WO2016080045A1 - ワイヤレス給電システム - Google Patents

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WO2016080045A1
WO2016080045A1 PCT/JP2015/074329 JP2015074329W WO2016080045A1 WO 2016080045 A1 WO2016080045 A1 WO 2016080045A1 JP 2015074329 W JP2015074329 W JP 2015074329W WO 2016080045 A1 WO2016080045 A1 WO 2016080045A1
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power
circuit
power transmission
switch circuit
resonance
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PCT/JP2015/074329
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English (en)
French (fr)
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細谷達也
Original Assignee
株式会社村田製作所
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J50/00—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power
    • H02J50/10—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power using inductive coupling
    • H02J50/12—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power using inductive coupling of the resonant type
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J50/00—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power
    • H02J50/70—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power involving the reduction of electric, magnetic or electromagnetic leakage fields
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J50/00—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power
    • H02J50/50—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power using additional energy repeaters between transmitting devices and receiving devices

Definitions

  • the present invention relates to a wireless power feeding system including a power transmitting device including a power transmitting coil and a power receiving device including a power receiving coil.
  • DC-Resonance is a system that causes electromagnetic field resonance from direct current to convert the energy of electricity and electromagnetic field.
  • a resonance field is created by intermittently applying direct current electricity to the resonance mechanism, and the power transmission resonance mechanism and the power reception resonance mechanism are caused to interact to resonate.
  • a direct current resonance type wireless power supply system can simplify the power supply process and reduce power loss.
  • Patent Document 1 discloses a system in which electromagnetic resonance is generated from a DC voltage and power is supplied wirelessly.
  • the wireless power feeding system of Patent Document 1 includes a resonance mechanism on both the power transmission side and the power reception side, and a resonance current flows through the resonance mechanism.
  • the switching element can be turned on / off to pass an alternating current through the resonance mechanism, and the switching element can be operated in a ZVS (zero voltage switching) manner.
  • ZVS zero voltage switching
  • wireless power supply systems using class E inverters can be configured with only one FET, and can be used to achieve simple miniaturization and weight reduction.
  • a wireless power supply system using push-pull class E inverters two stone FETs are alternately turned on and off, but the ground potential of these two stone FETs can be connected to the same potential ground, making it easy to drive the FETs. There is usefulness.
  • a capacitor equivalently connected in parallel to the switching element is taken in as an element of the resonance mechanism, so the design of the wireless power feeding system to obtain high power conversion efficiency The difficulty level is high.
  • the resonance frequency determined by the resonance mechanism changes discretely depending on on / off of the switching element. More specifically, a resonance mechanism having different resonance frequencies in the on period and the off period is formed.
  • Wireless power transfer technology that feeds power from a power transmitting device to a power receiving device beyond space is highly demanded for high efficiency, miniaturization, and weight reduction, and system design technology to obtain high energy conversion efficiency and power conversion efficiency Development has become an important technology that can contribute to the development of science and technology and the growth of industry.
  • An object of the present invention is to cause an electromagnetic field to resonate from a direct current in a wireless power feeding system using a class E inverter, convert energy between the electricity and the electromagnetic field, and cause the power transmission resonance mechanism and the power reception resonance mechanism to interact with each other.
  • An object of the present invention is to provide a wireless power feeding system that further enhances power conversion efficiency by accurately performing an optimal ZVS operation that can resonate and reduce conduction loss and switching loss in a switching element.
  • the wireless power supply system of the present invention is configured as follows.
  • a wireless power feeding system that includes a power transmission device including a power transmission coil and a power reception device including a power reception coil, and that supplies power from the power transmission device to the power reception device.
  • the power transmission device includes a power transmission side resonance capacitor that constitutes a power transmission side resonance mechanism together with the power transmission coil, a first power transmission side AC current generation circuit electrically connected to one of the power transmission side resonance mechanisms, and the power transmission resonance mechanism
  • a second power transmission side alternating current generating circuit electrically connected to the other of the first and second switching control circuits, and a switching control circuit
  • the first power transmission side alternating current generating circuit is compared with a first switch circuit equivalently composed of a parallel connection circuit of a switching element, a diode and a capacitor, and an alternating current flowing from the input DC voltage to the power transmission side resonance mechanism.
  • a first inductor having an inductance that generates a current source that can be regarded as a relatively direct current.
  • the second power transmission side AC current generating circuit is compared with a second switch circuit equivalently configured by a parallel connection circuit of a switching element, a diode and a capacitor, and an AC current flowing from the input DC voltage to the power transmission side resonance mechanism.
  • a second inductor having an inductance that generates a current source that can be regarded as a relatively direct current, The switching control circuit alternately turns on / off the switching element of the first switch circuit and the switching element of the second switch circuit, thereby causing the first power transmission side AC voltage generation circuit and the second power transmission side AC voltage to be switched on and off.
  • the power receiving device includes a power receiving side resonance capacitor that constitutes a power receiving side resonance mechanism together with the power receiving coil, and a power receiving side rectifier circuit that is connected to the power receiving coil and rectifies an alternating current generated in the power receiving coil,
  • the first resonance frequency determined by the power transmission side resonance mechanism is lower than the switching frequency of the first switch circuit and the second switch circuit
  • the second resonance frequency determined by including the capacitor of the first switch circuit or the second switch circuit in the power transmission side resonance mechanism is higher than the switching frequency
  • the switching control circuit transmits the power transmission in a state where the other switch circuit is short-circuited from both ends of one of the first switch circuit and the second switch circuit without including the capacitance of the one switch circuit.
  • the switching elements of the first switch circuit and the second switch circuit are switched at a switching frequency at which the first impedance viewed from the load side through the side resonance mechanism becomes an inductive impedance, and the first switch circuit and the second switch circuit A switching frequency at which the second impedance viewed from the load side through the power transmission side resonance mechanism in a state where the other switch circuit is short-circuited from both ends of one switch circuit, including the capacitance of the one switch circuit, becomes an inductive impedance.
  • the first switch circuit Beauty be to switch the switching element of the second switch circuit, and said first switch circuit and a half-wave of the sinusoidal waveform of the voltage across each every half period of the second switch circuit
  • An electromagnetic resonance coupling circuit equivalent to mutual inductance or mutual capacitance formed equivalently between the power transmission coil and the power reception coil is configured, and the power transmission side resonance mechanism and the power reception side resonance mechanism resonate. It is characterized by that.
  • An equivalent electromagnetic resonance coupling circuit is configured, the power transmission device side resonance mechanism and the power reception device side resonance mechanism resonate, and power can be transmitted from the power transmission device to the power reception device over space,
  • electric power is supplied by causing electromagnetic field resonance from a DC voltage, and further, ZVS (zero voltage switching) operation can be performed by the switching element, so that switching loss can be greatly reduced.
  • the wireless power feeding system can be made more efficient, smaller and lighter, and more reliable.
  • a wireless power feeding system that includes a power transmission device including a power transmission coil and a power reception device including a power reception coil, and that supplies power from the power transmission device to the power reception device.
  • the power transmission device includes: a power transmission side resonance capacitor that constitutes a power transmission side resonance mechanism together with the power transmission coil; a first power transmission side AC current generation circuit electrically connected to the power transmission side resonance mechanism; and a switching control circuit.
  • the first power transmission side alternating current generating circuit is compared with a first switch circuit equivalently composed of a parallel connection circuit of a switching element, a diode and a capacitor, and an alternating current flowing from the input DC voltage to the power transmission side resonance mechanism.
  • the switching control circuit generates an alternating current from the power transmission side AC voltage generation circuit to the power transmission coil by turning on / off the switching element of the first switch circuit
  • the power receiving device includes a power receiving side resonance capacitor that constitutes a power receiving side resonance mechanism together with the power receiving coil, and a power receiving side rectifier circuit that is connected to the power receiving coil and rectifies an alternating current generated in the power receiving coil,
  • the first resonance frequency determined by the power transmission resonance mechanism is lower than the switching frequency of the first switch circuit
  • the second resonance frequency determined by including the capacitor of the first switch circuit in the power transmission resonance mechanism is higher than the switching frequency
  • the switching control circuit switches from both ends of the first switch circuit at a switching frequency at which the first impedance viewed from the load side through the power transmission side resonance mechanism becomes an inductive impedance without including the capacitance of the one switch circuit.
  • An electromagnetic resonance coupling circuit is constituted by a mutual inductance or a mutual capacitance equivalently formed between the power transmission coil and the power reception coil, and the power transmission side resonance mechanism and the power reception side resonance mechanism resonate; It is characterized by.
  • the switching element is one stone type, and the power transmission device and the power reception device can be simplified.
  • the power transmission side resonance mechanism is configured such that the first switch circuit or the second switch after the voltage between both ends of the first switch circuit or the second switch circuit approaches 0V from the power transmission coil. It is preferable to provide a switching control circuit for conducting the switch circuit. As a result, the ZVS operation can significantly reduce the switching loss in the switching element and increase the power efficiency of the wireless power feeding system.
  • the power transmission side resonance mechanism may include a switching control circuit that causes the first switch circuit to conduct after the voltage across the first switch circuit is close to 0V from the power transmission coil.
  • the ZVS operation can significantly reduce the switching loss in the switching element and increase the power efficiency of the wireless power feeding system.
  • the second resonance frequency frb is set to be substantially equal to the switching frequency fs.
  • a filter including an inductor element and a capacitor element is provided between the power transmission side AC voltage generation circuit and the power transmission side resonance mechanism.
  • EMI electromagnetic interference noise
  • EMC electromagnetic compatibility
  • a filter including an inductor element and a capacitor element is provided between the power receiving side resonance mechanism and the rectifier circuit.
  • EMI electromagnetic interference noise
  • EMC electromagnetic compatibility
  • the power reception device includes an output information transmission circuit that detects output information related to the output of the power reception device side rectifier circuit and transmits the output information to the power transmission device, and the power transmission device receives the output information. It is preferable to include an output information receiving circuit that controls the power transmission power by controlling the power transmission side AC voltage generation circuit according to the output information. Accordingly, the feeding power can be adjusted by controlling the switching operation on the power transmission side, and the electronic device can be appropriately operated.
  • the output information transmission circuit is a circuit that transmits the output information by wireless communication
  • the output information reception circuit is a circuit that receives the output information by wireless communication.
  • the output information transmitting circuit is a circuit that converts an electric signal into an optical signal and transmits the output information
  • the output information receiving circuit is an optical signal that is converted into an electric signal and receives the output information.
  • the circuit thereby, the power transmission device can adjust the output power in an electrically insulated state.
  • the switching control circuit controls power supplied from the power transmitting apparatus to the power receiving apparatus by frequency modulation PFM (Pulse / Frequency / Modulation) control that changes the switching frequency.
  • PFM Pulse / Frequency / Modulation
  • the switching control circuit controls the power supplied from the power transmitting device to the power receiving device by PWM (Pulse Width Modulation) control that controls the duty ratio at a constant switching frequency.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • the switching control circuit controls the power supplied from the power transmitting device to the power receiving device by PWM (Pulse Width Modulation) control that controls the duty ratio at a constant switching frequency.
  • the power receiving side rectifier circuit is preferably a synchronous rectifier circuit including a switching element. Thereby, the rectification loss can be reduced by the power receiving side synchronous rectification circuit.
  • the power supply system can be downsized.
  • the power receiving device preferably includes an operating frequency control circuit that controls an operating frequency of the synchronous rectifier circuit.
  • the power receiving device includes a power receiving device side control circuit that controls a circuit on the power receiving device side, and the power receiving device side control circuit is operated by electric power received by the power receiving device.
  • the power receiving side can operate the control circuit with the received power. Further, it is not necessary to provide a power source on the power receiving side, and the apparatus can be reduced in size and weight.
  • the power receiving side rectifier circuit receives power from the output unit of the power receiving side rectifier circuit and acts as the power transmission side AC voltage generation circuit, and the power transmission side AC voltage generation circuit receives power from the output unit. It preferably operates as the power receiving side rectifier circuit.
  • bidirectional power feeding is possible, so that power can be fed from the power receiving side to the power transmission side, or the received power can be transmitted to another place using the power receiving side as a relay point. It can also be used as a relay system, and long-distance power supply is possible by preparing and relaying a plurality of this apparatus.
  • the power transmission coil and the power reception coil are preferably air-core coils. As a result, even when the power transmission coil and the power reception coil are configured by an inductor, it is possible to transmit power efficiently and wirelessly by forming an electromagnetic field coupling using an electromagnetic resonance phenomenon. In addition, the magnetic core is not necessary, and the feeding distance can be increased.
  • the mutual inductance is an equivalent excitation inductance generated by magnetic resonance coupling formed between the power transmission coil and the power reception coil. This eliminates the need for an exciting inductor component, and allows the power transmission device and the power reception device to be reduced in size and weight.
  • the power transmission side resonance mechanism or the power reception side resonance mechanism includes an inductor, and the inductor is a leakage inductance component that is not involved in coupling among inductance components of the power transmission coil or the power reception coil. This eliminates the need for a resonant inductor component, and makes it possible to reduce the size and weight of the power feeding system device.
  • electromagnetic resonance coupling including a plurality of resonators is formed by installing a plurality of resonators, and power is supplied to a predetermined place by disposing the resonators spatially appropriately. Is possible. In addition, it is possible to supply power at a long distance with high power efficiency.
  • An equivalent electromagnetic resonance coupling circuit is configured, the power transmission device side resonance mechanism and the power reception device side resonance mechanism resonate, and power can be transmitted from the power transmission device to the power reception device over space,
  • electric power is supplied by causing electromagnetic field resonance from a DC voltage, and further, ZVS (zero voltage switching) operation can be performed by the switching element, so that switching loss can be greatly reduced.
  • the wireless power feeding system can be made more efficient, smaller and lighter, and more reliable.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a wireless power feeding system 101 according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a voltage-current waveform diagram of each part of the wireless power feeding system 101 shown in FIG.
  • FIG. 3A is a circuit diagram of a multi-resonance circuit including an equivalent electromagnetic resonance coupling composed of the electromagnetic resonance coupling circuit 90 and the resonance capacitors Cr and Crs shown in FIG.
  • FIG. 3B is an equivalent circuit diagram thereof.
  • FIG. 4 is a simulation circuit of the wireless power feeding system 101 shown in FIG.
  • FIG. 5 is a current voltage waveform diagram of each part of FIG. 6A is an equivalent circuit diagram showing the first impedance Za
  • FIG. 6B is an equivalent circuit diagram showing the second impedance Zb.
  • FIGS. 7A, 7B, and 7C are waveform diagrams of voltage and current under each condition of the switching frequency fs and the resonance frequencies fra and frb.
