41)와 직렬로 위치해 있다.

도 5를 참조하면, 도 5에는 본 발명의 다른 한 실시 예에 따른 IPT 시스템에서 사용하기 위한 유도 전력 전송 수신기(46)가 도시되어 있다. 상기 수신기는 (인덕터로서 도시되어 있는) 수신 코일(48) 및 공진 커패시터(49)를 지니는 공진 회로(47)를 포함한다. 상기 수신기는 또한 2개의 비대칭 전류 흐름 기기(51, 52)를 지니는 전압 증배기 회로(50)를 포함하며, 상기 전압 증배기 회로(50)는 DC 출력을 부하(54)에 제공한다. 상기 부하는 DC 평활용 커패시터(53)에 접속되어 있다. 상기 수신기는 몸체 다이오드(56a)를 지닐 수 있는 전력 제어 스위치(56)를 포함한다. 상기 수신기는 또한 제어기(55)를 포함한다. 이러한 수신기는 도 2의 상기 수신기(11)와 유사하지만, 이러한 본 발명의 실시 예에서는 상기 전력 제어 스위치(56)가 상기 전압 증배기 회로(50) 내의 제1 비대칭 전력 흐름 기기(51)와 직렬로 위치해 있다.

본 발명의 다른 한 실시 태양에서는, 상기 수신기가 하나보다 많은 전력 제어 스위치를 포함할 수 있다. 도 6을 참조하면, 도 6에는 본 발명의 다른 한 실시 예에 따른 IPT 시스템에서 사용하기 위한 유도 전력 전송 수신기(57)가 도시되어 있다. 상기 수신기는 (인덕터로서 도시된) 수신 코일(59) 및 공진 커패시터(60)를 지니는 공진 회로(58)를 포함한다. 상기 수신기는 또한 2개의 비대칭 전류 흐름 기기(62, 63)를 지니는 전압 증배기 회로(61)를 포함하며, 상기 전압 증배기 회로(61)는 DC 출력을 부하(65)에 제공한다. 상기 부하는 DC 평활용 커패시터(64)에 접속되어 있다. 상기 수신기는 몸체 다이오드(67a)를 지닐 수 있는 전력 제어 스위치(67)를 포함한다. 상기 수신기는 또한 제어기(66)를 포함한다. 이러한 수신기는 도 2의 상기 수신기(11)와 유사한데, 그 이유는 상기 수신기가 상기 전력 수신기 코일(59)과 직렬로 이루어진 전력 제어 스위치(67)를 포함하기 때문이다. 그러나 이러한 본 발명의 실시 예어서는, 상기 전력 수신기 코일과 직렬로 이루어진 부가적인 전력 제어 스위치(68)가 존재한다. 이러한 부가적인 전력 제어 스위치는 몸체 다이오드(68a)를 포함할 수 있다. 부가적인 전력 제어 스위치는 양(+) 및 음(-)의 하프 전류 사이클들이 상기 전력 수신기 코일을 통해 대칭 전류를 생성하도록 제어되는 것을 허용함으로써 상기 수신기에 대한 Q 값을 개선할 수 있다.

당업자는 도 2 - 도 6을 참조하여 논의된 토폴로지들이 어떠한 방식으로 서로 다른 위치들에서 전력 제어 스위치(들)를 보여주는지를 알 수 있겠지만 본 발명으로부터 벗어나지 않고 다른 위치들에 상기 전력 제어 스위치를 배치하는 것이 가능할 수 있음을 알 수 있을 것이다. 상기 수신기의 공진 회로 또는 전압 증배기 회로 부분들에 포함되어 있는 전력 제어 스위치를 지니는 것은 상기 수신기에서의 추가적인 전력 컨버터 단들에 대한 요구를 제거할 수 있다. 특히, 어떠한 부가적인 전압 조절 단도 그리고 어떠한 부피가 큰 DC 인덕터도 존재하지 않는다. 또한 당업자라면 상기 전력 제어 스위치(들)의 제어가 어떠한 방식으로 상기 수신기 내의 전력 제어 회로(들)의 위치에 의존하여 이루어질 수 있는지를 알 수 있을 것이다. 당업자라면 상기 부하에 제공되는 전력을 조절하는 결과를 초래하게 되는 전력 제어 스위치(들)를 제어하는 적합한 방법이 다수 존재함을 알 수 있을 것이다.

