JP2017005841A - 送電機器 - Google Patents
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Abstract
【課題】互いに直列に接続された2つのスイッチング素子を有する2つのハーフブリッジ回路を含むフルブリッジ回路を備えたDC/AC変換部の、シフト側のスイッチング損失を小さくする。
【解決手段】交流電源12は、第1のハーフブリッジ回路12bb及び第2のハーフブリッジ回路12bcを含むフルブリッジ回路12baを備え、直流電力を交流電力に変換するDC/RF変換器12bを備えている。送電側コントローラ15は、両ハーフブリッジ回路のうち、一方を固定相側に、他方をシフト相側に設定し、各相の出力電圧は、シフト相側が固定相側に対して遅れるようにフェーズシフトPWM制御を行う。シフト相側のハーフブリッジ回路のスイッチング素子Q3,Q4は、互いに直列に接続され、それぞれコンデンサが並列に接続され、固定相側のハーフブリッジ回路のスイッチング素子Q1,Q2は、コンデンサが接続されることなく互いに直列に接続されている。
【選択図】図2
【解決手段】交流電源12は、第1のハーフブリッジ回路12bb及び第2のハーフブリッジ回路12bcを含むフルブリッジ回路12baを備え、直流電力を交流電力に変換するDC/RF変換器12bを備えている。送電側コントローラ15は、両ハーフブリッジ回路のうち、一方を固定相側に、他方をシフト相側に設定し、各相の出力電圧は、シフト相側が固定相側に対して遅れるようにフェーズシフトPWM制御を行う。シフト相側のハーフブリッジ回路のスイッチング素子Q3,Q4は、互いに直列に接続され、それぞれコンデンサが並列に接続され、固定相側のハーフブリッジ回路のスイッチング素子Q1,Q2は、コンデンサが接続されることなく互いに直列に接続されている。
【選択図】図2
Description
本発明は、送電機器に関する。
従来から、電源コードや送電ケーブルを用いない非接触電力伝送装置として、例えば、磁場共鳴を用いたものが知られている。非接触電力伝送装置は、交流電源と、交流電源から交流電力が入力される1次側コイルとを有する送電機器を備えている。また、非接触電力伝送装置は、1次側コイルと磁場共鳴可能な2次側コイルを有する受電機器を備えている。そして、1次側コイルと2次側コイルとが磁場共鳴することにより、送電機器から受電機器に交流電力が伝送される。
非接触電力伝送装置で、例えば、数kWの電力を伝送する場合、1次側コイルと2次側コイルの位置関係の変動により、送電機器の電源の出力インピーダンスが数Ω〜数十Ωまで変動する。1次側コイルと2次側コイルの位置ズレにより、DC/AC変換部からの出力電圧と出力電流との位相状態が変化して電力損失が発生する。
特許文献1には、電力伝送を行っている状況において、周波数の変動に起因した交流電源の異常を回避することができる非接触電力伝送装置の送電機器が提案されている。特許文献1の送電機器は、交流電力を出力可能な交流電源と、前記交流電力が入力される1次側コイルと、を備えている。そして、交流電源は、2次側コイルを有する受電機器に対して非接触で交流電力を送電するため、交流電源が交流電力を出力している状況において、交流電力の周波数が予め定められた許容範囲から外れた場合に、交流電力の出力が停止されるか、又は交流電力の電力値が小さくなるように制御される。
特許文献1では、交流電源が出力している交流電力の周波数が予め定められた許容範囲から外れたか否かを判断するために、交流電力の周波数を測定する周波数測定器が必要になる。また、交流電力の周波数が予め定められた許容範囲から外れた場合に、交流電力の出力を継続するためには、交流電力の電力値が小さくなるように制御を行う必要があり、電力値を測定する測定装置(電力計)が必要になる。
本発明は、前記の問題に鑑みてなされたものであって、その目的は、互いに直列に接続された2つのスイッチング素子を有する2つのハーフブリッジ回路を含むフルブリッジ回路を備えたDC/AC変換部の、シフト相側のスイッチング損失を小さくすることができる送電機器を提供することにある。
上記課題を解決する送電機器は、予め定められた周波数の交流電力を出力可能な交流電源と、前記交流電力が入力される1次側コイルと、を備え、2次側コイルを有する受電機器の前記2次側コイルに非接触で前記交流電力を送電可能な送電機器である。そして、前記交流電源は、直流電力を前記交流電力に変換するDC/AC変換部を備え、前記DC/AC変換部は、互いに直列に接続された2つのスイッチング素子を有する第1のハーフブリッジ回路及び第2のハーフブリッジ回路を含むフルブリッジ回路を備えている。前記第1及び第2のハーフブリッジ回路の双方を動作させて、フェーズシフトPWM制御を行う制御部は、フェーズシフトPWM制御時に、前記第1及び第2のハーフブリッジ回路のうち、一方を固定相側に設定し、他方をシフト相側に設定し、各相の出力電圧は、前記シフト相側が前記固定相側に対して遅れるようにフェーズシフトPWM制御を行う。前記シフト相側のハーフブリッジ回路の2つのスイッチング素子は、互いに直列に接続され、かつ各スイッチング素子にそれぞれコンデンサが並列に接続されている。前記固定相側のハーフブリッジ回路における2つのスイッチング素子は、各スイッチング素子にそれぞれコンデンサが並列に接続されることなく互いに直列に接続されている。