  • FIGS. 8A, 8 ⁇ / b> B, and 8 ⁇ / b> C are diagrams comparing characteristics with the one-stone E-class power transmission device shown in the second embodiment.
  • FIG. 9 is a circuit diagram of the wireless power feeding system 102 of the second embodiment.
  • FIG. 10 is a simulation circuit of the wireless power feeding system 102 shown in FIG.
  • FIG. 11 is a current voltage waveform diagram of each part of FIG.
  • FIG. 12 is a voltage / current waveform diagram of each part of the wireless power feeding system according to the third embodiment.
  • FIG. 13 is a circuit diagram of the wireless power feeding system 104 according to the fourth embodiment.
  • FIG. 14 is a circuit diagram of the wireless power feeding system 105 of the fifth embodiment.
  • FIG. 15 is a circuit diagram of the wireless power feeding system 106 of the sixth embodiment.
  • FIG. 16 is a circuit diagram of the wireless power feeding system 107 of the seventh embodiment.
  • FIG. 17 is a circuit diagram of the wireless power feeding system 108 of the eighth embodiment.
  • FIG. 18 is a circuit diagram of the wireless power feeding system 109 of the ninth embodiment.
  • FIG. 19 is a circuit diagram of the wireless power feeding system 110 according to the tenth embodiment.
  • FIG. 20 is a circuit diagram of the wireless power feeding system 111 of the eleventh embodiment.
  • FIG. 21 is a circuit diagram of the wireless power feeding system 112 of the twelfth embodiment.
  • FIG. 22 is a circuit diagram of the wireless power feeding system 113 of the thirteenth embodiment.
  • FIG. 23 is a circuit diagram of the wireless power feeding system 114 of the fourteenth embodiment.
  • FIG. 24 is a circuit diagram of the wireless power feeding system 115 of the fifteenth embodiment.
  • FIG. 25 is a circuit diagram of the wireless power feeding system 116 of the sixteenth embodiment.
  • FIG. 26 is a circuit diagram of the wireless power feeding system 117 of the seventeenth embodiment.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a wireless power feeding system 101 according to the first embodiment.
  • the wireless power supply system 101 includes a power transmission device PSU and a power reception device PRU.
  • the wireless power feeding system 101 includes a power transmission device PSU including a power transmission coil np and a power reception device PRU including a power reception coil ns, and includes an input power source Vi at an input unit of the power transmission device PSU, and a load of the power power reception device PRU. This is a system that supplies stable DC energy to Ro.
  • the power transmission device PSU includes a power transmission side resonance mechanism composed of a power transmission coil np and a power transmission side resonance capacitor Cr, a first power transmission side AC current generation circuit electrically connected to one of the power transmission side resonance mechanisms, A second power transmission side alternating current generating circuit electrically connected to the other of the resonance mechanism; and a switching control circuit.
  • the first power transmission side AC current generating circuit is equivalent to a first switch circuit S1 composed of a parallel connection circuit of a switching element Q1, a diode Dds1 and a capacitor Cds1, and an AC current flowing from the input DC voltage to the power transmission side resonance mechanism. And a first inductor Lf1 having an inductance that generates a current source that can be regarded as a DC current relatively.
  • the second power transmission side AC current generating circuit is equivalent to a second switch circuit S2 composed of a parallel connection circuit of a switching element Q2, a diode Dds2 and a capacitor Cds2, and an AC current flowing from the input DC voltage to the power transmission side resonance mechanism. And a second inductor Lf2 having an inductance that generates a current source that can be regarded as a direct current relatively.
  • the switching control circuit 10 alternately turns on / off the switching element Q1 of the first switch circuit S1 and the switching element Q2 of the second switch circuit S2, thereby causing the first power transmission side AC voltage generating circuit and the second power transmission side AC voltage.
  • An AC voltage is generated from the generation circuit.
  • the power receiving device PRU includes a power receiving side resonance mechanism composed of a power receiving coil ns and a power receiving side resonance capacitor Crs, a power receiving side rectifier circuit RC connected to the power receiving coil ns and rectifying an alternating current generated in the power receiving coil ns, Is provided.
  • the switching elements Q1, Q2 used a MOSFET with a withstand voltage of 60V and a rated maximum current of 6A, and the diode bridge used a Schottky barrier diode with a withstand voltage of 60V.
  • Resonant capacitors Cr, Crs, Cds1, and Cds2 were medium and high voltage ceramic capacitors with excellent high frequency characteristics.
  • a large-capacity multilayer ceramic capacitor and a film capacitor were connected in parallel on the power transmission side and a capacitor connected in parallel to the input power source, and on the power reception side, a capacitor Co that smoothed the output voltage.
  • the switching elements Q1 and Q2 are switching elements having parasitic output capacitances and parasitic diodes such as MOSFETs, and the switch circuits S1 and S2 are connected using the parasitic output capacitances and parasitic diodes. It is composed.
  • the first resonance frequency fra of the power transmission side resonance mechanism composed of the power transmission coil np and the power transmission side resonance capacitor Cr is lower than the switching frequency fs of the first switch circuit S1 and the second switch circuit S2.
  • the second resonance frequency frb including the capacitors Cds1 and Cds2 of the first switch circuit S1 or the second switch circuit S2 in the power transmission side resonance mechanism is higher than the switching frequency fs. Therefore, there is a relationship of fra ⁇ fs ⁇ frb.
  • the switching control circuit 10 short-circuits the other switch circuit from both ends of one of the first switch circuit S1 and the second switch circuit S2 without including the capacitance of the one switch circuit, thereby transmitting the power transmission side resonance mechanism.
  • the first switching element Q1 and the second switching element Q2 are switched at a switching frequency at which the first impedance Za viewed from the load side becomes an inductive impedance, and one of the first switch circuit S1 and the second switch circuit S2 is switched.
  • the first switching element at the switching frequency at which the second impedance Zb viewed from the load side through the power transmission side resonance mechanism becomes an inductive impedance from both ends of the switch circuit by short-circuiting the other switch circuit including the capacitance of the one switch circuit.
  • Switch on Q1 and second switching element Q2 As a result, the voltage across the first switch circuit S1 and the second switch circuit S2 is changed to a half-wave sinusoidal waveform every half cycle.
  • an equivalent electromagnetic resonance coupling circuit is configured by the mutual inductance Ml and the mutual capacitance Mc that are equivalently formed between the power transmission coil np and the power reception coil ns.
  • the resonance mechanism resonates.
  • FIG. 2 is a voltage / current waveform diagram of each part of the wireless power feeding system 101 shown in FIG. This example is a basic switching operation waveform that provides an optimum ZVS operation in a push-pull class E wireless power supply system.
  • the gate-source voltage of the switching elements Q1, Q2 is expressed as vgs1, vgs2, and the drain-source voltage is expressed as vds1, vds2.
  • the resonance currents flowing through the resonance capacitors Cr and Crs are represented by ir and irs. As shown below, the voltage viac across the LC series resonance circuit composed of the resonance capacitor Cr and the power transmission coil np has a waveform close to a sine wave.
  • state1 is a period during which the switching element Q1 is on and the switching element Q2 is off.
  • the current Ii2 flowing through the second inductor Lf2 flows into the capacitor Cds2 and the power transmission coil np, and enters an LC series resonance circuit (power transmission side resonance mechanism) composed of the resonance capacitor Cr and the power transmission coil np.
  • the drain-source voltage vds2 of the switching element Q2 rises from 0V in a sine wave shape, and gently falls just before Q2 is turned on. Further, during this period, current Ii1 flows from Vi to the first inductor Lf1, and magnetic energy is stored.
  • state 2 is entered.
  • state2 (t2 ⁇ t ⁇ t1) state2 is a period during which switching element Q1 is off and switching element Q2 is on.
  • the current Ii1 flowing through the first inductor Lf1 flows through the capacitor Cds1 and the resonance capacitor Cr, and the current ir has a sinusoidal waveform.
  • the drain-source voltage vds1 of the switching element Q1 rises from 0V in a sine wave shape, and gently falls just before the switching element Q1 is turned on. Further, during this period, the current Ii2 flows from Vi to the second inductor Lf2, and magnetic energy is stored.
  • state 1 is entered.
  • state1 state2 is repeated periodically.
  • Such an operation is called an optimal ZVS operation.
  • Optimal ZVS operation minimizes switching losses and improves power efficiency in the system.
  • PFM Pulse Frequency Modulation
  • PWM Pulse Width Modulation
  • PWM Pulse Width Modulation
  • the received power can be adjusted on the power receiving device PRU side instead of the power transmitting device PSU side. Larger power can be obtained by operating the synchronous rectifier circuit in synchronization with the operating frequency on the power transmission device PSU side.
  • the received power can be suppressed and small power can be handled.
  • FIG. 3A is a circuit diagram of a multiple resonance circuit including an equivalent electromagnetic resonance coupling composed of the electromagnetic resonance coupling circuit shown in FIG. 1 and resonant capacitors Cr and Crs.
  • FIG. 3B is an equivalent circuit diagram thereof.
  • the mutual inductance Lm is shown as an equivalent inductor that transmits electric power by magnetic resonance coupling between the power transmission coil np and the power reception coil ns
  • the mutual capacitance Cm is electric field resonance coupling between the power transmission coil np and the power reception coil ns. Is shown as an equivalent capacitor for transmitting power.
  • the input current iac in (t) to the electromagnetic resonance coupling circuit can be approximately expressed by the following equation where the amplitude of the resonance current is Iac.
  • iac in (t) Iac sin ( ⁇ st)
  • ⁇ s 2 ⁇ / Ts
  • a sine wave current iac in (t) is applied between the terminals 1-1 ′.
  • a current including each frequency component tends to flow between the terminals 1-1 ′, but the current waveform of a higher-order frequency component whose impedance is increased by the electromagnetic resonance coupling circuit is cut and a resonance operation is performed. Only the resonance current waveform of the switching frequency component mainly flows, and power can be transmitted efficiently.
  • FIG. 4 is a simulation circuit of the wireless power feeding system 101 shown in FIG.
  • FIG. 5 is a current voltage waveform diagram of each part of FIG.
  • Resonant current ir has a sine wave shape, and both-end voltages vds1 and vds2 of switching elements Q1 and Q2 have a half-wave sine wave waveform for each half cycle, realizing ZVS operation.
  • the resonance frequency fra of the power transmission resonance mechanism is lower than the switching frequency fs of the first and second switch circuits S1, S2, and the power transmission resonance mechanism includes the capacitor of the first or second switch circuit.
  • the second resonance frequency frb is set higher than the switching frequency fs so that fra ⁇ fs ⁇ frb.
  • the second impedance Zb viewed from the load side through the resonance mechanism is adjusted so as to be an inductive impedance by short-circuiting the other switch circuit without including the capacitance of the one switch circuit.
  • both-end voltages vds1 and vds2 of the switching elements Q1 and Q2 become a half-wave sine wave waveform for each half cycle, thereby realizing a ZVS (zero voltage switching) operation.
  • FIG. 6A is an equivalent circuit diagram showing the first impedance Za
  • FIG. 6B is an equivalent circuit diagram showing the second impedance Zb.
  • k is a coupling coefficient between the power transmission coil np and the power reception coil ns
  • Ri is a resistance component of the power transmission side resonance mechanism
  • Ris is a resistance component of the power reception side resonance mechanism
  • Rac is an AC load resistance.
  • FIGS. 7A shows a waveform under the condition (A)
  • FIG. 7B shows a waveform under the condition (B)
  • FIG. 7C shows a waveform under the condition (C).
  • condition (C) does not satisfy the conditions of the present invention.
  • condition (C) both-end voltages vds1 and vds2 of the switching elements Q1 and Q2 do not have a half-wave sine waveform for each half cycle, and ZVS (zero voltage switching) operation is not realized.
  • the amplitude of the resonance current ir is the largest in the condition (C), and the electromagnetic field resonance occurs greatly.
  • the ZVS operation is not realized, the heat generated by the switching element is large, and the power efficiency and reliability of the system are greatly reduced.
  • the above conditions (A) and (B) satisfy the condition fra ⁇ fs ⁇ frb of the present invention.
  • the voltages vds1 and vds2 across the switching elements Q1 and Q2 have a half-wave sine wave shape every half cycle, and ZVS (zero voltage switching) operation is performed. Realize.
  • one of the two switching elements Q1 and Q2 is always in the OFF state, and therefore the equivalent circuit is always equivalent to the state shown in FIG. It is equivalent to a circuit.
  • the switching operation is performed at a switching frequency near the second resonance frequency frb in this state, resonance can be caused while achieving the ZVS operation, and a ZVS operation closer to the optimum can be achieved.
  • high energy conversion efficiency and high power conversion efficiency can be obtained. That is, it corresponds to the operation of FIG.
  • the feed power can be controlled by the magnitude of
  • the larger the power supply.
  • the power supply power can be increased as the value of
  • 8A, 8B, and 8C are diagrams for comparing the characteristics with the one-stone E-class power transmission device shown in the second embodiment.
  • 8A shows the characteristics of input voltage versus output power
  • FIG. 8B shows the relationship of power conversion efficiency with respect to input voltage
  • FIG. 8C shows the characteristics of output resistance vs. output power.
  • the load resistance Ro is set to 20 ⁇ , and the voltage of the input power source Vi is changed from 1V to 13V.
  • Vi 5V, 10V, and 13V
  • Po 6.18W, 24.6W, 40.5W in this embodiment (push-pull E class), respectively
  • Po 1.68 for one stone E class, respectively.
  • Vi 5V and push-pull class E is used, and output power close to four times that of class E is obtained.
  • FIG. 8B when Vi is smaller than 6V, push-pull class E has higher power efficiency.
  • Electromagnetic field resonance is generated from a DC voltage, electricity is transmitted beyond the space, ZVS operation is achieved in the first and second switching elements, and power loss in the switching elements can be reduced. High efficiency, small size, light weight and high reliability of the wireless power feeding system can be obtained.
  • the 2-stone push-pull class E configuration can obtain approximately four times the power of the 1-stone E class configuration.
  • a power supply system that supplies power to remote locations can be configured.
  • the power supply system apparatus can be reduced in size and weight with a very simple configuration.
  • a leakage inductance that does not participate in coupling can be used as an inductor constituting the power transmission side resonance mechanism or the power reception side resonance mechanism.
  • the parts of the resonant inductor are not necessary, and the power feeding system device can be reduced in size and weight.
  • Each of the power transmission coil np and the power reception coil ns forms a capacitor by electric field resonance and can be used as a resonance capacitor. Capacitor parts are not required and can be reduced in size and weight.