더욱이, 당업자라면 상기 부하에 제공되는 출력 DC 전압이 입력과 동일한 전압이거나 입력보다 높은 전압을 지닐 필요가 있는 여러 경우에 위에서 설명한 도 2 - 도 6에 도시된 바와 같은 상기 전압 증배기 회로가 적합함을 알 수 있을 것이다. 그러나, 당업자라면 저 전압을 지니는 DC 출력이 상기 부하에 제공되도록 도 2 - 도 6에 도시된 수신기들을 변경하는 것이 가능할 수 있음을 알 수 있을 것이다. 그러한 실시 예에서는, 위에서 설명한 '전압 증배기' 회로가 입력 전압에 대해 출력 전압을 증가(다시 말하면, 전압 증배기들) 또는 감소시키는 정류기들을 포함하는 '전하 펌프(charge pump)' 회로가 되는데, 이 경우에 상기 공진 회로 및 전력 제어 스위치는 상기 충전 펌프 회로의 일부이다.

도 7(그리고 관련된 도 8a - 도 8d)을 참조하면, 도 7에는 도 2에 도시된 바와 같은 상기 수신기(11)에 대한 파형들이 도시되어 있다. 이는 상기 부하(16)에 제공되는 전력을 조절하도록 상기 전력 제어 스위치(18)가 어떠한 방식으로 제어될 수 있는지를 보여준다. 당업자라면 이러한 것이 상기 부하에 제공되는 전력을 조절하는 유일하게 가능한 방법이 아님을 알 수 있을 것이다. 더욱이 당업자라면 이러한 방법이 본 발명의 다른 수신기 실시 예들에 어떠한 방식으로 적응될 수 있는지를 알 수 있을 것이다. 상기 방법의 단계들은 다음과 같다.

i. 상기 전력 제어 스위치(18)는 69에서 턴온된다. 이는 전류가 상기 전력 제어 스위치를 통해 순방향으로 흐르는 것을 허용하고, 그럼으로써 전류가 상기 공진 커패시터(14)에 제공되게 한다. 상기 DC 평활용 커패시터(17)는 상기 부하(16)에 전력을 제공한다. 이는 도 8a의 유효 회로에 도시되어 있다.

ii. 상기 전력 제어 스위치(18)를 통한 전류가 70에서 양(+)으로부터 음(-)으로 되는 경우에, 상기 전력 제어 스위치는 온 상태로 유지되고 상기 공진 회로(12)로부터의 전력은 상기 DC 평활용 커패시터(17) 및 상기 부하(16)에 제공된다. 이는 도 8b의 유효 회로에 도시되어 있다.

iii. 전류가 제로(zero)에 이르기 전에 상기 전력 제어 스위치(18)가 71에서 턴오프된다. 상기 전력 제어 스위치는 상기 전력 제어 스위치를 통한 전류가 음이 되는 어느 한 지점에서 턴오프될 수 있다. 상기 전력 제어 스위치에서의 몸체 다이오드(18a)에 기인하여, 상기 DC 평활용 커패시터(17) 및 상기 부하(16)로 전력이 계속 흐르게 된다. 바람직하게는, 상기 전력 제어 스위치를 통한 전류가 제로(72)에 이르기 바로 전까지 상기 전력 제어 스위치가 온 상태로 유지되는데, 그 이유는 이러한 것이 상기 몸체 다이오드를 통한 손실들을 최소화시키기 때문이다. 상기 공진 회로의 공진 주기가 알려져 있기 때문에, 상기 전류가 제로에 이르게 되는 시기가 추정될 수 있다. 이하에서 좀더 구체적으로 논의되겠지만, 이러한 것은 전류의 위상을 검출하는 것을 필요로 한다. 이는 도 8c의 유효 회로에 도시되어 있다.