シフト相側ではターンOFF損失が発生するが、シフト相側のハーフブリッジ回路を構成する各スイッチング素子に対してコンデンサがそれぞれ並列に接続されているため、コンデンサが接続されていない場合に比べて電圧の立ち上がりが緩やかになり、電圧と電流の積が小さくなる。したがって、互いに直列に接続された2つのスイッチング素子を有する2つのハーフブリッジ回路を含むフルブリッジ回路を備えたDC/AC変換部の、シフト相側のスイッチング損失を小さくすることができる。
前記固定相側のハーフブリッジ回路における2つのスイッチング素子には、MOSFETが使用され、各MOSFETのドレイン側に、MOSFETの寄生ダイオードに比べて導通損失が小さな逆流防止用のダイオードが、前記逆流防止用のダイオードのカソードが前記MOSFETのドレイン側となる状態で直列に接続され、前記MOSFETと前記逆流防止用のダイオードとの直列回路に対して、リカバリ電流が寄生ダイオードに比べて小さい還流用のダイオードが、前記還流用のダイオードのアノードが前記MOSFETのソース側となり、前記還流用のダイオードのカソードが前記逆流防止用のダイオードのアノード側となる状態で接続されていることが好ましい。
固定相側におけるターンON損失は、スイッチング素子として使用されるMOSFETの寄生ダイオードのリカバリ電流が大きな要因となっている。この発明によれば、MOSFETの寄生ダイオードにリカバリ電流が流れることが防止されるため、固定相側の位相が進んだときにターンON損失が大きく増加することはない。
本発明によれば、互いに直列に接続された2つのスイッチング素子を有する2つのハーフブリッジ回路を含むフルブリッジ回路を備えたDC/AC変換部の、シフト相側のスイッチング損失を小さくすることができる。
(第1の実施形態)
以下、本発明を具体化した第1の実施形態を図1〜図6にしたがって説明する。
図1に示すように、非接触電力伝送装置10は、非接触で電力伝送が可能な送電機器11及び受電機器21を備えている。送電機器11は地上に設けられており、受電機器21は車両に搭載されている。
以下、本発明を具体化した第1の実施形態を図1〜図6にしたがって説明する。
図1に示すように、非接触電力伝送装置10は、非接触で電力伝送が可能な送電機器11及び受電機器21を備えている。送電機器11は地上に設けられており、受電機器21は車両に搭載されている。
送電機器11は、交流電力を出力する交流電源12を備えている。交流電源12は、予め定められた周波数の交流電力を出力可能に構成されている。詳述すると、交流電源12は、系統電源Eから入力される外部電力としての系統電力を予め定められた電圧値の直流電力に変換する外部電力変換部としてのAC/DC変換器12aと、前記直流電力を予め定められた周波数の交流電力に変換するDC/AC変換部としてのDC/RF変換器12bとを備えている。すなわち、交流電源12は、外部電力を予め定められた電圧値の直流電力に変換する外部電力変換部と、前記直流電力を予め定められた周波数の交流電力に変換するDC/AC変換部とを有する。
交流電源12から出力された交流電力は、非接触で受電機器21に伝送され、受電機器21に設けられた負荷としてのバッテリ22の充電に用いられる。具体的には、非接触電力伝送装置10は、送電機器11及び受電機器21間の電力伝送を行うものとして、送電機器11に設けられた送電器13と、受電機器21に設けられた受電器23とを備えている。送電機器11は、送電機器11に設けられた1次側インピーダンス変換器14を介して、交流電源12から出力された交流電力が送電器13に入力されるように構成されている。受電機器21は、受電器23によって受電される交流電力を整流し、その整流された直流電力を出力する整流器24を備えている。
送電器13及び受電器23は同一の構成となっており、両者は磁場共鳴可能に構成されている。詳細には、送電器13は、互いに並列に接続された1次側コイル13a及び1次側コンデンサ13bを含む共振回路を有している。受電器23は、互いに並列に接続された2次側コイル23a及び2次側コンデンサ23bを含む共振回路を有している。両共振回路の共振周波数は同一に設定されている。すなわち、送電機器11は、1次側コイル13aから、2次側コイル23a及び負荷(バッテリ22)を有する受電機器21の2次側コイル23aに対して非接触で交流電力を送電可能に構成されている。
交流電源12から出力される交流電力の周波数は、送電器13及び受電器23間にて電力伝送が可能となるように、送電器13及び受電器23の共振周波数に対応させて設定されている。例えば、交流電力の周波数は、送電器13及び受電器23の共振周波数と同一に設定されている。なお、これに限られず、電力伝送が可能な範囲内で、交流電力の周波数と、送電器13及び受電器23の共振周波数とがずれていてもよい。
AC/DC変換器12aは、図示しないスイッチング素子を有し、当該スイッチング素子を周期的にON/OFFさせることにより直流電力を出力する。