  • FIG. 9 is a circuit diagram of the wireless power feeding system 102 of the second embodiment.
  • the wireless power supply system 101 includes a power transmission device PSU and a power reception device PRU.
  • the power transmission device PSU is a two-stone E-class push-pull type, but the power transmission device PSU of the second embodiment is a one-stone E-class switching power supply type.
  • the power transmission device PSU includes a power transmission side resonance mechanism composed of a power transmission coil np and a power transmission side resonance capacitor Cr, a first power transmission side AC current generation circuit electrically connected to one of the power transmission side resonance mechanisms, A second power transmission side alternating current generating circuit electrically connected to the other of the resonance mechanism; and a switching control circuit.
  • the first power transmission side AC current generating circuit is equivalent to a first switch circuit S1 composed of a parallel connection circuit of a switching element Q1, a diode Dds1 and a capacitor Cds1, and an AC current flowing from the input DC voltage to the power transmission side resonance mechanism. And a first inductor Lf1 having an inductance that generates a current source that can be regarded as a DC current relatively.
  • FIG. 10 is a simulation circuit of the wireless power feeding system 102 shown in FIG.
  • FIG. 11 is a current voltage waveform diagram of each part of FIG.
  • the resonance current ir has a sinusoidal shape, and the voltage vds1 across the switching element Q1 has a half-wave sinusoidal waveform for each half cycle, thus realizing a ZVS operation.
  • the first resonance frequency fra of the power transmission resonance mechanism is lower than the switching frequency fs of the first switch circuit S1
  • the second resonance frequency frb including the capacitor of the first switch circuit S1 in the power transmission resonance mechanism is Set higher than the switching frequency fs so that fra ⁇ fs ⁇ frb.
  • the first switch Za is viewed from the both ends of the first switch circuit S1 through the power transmission side resonance mechanism without including the capacitance of the first switch circuit S1, and the first switch from both ends of the first switch circuit S1.
  • the second impedance Zb viewed from the load side through the power transmission side resonance mechanism without including the capacitor of the circuit S1 is adjusted to be an inductive impedance.
  • the equivalent circuit diagram showing the impedances Za and Zb is as shown in FIG. 6 in the first embodiment.
  • FIG. 11 shows an operation waveform for each case.
  • condition (C) does not satisfy the conditions of the present invention.
  • the voltage vds1 across the switching element Q1 does not have a half-wave sine waveform for each half cycle, and does not realize a ZVS (zero voltage switching) operation.
  • the amplitude of the resonance current ir is the largest in the condition (C), and the electromagnetic field resonance occurs greatly.
  • the ZVS operation is not realized, the heat generated by the switching element is large, and the power efficiency and reliability of the system are greatly reduced.
  • the above conditions (A) and (B) satisfy the condition fra ⁇ fs ⁇ frb of the present invention.
  • the voltage vds1 across the switching element Q1 has a half-wave sine wave waveform for each half cycle, and realizes a ZVS (zero voltage switching) operation.
  • the condition (B) realizes a complete ZVS (zero voltage switching) operation, the switching loss in the switching element is sufficiently small as compared with the condition (C). Switching) operation is realized.
  • FIG. 12 is a voltage / current waveform diagram of each part of the wireless power feeding system according to the third embodiment.
  • the circuit configuration is as shown in the second embodiment.
  • the resonance current is rectified, the rectified and smoothed current is supplied to the load, and power is transmitted.
  • switching element Q1 is turned off, state 2 is entered.
  • state1 state2 is repeated periodically.
  • FIG. 13 is a circuit diagram of the wireless power feeding system 104 according to the fourth embodiment.
  • the wireless power supply system 104 includes a power transmission device PSU and a power reception device PRU.
  • a first filter including an inductor element Lfp and a capacitor element Cfp is provided between the power transmission side AC voltage generation circuit and the power transmission side resonance mechanism.
  • a second filter including an inductor element Lfs and a capacitor element Cfs is provided between the power receiving side resonance mechanism and the rectifier circuit.
  • Other configurations are the same as those shown in the first embodiment.
  • Both the first filter and the second filter function as a low-pass filter.
  • These low-pass filters have a cut-off frequency so as to reduce harmonic components of the current waveform flowing through the resonance mechanism.
  • EMI electromagnetic interference
  • EMC electromagnetic compatibility
  • the impedance of the resonance mechanism can be converted by the filter. That is, impedance matching can be achieved. Thereby, the current and voltage suitable for the load can be supplied.
  • FIG. 14 is a circuit diagram of the wireless power feeding system 105 of the fifth embodiment.
  • the first embodiment differs from the wireless power feeding system shown in FIG. 1 in the configuration on the power receiving device PRU side.
  • the center tap rectifier circuit is configured by the power receiving coils ns1 and ns2, the diodes D3 and D4, and the capacitor Co.
  • the configuration of the power transmission device PSU is the same as that shown in the first embodiment.
  • resonant capacitors Crsa and Crsb are configured by stray capacitances or single capacitors generated in the power receiving coils ns1 and ns2.
  • This wireless power feeding system 105 can use two power receiving coils ns1 and ns2 and two rectifier diodes D3 and D4 to disperse the loss on the power receiving device side and reduce power loss. Also, the number of rectifying elements is small compared to bridge rectification. In addition, since the parallel resonance circuit is configured on the power receiving device side, the voltage gain can be increased as compared with the case of the series resonance circuit configuration.
  • FIG. 15 is a circuit diagram of the wireless power feeding system 106 of the sixth embodiment. Unlike the wireless power feeding system shown in FIG. 14 in the fifth embodiment, in this example, a resonance capacitor Crs for series resonance is provided on the power receiving device PRU side. By configuring the series resonance circuit on the power receiving device side in this manner, the current gain can be increased as compared with the case where the parallel resonance circuit is configured.
  • FIG. 16 is a circuit diagram of the wireless power feeding system 107 of the seventh embodiment.
  • the first embodiment differs from the wireless power feeding system shown in FIG. 1 in the configuration on the power receiving device PRU side.
  • a bridge rectifier circuit is connected to the power receiving coil ns by diodes D3, D4, D7, D8 and a capacitor Co.
  • the configuration of the power transmission device PSU is the same as that shown in the first embodiment.
  • a resonant capacitor Crs (capacitor corresponding to Cs in FIG. 1) is configured by stray capacitance generated in the power receiving coil ns or a single capacitor.
  • the withstand voltage of the rectifying element can be reduced compared to the current transmission system shown in FIG. 15 in the sixth embodiment.
  • the parallel resonance circuit is configured on the power receiving device side, the voltage gain can be increased as compared with the case of the series resonance circuit configuration.
  • FIG. 17 is a circuit diagram of the wireless power feeding system 108 of the eighth embodiment.
  • the position of the resonant capacitor Crs is different from that of the wireless power feeding system shown in FIG. 16 in the seventh embodiment. Therefore, the electromagnetic field resonance operation can be performed at a predetermined resonance frequency by the capacitor Crs.
  • the current gain can be increased by configuring the series resonance circuit on the power receiving device side as compared with the case where the parallel resonance circuit is configured.
  • FIG. 18 is a circuit diagram of the wireless power feeding system 109 of the ninth embodiment.
  • a synchronous rectification circuit having a bridge rectification configuration with four switching elements Qs1, Qs2, Qs3, and Qs4 is provided on the power receiving device PRU side.
  • a capacitor Cp is equivalently configured at both ends of the power transmission coil np
  • a capacitor Cs is equivalently configured at both ends of the power receiving coil ns.
  • the voltages applied to the switching elements Qs1, Qs2, Qs3, and Qs4 on the power receiving device PRU side are halved compared to the first to eighth embodiments. Loss at can be reduced.
  • rectification loss can be reduced by the synchronous rectification circuit as compared with the wireless power supply system shown in the eighth embodiment. Further, the withstand voltage of the rectifying switching element can be reduced by the bridge configuration. In addition, since the rectifier circuit includes a switching element, bidirectional wireless power feeding is possible. Furthermore, it is possible to perform an electromagnetic resonance operation at a predetermined resonance frequency using the resonance capacitor Crs.
  • FIG. 19 is a circuit diagram of the wireless power feeding system 110 according to the tenth embodiment.
  • a rectifier circuit including two diodes D1 and D2 is provided on the power receiving device PRU side.
  • the configuration on the power receiving device PRU side can be simplified as compared with the ninth embodiment. Further, since the rectifier circuit is a passive circuit, a circuit for driving and controlling the rectifier circuit becomes unnecessary.
  • FIG. 20 is a circuit diagram of the wireless power feeding system 111 of the eleventh embodiment.
  • capacitors Cr1 and Cr2 for dividing the voltage of the input power source Vi and capacitors Crs1 and Crs2 for dividing the output voltage Vo are provided. That is, the resonance capacitor Cr in the wireless power feeding system shown in the first embodiment is divided into Cr1 and Cr2, and the resonance capacitor Crs is divided into Crs1 and Crs2.
  • the leakage inductances of the power transmission coil np and the power reception coil ns are clearly shown as resonance inductors Lr and Lrs.
  • the power receiving device PRU is provided with a synchronous rectifier circuit using switching elements Q3 and Q4.
  • the current flowing through the resonant capacitor is divided into two capacitors, the power loss in the capacitor is dispersed, the overall loss is reduced, and the heat generation is dispersed. Further, by using a plurality of resonance capacitors, the resonance frequency can be arbitrarily set, and the resonance operation becomes easy.
  • Capacitors Cr1 and Cr2 and capacitors Crs1 and Crs2 play both roles of holding a DC voltage or blocking a DC current and acting as a series resonance capacitor.
  • an equivalent capacitor Cp at both ends of the power transmission coil np and an equivalent capacitor Cs at both ends of the power reception coil ns are also shown.
  • FIG. 21 is a circuit diagram of the wireless power feeding system 112 of the twelfth embodiment.
  • a magnetic material such as ferrite is used in the magnetic path forming the electromagnetic resonance coupling.
  • the degree of magnetic coupling is increased by using a magnetic material, and the power transmission efficiency can be increased. Moreover, electromagnetic waves (magnetic flux and electric flux) emitted into the space can be suppressed by ferrite.
  • FIG. 22 is a circuit diagram of the wireless power feeding system 113 of the thirteenth embodiment.
  • a magnetic material such as ferrite is used in the magnetic path forming the electromagnetic resonance coupling.
  • the use of a magnetic material increases the degree of magnetic coupling and can increase power transmission efficiency.
  • electromagnetic waves (magnetic flux and electric flux) emitted into the space can be suppressed by ferrite.
  • FIG. 23 is a circuit diagram of the wireless power feeding system 114 of the fourteenth embodiment.
  • the power transmission device PSU is provided with two resonance capacitors Cr1 and Cr2
  • the power reception device PRU is provided with two resonance capacitors Crs1 and Crs2.
  • a synchronous rectification circuit having a bridge rectification configuration including four switching elements Qs1, Qs2, Qs3, and Qs4 is provided on the power receiving device PRU side.
  • the power transmission coil np of the power transmission device PSU and the power reception coil ns of the power reception device PRU are coils each having a magnetic core such as ferrite. Therefore, the use of a magnetic material increases the degree of magnetic coupling and can increase power transmission efficiency. Moreover, electromagnetic waves (magnetic flux and electric flux) emitted into the space can be suppressed by ferrite.
  • FIG. 24 is a circuit diagram of the wireless power feeding system 115 of the fifteenth embodiment.
  • This wireless power supply system 115 is a system including a plurality of power transmission / reception devices PSU / PRU1, PSU / PRU2, PSU / PRU3, and PSU / PRU4 capable of bidirectional wireless power supply.
  • the second power transmission / reception device PSU / PRU2 that forms an electromagnetic resonance coupling correspondingly acts as a power reception device. Therefore, power is transmitted from the first power transmission / reception device PSU / PRU1 to the second power transmission / reception device PSU / PRU2.
  • the load Ro of the second power transmission / reception device PSU / PRU2 includes a rechargeable battery and a charging circuit thereof.
  • the third power transmission / reception device PSU / PRU3 corresponds to the second power transmission / reception device PSU / PRU2, and when the second power transmission / reception device PSU / PRU2 acts as a power transmission device, the third power transmission / reception device PSU / PRU3.
  • PRU3 acts as a power receiving device.
  • the rechargeable battery is used as a power source.
  • load Ro2 of 3rd power transmission / reception apparatus PSU / PRU3 is provided with a charging battery and its charging circuit.
  • the fourth power transmission / reception device PSU / PRU4 corresponds to the third power transmission / reception device PSU / PRU3, and when the third power transmission / reception device PSU / PRU3 acts as a power transmission device, the fourth power transmission / reception device PSU / PRU4. PRU4 acts as a power receiving device. At this time, in the third power transmitting / receiving device PSU / PRU3, the rechargeable battery is used as a power source.
  • the load Ro3 of the fourth power transmission / reception device PSU / PRU4 is a rechargeable battery and its charging circuit.
  • the resonance frequency of the resonance circuit of the plurality of power receiving devices is made different and the power transmission device side is configured to perform the switching operation at the switching frequency according to the power transmission destination, Power can be selectively transmitted to the power receiving apparatus.
  • the switching frequency by switching the switching frequency according to the power transmission direction of the power transmission / reception device, it is possible to transmit power in the direction (location) that meets the purpose for each switching frequency. That is, by performing control such as switching the switching frequency, it is possible to select an appropriate electronic device and transmit power to an appropriate direction and location.
  • FIG. 25 is a circuit diagram of the wireless power feeding system 116 of the sixteenth embodiment.
  • a plurality of resonators are installed between the power transmission coil np and the power reception coil ns4.
  • the first relay LC resonance circuit is composed of the receiving coil (inductor) ns1 and the capacitor Cs1
  • the second relay LC resonance circuit is composed of the receiving coil (inductor) ns2 and the capacitor Cs2.
  • a third relay LC resonance circuit is constituted by the receiving coil (inductor) ns3 and the capacitor Cs3.
  • the power transmitting device PSU and the power receiving device PRU are symmetrical. Further, a communication function is provided between the power transmission device PSU and the power reception device PRU.
  • FIG. 26 is a circuit diagram of the wireless power feeding system 117 of the seventeenth embodiment.
  • the switching control circuit 20 detects output information (voltage, current, power, or the like output to the load Ro), and transmits feedback information to the power transmission device PSU side via the power receiving side communication circuit 50.
  • the power transmission side communication circuit 40 controls the power supply power by controlling the power transmission side AC voltage generation circuit (switch circuits S1, S2) based on the output information received from the power reception side communication circuit 50 via the signal transmission means 30.