iv. 상기 전력 제어 스위치(18)를 통한 전류가 제로(72)에 이르게 되는 경우에, 상기 전력 제어 스위치는 아직 오프 상태에 있으며 이제 상기 몸체 다이오드(18a)는 순방향 바이어스로부터 역방향 바이어스로 천이하여 전류의 흐름을 차단하고 상기 공진 회로(12)가 개방 회로 상태로 되게 한다. 상기 DC 평활용 커패시터(17)는 상기 부하(16)에 전력을 제공한다. 상기 전력 제어 스위치는 전력 제어 시간 간격(73)의 종료시까지 오프 상태로 유지된다. 이러한 전력 제어 시간 간격은 상기 부하의 전력 요건들에 따라 변하게 된다. 근본적으로, 상기 전력 제어 시간 간격은 상기 수신기 코일에서 유도된 전압 및 상기 수신기 코일을 통해 흐르는 전류 사이의 위상 지연을 확립하는데, 이는 상기 부하에 제공되는 전력이 제어되는 것을 허용한다. 이하에서 좀더 구체적으로 논의되겠지만, 이러한 전력 제어 시간 간격은 음(-)으로부터 제로(72)로 되는 상기 전력 제어 스위치를 통한 전류에 앞서는 기준점(74)으로부터 측정될 수 있다. 이는 도 8d의 유효 회로에 도시되어 있다.

v. 상기 전력 제어 시간 간격(73) 후에, 상기 전력 제어 스위치는 75에서 다시 턴온되고, 전력이 상기 공진 커패시터(14)에 제공되도록 전류가 흐르기 시작한다. 이는 도 8a의 유효 회로에 도시되어 있다.

이러한 방법은 상기 스위치를 통한 전류가 제로(70, 72)에 이르게 되는 지점들이 결정될 수 있도록 전류의 위상을 검출하는 것에 의존한다. 본 발명의 한 실시 예에 의하면, 상기 방법은 상기 위상의 표시자들로서 사용될 수 있는 2개의 동작 천이의 발생을 감지하고, 이러한 천이들 중 하나를 사용하여 기준 위상을 나타냄으로써 상기 위상을 검출한다. 특히, 상기 방법은 서로 다른 부하 조건들 하에서 다른 신뢰성을 지니는 2개의 천이를 감지하고 하나의 천이를 상기 전류의 위상의 표시자로서 사용한다.

한 실시 예에서는, 제1 동작 천이가 상기 전압 증배기 회로(15)의 제1 다이오드(20) 양단 간의 전압의 극성(76)의 변화이다. 상기 공진 회로(12)로부터 상기 부하(16)로 전류가 흐를 때, 제1 다이오드 양단 간의 전압은 출력 전압에서 클램프된다. 바람직한 실시 예에서는, 이것이 +5V일 수 있다. 반대로, 상기 공진 회로를 통해 반대 방향으로 전류가 흐를 때, 제1 다이오드는 순방향으로 바이어스되고 그래서 상기 제1 다이오드 양단 간의 전압이 제로 볼트 부근에 있게 된다. 따라서, 상기 전압 증배기 회로의 제1 다이오드 양단 간의 전압의 크기의 변화가 상기 전력 제어 스위치(18)의 전류의 위상을 나타내는데 사용될 수 있다. 도 7의 파형들에 도시된 실시 예에서는, 제1 다이오드 전압(76)의 상승 구간이 하강 구간(77)보다 더 신뢰성 있는 신호를 생성한다. 프로그램가능한 시스템 온 칩(Programmable System-On-Chip) 또는 다른 어떤 적합한 수단과 같은 마이크로컨트롤러에 의해 이러한 상승 구간이 검출되는 것이 가능할 수 있다. 이러한 실시 예에서는, 상기 상승 구간이 70에서 양(+)으로부터 음으로 되는 상기 전력 흐름 제어 스위치를 통한 전류에 해당한다. 그러한 다이오드 전압 극성의 변화는 전형적으로 상기 수신기가 높은 부하를 받고 있는 경우에 더 신뢰성 있는 신호를 생성하게 한다. 낮은 부하를 받고 있는 경우에, 전압 극성의 변화가 과도한 잡음을 지닐 수 있다. 제1 다이오드 양단 간의 전압은 경부하(輕負荷)에서 상기 공진 회로를 통해 흐르는 전류의 함수이고, 이러한 전류는 매우 낮은 비-정현파이며 명확한 양 및 음 사이클 없이 비-이상적인 기기 특성들에 의해 지배될 수 있다.