DC/RF変換器12bは、互いに直列に接続された2つのスイッチング素子を有する2つのハーフブリッジ回路を含むフルブリッジ回路12baを備えている。詳述すると、フルブリッジ回路12baは、互いに直列に接続された第1のスイッチング素子Q1及び第2のスイッチング素子Q2を有する第1のハーフブリッジ回路12bbと、互いに直列に接続された第3のスイッチング素子Q3及び第4のスイッチング素子Q4を有する第2のハーフブリッジ回路12bcとを含む。第1のハーフブリッジ回路12bb及び第2のハーフブリッジ回路12bcは並列に接続されている。各スイッチング素子Q1〜Q4はn型のパワーMOSFETで構成されている。各スイッチング素子Q1〜Q4は、それぞれ、寄生ダイオードD1,D2,D3,D4を有している。
DC/RF変換器12bは、互いに直列に接続された2つのスイッチング素子を有する2つのハーフブリッジ回路を含むフルブリッジ回路12baを備えている。詳述すると、フルブリッジ回路12baは、互いに直列に接続された第1のスイッチング素子Q1及び第2のスイッチング素子Q2を有する第1のハーフブリッジ回路12bbと、互いに直列に接続された第3のスイッチング素子Q3及び第4のスイッチング素子Q4を有する第2のハーフブリッジ回路12bcとを含む。第1のハーフブリッジ回路12bb及び第2のハーフブリッジ回路12bcは並列に接続されている。各スイッチング素子Q1〜Q4はn型のパワーMOSFETで構成されている。各スイッチング素子Q1〜Q4は、それぞれ、寄生ダイオードD1,D2,D3,D4を有している。
第1のスイッチング素子Q1のドレインは、AC/DC変換器12aの正(+)の出力端に接続されており、第2のスイッチング素子Q2のソースは、AC/DC変換器12aの負(−)の出力端に接続されている。第1のスイッチング素子Q1のソースと第2のスイッチング素子Q2のドレインとは、接続線L1を介して接続されている。
同様に、第3のスイッチング素子Q3のドレインは、AC/DC変換器12aの正(+)の出力端に接続されており、第4のスイッチング素子Q4のソースは、AC/DC変換器12aの負(−)の出力端に接続されている。第3のスイッチング素子Q3のソースと第4のスイッチング素子Q4のドレインとは、接続線L2を介して接続されている。
送電器13の一方の入力端(1次側コイル13aの一端)は、1次側インピーダンス変換器14を介して接続線L1に接続されている。送電器13の他方の入力端(1次側コイル13aの他端)は、1次側インピーダンス変換器14を介して接続線L2に接続されている。
送電機器11は、交流電源12の出力電力値の可変制御を含む交流電源12の制御を行う制御部としての送電側コントローラ15を備えている。送電側コントローラ15は、AC/DC変換器12aのスイッチング素子のON/OFF制御(スイッチング制御)を行う。また、DC/RF変換器12bは、フルブリッジ回路12ba(詳細には両ハーフブリッジ回路12bb,12bc)を動作(駆動)させるドライバ回路40を備えている。
送電側コントローラ15は、ドライバ回路40を介してフルブリッジ回路12baのスイッチング素子Q1〜Q4のON/OFF制御(スイッチング制御)を行う。
詳述すると、図2に示すように、ドライバ回路40は、各スイッチング素子Q1〜Q4のゲートに接続されており、各スイッチング素子Q1〜Q4を個別に動作させるものである。送電側コントローラ15は、送電器13及び受電器23の共振周波数と同一又は電力伝送が可能な程度に上記共振周波数に近い周波数の基準パルス信号PG0を出力する発振回路15aを備えている。
詳述すると、図2に示すように、ドライバ回路40は、各スイッチング素子Q1〜Q4のゲートに接続されており、各スイッチング素子Q1〜Q4を個別に動作させるものである。送電側コントローラ15は、送電器13及び受電器23の共振周波数と同一又は電力伝送が可能な程度に上記共振周波数に近い周波数の基準パルス信号PG0を出力する発振回路15aを備えている。
ドライバ回路40は、第1のハーフブリッジ回路12bbを動作させる第1駆動部41と、第2のハーフブリッジ回路12bcを動作させる第2駆動部42とを備えている。第1駆動部41は、基準パルス信号PG0が入力されるものであって、当該基準パルス信号PG0を用いて、第1パルス信号PG1を生成して出力可能に構成されている。第1パルス信号PG1の周波数は基準パルス信号PG0と同一であり、第1パルス信号PG1と基準パルス信号PG0とは同位相である。
また、ドライバ回路40は、第1パルス信号PG1が入力される第1バッファ回路43及び第1NOT回路44を備えている。ドライバ回路40は、第1バッファ回路43の出力信号が第1のスイッチング素子Q1のゲートに入力され、第1NOT回路44の出力信号が第2のスイッチング素子Q2に入力されるように構成されている。
第2駆動部42は、ドライバ回路40に設けられたNOT回路45を介して発振回路15aに接続されたものであって、基準パルス信号PG0の反転信号を用いて第2パルス信号PG2を生成して出力可能に構成されている。第2パルス信号PG2の周波数は基準パルス信号PG0と同一であり、第2パルス信号PG2と基準パルス信号PG0とは逆位相である。
また、ドライバ回路40は、第2パルス信号PG2が入力される第2バッファ回路46及び第2NOT回路47を備えている。ドライバ回路40は、第2バッファ回路46の出力信号が第3のスイッチング素子Q3に入力され、第2NOT回路47の出力信号が第4のスイッチング素子Q4に入力されるように構成されている。