  • the switching control circuit 20, the power receiving side communication circuit 50, the signal transmission means 30, and the like operate by the power received by the power receiving device PRU (at the output voltage Vo).
  • the power receiving side communication circuit 50 is an example of an “output information transmission circuit” according to the present invention.
  • the power transmission side communication circuit 40 is an example of the “output information receiving circuit” according to the present invention.
  • the power transmission side communication circuit 40 transmits a control timing signal for the switching elements Q1 and Q2 to the power reception side communication circuit 50.
  • the switching control circuit 20 performs synchronous rectification control by switching the switching elements Q3 and Q4 in synchronization with this timing signal.
  • the signal transmission means 30 transmits output information to the power transmission device using, for example, a wireless communication circuit.
  • the signal transmission means 30 converts the output signal into an optical signal and transmits it, and converts the optical signal into an electrical signal (received signal).
  • the power supply can be adjusted on the power transmission device side by being electrically insulated.
  • the power transmitting device PSU and the power receiving device PRU are circuits having the same configuration and are symmetrical, and can be used as a bidirectional wireless power feeding system device. That is, the power receiving side rectifier circuit (S3, S4) receives power from the output unit and acts as a power transmission side AC voltage generation circuit by switching, and the power transmission side AC voltage generation circuit (S1, S2) receives power from the output unit. In response to switching, it acts as a power receiving side rectifier circuit.
  • Inductor element Lm Mutual inductance np ... power transmission coil Lr ... Resonant inductor ns ... Receiving coil Mc ... Mutual capacitance Ml ... Mutual inductance np ... power transmission coil ns, ns1, ns2, ns4 ... Receiving coil PRU ... Power receiving device PSU ... Power transmission equipment Q1 ... 1st switching element Q2 ... Second switching element Q3, Q4 ... Switching element Qs1, Qs2, Qs3, Qs4 ... Switching elements RC ... Receiving side rectifier circuit Ro, Ro2, Ro3 ... Load S1 ... 1st switch circuit S2 ... Second switch circuit Vi... Input power viac: Voltage across terminals Vo: Output voltage 10, 20 ... Switching control circuit 30 ... Signal transmission means 40 ... Transmission side communication circuit 50 ... Receiving side communication circuit 101,102,104-117 ... Wireless power supply system

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Abstract

　送電側共振機構の共振周波数をfra、第１スイッチ回路（S1）および第２スイッチ回路（S2）のスイッチング周波数をfs、送電側共振機構に第１スイッチ回路（S1）または第２スイッチ回路（S2）のキャパシタを含めた共振周波数をfrbで表すと、fra<fs≦frbの関係にある。また、第１スイッチ回路（S1）および第２スイッチ回路（S2）のうち、一方のスイッチ回路の両端から、当該一方のスイッチ回路のキャパシタンスを含めずに他方のスイッチ回路を短絡して前記送電側共振機構を通して負荷側をみた第１インピーダンスZaが誘導性インピーダンスとなり、且つ、一方のスイッチ回路の両端から、当該一方のスイッチ回路のキャパシタンスを含めて他方のスイッチ回路を短絡して送電側共振機構を通して負荷側をみた第２インピーダンス（Zb）が誘導性インピーダンスとなるようにする。

Description

ワイヤレス給電システム
　本発明は、送電コイルを備える送電装置と受電コイルを備える受電装置とで構成されるワイヤレス給電システムに関するものである。
　ワイヤレス給電の実用化を目指して、システム全体の電力損失を低減する研究開発が活発化している。特に、「直流共鳴 (DC-Resonance)」と呼ぶ給電システムにおいては、直流から電磁界の共鳴を起こして、電気と電磁界のエネルギーを変換するシステムである。このように共振機構に直流電気を断続的に与えることによって共鳴フィールドをつくり、送電共振機構と受電共振機構を相互に作用させて共鳴させる。直流共鳴方式のワイヤレス給電システムでは、高周波磁界を共振器に与える従来方式とは異なり、電力給電の過程をシンプルにして電力損失を低減できる。
　例えば、特許文献１には、直流電圧から電磁界共鳴を起こしてワイヤレスで給電するシステムが示されている。特許文献１のワイヤレス給電システムは、送電側、受電側ともに共振機構を備え、共振機構には共振電流が流れる。また、スイッチング素子をオン／オフ動作させて共振機構に交流電流を流し、スイッチング素子をZVS（ゼロ電圧スイッチング）動作させることが可能である。さらに、２石式プッシュプル形式の場合には、オン期間、オフ期間の両期間ともに、直流電気から共振機構へ交流電流を流して送電側から受電側に電力を供給できる。
国際公開２０１３／１３３０２８号
　近年、電子機器の小型軽量化とともに、スイッチング電源回路の高効率化の市場要求はいっそう高まっている。一般に、スイッチング電源回路の高効率化のため、スイッチング制御の高精度化は重要である。しかし、動作周波数がMHz帯となるような高周波パワーエレクトロニクスと呼ばれる技術分野において高い電力変換効率を得るための高度なスイッチング制御技術については、ほとんど明らかになっていない。例えば、E級インバータを応用したワイヤレス給電システムにおいて、どのようにシステムを設計すれば、スイッチング素子における導通損失やスイッチング損失を低減して、スイッチング素子の発熱を抑制しながら電磁界の共鳴を起こして電気と電磁界のエネルギーを変換することができ、システムにおける電力変換効率を高めることができるかという技術については、これまでほとんど明らかにされていない。特に、E級インバータを応用したワイヤレス給電システムでは、1石のFETのみでシステムが構成でき、シンプルな小型軽量化を達成することができるという有用性がある。また、プッシュプルE級インバータを応用したワイヤレス給電システムでは、2石のFETを交互にオンオフさせるが、これら2石のFETのグランド電位は同電位のグランドに接続でき、FETの駆動が容易であるという有用性がある。一方、E級インバータを応用したワイヤレス給電システムでは、スイッチング素子に等価的に並列に接続されたキャパシタが共振機構の要素として取り込まれるために、高い電力変換効率を得るためのワイヤレス給電システムの設計の難易度は高い。これは、共振機構により決定される共振周波数がスイッチング素子のオンオフによって離散的に変化するためである。より具体的には、オン期間とオフ期間で異なる共振周波数を有する共振機構が形成されるからである。送電装置から受電装置へ、空間を超えて電力を給電するワイヤレス給電技術では、高効率化、小型化、軽量化の要求は高く、高いエネルギー変換効率や電力変換効率を得るためのシステム設計技術を開発することは、科学技術の発展や産業の成長に寄与できる重要な技術になっている。
　本発明の目的は、E級インバータを応用したワイヤレス給電システムにおいて、直流から電磁界の共鳴を起こして、電気と電磁界のエネルギーを変換し、送電共振機構と受電共振機構を相互に作用させて共鳴させ、且つスイッチング素子において導通損やスイッチング損失が低減できる最適なZVS動作を的確に行えるようにして、電力変換効率をより一層高めたワイヤレス給電システムを提供することにある。
　本発明のワイヤレス給電システムは次のように構成される。
（１）送電コイルを備える送電装置と、受電コイルを備える受電装置とで構成され、前記送電装置から前記受電装置へ電力を給電するワイヤレス給電システムにおいて、
　前記送電装置は、前記送電コイルとともに送電側共振機構を構成する送電側共振キャパシタと、前記送電側共振機構の一方に電気的に接続された第１送電側交流電流発生回路と、前記送電共振機構の他方に電気的に接続された第２送電側交流電流発生回路と、スイッチング制御回路と、を備え、
　前記第１送電側交流電流発生回路は、スイッチング素子、ダイオードおよびキャパシタの並列接続回路で等価的に構成される第１スイッチ回路と、入力直流電圧から、前記送電側共振機構に流す交流電流に比較して相対的に直流電流とみなせる電流源を生成するインダクタンスをもつ第１インダクタとを備え、
　前記第２送電側交流電流発生回路は、スイッチング素子、ダイオードおよびキャパシタの並列接続回路で等価的に構成される第２スイッチ回路と、入力直流電圧から、前記送電側共振機構に流す交流電流に比較して相対的に直流電流とみなせる電流源を生成するインダクタンスをもつ第２インダクタとを備え、
　前記スイッチング制御回路は、前記第１スイッチ回路のスイッチング素子および前記第２スイッチ回路のスイッチング素子を交互にオン／オフすることにより、前記第１送電側交流電圧発生回路および前記第２送電側交流電圧発生回路から送電コイルに交流電流を発生させ、
　前記受電装置は、前記受電コイルとともに受電側共振機構を構成する受電側共振キャパシタと、前記受電コイルに接続されて、該受電コイルに生じる交流電流を整流する受電側整流回路と、を備え、
　前記送電側共振機構により決定される第１共振周波数は、前記第１スイッチ回路および前記第２スイッチ回路のスイッチング周波数よりも低く、
　前記送電側共振機構に前記第１スイッチ回路または前記第２スイッチ回路のキャパシタを含めて決定される第２共振周波数は、前記スイッチング周波数よりも高く、
　前記スイッチング制御回路は、前記第１スイッチ回路および前記第２スイッチ回路のうち一方のスイッチ回路の両端から、当該一方のスイッチ回路のキャパシタンスを含めずに、他方のスイッチ回路を短絡した状態で前記送電側共振機構を通して負荷側をみた第１インピーダンスが誘導性インピーダンスとなるスイッチング周波数で第１スイッチ回路および第２スイッチ回路のスイッチング素子をスイッチングさせ、且つ、前記第１スイッチ回路および前記第２スイッチ回路のうち一方のスイッチ回路の両端から、当該一方のスイッチ回路のキャパシタンスを含めて、他方のスイッチ回路を短絡した状態で前記送電側共振機構を通して負荷側をみた第２インピーダンスが誘導性インピーダンスとなるスイッチング周波数で第１スイッチ回路および第２スイッチ回路のスイッチング素子をスイッチングさせることで、前記第１スイッチ回路および前記第２スイッチ回路の両端電圧をそれぞれ半周期毎の半波の正弦波状の波形とし、
　前記送電コイルと受電コイルとの間に等価的に形成される相互インダクタンスまたは相互キャパシタンスで等価的な電磁界共鳴結合回路が構成されて、前記送電側共振機構と前記受電側共振機構とが共鳴する、ことを特徴とする。
　上記の構成により、次のような効果を奏する。
(a) 等価的な電磁界共鳴結合回路が構成されて、送電装置側共振機構と受電装置側共振機構とが共鳴して、送電装置から受電装置へ空間を超えて電力を送ることができ、且つ、直流電圧から電磁界共鳴を起こして電力が給電され、さらにスイッチング素子にてZVS（ゼロ電圧スイッチング）動作が可能となり、スイッチング損失を大幅に低減できる。ワイヤレス給電システムの高効率化、小型軽量化、高信頼性化を図ることができる。
(b) 送電コイルと受電コイルとの間で電磁界共鳴を起こして空間を超えて電気を送るため、電磁誘導方式による給電よりも電力効率の高い給電が可能となる。また、磁界共鳴結合だけでなく電界共鳴結合をも利用して給電を行うことで、磁界共鳴結合だけの場合より電力効率高く電力を供給することができる。
(c) ２石のスイッチング素子を用いて相補的にスイッチング動作を行うため、共振機構を流れる共振電流波形での高調波電流成分が少なく、不要輻射ノイズを低減できる。
（２）送電コイルを備えた送電装置と、受電コイルを備えた受電装置とで構成され、前記送電装置から前記受電装置へ電力を給電するワイヤレス給電システムにおいて、