동일한 실시 예에서는, 상기 제2 동작 천이가, 상기 전력 제어 스위치(18) 양단 간의 전류가 제로에 이르게 될 때 생기는 상기 전력 제어 스위치의 전압 스파이크(78)이다. 이러한 스파이크(78)가 도 7의 파형들에 도시되어 있다. 당업자라면 그러한 전압 스파이크들이 직렬 인덕턴스와 상호작용하는 스위치들의 고유 커패시턴스로부터 생기는 공지된 현상임을 알 수 있을 것인데, 그 이유는 그러한 직렬 인덕턴스들을 통한 전류가 음(-)으로부터 양(+)으로 가로지르기 때문이다. 전형적으로, 이는 최소화될 필요가 있는 문제이다. 그러나, 이러한 경우에 상기 전압 스파이크는 상기 전력 제어 스위치를 통한 전류의 제로 전위(zero crossing)(72)를 나타내는데 유리하게 사용된다. 한 구현 예에 의하면, 일단 상기 전압 스파이크가 78에서 감지되면 상기 신호가 절반 주기(79) 동안 지연될 수 있으며, 그럼으로써 상기 신호가 74, 70에서 양(+)으로부터 음(-)으로 되는 전류와 거의 일치하게 된다. 상기 수신기가 낮은 부하를 받고 있거나 중간 부하를 받고 있는 경우에 그러한 전압 스파이크가 전형적으로 더 신뢰성 있는 신호를 생성하게 된다. 높은 부하를 받는 경우에, 상기 전압 스파이크는 식별가능하지 않을 수 있는데, 그 이유는 완전한 부하를 받는 경우에 상기 전력 제어 스위치가 전력 출력을 증가시키도록 결코 턴오프될 수 없는데, 이러한 경우에는 상기 스위치 양단 간에 어떠한 전압 스파이크로 존재하지 않는다. 변형적으로는, 상기 전압 스파이크가 상기 제어기에 의해 처리될 수 없는 그러한 짧은 시간(다시 말하면 짧은 전력 제어 시간 간격) 동안 상기 전력 제어 스위치가 턴오프될 수 있다.

당업자라면 상기 지연(79)이 필요하고 그럼으로써 서로 다른 파형 부분들에 관련된, 상기 제1 동작 천이 및 상기 제2 동작 천이가 비교될 수 있게 함을 알 수 있을 것이다. 또한 당업자라면 비록 위에서 언급한 실시 예에서의 지연이 절반 주기 동안 상기 제2 동작 천이에 적용되었지만 (일단 지연이 동작 천이에 적용되는 경우에) 임의의 적합한 지속기간 동안 지연이 어느 한 동작 천이에 적용되는 것은 본 발명에 의한 것임을 알 수 있을 것이다.

한 실시 예에서는, 상기 위상 기준이 이때 검출 윈도우 내에서 상기 동작 천이들 중 어느 것이 제1 동작 천이(76) 또는 (절반 주기 만큼 지연된 후의) 제2 동작 천이(74)로서 먼저 검출되는지에 기반하여 결정된다. 따라서, 높은 부하를 받는 경우에, 상기 제2 동작 천이가 감지되지 않고 그럼으로써 위상이 단지 상기 제1 동작 천이의 발생에만 기반하여 결정되는 것이 가능하다. 마찬가지로, 낮은 부하를 받는 경우에, 상기 제1 동작 천이가 감지되지 않고 그럼으로써 상기 위상이 단지 상기 제2 동작 천이의 발생에만 기반하여 결정되는 것이 가능하다. 중간 부하를 받는 경우에, 어느 한 동작 천이가 (상기 검출 윈도우 내에서 먼저 검출됨에 의존하여) 사용될 수 있다. 당업자라면 그러한 접근법이 어떠한 방식으로 유리한지를 알 수 있을 것인데, 그 이유는 상기 접근법이 높거나 낮은 부하에 대한 위상 검출 방법들의 이점을 제공하며, 과도한 복잡성 없이 부하가 높은 부하로부터 낮은 부하로 변경되거나 이와는 반대로 낮은 부하로부터 높은 부하로 변경될 때 부하를 물론 조절해 주기 때문이다. 도 7의 파형들을 참조하면, 이러한 위상 기준(74)은 상기 전력 제어 시간 간격(73)이 측정되게 하는 기준점으로서 사용된다. 다시 당업자라면 이러한 기준점이 전력 제어 시간 간격이 결과적으로 조절되는 어느 한 사이클 지점에서 적절히 확립될 수 있음을 알 수 있을 것이고 본 발명은 이러한 실시 태양에 국한되지 않는다. 이러한 위상 기준(74)은 또한 상기 전력 제어 스위치가 71에서 턴오프되는 시간으로부터 기준점으로서 사용될 수 있다. 이러한 실시 예에서는 상기 전력 제어 스위치가 상기 기준점 다음에 절반 주기(80) 미만에서 턴오프된다.