送電側コントローラ15は、2つのハーフブリッジ回路12bb,12bcの双方を動作させて、フェーズシフトPWM制御を行う。送電側コントローラ15は、フェーズシフトPWM制御時に、両ハーフブリッジ回路12bb,12bcのうち、一方のハーフブリッジ回路を固定相に設定し、他方のハーフブリッジ回路をシフト相に設定し、各相の出力電圧は、シフト相側が固定相側に対して遅れるようにフェーズシフトPWM制御を行う。この実施形態では、送電側コントローラ15は、第1のハーフブリッジ回路12bbを固定相に設定し、第2のハーフブリッジ回路12bcをシフト相に設定する。
シフト相側のハーフブリッジ回路である第2のハーフブリッジ回路12bcを構成する互いに直列に接続された2つのスイッチング素子Q3,Q4には、それぞれコンデンサCが並列に接続されている。すなわち、コンデンサCは、各スイッチング素子Q3,Q4の寄生ダイオードD3,D4に並列に接続されている。一方、固定相側のハーフブリッジ回路である第1のハーフブリッジ回路12bbを構成する互いに直列に接続された2つのスイッチング素子Q1,Q2は、各スイッチング素子Q1,Q2にそれぞれコンデンサが並列に接続されることなく互いに直列に接続されている。
なお、送電機器11は、交流電源12の出力電圧値Vout及び出力電流値Iout、すなわち、DC/RF変換器12bの出力電圧値Vout及び出力電流値Ioutを測定する1次側測定器50を備えている。1次側測定器50は、その測定結果を送電側コントローラ15に送信する。送電側コントローラ15は、これらの測定結果からDC/RF変換器12bの出力電力値Poutを把握する。
交流電源12の出力端からバッテリ22までを負荷30とする。1次側インピーダンス変換器14は、負荷30のインピーダンスである電源負荷インピーダンスZpが予め定められた特定電源負荷インピーダンスZptに近づく(好ましくは一致する)ようにインピーダンス変換を行うものである。詳細には、1次側インピーダンス変換器14の定数は、送電器13と受電器23との相対位置が予め定められた基準位置であり、且つ、負荷インピーダンスZLが予め定められた特定負荷インピーダンスである場合に、電源負荷インピーダンスZpが特定電源負荷インピーダンスZptとなるように設定されている。
受電機器21は、送電側コントローラ15と無線通信可能に構成された受電側コントローラ25を備えている。非接触電力伝送装置10は、送電側コントローラ15及び受電側コントローラ25間の情報の送受信を通じて、電力伝送の開始又は終了などを行う。
次に前記のように構成された非接触電力伝送装置10及び送電機器11の作用を説明する。
送電器13及び受電器23が共振状態で出力インピーダンスが高い場合の固定相、シフト相及びDC/RF変換器12b(インバータ)の出力の、電圧/電流波形の模式図は図3に示すようになる。この場合、固定相及びシフト相とも電流がゼロとなった状態でスイッチングが行われるゼロカレントスイッチング(ZCS)となるため、スイッチング損失が小さい。
送電器13及び受電器23が共振状態で出力インピーダンスが高い場合の固定相、シフト相及びDC/RF変換器12b(インバータ)の出力の、電圧/電流波形の模式図は図3に示すようになる。この場合、固定相及びシフト相とも電流がゼロとなった状態でスイッチングが行われるゼロカレントスイッチング(ZCS)となるため、スイッチング損失が小さい。
一方、出力インピーダンスが低い場合は、DC/RF変換器12bの出力デューティを絞らなければならない。その結果、固定相、シフト相及びDC/RF変換器12bの出力の、電圧/電流波形の模式図は図4に示すようになる。すなわち、固定相は電圧に対して電流が進み、シフト相は電圧に対して電流が遅れる。この場合、固定相はターンON損失が発生し、シフト相はターンOFF損失が発生し、出力インピーダンスが高い場合に比べてスイッチング損失が大きくなる。
固定相の電圧波形の見かけ上ターンOFFに見える部分も、インバータ出力のON状態に対応するため、固定相の損失は、いずれもターンON損失になる。一方、シフト相の電圧波形の見かけ上ターンONに見える部分も、インバータ出力のOFF状態に対応するため、シフト相の損失は、いずれもターンOFF損失になる。
シフト相におけるターンOFF損失は、ターンOFF時におけるスイッチング素子の電圧と電流との積により決まる。シフト相のターンOFFの際のスイッチング素子の電圧の立ち上がりと、電流の立ち下がりとの関係は、各スイッチング素子Q3,Q4と並列にコンデンサCが接続された場合と、コンデンサCが接続されていない場合とでは異なる。
図5(a)は、コンデンサCが接続されていない場合の、スイッチング素子の電圧の立ち上がりと、電流の立ち下がりとの関係の模式的図であり、図5(b)は、コンデンサCが接続されている場合の、スイッチング素子の電圧の立ち上がりと、電流の立ち下がりとの関係の模式的図である。電流の立ち下がりは、コンデンサCが接続されていない場合及びコンデンサCが接続されている場合で同じである。しかし、電圧の立ち上がりは、コンデンサCが接続されていない場合に比べて、コンデンサCが接続されている場合の方が緩やかになる。スイッチング素子の電圧の立ち上がりを緩やかにすると、電圧と電流との積が小さくなり、損失が小さくなる。