　前記送電装置は、前記送電コイルとともに送電側共振機構を構成する送電側共振キャパシタと、前記送電側共振機構に電気的に接続された第１送電側交流電流発生回路と、スイッチング制御回路と、を備え、
　前記第１送電側交流電流発生回路は、スイッチング素子、ダイオードおよびキャパシタの並列接続回路で等価的に構成される第１スイッチ回路と、入力直流電圧から、前記送電側共振機構に流す交流電流に比較して相対的に直流電流とみなせる電流源を生成するインダクタンスをもつ第１インダクタとを備え、
　前記スイッチング制御回路は、前記第１スイッチ回路のスイッチング素子をオン／オフすることにより、前記送電側交流電圧発生回路から送電コイルに交流電流を発生させ、
　前記受電装置は、前記受電コイルとともに受電側共振機構を構成する受電側共振キャパシタと、前記受電コイルに接続されて、該受電コイルに生じる交流電流を整流する受電側整流回路と、を備え、
　前記送電共振機構により決定される第１共振周波数は、前記第１スイッチ回路のスイッチング周波数よりも低く、
　前記送電共振機構に前記第１スイッチ回路のキャパシタを含めて決定される第２共振周波数は、前記スイッチング周波数よりも高く、
　前記スイッチング制御回路は、前記第１スイッチ回路の両端から、当該一方のスイッチ回路のキャパシタンスを含めずに、前記送電側共振機構を通して負荷側をみた第１インピーダンスが誘導性インピーダンスとなるスイッチング周波数でスイッチングさせ、且つ、前記第１スイッチ回路の両端から、当該一方のスイッチ回路のキャパシタンスを含めて、前記共振機構を通して負荷側をみた第２インピーダンスが誘導性インピーダンスとなるスイッチング周波数でスイッチングさせることで、前記第１スイッチ回路の両端電圧を半周期毎の半波の正弦波状の波形とし、
　前記送電コイルと前記受電コイルとの間に等価的に形成される相互インダクタンスまたは相互キャパシタンスで電磁界共鳴結合回路が構成されて、前記送電側共振機構と前記受電側共振機構とが共鳴する、ことを特徴とする。
　上記の構成により、スイッチング素子は１石式となり、送電装置および受電装置を簡素化できる。
（３）上記（１）において、前記送電側共振機構は、前記送電コイルから前記第１スイッチ回路または前記第２スイッチ回路の両端電圧が0V付近になってから前記第１スイッチ回路または前記第２スイッチ回路を導通させるスイッチング制御回路を備えることが好ましい。これにより、ZVS動作を行うことでスイッチング素子におけるスイッチング損を大幅に低減でき、ワイヤレス給電システムの電力効率を高めることができる。
（４）上記（２）において、前記送電側共振機構は、前記送電コイルから前記第１スイッチ回路の両端電圧が0V付近になってから前記第１スイッチ回路を導通させるスイッチング制御回路を備えることが好ましい。これにより、ZVS動作を行うことでスイッチング素子におけるスイッチング損を大幅に低減でき、ワイヤレス給電システムの電力効率を高めることができる。
（５）上記（３）（４）において、前記第２共振周波数frbは、前記スイッチング周波数fsとほぼ等しくなるように設定されることが好ましい。これにより、ｄvds/ｄｔ = 0、vds = 0（vds：ドレイン・ソース間電圧）でターンオフをしてZVS動作を実現しながら、最小の電流でターンオフをするため、スイッチング損失を大きく低減できる。
（６）上記（３）（４）において、前記第１共振周波数fraおよびfrbは、前記スイッチング周波数fsに対して、ほぼ、(fra + fs )/2 = fsとなるように設定されることが好ましい。これにより、ｄvds/ｄｔ= 0、vds = 0でターンオフをしてZVS動作を実現しながら、最小の電流でターンオフをするため、スイッチング損失を大きく低減できる。
（７）前記送電側交流電圧発生回路と前記送電側共振機構との間に、インダクタ要素およびキャパシタ要素を含むフィルタを備えることが好ましい。これにより、送電側共振機構から発射される不要輻射を低減することで、EMI（電磁干渉ノイズ）を低減し、他の電子機器などとのEMC（電磁両立性）を図ることができる。
（８）受電側共振機構と前記整流回路との間に、インダクタ要素およびキャパシタ要素を含むフィルタを備えることが好ましい。これにより、受電側共振機構から発射される不要輻射を低減することで、EMI（電磁干渉ノイズ）を低減し、他の電子機器などとのEMC（電磁両立性）を図ることができる。
（９）前記受電装置は、前記受電装置側整流回路の出力に関する出力情報を検出して前記送電装置に前記出力情報を伝送する出力情報送信回路を備え、前記送電装置は、前記出力情報を受信する出力情報受信回路と、前記出力情報に応じて前記送電側交流電圧発生回路を制御して給電電力を制御する給電電力制御回路とを備えることが好ましい。これにより、送電側においてスイッチング動作を制御することで給電電力を調整することができ、適切に電子機器を動作させることができる。
（１０）前記出力情報送信回路は、無線通信で前記出力情報を送信する回路であり、前記出力情報受信回路は、無線通信で前記出力情報を受信する回路であることが好ましい。これにより、送電装置は電気的に絶縁状態で出力電力を調整することができる。
（１１）前記出力情報送信回路は、電気信号を光信号に変換して前記出力情報を送信する回路であり、前記出力情報受信回路は、光信号を電気信号に変換して前記出力情報を受信する回路であることが好ましい。これにより、送電装置は電気的に絶縁状態で出力電力を調整することができる。
（１２）例えば、前記スイッチング制御回路は、前記スイッチング周波数を変化させる周波数変調PFM（Pulse Frequency Modulation）制御により、前記送電装置から前記受電装置へ給電する電力を制御する。これにより、給電電力を制御することが可能となり、出力電力を調整することができる。
（１３）例えば、前記スイッチング制御回路は、一定のスイッチング周波数で時比率を制御するPWM（Pulse Width Modulation）制御により、前記送電装置から前記受電装置へ給電する電力を制御する。これにより、給電電力を制御することが可能となり、出力電力を調整することができる。また、一定のスイッチング周波数を用いることにより、利用周波数帯域を限定することができ、EMC対策も容易となる。また出力を制御する制御性も高まる。
（１４）前記受電側整流回路は、スイッチング素子を備えた同期整流回路であることが好ましい。これにより、受電側同期整流回路により整流損失を低減できる。給電システムの小型化が可能となる。
（１５）前記受電装置は、前記同期整流回路の動作周波数を制御する動作周波数制御回路を備えることが好ましい。これにより、受電側の同期整流回路の動作周波数を制御することで、送電側ではない受電側での供給電力の調整が可能となる。
（１６）前記受電装置は、該受電装置側の回路を制御する受電装置側制御回路を備え、該受電装置側制御回路は、前記受電装置が受電した電力によって動作することが好ましい。これにより、受電側は、受電した電力により制御回路を動作させることができる。また、受電側に電源を備える必要がなく装置の小型軽量化を図ることができる。
（１７）前記受電側整流回路は、前記受電側整流回路の出力部から電力を受けて前記送電側交流電圧発生回路として作用し、前記送電側交流電圧発生回路は、出力部から電力を受けて前記受電側整流回路として作用することが好ましい。これにより、双方向の給電が可能となることで、受電側から送電側へ給電したり、受電側を中継点として、受電した電力をさらに別のところへ送電したりできる。また、中継システムとしても利用可能で、本装置を複数用意して中継することで長距離の給電が可能となる。
（１８）前記送電コイルおよび前記受電コイルは空心のコイルであることが好ましい。これにより、送電コイルと受電コイルの間をインダクタにて構成した場合でも、電磁共鳴現象を用いた電磁界結合を形成することで効率よくワイヤレスで電力送電を行うことができる。また、磁芯が不要になり、給電距離を長くできる。
（１９）前記相互インダクタンスは、前記送電コイルと前記受電コイルとの間に形成される磁界共鳴結合により生じる等価的な励磁インダクタンスであることが好ましい。これにより、励磁インダクタの部品が不要になり、送電装置および受電装置の小型軽量化を図ることができる。
（２０）前記送電側共振機構または前記受電側共振機構はインダクタを含み、当該インダクタは、前記送電コイルまたは前記受電コイルのインダクタンス成分のうち、結合に関与しない漏れインダクタンス成分であることが好ましい。これにより、共振インダクタの部品が不要になり、給電システム装置の小型軽量化を図ることができる。
（２１）共振機構を備え、前記送電装置と前記受電装置とともに電磁界共鳴結合回路を構成する、単一または複数の共鳴装置を備えることが好ましい。これにより、複数の共振器を設置することで、複数の共振器を含めた電磁界共鳴結合を形成し、共振器を空間的に適切に設置することにより、離れた所定の場所への電力供給が可能となる。また高い電力効率で離れた距離の給電が可能となる。
　本発明によれば、
(a) 等価的な電磁界共鳴結合回路が構成されて、送電装置側共振機構と受電装置側共振機構とが共鳴して、送電装置から受電装置へ空間を超えて電力を送ることができ、且つ、直流電圧から電磁界共鳴を起こして電力が給電され、さらにスイッチング素子にてZVS（ゼロ電圧スイッチング）動作が可能となり、スイッチング損失を大幅に低減できる。ワイヤレス給電システムの高効率化、小型軽量化、高信頼性化を図ることができる。
(b) 送電コイルと受電コイルとの間で電磁界共鳴を起こして空間を超えて電気を送るため、電磁誘導方式による給電よりも電力効率の高い給電が可能となる。また、磁界共鳴結合だけでなく電界共鳴結合をも利用して給電を行うことで、磁界共鳴結合だけの場合より電力効率高く電力を供給することができる。
図１は第１の実施形態のワイヤレス給電システム101の回路図である。 図２は、図１に示したワイヤレス給電システム101の各部の電圧電流波形図である。 図３（Ａ）は、図１に示した電磁界共鳴結合回路90と共振キャパシタCr、Crsで構成される等価的な電磁界共鳴結合を含めた複共振回路の回路図である。図３（Ｂ）はその等価回路図である。 図４は、図１に示したワイヤレス給電システム101のシミュレーション回路である。 図５は、図４各部の電流電圧波形図である。 図６（Ａ）は第１インピーダンスZaを示す等価回路図であり、図６（Ｂ）は第２インピーダンスZbを示す等価回路図である。 図７（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）は、スイッチング周波数fsおよび共振周波数fra，frbの各条件における電圧電流の波形図である。 図８（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）は、第２の実施形態で示す１石E級の送電装置との特性を対比する図である。 図９は第２の実施形態のワイヤレス給電システム102の回路図である。 図１０は、図９に示したワイヤレス給電システム102のシミュレーション回路である。 図１１は、図１０各部の電流電圧波形図である。 図１２は第３の実施形態に係るワイヤレス給電システムの各部の電圧電流波形図である。 図１３は第４の実施形態に係るワイヤレス給電システム104の回路図である。 図１４は第５の実施形態のワイヤレス給電システム105の回路図である。 図１５は第６の実施形態のワイヤレス給電システム106の回路図である。 図１６は第７の実施形態のワイヤレス給電システム107の回路図である。 図１７は第８の実施形態のワイヤレス給電システム108の回路図である。 図１８は第９の実施形態のワイヤレス給電システム109の回路図である。 図１９は第１０の実施形態のワイヤレス給電システム110の回路図である。 図２０は第１１の実施形態のワイヤレス給電システム111の回路図である。 図２１は第１２の実施形態のワイヤレス給電システム112の回路図である。 図２２は第１３の実施形態のワイヤレス給電システム113の回路図である。 図２３は第１４の実施形態のワイヤレス給電システム114の回路図である。 図２４は第１５の実施形態のワイヤレス給電システム115の回路図である。 図２５は第１６の実施形態のワイヤレス給電システム116の回路図である。 図２６は第１７の実施形態のワイヤレス給電システム117の回路図である。
《第１の実施形態》
　図１は第１の実施形態のワイヤレス給電システム101の回路図である。
　ワイヤレス給電システム101は電力送電装置PSUと電力受電装置PRUとで構成されている。
　このワイヤレス給電システム101は、送電コイルnpを備える送電装置PSUと、受電コイルnsを備える受電装置PRUとで構成され、電力送電装置PSUの入力部に入力電源Viを備え、電力受電装置PRUの負荷Roへ安定した直流のエネルギーを給電するシステムである。
　送電装置PSUは、送電コイルnpと送電側共振キャパシタCrとで構成される送電側共振機構と、この送電側共振機構の一方に電気的に接続された第１送電側交流電流発生回路と、送電共振機構の他方に電気的に接続された第２送電側交流電流発生回路と、スイッチング制御回路10と、を備える。
　第１送電側交流電流発生回路は、等価的にスイッチング素子Q1、ダイオードDds1およびキャパシタCds1の並列接続回路で構成される第１スイッチ回路S1と、入力直流電圧から、送電側共振機構に流す交流電流に比較して相対的に直流電流とみなせる電流源を生成するインダクタンスをもつ第１インダクタLf1とを備える。
　第２送電側交流電流発生回路は、等価的にスイッチング素子Q2、ダイオードDds2およびキャパシタCds2の並列接続回路で構成される第２スイッチ回路S2と、入力直流電圧から、送電側共振機構に流す交流電流に比較して相対的に直流電流とみなせる電流源を生成するインダクタンスをもつ第２インダクタLf2とを備える。
　スイッチング制御回路10は、第１スイッチ回路S1のスイッチング素子Q1および第２スイッチ回路S2のスイッチング素子Q2を交互にオン／オフすることにより、第１送電側交流電圧発生回路および第２送電側交流電圧発生回路から交流電圧を発生させる。
　受電装置PRUは、受電コイルnsと受電側共振キャパシタCrsとで構成される受電側共振機構と、受電コイルnsに接続されて、受電コイルnsに生じる交流電流を整流する受電側整流回路RCと、を備える。
　スイッチング素子Q1，Q2には、耐圧60V、定格最大電流6AのMOSFET、ダイオードブリッジには耐圧60Vのショットキーバリアダイオードを用いた。共振キャパシタCr、Crs、Cds1、Cds2には、高周波特性に優れた中高圧セラミックコンデンサを用いた。送電側において、入力電源に並列に接続されるキャパシタと、受電側において、出力電圧を平滑するキャパシタCoには大容量積層セラミックコンデンサとフィルムコンデンサを並列接続して用いた。
　本実施形態のワイヤレス給電システム101では、スイッチング素子Q1，Q2はＭＯＳＦＥＴなどの、寄生出力容量や寄生ダイオードを有するスイッチング素子であり、この寄生出力容量や寄生ダイオードを利用してスイッチ回路S1、S2を構成している。
　送電コイルnpと送電側共振キャパシタCrとで構成される送電側共振機構の第１共振周波数fraは、第１スイッチ回路S1および第２スイッチ回路S2のスイッチング周波数fsよりも低い。また、上記送電側共振機構に第１スイッチ回路S1または第２スイッチ回路S2のキャパシタCds1，Cds2を含めた第２共振周波数frbは、スイッチング周波数fsよりも高い。したがって、fra<fs≦frbという関係にある。