도 9를 참조하면, 도 9에는 위에서 설명한 제어 방법을 구현하는데 사용될 수 있는 제어 회로의 블록도(81)가 도시되어 있다. 당업자라면 위에서 설명한 제어 방법을 구현하는 가능한 방법이 다수 존재함을 알 수 있을 것이며 본 발명은 이러한 실시태양에 국한되지 않는다. 상기 회로는 (위에서 설명한 제1 동작 천이의 감지에 따라) 상기 제1 다이오드(82) 양단 간의 전압으로부터의 입력들을 수신하고 (위에서 설명한 제2 동작 천이의 감지에 따라) 상기 전력 제어 스위치(83) 양단 간의 전압 스파이크를 수신한다. 상기 전력 제어 스위치 양단 간의 전압 스파이크는 84에 의해 절반 주기 만큼 지연된다. 이들은 윈도우형 트리거(85) 내로 입력된다. 검출된 제1 입력은 전류의 위상을 나타내는데 사용된다. 이는 상기 전력 제어 스위치(18)를 온 상태로 스위칭하기 전에 전력 제어 지연부(87)에서 전력 제어 시간 간격만큼 지연되는 신호(86)를 생성한다. 상기 전력 제어 시간 간격의 길이는 비례-적분 제어기(proportional-integral controller; PI) 회로(88)에 의해 제어될 수 있다. 상기 PI 회로는 상기 부하(89)의 전력 요건들을 포함하는 입력들을 수신하고 상기 전력은 상기 부하(90)에 제공된다.

도 10을 참조하면, 도 10에는 도 4에 도시된 바와 같은 상기 수신기(35)에 대한 파형들이 도시되어 있다. 이는 도 7 및 도 8a - 도 8d를 참조하여 설명한 전력 제어 스위칭 방법이 어떠한 방식으로 다른 수신기 토폴로지에 대해 변경될 수 있는지를 보여준다. 상기 방법의 단계들은 다음과 같다.

i. 상기 전력 제어 스위치(45)는 91에서 턴온된다. 이는 전류가 상기 전력 제어 스위치를 통해 순방향으로 흐르는 것을 허용하고, 그럼으로써 전류가 상기 DC 평활용 커패시터(42) 및 상기 부하(43)에 제공된다. 이는 도 11a의 유효 회로에 도시되어 있다.

ii. 상기 전력 제어 스위치(45)를 통한 전류가 제로(92)에 이르게 되는 경우에, 상기 전력 제어 스위치는 온 상태로 유지되고 전류는 상기 공진 회로(36)에 제공된다. 상기 DC 평활용 커패시터(42)는 상기 부하(43)에 전력을 제공한다. 이는 도 11b의 유효 회로에 도시되어 있다.

iii. 상기 전압 증배기 회로(39)의 제1 다이오드(40) 양단 간의 전압이 전극(93)을 변화시키기 전에, 상기 전력 제어 스위치는 94에서 턴오프된다. 상기 스위치는 상기 전력 제어 스위치를 통한 전류가 양(+)이 아닌 어느 한 지점에서 턴오프될 수 있다. 이는 도 11c의 유효 회로에 도시되어 있다.