図4のシフト相の最初のターンOFF損失のタイミングで、電流I2は負の電流になっている。そのため、電流I2は、図6(a)に示すように、負荷30からスイッチング素子Q4を通ってグランドに流れる。この状態から第4のスイッチング素子Q4をOFFにすると、スイッチング素子Q4を流れていた電流I2は急に止まれないため、スイッチング素子Q4にコンデンサCが並列に接続されていない場合は、電流I2はスイッチング素子Q4の寄生ダイオードD4にリカバリ電流として流れる。
一方、スイッチング素子Q4にコンデンサCが並列に接続されている場合は、電流I2が、負荷30からスイッチング素子Q4を通ってグランドに流れている状態から第4のスイッチング素子Q4をOFFにすると、スイッチング素子Q4を流れていた電流I2はコンデンサCをチャージするため、電流I2はスイッチング素子Q4の寄生ダイオードD4にリカバリ電流として流れることはない。そのため、図5(b)に示すように、電圧の立ち上がりが遅く(緩やかに)なる。その結果、シフト相のスイッチング時のオフ損失が小さくなる。
図6(b)に示すように、シフト相側の第2のハーフブリッジ回路12bcの各スイッチング素子Q3,Q4だけでなく、固定相側の第1のハーフブリッジ回路12bbの各スイッチング素子Q1,Q2に対してもコンデンサCをそれぞれ並列に接続した場合は、次のような良くない状況がある。詳述すると、固定相側のスイッチング素子Q2がONの状態で、負荷30に電流I1が流れている状態においては、グランドから電流を引っ張って来ている。この状態でスイッチング素子Q2がOFFになると、寄生ダイオードD2を通って電流が流れ続ける。そのため、コンデンサCにはチャージされない。次にスイッチング素子Q2をOFFにすると、スイッチング素子Q1がONになり、コンデンサCに対してコンデンサCをチャージするように電流が流れる。その結果、スイッチング素子Q1,Q2のスイッチングにより、コンデンサCに充電されたエネルギーは、負荷30で全て消費されるようになる。その結果、固定相側ではコンデンサCを設けることにより、コンデンサCに溜まったエネルギーを消費する分だけ損失が増えることになる。そのため、固定相側の第1のハーフブリッジ回路12bbの第1及び第2のスイッチング素子Q1,Q2にはコンデンサを接続しない方が良い。
この実施形態によれば、以下に示す効果を得ることができる。
(1)送電機器11は、予め定められた周波数の交流電力を出力可能な交流電源12と、交流電力が入力される1次側コイル13aと、を備え、2次側コイル23aを有する受電機器21の2次側コイル23aに非接触で交流電力を送電可能な送電機器である。そして、交流電源12は、直流電力を交流電力に変換するDC/RF変換器12b(DC/AC変換部)を備え、DC/RF変換器12bは、互いに直列に接続された2つのスイッチング素子Q1,Q2、Q3,Q4を有する第1のハーフブリッジ回路12bb及び第2のハーフブリッジ回路12bcを含むフルブリッジ回路12baを備えている。両ハーフブリッジ回路12bb,12bcの双方を動作させて、フェーズシフトPWM制御を行う送電側コントローラ15(制御部)は、フェーズシフトPWM制御時に、両ハーフブリッジ回路12bb,12bcのうち、一方を固定相側に設定し、他方をシフト相側に設定し、各相の出力電圧は、シフト相側が固定相側に対して遅れるようにフェーズシフトPWM制御を行う。シフト相側のハーフブリッジ回路12bcの2つのスイッチング素子Q3,Q4は、互いに直列に接続され、かつ各スイッチング素子Q3,Q4にそれぞれコンデンサCが並列に接続されている。固定相側のハーフブリッジ回路12bbにおける2つのスイッチング素子Q1,Q2は、各スイッチング素子Q1,Q2にそれぞれコンデンサが並列に接続されることなく互いに直列に接続されている。
(1)送電機器11は、予め定められた周波数の交流電力を出力可能な交流電源12と、交流電力が入力される1次側コイル13aと、を備え、2次側コイル23aを有する受電機器21の2次側コイル23aに非接触で交流電力を送電可能な送電機器である。そして、交流電源12は、直流電力を交流電力に変換するDC/RF変換器12b(DC/AC変換部)を備え、DC/RF変換器12bは、互いに直列に接続された2つのスイッチング素子Q1,Q2、Q3,Q4を有する第1のハーフブリッジ回路12bb及び第2のハーフブリッジ回路12bcを含むフルブリッジ回路12baを備えている。両ハーフブリッジ回路12bb,12bcの双方を動作させて、フェーズシフトPWM制御を行う送電側コントローラ15(制御部)は、フェーズシフトPWM制御時に、両ハーフブリッジ回路12bb,12bcのうち、一方を固定相側に設定し、他方をシフト相側に設定し、各相の出力電圧は、シフト相側が固定相側に対して遅れるようにフェーズシフトPWM制御を行う。シフト相側のハーフブリッジ回路12bcの2つのスイッチング素子Q3,Q4は、互いに直列に接続され、かつ各スイッチング素子Q3,Q4にそれぞれコンデンサCが並列に接続されている。固定相側のハーフブリッジ回路12bbにおける2つのスイッチング素子Q1,Q2は、各スイッチング素子Q1,Q2にそれぞれコンデンサが並列に接続されることなく互いに直列に接続されている。