　スイッチング制御回路10は、第１スイッチ回路S1および第２スイッチ回路S2のうち一方のスイッチ回路の両端から、当該一方のスイッチ回路のキャパシタンスを含めずに他方のスイッチ回路を短絡して送電側共振機構を通して負荷側をみた第１インピーダンスZaが誘導性インピーダンスとなるスイッチング周波数で第１スイッチング素子Q1および第２スイッチング素子Q2をスイッチングし、且つ、第１スイッチ回路S1および第２スイッチ回路S2のうち一方のスイッチ回路の両端から、当該一方のスイッチ回路のキャパシタンスを含めて他方のスイッチ回路を短絡して送電側共振機構を通して負荷側をみた第２インピーダンスZbが誘導性インピーダンスとなるスイッチング周波数で第１スイッチング素子Q1および第２スイッチング素子Q2をスイッチングすることで、第１スイッチ回路S1および第２スイッチ回路S2の両端電圧を半周期毎の半波の正弦波状の波形とする。
　このようにして、送電コイルnpと受電コイルnsとの間に等価的に形成される相互インダクタンスMlおよび相互キャパシタンスMcで等価的な電磁界共鳴結合回路が構成されて、送電側共振機構と受電側共振機構とが共鳴する。
　図２は、図１に示したワイヤレス給電システム101の各部の電圧電流波形図である。この例は、プッシュプルE級ワイヤレス給電システムにおいて最適ZVS動作となる基本的なスイッチング動作波形である。
　図１、図２を参照して、スイッチング周期における各状態での動作を以下に示す。
　スイッチング素子Q1、Q2のゲート・ソース間電圧をvgs1、vgs2、ドレイン・ソース間電圧をvds1、vds2で表す。また、共振キャパシタCr、Crsに流れる共振電流をir、irsで表す。以下に示すように、共振キャパシタCrと送電コイルnpとで構成されるLC直列共振回路の両端電圧viacは正弦波に近い波形となる。
　本ワイヤレス給電システムでは、１スイッチング周期Tsにおいて次の２つの動作状態が存在する。
(a)　state1 (t1≦t<t2)
　state1はスイッチング素子Q1がオン、スイッチング素子Q2がオフとなる期間である。スイッチング素子Q1がターンオンすると、第２インダクタLf2に流れていた電流Ii2はキャパシタCds2および送電コイルnpに流れ、共振キャパシタCrと送電コイルnpとで構成されるLC直列共振回路（送電側共振機構）には、正弦波状の共振電流irが流れる。スイッチング素子Q2のドレイン・ソース間電圧vds2は0Vから正弦波状に立ち上がり、Q2がターンオンする直前に緩やかに立ち下がる。また、この期間では第１インダクタLf1にViから電流Ii1が流れて磁気エネルギーが蓄えられる。スイッチング素子Q1がターンオフするとstate2となる。
(b)　state2 (t2≦t<t1)
　state2はスイッチング素子Q1がオフ、スイッチング素子Q2がオンとなる期間である。スイッチング素子Q2がターンオンすると、第１インダクタLf1に流れていた電流Ii1はキャパシタCds1および共振キャパシタCrに流れ、電流irは正弦波状の波形となる。スイッチング素子Q1のドレイン・ソース間電圧vds1は0Vから正弦波状に立ち上がり、スイッチング素子Q1がターンオンする直前に緩やかに立ち下がる。また、この期間では第２インダクタLf2にViから電流Ii2が流れて磁気エネルギーが蓄えられる。スイッチング素子Q2がターンオフするとstate1となる。
　以降、state1 state2 を周期的に繰り返す。
　このように、スイッチング素子Q1，Q2ともにターンオンの直前でvds = 0となって、寄生ダイオードDdsが導通するのでZVS動作を実現する。また、スイッチング素子Q1，Q2のターンオンの直前（図２中で破線の円で囲んだタイミング）でｄvds/ｄｔ = 0に近づき、vds = 0となってZVS動作を達成し、ターンオフではZCS(Zero Current Switching)に近い動作を達成する。このような動作を最適ZVS動作と呼ぶ。最適ZVS動作ではスイッチング損失は最小となり、システムにおける電力効率を向上ができる。
　スイッチング制御による給電電力の制御として、幾つかの形態をとることができる。その一つは周波数制御PFM（Pulse Frequency Modulation）である。複共振回路の合成インピーダンスが周波数によって変化することを利用して、スイッチング周波数を変化させることにより、共鳴電流の振幅を変化させて給電電力を制御することができ、電子機器の要求に応じた電力を供給して適切に動作させることができる。
　また、別のスイッチング制御は、一定のスイッチング周波数で時比率を制御するPWM（Pulse Width Modulation）である。スイッチング素子の時比率を制御することにより、給電電力を制御することが可能となり、出力電力を調整することができる。また、一定のスイッチング周波数を用いることにより、利用周波数帯域を限定することができ、EMC対策も容易となる。また出力を制御する制御性も高まる。
　なお、受電装置PRU側の同期整流回路の動作周波数を制御することで、送電装置PSU側ではなく、受電装置PRU側で受電電力を調整することもできる。送電装置PSU側での動作周波数に対して、同期して同期整流回路を動作させることでより大きな電力を得ることができる。一方、送電装置PSU側での動作周波数に対して、同期をずらせて同期整流回路を動作させることで受電電力を抑制して小さな電力を扱うことができる。
　図３（Ａ）は、図１に示した電磁界共鳴結合回路と共振キャパシタCr、Crsで構成される等価的な電磁界共鳴結合を含めた複共振回路の回路図である。図３（Ｂ）はその等価回路図である。ここで、相互インダクタンスLmは、送電コイルnpと受電コイルnsとの磁界共鳴結合により電力を伝送する等価的なインダクタとして示され、相互キャパシタンスCmは、送電コイルnpと受電コイルnsとの電界共鳴結合により電力を伝送する等価的なキャパシタとして示される。
　共鳴現象により、電磁界共鳴結合回路への入力電流ｉac in (t)は、共振電流の振幅をIacとして、近似的に次式で表すことができる。
　ｉac in (t)　＝Ｉac sin(ωsｔ)
　但し、ωs＝２π／Ｔｓ
　端子１－１’間には正弦波電流ｉac in (t)が与えられる。端子１－１’間には各周波数成分を含む電流が流入しようとするが、電磁界共鳴結合回路によってインピーダンスが大きくなる高次の周波数成分の電流波形はカットされ、共鳴動作を行なうことで、主にスイッチング周波数成分の共鳴電流波形のみが流れ、効率良く電力を伝送することができる。
　次に、上記共振周波数fra，frbおよびスイッチング周波数fsの設定とZVS動作との関係をシミュレーションで示す。
　図４は、図１に示したワイヤレス給電システム101のシミュレーション回路である。また図５は、図４各部の電流電圧波形図である。
　共振電流irは、正弦波状となり、且つ、スイッチング素子Q1およびQ2の両端電圧vds1、vds2は半周期毎の半波の正弦波状の波形となり、ZVS動作を実現している。
　既に述べたとおり、送電共振機構の共振周波数fraは、第１および第２のスイッチ回路S1，S2のスイッチング周波数fsよりも低く、送電共振機構に第１または第２のスイッチ回路のキャパシタを含めた第２共振周波数frbは、スイッチング周波数fsよりも高く設定してfra<fs≦frbとする。具体的には、例えば、
　fra＝１／√(LpCr)
　frb＝１／２π√(LpCrCds／(Cr+Cds))
　となるため、スイッチング周波数をfs = 6.78MHzとすると、例えば、fra = 4MHz，frb = 7MHzなどとなるように、キャパシタCr，Cdsの値を調整する。但し、ここでは、Cds1＝Cds2＝Cds、としている。
　また、一方のスイッチ回路の両端から、当該一方のスイッチ回路のキャパシタンスを含めずに他方の前記スイッチ回路を短絡して共振機構を通して負荷側をみた第１インピーダンスZa、および、一方のスイッチ回路の両端から、当該一方のスイッチ回路のキャパシタンスを含めずに他方の前記スイッチ回路を短絡して共振機構を通して負荷側をみた第２インピーダンスZbは誘導性インピーダンスとなるように調整する。これらにより、スイッチング素子Q1およびQ2の両端電圧vds1、vds2は半周期毎の半波の正弦波状の波形となりZVS（ゼロ電圧スイッチング）動作を実現する。
　図６（Ａ）は上記第１インピーダンスZaを示す等価回路図であり、図６（Ｂ）は上記第２インピーダンスZbを示す等価回路図である。ここで、kは送電コイルnpと受電コイルnsとの結合係数、Riは送電側共振機構の抵抗成分、Risは受電側共振機構の抵抗成分である。Racは交流負荷抵抗である。
　ここで、スイッチング周波数をfs = 6.78MHzとし、
（Ａ）fra = 4MHz、frb = 9.5MHz、Cds1＝1.14nF、Cds2＝1.14nF、Cr＝5.2nF
（Ｂ）fra = 4MHz、frb = 6.78MHz、Cds1＝2.84nF、Cds2＝2.84nF、Cr＝5.2nF
（Ｃ）fra = 6.78MHz、frb = 8.7MHz、Cds1＝2.84nF、Cds2＝2.84nF、Cr＝1.835nF
の各条件について、動作波形を図７（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）に示す。図７（Ａ）は上記条件（Ａ）での波形、図７（Ｂ）は上記条件（Ｂ）での波形、図７（Ｃ）は上記条件（Ｃ）での波形である。
　条件（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）のうち、条件（Ｃ）は本発明の条件を満たさない。条件（Ｃ）では、スイッチング素子Q1およびQ2の両端電圧vds1、vds2は半周期毎の半波の正弦波状の波形とならず、ZVS（ゼロ電圧スイッチング）動作を実現しない。条件（Ａ）（Ｂ）に比べて条件（Ｃ）が共振電流irの振幅が最も大きく、電磁界共鳴が大きく起こっている。しかしZVS動作を実現していないため、スイッチング素子の発熱は大きく、システムの電力効率や信頼性は大きく低下する。
　一方、上記条件（Ａ）（Ｂ）は本発明の条件fra<fs≦frbを満たす。図７（Ａ）、図７（Ｂ）から明らかなように、スイッチング素子Q1およびQ2の両端電圧vds1、vds2は半周期毎の半波の正弦波状の波形となり、ZVS（ゼロ電圧スイッチング）動作を実現する。
　因みに、本実施形態のように、２石式のプッシュプル構成では、２つのスイッチング素子Q1，Q2のうち常に一方はオフ状態であるので、等価回路は常に図６（Ｂ）に示す状態の等価回路と同等である。この状態での第２共振周波数frb付近のスイッチング周波数でスイッチング動作をすると、ZVS動作を達成しながら共鳴を起こすことができ、より最適に近いZVS動作を達成できる。これらにより高いエネルギー変換効率および高い電力変換効率を得ることが可能となる。すなわち、図７（Ｂ）の動作に相当する。
　共振現象の原理においては、共振周波数とスイッチング周波数が近いほど給電電力を大きくすることができる。具体的には、２石式のプッシュプル構成では、｜fra-fs｜の大きさで給電電力を制御できる。｜frb-fs｜が小さいほど給電電力を大きくできる。また、本発明の条件fra<fs≦frbを満たす範囲において、｜frb-fra｜の値が小さいほど給電電力を大きくできる。
　図８（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）は、第２の実施形態で示す１石E級の送電装置との特性を対比する図である。図８（Ａ）は入力電圧対出力電力の特性、図８（Ｂ）は入力電圧に対する電力変換効率の関係、図８（Ｃ）は出力抵抗対出力電力の特性、をそれぞれ示す。
　図８（Ａ）（Ｂ）では、負荷抵抗Ro = 20Ωとし、入力電源Viの電圧を1Vから13Vまで変化させた。図８（Ａ）より、Vi = 5V、10V、13Vの場合に、本実施形態（プッシュプルE級）ではそれぞれPo = 6.18W、24.6W、40.5Wとなり、1石E級ではそれぞれPo = 1.68W、7.23W、12.8Wとなる。プッシュプル構成とすることで、Vi = 5V、10V、13Vの場合でそれぞれ1石E級の3.67倍、3.41倍、3.17倍の出力電力を得ている。実験ではVi = 5Vとし、プッシュプルE級を用いることで、1石E級の4倍に近い出力電力が得られている。また、図８（Ｂ）より、Viが6Vよりも小さい場合では、プッシュプルE級の方が電力効率は高い。
　図８（Ｃ）では、Vi = 10Vとして、抵抗Ro を15Ωから40Ωまで変化させた。Ro = 20Ωとすると、プッシュプルE級ではviacの絶対値の平均値、出力電力はそれぞれ19.9V、Po = 24.6W、1石E級ではそれぞれ9.99V、Po = 6.21Wとなり、プッシュプルE級とした場合、viacの絶対値の平均値はほぼ2倍、出力電力はほぼ4倍となる。
　第１の実施形態によれば次のような効果を奏する。
（1）直流電圧から電磁界共鳴を起こして空間を超えて電気を送り、且つ、第１と第２のスイッチング素子においてZVS動作を達成し、スイッチング素子における電力損失を低減できる。ワイヤレス給電システムの高効率化、小型軽量化、高信頼性を得ることができる。
（2）２石プッシュプルE級の構成は、１石E級の構成に比べて約４倍の電力を得ることができる。
（3）離れた場所に給電する給電システムを構成することが可能。非常にシンプルに構成でき、給電システム装置の小型軽量化を図ることができる。
（4）送電と受電の共振機構の間に起こる電磁界共鳴現象により、電磁誘導方式による給電よりも高い電力効率、長い距離の給電が可能となる。
（5）送電コイルと受電コイルとの間で形成される磁界共鳴結合だけでなく電界共鳴結合をも利用して給電を行うことで、磁界共鳴結合だけの場合より電力効率高く電力を供給することができる。
（6）送電コイルと受電コイルのインダクタンス成分のうち、結合に関与しない漏れインダクタンスを送電側共振機構もしくは受電側共振機構を構成するインダクタとして用いることができる。共振インダクタの部品が不要になり、給電システム装置を小型軽量化できる。
（7）送電コイルnpと受電コイルnsは、それぞれ電界共鳴によりキャパシタを形成し、共振キャパシタとして利用することができる。キャパシタの部品が不要になり小型軽量化できる。
（8）出力を検出して、送電側に帰還回路を用いて情報を伝達し、送電側交流電圧発生回路を制御して給電電力を調整することができ、適切に電子機器を動作させることができる。
（9）送電コイルと受電コイルを空芯とすることでコイルの鉄損がなくなり、高い周波数でも効率よくワイヤレスで電力送電を行うことができる。
《第２の実施形態》
　図９は第２の実施形態のワイヤレス給電システム102の回路図である。
　ワイヤレス給電システム101は電力送電装置PSUと電力受電装置PRUとで構成されている。第１の実施形態では、送電装置PSUを２石E級プッシュプル形式としたが、この第２の実施形態の送電装置PSUは１石E級のスイッチング電源形式としている。
　送電装置PSUは、送電コイルnpと送電側共振キャパシタCrとで構成される送電側共振機構と、この送電側共振機構の一方に電気的に接続された第１送電側交流電流発生回路と、送電共振機構の他方に電気的に接続された第２送電側交流電流発生回路と、スイッチング制御回路10と、を備える。