iv. 상기 제1 다이오드(40) 양단 간의 전압이 극성(93)을 변화시키는 경우에, 상기 전력 제어 스위치(45)는 아직 오프 상태에 있으며, 이제 상기 몸체 다이오드(45a)는 순방향 바이어스로부터 역방향 바이어스로 천이하여 전류의 흐름을 차단한다. 상기 DC 평활용 커패시터(42)는 상기 부하(43)에 전력을 제공한다. 상기 전력 제어 스위치는 전력 제어 시간 간격(95)의 종료시까지 오프 상태로 유지된다. 이러한 전력 제어 시간 간격은 상기 부하의 전력 요건들에 따라 변하게 된다. 근본적으로, 상기 전력 제어 시간 간격은 상기 부하에 제공되는 전력이 제어되는 것을 허용하는 상기 회로의 임피던스를 확립한다. 이는 도 11d의 유효 회로에 도시되어 있다.

v. 상기 전력 제어 시간 간격(95) 후에, 상기 전력 제어 스위치(45)는 91에서 다시 턴온되고, 상기 DC 평활용 커패시터(42) 및 상기 부하(43)에 전력이 제공되도록 전류가 흐르기 시작한다. 이는 도 11a의 유효 회로에 도시되어 있다.

본 발명의 다른 한 가능한 실시 예에서는, 도 4에 도시된 상기 수신기(35)의 전력 제어 스위치는 다음과 같은 단계들에 따라 상기 부하에 제공되는 전력을 조절하도록 제어된다.

i. 상기 부하(43)에 공급된 전압이 부하에 필요한 전압 미만인 경우에, 상기 전력 제어 스위치(45)는 턴온되고 그럼으로써 상기 공진 회로(36) 및 전압 증배기 회로(39)로부터의 전력이 상기 부하에 제공되게 된다(상기 전력 제어 스위치를 통한 전류가 각각 제로보다 크고 제로보다 작은 경우에 대한 도 11a 및 도 11b의 유효 회로들 참조);

ii. 상기 부하에 공급되는 전압이 부하에 필요한 전압보다 큰 경우에, 상기 전력 제어 스위치는 턴오프된다. 이는 상기 부하에 전력에 제공되는 것을 방지한다. 또한, 일단 상기 공진 회로의 공진 커패시터가 완전히 충전된 경우에, 상기 공진 회로에는 전류가 더 이상 흐르지 않게 된다.

이러한 방법은 제로 히스테리시스(zero hysteresis) 특성을 갖는 뱅뱅 제어기(bang bang controller)와 유사한 방식으로 동작하도록 간주할 수 있다. 또한 상기 방법을 변경하여 히스테리시스 정도를 갖는 뱅뱅 제어기와 유사한 방식으로 동작하는 것이 가능할 수 있다.

상기 전력 제어 스위치는 전류가 제로일 경우(다시 말하면 제로-전류 스위칭일 경우) 온 상태 또는 오프 상태로 스위칭하도록 제어될 수 있다. 이는 전류 감지 저항기, 변류기 또는 다른 어떤 수단을 이용하여 상기 공진 회로의 전류 위상을 검출함으로써 구현될 수 있다. 이러한 정보는 상기 전력 제어 스위치를 제어하는 제어기에 제공될 수 있다.

다시, 당업자라면 이러한 것이 상기 부하에 제공되는 전력을 조절하는 유일하게 가능한 방법이지 않음을 알 수 있을 것이다. 더욱이, 당업자라면 이러한 방법이 어떠한 방식으로 본 발명의 다른 수신기 실시 예들에 적응될 수 있는지를 알 수 있을 것이다.