シフト相側ではターンOFF損失が発生するが、シフト相側のハーフブリッジ回路12bcを構成する各スイッチング素子Q3,Q4に対してコンデンサCがそれぞれ並列に接続されているため、電圧の立ち上がりがコンデンサCが接続されていない場合に比べて緩やかになり、電圧と電流の積が小さくなる。したがって、互いに直列に接続された2つのスイッチング素子Q1,Q2、Q3,Q4を有する2つのハーフブリッジ回路12bb,12bcを含むフルブリッジ回路12baを備えたDC/RF変換器12bの、シフト相側のスイッチング損失を小さくすることができる。
(2)スイッチング素子Q1〜Q4としてMOSFETが使用されている。MOSFETは寄生ダイオードを有しているため、寄生ダイオードを有していないトランジスタをスイッチング素子Q1〜Q4として使用する場合と異なり、各スイッチング素子Q1〜Q4にそれぞれダイオードを並列に接続する必要がない。
(第2の実施形態)
次に、第2の実施形態を図7にしたがって説明する。この第2の実施形態は、シフト相側のスイッチング損失を小さくするための構成に加えて、固定相側のスイッチング素子を小さくするための構成を設けた点が第1の実施形態と異なっている。そして、フルブリッジ回路12baを構成する第1のハーフブリッジ回路12bbの構成が第1の実施形態の構成と異なり、その他の構成は同じである。そのため、図7ではDC/RF変換器12bのドライバ回路やドライバ回路と各スイッチング素子Q1〜Q4のゲートを接続する信号ライン等の図示を省略している。
次に、第2の実施形態を図7にしたがって説明する。この第2の実施形態は、シフト相側のスイッチング損失を小さくするための構成に加えて、固定相側のスイッチング素子を小さくするための構成を設けた点が第1の実施形態と異なっている。そして、フルブリッジ回路12baを構成する第1のハーフブリッジ回路12bbの構成が第1の実施形態の構成と異なり、その他の構成は同じである。そのため、図7ではDC/RF変換器12bのドライバ回路やドライバ回路と各スイッチング素子Q1〜Q4のゲートを接続する信号ライン等の図示を省略している。
図7に示すように、固定相側のハーフブリッジ回路である第1のハーフブリッジ回路12bbにおける2つのスイッチング素子Q1,Q2には、MOSFETが使用されている。各MOSFETのドレイン側に、MOSFETの寄生ダイオードD1,D2に比べて導通損失が小さな逆流防止用のダイオードD5が、それぞれ逆流防止用のダイオードD5のカソードがMOSFETのドレイン側となる状態で直列に接続されている。逆流防止用のダイオードD5には大きな電圧が掛からないので、耐圧性能は関係なく、導通損失が小さければよい。
各スイッチング素子Q1,Q2と逆流防止用のダイオードD5との直列回路に対して、リカバリ電流が寄生ダイオードD1,D2のリカバリ電流に比べて小さい還流用のダイオードD6が、還流用のダイオードD6のアノードがMOSFETのソース側となり、還流用のダイオードD6のカソードが逆流防止用のダイオードD5のアノード側となる状態でそれぞれ接続されている。
詳細には、スイッチング素子Q1のソースに還流用のダイオードD6のアノードが接続され、スイッチング素子Q1のドレインに接続された逆流防止用のダイオードD5のアノードに還流用のダイオードD6のカソードが接続される。同様に、スイッチング素子Q2のソースに還流用のダイオードD6のアノードが接続され、スイッチング素子Q2のドレインに接続された逆流防止用のダイオードD5のアノードに還流用のダイオードD6のカソードが接続される。リカバリ電流が小さなダイオードとして、例えば、SiCダイオードが挙げられる。
次に前記のように構成された第1のハーフブリッジ回路12bbの作用を説明する。
固定相におけるターンON損失は、スイッチング素子Q1,Q2として使用されるMOSFETの寄生ダイオードのリカバリ電流が大きな要因となっている。この実施形態の第1のハーフブリッジ回路12bbは、第1の実施形態の第1のハーフブリッジ回路12bbと異なり、各スイッチング素子Q1,Q2のドレイン側に逆流防止用のダイオードD5が直列に接続されている。また、各スイッチング素子Q1,Q2と逆流防止用のダイオードD5との直列回路には、還流用のダイオードD6が、還流用のダイオードD6のアノードがMOSFETのソース側となり、還流用のダイオードD6のカソードが逆流防止用のダイオードD5のアノード側となる状態でそれぞれ接続されている。
固定相におけるターンON損失は、スイッチング素子Q1,Q2として使用されるMOSFETの寄生ダイオードのリカバリ電流が大きな要因となっている。この実施形態の第1のハーフブリッジ回路12bbは、第1の実施形態の第1のハーフブリッジ回路12bbと異なり、各スイッチング素子Q1,Q2のドレイン側に逆流防止用のダイオードD5が直列に接続されている。また、各スイッチング素子Q1,Q2と逆流防止用のダイオードD5との直列回路には、還流用のダイオードD6が、還流用のダイオードD6のアノードがMOSFETのソース側となり、還流用のダイオードD6のカソードが逆流防止用のダイオードD5のアノード側となる状態でそれぞれ接続されている。