　第１送電側交流電流発生回路は、等価的にスイッチング素子Q1、ダイオードDds1およびキャパシタCds1の並列接続回路で構成される第１スイッチ回路S1と、入力直流電圧から、送電側共振機構に流す交流電流に比較して相対的に直流電流とみなせる電流源を生成するインダクタンスをもつ第１インダクタLf1とを備える。
　図１０は、図９に示したワイヤレス給電システム102のシミュレーション回路である。また図１１は、図１０各部の電流電圧波形図である。
　共振電流irは、正弦波状となり、且つ、スイッチング素子Q1の両端電圧vds1は半周期毎の半波の正弦波状の波形となり、ZVS動作を実現している。
　既に述べたとおり、送電共振機構の第１共振周波数fraは、第１スイッチ回路S1のスイッチング周波数fsよりも低く、送電共振機構に第１スイッチ回路S1のキャパシタを含めた第２共振周波数frbは、スイッチング周波数fsよりも高く設定してfra<fs≦frbとする。具体的には、例えば、
　fra＝１／√(LpCr)
　frb＝１／２π√(LpCrCds1／(Cr+Cds1))
　となるため、スイッチング周波数をfs = 6.78MHzとすると、例えば、fra = 4MHz，frb = 10MHzなどとなるように、キャパシタCr，Cds1の値を調整する。
　また、第１スイッチ回路S1の両端から、第１スイッチ回路S1のキャパシタンスを含めずに送電側共振機構を通して負荷側をみた第１インピーダンスZa、および、第１スイッチ回路S1の両端から、第１スイッチ回路S1のキャパシタを含めずに送電側共振機構を通して負荷側をみた第２インピーダンスZbは誘導性インピーダンスとなるように調整する。これらにより、スイッチング素子Q1およびQ2の両端電圧vds1、vds2は半周期毎の半波の正弦波状の波形となりZVS（ゼロ電圧スイッチング）動作を実現する。
　上記インピーダンスZa，Zbを示す等価回路図は第１の実施形態で図６に示したとおりである。
　ここで、スイッチング周波数をfs = 6.78MHzとし、
（Ａ）fra = 4MHz、frb = 9.5MHz、Cds1＝1.14nF、Cr＝5.2nF
（Ｂ）fra = 4MHz、frb = 6.78MHz、Cds1＝2.84nF、Cr＝5.2nF
（Ｃ）fra = 6.78MHz、frb = 8.7MHz、Cds1＝2.84nF、Cr＝1.835nF
の各場合について、動作波形を図１１に示す。
　条件（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）のうち、条件（Ｃ）は本発明の条件を満たさない。条件（Ｃ）では、スイッチング素子Q1の両端電圧vds1は半周期毎の半波の正弦波状の波形とならず、ZVS（ゼロ電圧スイッチング）動作を実現しない。条件（Ａ）、（Ｂ）に比べて条件（Ｃ）が共振電流irの振幅が最も大きく、電磁界共鳴が大きく起こっている。しかしZVS動作を実現していないため、スイッチング素子の発熱は大きく、システムの電力効率や信頼性は大きく低下する。
　一方、上記条件（Ａ）、（Ｂ）は本発明の条件fra<fs≦frbを満たす。図１１から明らかなように、上記条件（Ａ）は、スイッチング素子Q1の両端電圧vds1は半周期毎の半波の正弦波状の波形となり、ZVS（ゼロ電圧スイッチング）動作を実現する。上記条件（Ｂ）は、完全なZVS（ゼロ電圧スイッチング）動作を実現しているとは言い難いが、上記条件（Ｃ）に比べて、スイッチング素子におけるスイッチング損失は十分に小さく、ZVS（ゼロ電圧スイッチング）動作に準じた動作を実現している。
《第３の実施形態》
　図１２は第３の実施形態に係るワイヤレス給電システムの各部の電圧電流波形図である。回路構成は第２の実施形態で示したとおりである。
　この図１２を参照して、スイッチング周期における各状態での動作を以下に示す。
(a)　state1 (t1≦t<t2)
　送電装置側では、スイッチング素子Q1は導通し、流れる電流id1は0Aから流れ始めて正電流となる。送電コイルnpと共振キャパシタCr、および受電コイルnsと共振キャパシタCrsには共振電流が流れる。
　受電装置側では、共振電流が整流され、整流平滑された電流が負荷に供給され、電力が伝送される。スイッチング素子Q1がターンオフするとstate2となる。
(b)　state2 (t2≦t<t1)
　スイッチング素子Q1の両端のキャパシタCds1は共振をはじめ、まずは充電されて、ピーク電圧を越えると放電する。電圧vds1は次第に0Vに漸近し、スイッチング素子Q1がターンオンするとstate2は終わる。
　以降、state1 state2 を周期的に繰り返す。
　このように、スイッチング素子Q1のターンオンの直前で電圧vdsが0Vに漸近し、ターンオンのタイミングで電流id1が0Aから流れ始める。スイッチング素子Q1がZVS動作をすることにより、スイッチング損失とスイッチングノイズを大幅に低減できる。また、スイッチ回路S1のダイオードDds1が導通しないため、導通損失も低減される。その結果、ワイヤレス給電システムの電力効率を高めることができる。
《第４の実施形態》
　図１３は第４の実施形態に係るワイヤレス給電システム104の回路図である。
　ワイヤレス給電システム104は電力送電装置PSUと電力受電装置PRUとで構成されている。
　本実施形態では、送電側交流電圧発生回路と送電側共振機構との間に、インダクタ要素Lfpおよびキャパシタ要素Cfpを含む第１フィルタを備える。また、受電側共振機構と整流回路との間に、インダクタ要素Lfsおよびキャパシタ要素Cfsを含む第２フィルタを備える。その他の構成は第１の実施形態で示したものと同じである。
　第１フィルタ、第２フィルタはいずれもローパスフィルタとして作用する。これらローパスフィルタは、共振機構に流れる電流波形の高調波成分を低減するように、遮断周波数が定められている。このように、フィルタを備えることにより、共振機構に流れる電流波形の高調波成分を低減し、EMI（電磁干渉）ノイズを低減することができる。これにより、他の電子機器とのEMC（電磁両立性）を高めることができる。例えば、無線通信機器などとの混信を抑制できる。また、フィルタにより共振機構のインピーダンスを変換することができる。すなわちインピーダンス整合を図ることができる。これにより、負荷に適した電流と電圧を供給することができる。
《第５の実施形態》
　図１４は第５の実施形態のワイヤレス給電システム105の回路図である。第１の実施形態で図１に示したワイヤレス給電システムと異なるのは、受電装置PRU側の構成である。第５の実施形態では、受電コイルns1，ns2、ダイオードD3，D4、キャパシタCoによってセンタータップ整流回路が構成されている。送電装置PSUの構成は第１の実施形態で示したものと同様である。
　この第５の実施形態では、受電装置PRU側では受電コイルns1、ns2に生じる浮遊容量または単体のキャパシタにより、共振キャパシタCrsa，Crsb（図１におけるCrsに相当するキャパシタ）を構成している。
　このワイヤレス給電システム105は２つの受電コイルns1，ns2と２つの整流ダイオードD3，D4を用いることで、受電装置側での損失を分散することができ、電力損失が少なくできる。また、ブリッジ整流と比較して整流素子の数が少ない。また、受電装置側に並列共振回路が構成されているので、直列共振回路構成とする場合に比較して電圧利得を大きくできる。
《第６の実施形態》
　図１５は第６の実施形態のワイヤレス給電システム106の回路図である。第５の実施形態で図１４に示したワイヤレス給電システムと異なり、この例では、受電装置PRU側に直列共振用の共振キャパシタCrsを備えている。このように受電装置側に直列共振回路を構成することにより、並列共振回路を構成した場合に比較して電流利得を大きくできる。
《第７の実施形態》
　図１６は第７の実施形態のワイヤレス給電システム107の回路図である。第１の実施形態で図１に示したワイヤレス給電システムと異なるのは、受電装置PRU側の構成である。第７の実施形態では、受電コイルnsに、ダイオードD3，D4，D7，D8、キャパシタCoによってブリッジ整流回路が接続されている。送電装置PSUの構成は第１の実施形態で示したものと同様である。
　受電装置PRU側では受電コイルnsに生じる浮遊容量または単体のキャパシタにより共振キャパシタCrs（図１におけるCsに相当するキャパシタ）を構成している。
　この第７の実施形態のワイヤレス給電システム107では、第６の実施形態で図１５に示した電流伝送システムに比べて整流素子の耐圧を低減することができる。また、受電装置側に並列共振回路が構成されているので、直列共振回路構成とする場合に比較して電圧利得を大きくできる。
《第８の実施形態》
　図１７は第８の実施形態のワイヤレス給電システム108の回路図である。第７の実施形態で図１６に示したワイヤレス給電システムとは共振キャパシタCrsの位置が異なる。このため、このキャパシタCrsによって所定の共振周波数で電磁界共鳴動作をさせることができる。
　この第８の実施形態のワイヤレス給電システム108では、このように受電装置側に直列共振回路を構成することにより、並列共振回路を構成した場合に比較して電流利得を大きくすることができる。
《第９の実施形態》
　図１８は第９の実施形態のワイヤレス給電システム109の回路図である。この例では受電装置PRU側に４つのスイッチング素子Qs1，Qs2，Qs3，Qs4によるブリッジ整流構成の同期整流回路が設けられている。また、送電コイルnpの両端には等価的にキャパシタCp、受電コイルnsの両端には等価的にキャパシタCsがそれぞれ構成される。
　この第９の実施形態によれば、第１～第８の実施形態に比べて、受電装置PRU側のスイッチング素子Qs1、Qs2、Qs3、Qs4に印加される電圧がそれぞれ半分となるため、スイッチング素子での損失を低減できる。
　このワイヤレス給電システム109では、第８の実施形態で示したワイヤレス給電システムに比べて同期整流回路により整流損失を低減できる。また、ブリッジ構成により整流スイッチング素子の耐圧を低減することができる。また、スイッチング素子による整流回路であるので、双方向のワイヤレス給電が可能である。さらに、共振キャパシタCrsを用いて所定の共振周波数で電磁共鳴動作をすることが可能となる。
《第１０の実施形態》
　図１９は第１０の実施形態のワイヤレス給電システム110の回路図である。この例では受電装置PRU側に２つのダイオードD1，D2による整流回路を設けている。
　第１０の実施形態によれば、第９の実施形態に比べて受電装置PRU側の構成を簡素にできる。また、整流回路が受動回路であるので、整流回路を駆動制御する回路が不要となる。
《第１１の実施形態》
　図２０は第１１の実施形態のワイヤレス給電システム111の回路図である。
　この例では入力電源Viの電圧を分圧するキャパシタCr1、Cr2、および出力電圧Voを分圧するキャパシタCrs1、Crs2を備えている。すなわち、第１の実施形態で示したワイヤレス給電システムにおける共振キャパシタCrをCr1、Cr2に分割し、共振キャパシタCrsをCrs1、Crs2に分割したものである。ここでは、送電コイルnpおよび受電コイルnsの漏れインダクタンスを共振インダクタLr、Lrｓとして明示している。受電装置PRUには、スイッチング素子Q3，Q4による同期整流回路が設けられている。
　第１１の実施形態では、共振キャパシタに流れる電流が２つのキャパシタに分割されるので、キャパシタにおける電力損失が分散され全体の損失が低減され、発熱が分散される。また、複数の共振キャパシタを用いることで任意に共振周波数を設定でき、共鳴動作が容易になる。
　なお、キャパシタCr1、Cr2およびキャパシタCrs1、Crs2は、直流電圧を保持したり、直流電流を遮断したりする作用と直列共振用キャパシタとしての作用の両方の役割を果たす。また、送電コイルnpの両端での等価的なキャパシタCp、受電コイルnsの両端での等価的なキャパシタCsも含めて表記している。
《第１２の実施形態》
　図２１は第１２の実施形態のワイヤレス給電システム112の回路図である。この例は、電磁界共鳴結合を形成する磁路にフェライトなどの磁性体を用いた例である。
　図２１に示したワイヤレス給電システム112では、磁性体を用いることで磁気結合の度合いが大きくなり、電力伝送効率を高くすることができる。また、空間に放出される電磁波（磁束と電束）をフェライトにより抑制することができる。
《第１３の実施形態》
　図２２は第１３の実施形態のワイヤレス給電システム113の回路図である。この例は、電磁界共鳴結合を形成する磁路にフェライトなどの磁性体を用いた例である。この例でも磁性体を用いることで磁気結合の度合いが大きくなり、電力伝送効率を高くすることができる。また、空間に放出される電磁波（磁束と電束）をフェライトにより抑制することができる。
《第１４の実施形態》
　図２３は第１４の実施形態のワイヤレス給電システム114の回路図である。この例では、送電装置PSUに二つの共振キャパシタCr1，Cr2、受電装置PRUに二つの共振キャパシタCrs1，Crs2がそれぞれ設けられている。また、受電装置PRU側に４つのスイッチング素子Qs1、Qs2、Qs3、Qs4によるブリッジ整流構成の同期整流回路が設けられている。
　このワイヤレス給電システム114では、送電装置PSUの送電コイルnpおよび受電装置PRUの受電コイルnsをそれぞれフェライトなどの磁芯を有するコイルとしている。そのため、磁性体を用いることで磁気結合の度合いが大きくなり、電力伝送効率を高めることができる。また、空間に放出される電磁波（磁束と電束）をフェライトにより抑制することができる。
　《第１５の実施形態》
　図２４は第１５の実施形態のワイヤレス給電システム115の回路図である。
　このワイヤレス給電システム115は、双方向ワイヤレス給電可能な複数の送受電装置PSU/PRU1、PSU/PRU2、PSU/PRU3、PSU/PRU4を備えたシステムである。
　第１の電力送受電装置PSU/PRU1が送電装置として作用するとき、それに対応して電磁界共鳴結合を形成する第２の送受電装置PSU/PRU2は受電装置として作用する。したがって、第１の送受電装置PSU/PRU1から第２の送受電装置PSU/PRU2へ電力が伝送される。ここで、第２の送受電装置PSU/PRU2の負荷Roには充電電池およびその充電回路を備える。
　第３の送受電装置PSU/PRU3は第２の送受電装置PSU/PRU2に対応していて、第２の送受電装置PSU/PRU2が送電装置として作用するとき、第３の送受電装置PSU/PRU3は受電装置として作用する。このとき、第２の送受電装置PSU/PRU2は前記充電電池が電源として用いられる。そして第３の送受電装置PSU/PRU3の負荷Ro2は充電電池およびその充電回路を備える。
　第４の送受電装置PSU／PRU4は第３の送受電装置PSU/PRU3に対応していて、第３の送受電装置PSU/PRU3が送電装置として作用するとき、第４の送受電装置PSU/PRU4は受電装置として作用する。このとき、第３の送受電装置PSU/PRU3は前記充電電池が電源として用いられる。そして第４の送受電装置PSU/PRU4の負荷Ro3は充電電池およびその充電回路である。
　このようにして、複数の電力送受電装置を備えることにより、途中の電力送受電装置が電力を中継して遠方まで電力を伝送することが可能となる。