본 발명의 다른 한 실시태양에서는, 규정 조건이 발생하는 경우에 전력 제어 스위치(들)의 정상 제어를 무효로 하도록 상기 제어기를 적응시키는 것이 가능할 수 있다. 한 실시 예에서는, 상기 규정 조건이 미리 결정된 임계값들을 초과하거나 미리 결정된 임계값들 미만으로 떨어지는 상기 부하에 제공되는 전압일 수 있다. 상기 제어기는 상기 미리 결정된 임계값을 초과하거나 상기 미리 결정된 임계값 미만으로 떨어지는 전압을 검출하고, 상기 전압이 적절한 동작 범위로 복귀할 때까지 상기 전력 제어 스위치를 턴온 또는 턴오프함으로써(심지어는 전압이 필요에 따라 변하게 함으로써) 상기 전력 제어 스위치의 정상 제어를 무효로 하도록 구성될 수 있다.

지금까지 본 발명이 본 발명의 실시 예들의 설명으로 예시되었지만, 그리고 지금까지 상기 실시 예들이 구체적으로 설명되었지만, 본 출원인의 의도는 첨부된 청구항들의 범위를 그러한 세부로 한정하거나 어떠한 방법으로 제한하려고 한 것이 아니다. 추가적인 이점들 및 변경들이 당업자에게는 쉽게 떠오르게 될 것이다. 그러므로, 본 발명은 넓은 측면으로 첨부도면들에 도시되고 본원 명세서에 기재된 특정 세부들, 대표적인 장치 및 방법, 및 전형적인 예들에 국한되지 않는다. 따라서, 본원 출원인의 총괄적 발명 개념의 사상 또는 범위로부터 벗어나지 않고 그러한 세부들로부터의 이탈들이 이루어질 수 있다.

Claims (34)

1. 유도 전력 전송 수신기로서,
   a. 커패시터와 직렬로 접속된 수신 코일을 갖는 공진 회로;
   b. 부하에 DC 출력 전력을 제공하기 위한, 하프-브리지 구조를 이루는 2개의 비대칭 전류 흐름 기기들을 포함하는 정류기;
   c. 상기 부하에 공급되는 전력을 조절하는 전력 제어 스위치; 및
   d. 상기 전력 제어 스위치 양단 간의 전압에서, 또는 상기 정류기의 상기 비대칭 전류 흐름 기기들 중 하나의 비대칭 전류 흐름 기기 양단 간의 전압에서 전압 스파이크를 검출하는 것에 기반하여, 상기 부하에 공급되는 전력을 조절하도록 상기 전력 제어 스위치를 제어하는 제어기
   를 포함하고,
   상기 전력 제어 스위치는 상기 공진 회로와 직렬로 접속되어 있는, 유도 전력 전송 수신기.
2. 제1항에 있어서, 상기 전력 제어 스위치는 상기 부하와 직렬로 접속되어 있는, 유도 전력 전송 수신기.
3. 제1항에 있어서, 상기 전력 제어 스위치는 상기 비대칭 전류 흐름 기기들과 직렬로 접속되어 있는, 유도 전력 전송 수신기.
4. 제1항에 있어서, 상기 비대칭 전류 흐름 기기들은 다이오드들인, 유도 전력 전송 수신기.
5. 제1항에 있어서, 상기 비대칭 전류 흐름 기기들은 스위치들인, 유도 전력 전송 수신기.
6. 제1항에 있어서, 상기 비대칭 전류 흐름 기기들은 다이오드들 및 스위치들의 조합인, 유도 전력 전송 수신기.
7. 제1항에 있어서, 상기 제어기는 스위치 모드로 상기 전력 제어 스위치를 제어하는, 유도 전력 전송 수신기.
8. 제1항에 있어서, 상기 유도 전력 전송 수신기는,
   상기 부하에 공급되는 전력을 조절하기 위한 부가적인 전력 제어 스위치를 포함하는, 유도 전력 전송 수신기.
9. 제8항에 있어서, 상기 부가적인 전력 제어 스위치는 상기 공진 회로와 직렬로 접속되어 있는, 유도 전력 전송 수신기.
10. 제8항에 있어서, 상기 부가적인 전력 제어 스위치는 상기 부하와 직렬로 접속되어 있는, 유도 전력 전송 수신기.
11. 제8항에 있어서, 상기 부가적인 전력 제어 스위치는 상기 비대칭 전류 흐름 기기들 중 하나의 비대칭 전류 흐름 기기와 직렬로 접속되어 있는, 유도 전력 전송 수신기.
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