そのため、寄生ダイオードD1,D2が導通状態から不導通状態に移行する際にリカバリ電流が寄生ダイオードD1,D2を流れようとしても、逆流防止用のダイオードD5が存在するために寄生ダイオードD1,D2にリカバリ電流が流れるのが防止される。逆流防止用のダイオードD5を設けただけでは、寄生ダイオードD1,D2が果たしていた還流ダイオードの役割を果たせなくなる。しかし、還流用のダイオードD6が設けられているため支障はない。したがって、この実施形態の構成では、シフト相側のスイッチング損失を小さくすることができるだけでなく、スイッチング素子Q1,Q2として使用されるMOSFETの寄生ダイオードにリカバリ電流が流れることが防止されるため、固定相側の位相が進んだときにターンON損失が大きく増加することはない。
実施形態は前記に限定されるものではなく、例えば、次のように具体化してもよい。
○ 固定相側の位相が進んだときにおけるターンON損失を小さくする方法として、負荷の前にフィルタを入れて、電流の位相を遅らせるようにしてもよい。フィルタとしては、例えば、第1のハーフブリッジ回路12bbの出力ラインと第2のハーフブリッジ回路12bcの出力ラインとの間に配置されたコンデンサと、第1のハーフブリッジ回路12bbの出力ラインに挿入されたコイルと、第2のハーフブリッジ回路12bcの出力ラインに挿入されたコイルとで構成されるLCフィルタが設けられる。LCフィルタは、例えば、DC/RF変換器12bと1次側インピーダンス変換器14との間あるいは1次側インピーダンス変換器14と送電器13との間に設けられる。そして、LCフィルタの特性を遅れ位相となるように調整する。例えば、電力伝送を行う使用範囲で最も出力インピーダンスが小さくなるときに、ソフトスイッチングになるようにLCフィルタの定数を設定する。
○ 固定相側の位相が進んだときにおけるターンON損失を小さくする方法として、負荷の前にフィルタを入れて、電流の位相を遅らせるようにしてもよい。フィルタとしては、例えば、第1のハーフブリッジ回路12bbの出力ラインと第2のハーフブリッジ回路12bcの出力ラインとの間に配置されたコンデンサと、第1のハーフブリッジ回路12bbの出力ラインに挿入されたコイルと、第2のハーフブリッジ回路12bcの出力ラインに挿入されたコイルとで構成されるLCフィルタが設けられる。LCフィルタは、例えば、DC/RF変換器12bと1次側インピーダンス変換器14との間あるいは1次側インピーダンス変換器14と送電器13との間に設けられる。そして、LCフィルタの特性を遅れ位相となるように調整する。例えば、電力伝送を行う使用範囲で最も出力インピーダンスが小さくなるときに、ソフトスイッチングになるようにLCフィルタの定数を設定する。
この場合、DC/RF変換器12bの出力インピーダンスが低い場合の電圧/電流波形の模式図は図8に示すようになる。すなわち、固定相はゼロ電流スイッチング(ZCS)となるため、第1の実施形態に比べてスイッチング損失が小さくなる。シフト相はターンOFF損失が大きくなるが、ZVS(ゼロボルトスイッチング)によりスイッチング損失を低減することができる。よって、全体としての損失量を低減できる。
○ シフト相側のハーフブリッジ回路の2つのスイッチング素子にそれぞれ並列に接続されるコンデンサとして可変コンデンサを使用してもよい。シフト相のターンOFFの際のスイッチング素子の電圧の立ち上がりは、コンデンサが接続された場合の方が緩やかになるが、その程度は電流の大きさで変わる。コンデンサの容量が一定の場合、電流が大きければ立ち上がりが速くなり、小さければ緩やかになる。しかし、可変コンデンサを使用した場合、電流の大きさによって容量を変更することにより、電圧の立ち上がりを調整することができる。
○ 外部電力は系統電源Eからの交流電力に限らず、予め定められた電力値の直流電力が入力されてもよい。この場合、AC/DC変換器12aに代えて、DC/DCコンバータを設けてもよい。この場合、DC/DCコンバータが外部電力変換部となる。
○ 各スイッチング素子Q1〜Q4はパワー型のMOSFETであったが、これに限られず、IGBT等の寄生ダイオードを有さないスイッチング素子を用いて、スイッチング素子に並列にダイオードを接続してもよい。
○ 送電器13と受電器23とは同一の構成であったが、これに限られず、異なる構成であってもよい。
○ 1次側コンデンサ13b及び2次側コンデンサ23bを省略してもよい。この場合、1次側コイル13a及び2次側コイル23aの寄生容量を用いて磁場共鳴させる。
○ 1次側コンデンサ13b及び2次側コンデンサ23bを省略してもよい。この場合、1次側コイル13a及び2次側コイル23aの寄生容量を用いて磁場共鳴させる。
○ 実施形態では、非接触の電力伝送を実現させるために磁場共鳴を用いたが、これに限られず、電磁誘導を用いてもよい。
○ 実施形態では、受電器23にて受電された交流電力は車両のバッテリ22の充電に用いられたが、別の用途に用いてもよい。
○ 実施形態では、受電器23にて受電された交流電力は車両のバッテリ22の充電に用いられたが、別の用途に用いてもよい。
D1,D2,D3,D4…寄生ダイオード、D5…逆流防止用のダイオード、D6…還流用のダイオード、Q1,Q2,Q3,Q4…スイッチング素子、11…送電機器、12…交流電源、12ba…フルブリッジ回路、12bb…第1のハーフブリッジ回路、12bb,12bc…ハーフブリッジ回路、12bc…第2のハーフブリッジ回路、13a…1次側コイル、21…受電機器、23a…2次側コイル。