　なお、複数の受電装置側の共振回路の共振周波数を異ならせておき、送電装置側は、送電先に応じたスイッチング周波数でスイッチング動作するように構成すれば、複数の受電装置に対して所定の受電装置に選択的に電力を伝送できる。
　また、電力送受電装置の電力伝送方向に応じてスイッチング周波数を切り替えることにより、スイッチング周波数ごとに目的にあった方向（場所）への電力伝送が可能となる。すなわち、スイッチング周波数を切り替えるなどの制御を行うことにより、適切な電子機器を選択したり、適切な方向や場所へ電力を送電することができる。
《第１６の実施形態》
　図２５は第１６の実施形態のワイヤレス給電システム116の回路図である。この例では、送電コイルnpと受電コイルns4との間に複数の共振器を設置している。図２５において、受電コイル（インダクタ）ns1およびキャパシタCs1で第１の中継用ＬＣ共振回路が構成されていて、受電コイル（インダクタ）ns2およびキャパシタCs2で第２の中継用ＬＣ共振回路が構成されていて、受電コイル（インダクタ）ns3およびキャパシタCs3で第３の中継用ＬＣ共振回路が構成されている。
　このように複数の共振器を設置することで、複数の共振器を含めて電磁界共鳴結合を形成し、共振器を所定の間隔で設置することにより、より離れた場所への電力供給が可能となる。また、高い電力伝送効率で離れた距離の給電が可能となる。
《第１７の実施形態》
　第１７の実施形態のワイヤレス給電システム117では送電装置PSUと受電装置PRUに対称性をもたせている。また、送電装置PSUと受電装置PRUとの間で通信機能を備えている。
　図２６は第１７の実施形態のワイヤレス給電システム117の回路図である。
　スイッチング制御回路20は、出力情報（負荷Roへ出力される電圧、電流、または電力等）を検出し、受電側通信回路50を介して送電装置PSU側へフィードバック情報を伝達する。送電側通信回路40は、信号伝達手段30を介して受電側通信回路50から受信した出力情報に基づいて送電側交流電圧発生回路（スイッチ回路S1，S2）を制御して給電電力を制御する。スイッチング制御回路20、受電側通信回路50、信号伝達手段30等は、受電装置PRUが受電した電力によって（出力電圧Voで）動作する。
　上記受電側通信回路50は本発明に係る「出力情報送信回路」の例である。また、送電側通信回路40は本発明に係る「出力情報受信回路」の例である。
　このように受電装置からフィードバックされた情報に基づいて給電電力を制御することで、負荷に適した電圧、電流を供給することができる。
　なお、送電側通信回路40は、スイッチング素子Q1，Q2に対する制御タイミング信号を受電側通信回路50へ伝達する。スイッチング制御回路20は、このタイミング信号に同期してスイッチング素子Q3，Q4をスイッチングすることにより同期整流制御を行う。
　上記信号伝達手段30は、例えば無線通信回路を用いて出力情報を送電装置側に伝達する。また、上記信号伝達手段30は、出力信号を光信号に変換して伝達し、光信号を電気信号（受信信号）に変換する。これらの構成により、電気的に絶縁して送電装置側で給電電力を調整することができる。
　本実施形態のワイヤレス給電システム117は、送電装置PSUと受電装置PRUは同様構成の回路であり、対称性があるので、双方向ワイヤレス給電システム装置として用いることができる。すなわち、受電側整流回路（S3，S4）は、出力部から電力を受けて、スイッチングにより送電側交流電圧発生回路として作用し、送電側交流電圧発生回路（S1，S2）は、出力部から電力を受けてスイッチングにより受電側整流回路として作用する。
　このことにより、双方向の給電が可能となり、受電装置PRU側から送電装置PSU側へ電力を給電したり、受電装置PRU側を中継点として、受電した電力をさらに別のところへ送電したりすることもできる。また、中継システムとしても利用可能で、本装置を複数用意して中継することで、長距離の電力給電が可能となる。
Cds1，Cds2…キャパシタ
Cfp，Cfs…キャパシタ要素
Ci…入力キャパシタ
Cm…相互キャパシタンス
Co…キャパシタ
Cr…送電側共振キャパシタ
Cr1，Cr2…共振キャパシタ
Crs…受電側共振キャパシタ
Crs1，Crs2…共振キャパシタ
Crsa，Crsb…共振キャパシタ
Cs1，Cs2，Cs3…キャパシタ
D1～D4…ダイオード
D7，D8…ダイオード
Dds…寄生ダイオード
Dds1，Dds2…ダイオード
Lf1…第１インダクタ
Lf2…第２インダクタ
Lfp，Lfs…インダクタ要素
Lm…相互インダクタンス
np…送電コイル
Lr…共振インダクタ
ns…受電コイル
Mc…相互キャパシタンス
Ml…相互インダクタンス
np…送電コイル
ns，ns1，ns2，ns4…受電コイル
PRU…電力受電装置
PSU…電力送電装置
Q1…第１スイッチング素子
Q2…第２スイッチング素子
Q3，Q4…スイッチング素子
Qs1，Qs2，Qs3，Qs4…スイッチング素子
RC…受電側整流回路
Ro，Ro2，Ro3…負荷
S1…第１スイッチ回路
S2…第２スイッチ回路
Vi…入力電源
viac…両端電圧
Vo…出力電圧
10，20…スイッチング制御回路
30…信号伝達手段
40…送電側通信回路
50…受電側通信回路
101，102，104～117…ワイヤレス給電システム

Claims (21)

  1. 　送電コイルを備える送電装置と、受電コイルを備える受電装置とで構成され、前記送電装置から前記受電装置へ電力を給電するワイヤレス給電システムにおいて、
    　前記送電装置は、前記送電コイルとともに送電側共振機構を構成する送電側共振キャパシタと、前記送電側共振機構の一方に電気的に接続された第１送電側交流電流発生回路と、前記送電共振機構の他方に電気的に接続された第２送電側交流電流発生回路と、スイッチング制御回路と、を備え、
    　前記第１送電側交流電流発生回路は、スイッチング素子、ダイオードおよびキャパシタの並列接続回路で等価的に構成される第１スイッチ回路と、入力直流電圧から、前記送電側共振機構に流す交流電流に比較して相対的に直流電流とみなせる電流源を生成するインダクタンスをもつ第１インダクタとを備え、
    　前記第２送電側交流電流発生回路は、スイッチング素子、ダイオードおよびキャパシタの並列接続回路で等価的に構成される第２スイッチ回路と、入力直流電圧から、前記送電側共振機構に流す交流電流に比較して相対的に直流電流とみなせる電流源を生成するインダクタンスをもつ第２インダクタとを備え、
    　前記スイッチング制御回路は、前記第１スイッチ回路のスイッチング素子および前記第２スイッチ回路のスイッチング素子を交互にオン／オフすることにより、前記第１送電側交流電圧発生回路および前記第２送電側交流電圧発生回路から送電コイルに交流電流を発生させ、
    　前記受電装置は、前記受電コイルとともに受電側共振機構を構成する受電側共振キャパシタと、前記受電コイルに接続されて、該受電コイルに生じる交流電流を整流する受電側整流回路と、を備え、
    　前記送電側共振機構により決定される第１共振周波数は、前記第１スイッチ回路および前記第２スイッチ回路のスイッチング周波数よりも低く、
    　前記送電側共振機構に前記第１スイッチ回路または前記第２スイッチ回路のキャパシタを含めて決定される第２共振周波数は、前記スイッチング周波数よりも高く、
    　前記スイッチング制御回路は、前記第１スイッチ回路および前記第２スイッチ回路のうち一方のスイッチ回路の両端から、当該一方のスイッチ回路のキャパシタンスを含めずに、他方のスイッチ回路を短絡した状態で前記送電側共振機構を通して負荷側をみた第１インピーダンスが誘導性インピーダンスとなるスイッチング周波数で第１スイッチ回路および第２スイッチ回路のスイッチング素子をスイッチングさせ、且つ、前記第１スイッチ回路および前記第２スイッチ回路のうち一方のスイッチ回路の両端から、当該一方のスイッチ回路のキャパシタンスを含めて、他方のスイッチ回路を短絡した状態で前記送電側共振機構を通して負荷側をみた第２インピーダンスが誘導性インピーダンスとなるスイッチング周波数で第１スイッチ回路および第２スイッチ回路のスイッチング素子をスイッチングさせることで、前記第１スイッチ回路および前記第２スイッチ回路の両端電圧をそれぞれ半周期毎の半波の正弦波状の波形とし、
    　前記送電コイルと受電コイルとの間に等価的に形成される相互インダクタンスまたは相互キャパシタンスで等価的な電磁界共鳴結合回路が構成されて、前記送電側共振機構と前記受電側共振機構とが共鳴する、ワイヤレス給電システム。
  2. 　送電コイルを備えた送電装置と、受電コイルを備えた受電装置とで構成され、前記送電装置から前記受電装置へ電力を給電するワイヤレス給電システムにおいて、
    　前記送電装置は、前記送電コイルとともに送電側共振機構を構成する送電側共振キャパシタと、前記送電側共振機構に電気的に接続された第１送電側交流電流発生回路と、スイッチング制御回路と、を備え、
    　前記第１送電側交流電流発生回路は、スイッチング素子、ダイオードおよびキャパシタの並列接続回路で等価的に構成される第１スイッチ回路と、入力直流電圧から、前記送電側共振機構に流す交流電流に比較して相対的に直流電流とみなせる電流源を生成するインダクタンスをもつ第１インダクタとを備え、
    　前記スイッチング制御回路は、前記第１スイッチ回路のスイッチング素子をオン／オフすることにより、前記送電側交流電圧発生回路から送電コイルに交流電流を発生させ、
    　前記受電装置は、前記受電コイルとともに受電側共振機構を構成する受電側共振キャパシタと、前記受電コイルに接続されて、該受電コイルに生じる交流電流を整流する受電側整流回路と、を備え、
    　前記送電共振機構により決定される第１共振周波数は、前記第１スイッチ回路のスイッチング周波数よりも低く、
    　前記送電共振機構に前記第１スイッチ回路のキャパシタを含めて決定される第２共振周波数は、前記スイッチング周波数よりも高く、
    　前記スイッチング制御回路は、前記第１スイッチ回路の両端から、当該一方のスイッチ回路のキャパシタンスを含めずに、前記送電側共振機構を通して負荷側をみた第１インピーダンスが誘導性インピーダンスとなるスイッチング周波数でスイッチングさせ、且つ、前記第１スイッチ回路の両端から、当該一方のスイッチ回路のキャパシタンスを含めて、前記共振機構を通して負荷側をみた第２インピーダンスが誘導性インピーダンスとなるスイッチング周波数でスイッチングさせることで、前記第１スイッチ回路の両端電圧を半周期毎の半波の正弦波状の波形とし、
    　前記送電コイルと前記受電コイルとの間に等価的に形成される相互インダクタンスまたは相互キャパシタンスで電磁界共鳴結合回路が構成されて、前記送電側共振機構と前記受電側共振機構とが共鳴する、ワイヤレス給電システム。
  3. 　前記送電側共振機構は、前記送電コイルから前記第１スイッチ回路または前記第２スイッチ回路の両端電圧が0V付近になってから前記第１スイッチ回路または前記第２スイッチ回路を導通させるスイッチング制御回路を備えた、請求項１に記載のワイヤレス給電システム。
  4. 　前記送電側共振機構は、前記送電コイルから前記第１スイッチ回路の両端電圧が0V付近になってから前記第１スイッチ回路を導通させるスイッチング制御回路を備えた、請求項２に記載のワイヤレス給電システム。
  5. 　前記第２共振周波数は、前記スイッチング周波数とほぼ等しくなるように設定された請求項３または４に記載のワイヤレス給電システム。
  6. 　前記第１共振周波数fraおよび第２共振周波数frbは、前記スイッチング周波数fsに対して、ほぼ、(fra + fs )/2 = fsとなるように設定された請求項３または４に記載のワイヤレス給電システム。
  7. 　前記送電側交流電圧発生回路と前記送電側共振機構との間に、インダクタ要素およびキャパシタ要素を含むフィルタを備える、請求項１から６のいずれかに記載のワイヤレス給電システム。
  8. 　受電側共振機構と前記整流回路との間に、インダクタ要素およびキャパシタ要素を含むフィルタを備える、請求項１から７のいずれかに記載のワイヤレス給電システム。
  9. 　前記受電装置は、前記受電装置側整流回路の出力に関する出力情報を検出して前記送電装置に前記出力情報を伝送する出力情報送信回路を備え、
    　前記送電装置は、前記出力情報を受信する出力情報受信回路と、前記出力情報に応じて前記送電側交流電圧発生回路を制御して給電電力を制御する給電電力制御回路とを備える、請求項１から８のいずれかに記載のワイヤレス給電システム。
  10. 　前記出力情報送信回路は、無線通信で前記出力情報を送信する回路であり、前記出力情報受信回路は、無線通信で前記出力情報を受信する回路である、請求項１から９のいずれかに記載のワイヤレス給電システム。
  11. 　前記出力情報送信回路は、電気信号を光信号に変換して前記出力情報を送信する回路であり、前記出力情報受信回路は、光信号を電気信号に変換して前記出力情報を受信する回路である、請求項１から７のいずれかに記載のワイヤレス給電システム。
  12. 　前記スイッチング制御回路は、前記スイッチング周波数を変化させる周波数変調PFM制御により、前記送電装置から前記受電装置へ給電する電力を制御する、請求項１から１１のいずれかに記載のワイヤレス給電システム。
  13. 　前記スイッチング制御回路は、一定のスイッチング周波数で時比率を制御するPWM制御により、前記送電装置から前記受電装置へ給電する電力を制御する、請求項１から１１のいずれかに記載のワイヤレス給電システム。
  14. 　前記受電側整流回路は、スイッチング素子を備えた同期整流回路である、請求項１から１３のいずれかに記載のワイヤレス給電システム。
  15. 　前記受電装置は、前記同期整流回路の動作周波数を制御する動作周波数制御回路を備える、請求項１から１４のいずれかに記載のワイヤレス給電システム。
  16. 　前記受電装置は、該受電装置側の回路を制御する受電装置側制御回路を備え、該受電装置側制御回路は、前記受電装置が受電した電力によって動作する、請求項１から１５のいずれかに記載のワイヤレス給電システム。
  17. 　前記受電側整流回路は、前記受電側整流回路の出力部から電力を受けて前記送電側交流電圧発生回路として作用し、前記送電側交流電圧発生回路は、出力部から電力を受けて前記受電側整流回路として作用する、請求項１から１６のいずれかに記載のワイヤレス給電システム。
  18. 　前記送電コイルおよび前記受電コイルは空心のコイルである、請求項１から１７のいずれかに記載のワイヤレス給電システム。
  19. 　前記相互インダクタンスは、前記送電コイルと前記受電コイルとの間に形成される磁界共鳴結合により生じる等価的な励磁インダクタンスである、請求項１から１８のいずれかに記載のワイヤレス給電システム。
  20. 　前記送電側共振機構または前記受電側共振機構はインダクタを含み、当該インダクタは、前記送電コイルまたは前記受電コイルのインダクタンス成分のうち、結合に関与しない漏れインダクタンス成分である、請求項１から１９のいずれかに記載のワイヤレス給電システム。
  21. 　共振機構を備え、前記送電装置と前記受電装置とともに電磁界共鳴結合回路を構成する、単一または複数の共鳴装置を備えた、請求項１から２０のいずれかに記載のワイヤレス給電システム。
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