Claims (2)
- 予め定められた周波数の交流電力を出力可能な交流電源と、
前記交流電力が入力される1次側コイルと、
を備え、
2次側コイルを有する受電機器の前記2次側コイルに非接触で前記交流電力を送電可能な送電機器において、
前記交流電源は、直流電力を前記交流電力に変換するDC/AC変換部を備え、
前記DC/AC変換部は、互いに直列に接続された2つのスイッチング素子を有する第1のハーフブリッジ回路及び第2のハーフブリッジ回路を含むフルブリッジ回路を備え、
前記第1及び第2のハーフブリッジ回路の双方を動作させて、フェーズシフトPWM制御を行う制御部は、フェーズシフトPWM制御時に、前記第1及び第2のハーフブリッジ回路のうち、一方を固定相側に設定し、他方をシフト相側に設定し、各相の出力電圧は、前記シフト相側が前記固定相側に対して遅れるようにフェーズシフトPWM制御を行い、
前記シフト相側のハーフブリッジ回路の2つのスイッチング素子は、互いに直列に接続され、かつ各スイッチング素子にそれぞれコンデンサが並列に接続され、
前記固定相側のハーフブリッジ回路における2つのスイッチング素子は、各スイッチング素子にそれぞれコンデンサが並列に接続されることなく互いに直列に接続されていることを特徴とする送電機器。 - 前記固定相側のハーフブリッジ回路における2つのスイッチング素子には、MOSFETが使用され、各MOSFETのドレイン側に、MOSFETの寄生ダイオードに比べて導通損失が小さな逆流防止用のダイオードが、前記逆流防止用のダイオードのカソードが前記MOSFETのドレイン側となる状態で直列に接続され、前記MOSFETと前記逆流防止用のダイオードとの直列回路に対して、リカバリ電流が寄生ダイオードに比べて小さい還流用のダイオードが、前記還流用のダイオードのアノードが前記MOSFETのソース側となり、前記還流用のダイオードのカソードが前記逆流防止用のダイオードのアノード側となる状態で接続されている請求項1に記載の送電機器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2015116557A JP2017005841A (ja) | 2015-06-09 | 2015-06-09 | 送電機器 |
Applications Claiming Priority (1)
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JP2015116557A JP2017005841A (ja) | 2015-06-09 | 2015-06-09 | 送電機器 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2017005841A true JP2017005841A (ja) | 2017-01-05 |
Family
ID=57751959
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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JP2015116557A Pending JP2017005841A (ja) | 2015-06-09 | 2015-06-09 | 送電機器 |
Country Status (1)
Country | Link |
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JP (1) | JP2017005841A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2020027289A1 (ja) * | 2018-08-03 | 2020-02-06 | Ntn株式会社 | 非接触給電装置 |
WO2024171558A1 (ja) * | 2023-02-14 | 2024-08-22 | パナソニックIpマネジメント株式会社 | 電力変換装置 |
-
2015
- 2015-06-09 JP JP2015116557A patent/JP2017005841A/ja active Pending
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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WO2020027289A1 (ja) * | 2018-08-03 | 2020-02-06 | Ntn株式会社 | 非接触給電装置 |
JP2020022330A (ja) * | 2018-08-03 | 2020-02-06 | Ntn株式会社 | 非接触給電装置 |
JP7046758B2 (ja) | 2018-08-03 | 2022-04-04 | Ntn株式会社 | 非接触給電装置 |
WO2024171558A1 (ja) * | 2023-02-14 | 2024-08-22 | パナソニックIpマネジメント株式会社 | 電力変換装置 |
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